JP2012034435A

JP2012034435A - Power converter and motor drive controller

Info

Publication number: JP2012034435A
Application number: JP2010169469A
Authority: JP
Inventors: Hiroaki Akimoto; 浩明秋本
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2010-07-28
Filing date: 2010-07-28
Publication date: 2012-02-16
Anticipated expiration: 2030-07-28
Also published as: JP5563923B2

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce loss of a switching element and facilitate downsizing of the switching element and a heat sink while driving a single-phase AC motor with varying driving condition.SOLUTION: A power converter comprises: a converter circuit 12 that has a switching element and converts and outputs supply power voltage from a DC power supply to intermediate voltage by full-wave rectification; an inverter circuit 14 that has a switching element and synchronizes an output signal of the converter circuit 12 to convert the output signal from DC to AC for supplying the output signal to a single-phase AC motor 15; an adder 20 that outputs a frequency control signal which controls an output signal frequency of the converter circuit 12 based on a rotational state of the single-phase AC motor 15 and a preset target rotational state of the single-phase AC motor 15; and a converter control unit 13 that controls the converter circuit 12, and an inverter control unit 16 that controls the inverter circuit 14 based on the frequency control signal.

Description

本発明は、電力変換装置及びモータ駆動制御装置に係り、特に直流電力を変換して交流モータを駆動する際に電力変換を行う電力変換装置及びこの電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device and a motor drive control device, and more particularly to a power conversion device that performs power conversion when DC power is converted to drive an AC motor, and a motor drive control device including the power conversion device.

従来、単相ブラシレスモータを駆動する制御方式として、回路構成が安価で効率の高い１８０度通電方式が用いられている（たとえば、特許文献１参照）。この１８０度通電方式は、ホール素子などの磁極位置検出素子を用いてロータの磁極位置を検出し、インバータ装置のスイッチング素子をオン／オフさせ、各相の巻線に電流を流してモータを駆動する。
しかし、通電する相を切り替える際にトルクリップルが発生し、振動や騒音を発することとなる。この現象は、特に低回転域において、顕著に表れる。 Conventionally, as a control method for driving a single-phase brushless motor, a 180 ° energization method having a low circuit configuration and high efficiency has been used (for example, see Patent Document 1). This 180-degree energization method detects the magnetic pole position of the rotor using a magnetic pole position detection element such as a Hall element, turns on / off the switching element of the inverter device, and drives the motor by supplying current to the windings of each phase. To do.
However, torque ripple is generated when the phase to be energized is switched, and vibration and noise are generated. This phenomenon is prominent particularly in the low rotation range.

この問題に対し、ロータの回転位置に同期してインバータ回路を構成する直列に接続されたスイッチング素子のうち、高電位側に配置されたスイッチング素子と、低電位側に配置されたスイッチング素子と、を交互に動作させ、正弦波状の変調波信号を生成し、モータ巻線に流れる電流を正弦波状とする制御方式がある。しかし、ロータ位置検出に高価なエンコーダやレゾルバを必要とし、位置検出信号をマイクロコンピュータに入力するためのインタフェース回路は、部品を多数必要とするので、１８０度通電方式と比較して高価になってしまうという問題点があった。 For this problem, among the switching elements connected in series constituting the inverter circuit in synchronization with the rotational position of the rotor, the switching element disposed on the high potential side, the switching element disposed on the low potential side, Are controlled alternately to generate a sinusoidal modulated wave signal and to make the current flowing in the motor winding sinusoidal. However, an expensive encoder or resolver is required for rotor position detection, and the interface circuit for inputting the position detection signal to the microcomputer requires a large number of parts, so that it is more expensive than the 180-degree energization method. There was a problem of end.

また、モータ回転数は、モータに印加される電圧と、当該モータが有する誘起電圧定数の積で決まることから、モータの回転数を上げる場合には、電源電圧を上げるか、あるいは、バッテリなどの電源系統の変更は費用がかかるので電源電圧をそのままに昇圧コンバータを用いて昇圧する手法を採っていた。
いずれにしても、電力変換装置の波形をとらえると、高電位側電源および低電位側電源間の電圧を直列接続されたスイッチング素子をＰＷＭ制御して、矩形波信号を出力している。 In addition, since the motor speed is determined by the product of the voltage applied to the motor and the induced voltage constant of the motor, when increasing the motor speed, either increase the power supply voltage or Since changing the power supply system is expensive, a method of boosting the power supply voltage using the boost converter without changing the power supply voltage has been adopted.
In any case, when grasping the waveform of the power conversion device, the switching element in which the voltage between the high potential side power source and the low potential side power source is connected in series is PWM controlled to output a rectangular wave signal.

特開２０００−１６６２８５号公報JP 2000-166285 A

このとき、スイッチング素子およびこのスイッチング素子と並列に接続されたフライホイールダイオードの損失は、主として導通損失、スイッチング損失、ダイオード導通損失、ダイオード逆回復損失などがある。
導通損失やダイオード導通損失は、主に通電電流と、内部抵抗で決まり、スイッチング損失とダイオード逆回復損失は、通電電流、印加電圧、スイッチング周波数で定まることとなる。
ところで、正弦波波形を一定電圧の矩形波形で擬似的に形成する場合には、正弦波の電圧を超えた領域の電力は無駄に消費されることとなる。 At this time, the loss of the switching element and the flywheel diode connected in parallel with the switching element mainly includes conduction loss, switching loss, diode conduction loss, and diode reverse recovery loss.
The conduction loss and the diode conduction loss are mainly determined by the energization current and the internal resistance, and the switching loss and the diode reverse recovery loss are determined by the energization current, the applied voltage, and the switching frequency.
By the way, when the sine wave waveform is pseudo-formed with a rectangular waveform having a constant voltage, the power in the region exceeding the sine wave voltage is wasted.

したがって、この正弦波の電圧を超えた領域の電力を削減することで、電力消費を抑制するために、引用文献１記載の技術は、電源電圧を昇降圧コンバータで出力するインバータ波形に合わせて、全波波形を出力し、電力損失の低減を図っていた。
ここで、商用電源のように周波数が固定されたものに対しては、コンバータ回路が出力する全波整流信号の周波数は一定であり、インバータ回路の出力信号の周波数も一定であるので、インバータ回路の振幅を制御すれば、所望の正弦波形を有する出力信号を出力することが可能となる。
しかしながら、単相交流モータのように使用状況によって回転数が変動すると、コンバータの出力する全波整流波形およびインバータの出力波形は、実際のモータに必要とされる駆動波形と同期しないものとなり、所望の回転数あるいはトルクを得ることができなくなる。
そこで、本発明の目的は、駆動状態が変化する単相交流モータを駆動するに際して、スイッチング素子の損失を低減し、スイッチング素子や放熱器の小型化を図ることにある。 Therefore, in order to suppress power consumption by reducing the power in the region that exceeds the voltage of the sine wave, the technique described in the cited document 1 is adapted to the inverter waveform that outputs the power supply voltage by the buck-boost converter. A full-wave waveform was output to reduce power loss.
Here, for a commercial power supply with a fixed frequency, the frequency of the full-wave rectified signal output from the converter circuit is constant, and the frequency of the output signal of the inverter circuit is also constant. By controlling the amplitude of the output signal, it is possible to output an output signal having a desired sine waveform.
However, if the number of rotations varies depending on the situation of use, such as a single-phase AC motor, the full-wave rectified waveform output from the converter and the output waveform of the inverter will not be synchronized with the drive waveform required for the actual motor. The rotation speed or torque cannot be obtained.
Accordingly, an object of the present invention is to reduce the loss of the switching element and reduce the size of the switching element and the radiator when driving a single-phase AC motor whose driving state changes.

上記課題を解決するため、本発明の第１態様は、直流電源から供給された電力を変換し、単相交流モータに駆動電力として供給する電力変換装置において、スイッチング素子を有し前記直流電源からの供給電力の電圧を全波整流により中間電圧に変換して出力するコンバータ回路と、スイッチング素子を有し前記コンバータ回路の出力信号に同期して当該出力信号の直流／交流変換を行って前記単相交流モータに供給するインバータ回路と、前記単相交流モータの回転状態および設定された前記単相交流モータの目標回転状態に基づいて前記コンバータ回路の出力信号の周波数を制御する周波数制御信号を出力する周波数制御信号出力部と、前記周波数制御信号に基づいて、前記コンバータ回路および前記インバータ回路を制御する制御部と、を備えたことを特徴としている。 In order to solve the above-described problem, a first aspect of the present invention is a power conversion device that converts electric power supplied from a DC power supply and supplies it as driving power to a single-phase AC motor. A converter circuit that converts the voltage of the supplied power into an intermediate voltage by full-wave rectification and outputs, and a DC / AC conversion of the output signal in synchronism with the output signal of the converter circuit by switching elements. An inverter circuit to be supplied to the phase AC motor, and a frequency control signal for controlling the frequency of the output signal of the converter circuit based on the rotation state of the single phase AC motor and the set target rotation state of the single phase AC motor A frequency control signal output unit that controls the converter circuit and the inverter circuit based on the frequency control signal; It is characterized by comprising a.

上記構成によれば、コンバータ回路は、スイッチング素子を用いて前記直流電源からの供給電力の電圧を全波整流により中間電圧に変換してインバータ回路に出力する。
インバータ回路は、スイッチング素子を用いて前記コンバータ回路の出力信号に同期して当該出力信号の直流／交流変換を行って前記単相交流モータに供給する。
これにより、単相交流モータが回転すると、周波数制御信号出力部は、前記単相交流モータの回転状態および前記単相交流モータの目標回転状態に基づいて前記コンバータ回路の出力信号の周波数を制御する周波数制御信号を制御部に出力する。
これらの結果、制御部は、前記周波数制御信号に基づいて、前記コンバータ回路および前記インバータ回路を制御する。
したがって、コンバータ回路とインバータ回路とは、単相交流モータの回転状態および設定された目標回転状態に基づいて、同期して動作することとなり、スイッチング素子の損失を低減でき、ひいては、スイッチング素子や放熱器の小型化が図れる。 According to the above configuration, the converter circuit converts the voltage of the power supplied from the DC power source into an intermediate voltage by full-wave rectification using the switching element, and outputs the intermediate voltage to the inverter circuit.
The inverter circuit performs DC / AC conversion of the output signal in synchronization with the output signal of the converter circuit using a switching element, and supplies the signal to the single-phase AC motor.
Thus, when the single-phase AC motor rotates, the frequency control signal output unit controls the frequency of the output signal of the converter circuit based on the rotation state of the single-phase AC motor and the target rotation state of the single-phase AC motor. The frequency control signal is output to the control unit.
As a result, the control unit controls the converter circuit and the inverter circuit based on the frequency control signal.
Therefore, the converter circuit and the inverter circuit operate synchronously based on the rotation state of the single-phase AC motor and the set target rotation state, so that the loss of the switching element can be reduced. The device can be downsized.

また、本発明の第２態様は、第１態様において、前記単相交流モータの磁極位置に基づいて前記単相交流モータの回転状態を検出する磁極位置検出器を有し、前記周波数制御信号出力部は、前記磁極位置検出器により検出された前記単相交流モータの実際の回転状態に対応する前記インバータ回路の出力信号の周波数と、目標の周波数と、を加算した周波数に相当する前記周波数制御信号を出力する、ことを特徴としている。
上記構成によれば、磁極位置検出器は、前記単相交流モータの磁極位置に基づいて前記単相交流モータの実際の回転状態を検出する。
これにより、周波数制御信号出力部は、前記磁極位置検出器により検出された前記単相交流モータの実際の回転状態に対応する前記インバータ回路の出力信号の周波数と、目標の周波数と、を加算した周波数に相当する前記周波数制御信号を出力する。
したがって、周波数制御信号は、徐々に単相交流モータの回転状態と目標回転状態とが近づくように制御される。 According to a second aspect of the present invention, there is provided a magnetic pole position detector for detecting a rotation state of the single-phase AC motor based on a magnetic pole position of the single-phase AC motor in the first aspect, and the frequency control signal output The frequency control corresponding to a frequency obtained by adding the frequency of the output signal of the inverter circuit corresponding to the actual rotation state of the single-phase AC motor detected by the magnetic pole position detector and the target frequency It is characterized by outputting a signal.
According to the above configuration, the magnetic pole position detector detects the actual rotation state of the single-phase AC motor based on the magnetic pole position of the single-phase AC motor.
Thus, the frequency control signal output unit adds the frequency of the output signal of the inverter circuit corresponding to the actual rotation state of the single-phase AC motor detected by the magnetic pole position detector and the target frequency. The frequency control signal corresponding to the frequency is output.
Therefore, the frequency control signal is controlled so that the rotational state of the single-phase AC motor and the target rotational state gradually approach each other.

また、本発明の第３態様は、第１態様または第２態様において、前記制御部は、前記コンバータの全波整流信号の周期が、前記単相交流モータの回転数の電気角の周期の倍となるように制御することを特徴としている。
上記構成によれば、コンバータの全波整流信号は、単相交流モータの回転数に同期した状態となり、スイッチング素子の損失を低減できる。 Further, according to a third aspect of the present invention, in the first aspect or the second aspect, the control unit is configured such that the period of the full-wave rectification signal of the converter is twice the period of the electrical angle of the rotation speed of the single-phase AC motor. It is characterized by controlling to become.
According to the above configuration, the full-wave rectified signal of the converter is synchronized with the rotational speed of the single-phase AC motor, and the loss of the switching element can be reduced.

また、本発明の第４態様は、直流電源と、前記直流電源から供給された電力を変換する電力変換装置と、前記電力変換装置から供給された電力を駆動電力として動作する単相交流モータと、を備えたモータ駆動制御装置において、前記電力変換装置は、前記直流電源からの供給電力の電圧を全波整流により中間電圧に変換して出力するコンバータ回路と、前記コンバータ回路の出力信号に同期して当該出力信号の直流／交流変換を行って前記単相交流モータに供給するインバータ回路と、前記単相交流モータの実際の回転状態および前記単相交流モータの目標回転状態に基づいて前記コンバータ回路の出力信号の周波数を制御する周波数制御信号を出力する周波数制御信号出力部と、前記周波数制御信号に基づいて、前記コンバータ回路および前記インバータ回路を制御する制御部と、を備えたことを特徴としている。 A fourth aspect of the present invention is a DC power supply, a power conversion device that converts power supplied from the DC power supply, a single-phase AC motor that operates using power supplied from the power conversion device as drive power, and The power conversion device includes a converter circuit that converts the voltage of the power supplied from the DC power source into an intermediate voltage by full-wave rectification and outputs the intermediate voltage, and is synchronized with an output signal of the converter circuit. An inverter circuit that performs DC / AC conversion of the output signal and supplies it to the single-phase AC motor, and the converter based on the actual rotation state of the single-phase AC motor and the target rotation state of the single-phase AC motor A frequency control signal output unit for outputting a frequency control signal for controlling a frequency of an output signal of the circuit, and the converter circuit and the frequency control signal based on the frequency control signal. It is characterized by comprising a control unit for controlling the inverter circuit.

上記構成によれば、コンバータ回路は、スイッチング素子を用いて前記直流電源からの供給電力の電圧を全波整流により中間電圧に変換してインバータ回路に出力し、インバータ回路は、スイッチング素子を用いて前記コンバータ回路の出力信号に同期して当該出力信号の直流／交流変換を行って前記単相交流モータに供給するので、単相交流モータが回転すると、周波数制御信号出力部は、前記単相交流モータの回転状態および前記単相交流モータの目標回転状態に基づいて前記コンバータ回路の出力信号の周波数を制御する周波数制御信号を制御部に出力する。
これらの結果、制御部は、前記周波数制御信号に基づいて、前記コンバータ回路および前記インバータ回路を制御することとなり、コンバータ回路とインバータ回路とは、単相交流モータの回転状態および設定された目標回転状態に基づいて、同期して動作することとなり、スイッチング素子の損失を低減でき、ひいては、スイッチング素子や放熱器の小型化が図れる。 According to the above configuration, the converter circuit uses the switching element to convert the voltage of the power supplied from the DC power source into an intermediate voltage by full-wave rectification and outputs the intermediate voltage to the inverter circuit. The inverter circuit uses the switching element. Since the DC / AC conversion of the output signal is performed in synchronization with the output signal of the converter circuit and supplied to the single-phase AC motor, when the single-phase AC motor rotates, the frequency control signal output unit Based on the rotation state of the motor and the target rotation state of the single-phase AC motor, a frequency control signal for controlling the frequency of the output signal of the converter circuit is output to the control unit.
As a result, the control unit controls the converter circuit and the inverter circuit on the basis of the frequency control signal. Based on a state, it will operate | move synchronously and the loss of a switching element can be reduced and the size reduction of a switching element and a heat sink can be achieved by extension.

本発明によれば、駆動状態が変化する単相交流モータを駆動するに際して、スイッチング素子の損失を低減し、スイッチング素子や放熱器の小型化を図ることができるという効果を奏する。 According to the present invention, when a single-phase AC motor whose driving state changes is driven, the loss of the switching element can be reduced, and the switching element and the radiator can be reduced in size.

第１実施形態の電力供給装置としての、ハイブリッド車両用の電力供給装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the electric power supply apparatus for hybrid vehicles as an electric power supply apparatus of 1st Embodiment. 第１実施形態の効果の説明図である。It is explanatory drawing of the effect of 1st Embodiment. 単相交流モータが単相４極対モータであり、回転速度を３０００ｒｐｍにする場合の波形説明図である。It is waveform explanatory drawing when a single phase alternating current motor is a single phase 4 pole pair motor, and makes rotational speed 3000rpm. 単相交流モータが単相４極対モータであり、回転速度を６０００ｒｐｍにする場合の波形説明図である。It is waveform explanatory drawing when a single phase alternating current motor is a single phase 4 pole pair motor, and rotational speed shall be 6000 rpm.

以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
図１は、実施形態のモータ駆動制御装置としてのハイブリッド車両用の電力供給装置の回路構成図である。
電力供給装置１０は、直流電源として機能するバッテリ１１と、バッテリ１１からの供給電力の電圧の昇降圧を行うコンバータ回路１２と、コンバータ回路１２の動作制御を行うコンバータ制御部１３と、コンバータ回路１２からの供給電力の直流／交流変換を行って単相交流モータ１５に供給するインバータ回路１４と、コンバータ制御部を介して入力されるインバータ制御信号に基づいて、インバータ回路１４の制御を行うインバータ制御部１６と、単相交流モータ１５の磁極位置を検出する磁極位置検出センサ１７と、磁極位置検出センサ１７の出力信号に基づいて、単相交流モータの回転速度を検出して位置速度検出信号を出力する磁極位置速度検出器１８と、磁極位置速度検出器１８が出力した位置速度検出信号の低周波成分を通過させてインバータ回路１４が出力しているモータ駆動信号の周波数に相当する駆動周波数信号Ｓｖを出力するロウパスフィルタ（ＬＰＦ）１９と、図示しない車両のＥＣＵから入力されるインバータ回路１４の出力周波数を制御するための駆動周波数制御信号Ｓｖｃを駆動周波数信号Ｓｖに加算してコンバータ制御信号Ｖｓを出力する加算器２０と、を備えている。
ここで、コンバータ回路１２、コンバータ制御部１３、インバータ回路１４、インバータ制御部１６及び加算器３０は、電力変換装置を構成している。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a power supply device for a hybrid vehicle as a motor drive control device of an embodiment.
The power supply device 10 includes a battery 11 that functions as a direct current power source, a converter circuit 12 that raises and lowers the voltage of power supplied from the battery 11, a converter control unit 13 that controls the operation of the converter circuit 12, and a converter circuit 12. The inverter circuit 14 that performs DC / AC conversion of the power supplied from the inverter and supplies it to the single-phase AC motor 15 and inverter control that controls the inverter circuit 14 based on the inverter control signal input via the converter control unit Unit 16, a magnetic pole position detection sensor 17 for detecting the magnetic pole position of the single-phase AC motor 15, and a rotational speed of the single-phase AC motor based on the output signal of the magnetic pole position detection sensor 17 to detect a position speed detection signal. The output magnetic pole position speed detector 18 and the low frequency component of the position speed detection signal output by the magnetic pole position speed detector 18 are passed. The low-pass filter (LPF) 19 that outputs the drive frequency signal Sv corresponding to the frequency of the motor drive signal output from the inverter circuit 14 and the output frequency of the inverter circuit 14 that is input from the ECU of the vehicle (not shown). And an adder 20 that adds a drive frequency control signal Svc for control to the drive frequency signal Sv and outputs a converter control signal Vs.
Here, the converter circuit 12, the converter control unit 13, the inverter circuit 14, the inverter control unit 16, and the adder 30 constitute a power conversion device.

コンバータ回路１２は、バッテリ１１の出力電圧Ｖｉを平滑するための１次平滑コンデンサ２１と、入力電圧の昇降圧を行うチョッパ回路を構成する高電位側トランジスタ２２Ｈと、チョッパ回路を構成するとともに、高電位側トランジスタ２２Ｈに直列に接続された低電位側トランジスタ２２Ｌと、を備えている。
さらに、高電位側トランジスタ２２Ｈのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてダイオード２３Ｈが接続され、低電位側トランジスタ２２Ｌのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてダイオード２３Ｌが接続されている。 The converter circuit 12 includes a primary smoothing capacitor 21 for smoothing the output voltage Vi of the battery 11, a high-potential side transistor 22H that forms a chopper circuit that performs step-up / step-down of the input voltage, and a chopper circuit. And a low potential side transistor 22L connected in series to the potential side transistor 22H.
Further, a diode 23H is connected as a free wheel diode between the collector and emitter of the high potential side transistor 22H so as to be forward from the emitter to the collector, and between the collector and emitter of the low potential side transistor 22L. A diode 23L is connected as a free wheel diode so that the forward direction is from the emitter to the collector.

また、コンバータ回路１２は、リアクトルであるコイル２４と、このコイル２４の後段に設けられ、入力電圧の昇降圧を行うチョッパ回路を構成する高電位側トランジスタ２５Ｈと、チョッパ回路を構成するとともに、高電位側トランジスタ２５Ｈに直列に接続された低電位側トランジスタ２５Ｌと、を備えている。
さらに、高電位側トランジスタ２５Ｈのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてダイオード２６Ｈが接続され、低電位側トランジスタ２５Ｌのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてダイオード２６Ｌが接続されている。
また、コンバータ回路１２は、その全波整流信号ＳＣを平滑するための２次平滑コンデンサ２７を備えている。 The converter circuit 12 includes a coil 24 that is a reactor, a high-potential side transistor 25H that is provided in a subsequent stage of the coil 24, and that forms a chopper circuit that performs step-up / step-down of the input voltage, and a chopper circuit. And a low potential side transistor 25L connected in series to the potential side transistor 25H.
Further, a diode 26H is connected as a free wheel diode between the collector and emitter of the high potential side transistor 25H so as to be forward from the emitter to the collector, and between the collector and emitter of the low potential side transistor 25L. A diode 26L is connected as a freewheeling diode so as to be in the forward direction from the emitter to the collector.
Converter circuit 12 includes secondary smoothing capacitor 27 for smoothing full-wave rectified signal SC.

コンバータ制御部１３は、コンバータ制御信号Ｖｓの絶対値信号である基準信号Ｖｒｅｆを出力する絶対値（ＡＢＳ）回路４１と、コンバータ制御信号Ｖｓをそのまま出力する第１バッファ４２と、絶対値回路４１の出力である基準信号Ｖｒｅｆをそのまま出力する第２バッファ４３と、バッテリ１１の出力電圧Ｖｉに対する基準信号Ｖｒｅｆの電圧比（＝Ｖｒｅｆ／Ｖｉ）を求める第１演算回路６１と、基準信号Ｖｒｅｆとバッテリ１１の出力電圧Ｖｉとの電圧差と、基準信号Ｖｒｅｆの電圧との電圧比（＝１−Ｖｉ／Ｖｒｅｆ）を求める第２演算回路６２と、コンバータ回路１２を構成している２次平滑コンデンサ２７の電圧Ｖｍに基づいて、ＰＩ制御（比例積分制御）を行い、目標電圧に対するフィードバック量に相当するフィードバック信号を出力するＰＩ制御回路５０と、第１演算回路６１の出力信号にＰＩ制御回路５０のフィードバック信号を加算して出力する第１加算器４４と、第２演算回路６２の出力に信号にＰＩ制御回路５０のフィードバック信号を加算して出力する第２加算器４５と、第１加算器４４の出力と、所定の三角波と、の差をとってバッテリ１１の電圧Ｖｉを昇圧するために高電位側トランジスタ２２Ｈ及び低電位側トランジスタ２２Ｌをオン／オフさせるためのタイミング信号（矩形信号）を生成する第１コンパレータ４６と、第１コンパレータ４６の出力を反転して低電位側トランジスタ２２Ｌのベースに供給する反転回路４７と、第２加算器４５の出力と、所定の三角波と、の差をとってバッテリ１１の電圧Ｖｉを昇圧あるいは降圧したコンバータ回路の出力である全波整流波形の周波数をコンバータ制御信号Ｖｓに対応する所定の周波数とするために高電位側トランジスタ２５Ｈ及び低電位側トランジスタ２５Ｌをオン／オフさせるためのタイミング信号（矩形信号）を生成する第２コンパレータ４８と、第２コンパレータ４８の出力を反転して低電位側トランジスタ２５Ｌのベースに供給する反転回路４９と、を備えている。 The converter control unit 13 includes an absolute value (ABS) circuit 41 that outputs a reference signal Vref that is an absolute value signal of the converter control signal Vs, a first buffer 42 that outputs the converter control signal Vs as it is, and an absolute value circuit 41 A second buffer 43 that outputs the reference signal Vref as an output as it is, a first arithmetic circuit 61 that calculates a voltage ratio (= Vref / Vi) of the reference signal Vref to the output voltage Vi of the battery 11, a reference signal Vref and the battery 11 A second arithmetic circuit 62 for obtaining a voltage ratio (= 1−Vi / Vref) between the voltage difference between the output voltage Vi and the reference signal Vref, and the secondary smoothing capacitor 27 constituting the converter circuit 12. Based on the voltage Vm, PI control (proportional integral control) is performed, and the feedback corresponding to the feedback amount with respect to the target voltage is performed. A PI control circuit 50 that outputs a signal, a first adder 44 that adds and outputs the feedback signal of the PI control circuit 50 to the output signal of the first arithmetic circuit 61, and an output signal of the second arithmetic circuit 62. In order to boost the voltage Vi of the battery 11 by taking the difference between the second adder 45 that adds and outputs the feedback signal of the PI control circuit 50, the output of the first adder 44, and a predetermined triangular wave. A first comparator 46 that generates a timing signal (rectangular signal) for turning on / off the potential side transistor 22H and the low potential side transistor 22L, and an output of the first comparator 46 are inverted to be a base of the low potential side transistor 22L. A difference between the supplied inverting circuit 47, the output of the second adder 45, and a predetermined triangular wave is used to increase or decrease the voltage Vi of the battery 11. A timing signal (rectangular) for turning on / off the high-potential side transistor 25H and the low-potential side transistor 25L in order to set the frequency of the full-wave rectified waveform, which is the output of the data circuit, to a predetermined frequency corresponding to the converter control signal Vs. Signal) and an inverting circuit 49 that inverts the output of the second comparator 48 and supplies it to the base of the low-potential side transistor 25L.

インバータ回路１４は、高電位側トランジスタ３１Ｈと、高電位側トランジスタ３１Ｈに直列に接続された低電位側トランジスタ３１Ｌと、高電位側トランジスタ３１Ｈのコレクタ−エミッタ間に、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、接続されたフリーホイールダイオードとしてのダイオード３２Ｈと、低電位側トランジスタ２２Ｌのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように接続されたフリーホイールダイオードとしてのダイオード３２Ｌと、低電位側トランジスタ３１Ｌと同時にオン／オフする高電位側トランジスタ３３Ｈと、高電位側トランジスタ３１Ｈと同時にオン／オフする低電位側トランジスタ３３Ｌと、高電位側トランジスタ３３Ｈのコレクタ−エミッタ間に、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように接続されたフリーホイールダイオードとしてのダイオード３４Ｈと、低電位側トランジスタ３３Ｌのコレクタ−エミッタ間に、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように接続されたフリーホイールダイオードとしてのダイオード３４Ｌと、を備えている。ここで、高電位側トランジスタ３１Ｈのエミッタと低電位側トランジスタ３１Ｌの中間接続点に単相交流モータ１５の一方の端子が接続され、高電位側トランジスタ３３Ｈのエミッタと低電位側トランジスタ３３Ｌの中間接続点に単相交流モータ１５の他方の端子が接続されている。 The inverter circuit 14 includes a high potential side transistor 31H, a low potential side transistor 31L connected in series to the high potential side transistor 31H, and a collector-emitter between the high potential side transistor 31H and a forward direction from the emitter to the collector. As shown, the diode 32H as a connected freewheel diode and the collector-emitter of the low-potential side transistor 22L serve as a freewheel diode connected in the forward direction from the emitter to the collector. Between the collector and emitter of the diode 32L, the high potential transistor 33H which is turned on / off simultaneously with the low potential transistor 31L, the low potential transistor 33L which is turned on / off simultaneously with the high potential transistor 31H, and the high potential transistor 33H To the emitter Are connected in a forward direction from the emitter toward the collector between the diode 34H as a free wheel diode connected in the forward direction toward the collector and the collector-emitter of the low-potential side transistor 33L. And a diode 34L as a freewheel diode. Here, one terminal of the single-phase AC motor 15 is connected to an intermediate connection point between the emitter of the high potential transistor 31H and the low potential transistor 31L, and an intermediate connection between the emitter of the high potential transistor 33H and the low potential transistor 33L. The other terminal of the single-phase AC motor 15 is connected to the point.

インバータ制御部１６は、コンバータ回路１２の２次平滑コンデンサ２７の電圧Ｖｍ及びコンバータ制御信号Ｖｓに基づいて、インバータ制御信号を生成し出力する制御量算出部５４と、制御量算出部５４の出力信号と所定の三角波との差に基づいて、インバータ回路１４を駆動するための駆動信号（矩形信号）を出力するコンパレータ５１と、コンパレータ５１の出力信号を反転して低電位側トランジスタ３１Ｌのベースに供給する反転回路５２と、コンパレータ５１の出力信号を反転して高電位側トランジスタ３３Ｈのベースに供給する反転回路５３と、を備えている。
磁極位置検出センサ１７は、単相交流モータ１５の磁極の回転に伴う磁界の変化を検出する第１ホールセンサ１７Ａと、第１ホールセンサ１７Ａとは、所定の電気角だけ離間された位置に配置され、単相交流モータ１５の磁極の回転に伴う磁界の変化を検出する第２ホールセンサ１７Ｂと、を備えている。
磁極位置速度検出器１８は、第１ホールセンサ１７Ａおよび第２ホールセンサ１７Ｂの出力に基づいて、単相交流モータの回転速度（＝インバータ回路１４の出力信号の周波数に比例）に対応する回転速度検出信号を出力する。 The inverter control unit 16 generates and outputs an inverter control signal based on the voltage Vm of the secondary smoothing capacitor 27 of the converter circuit 12 and the converter control signal Vs, and an output signal of the control amount calculation unit 54 And a predetermined triangular wave, a comparator 51 that outputs a drive signal (rectangular signal) for driving the inverter circuit 14, and an output signal of the comparator 51 is inverted and supplied to the base of the low potential side transistor 31L. And an inverting circuit 53 that inverts the output signal of the comparator 51 and supplies the inverted signal to the base of the high potential side transistor 33H.
The magnetic pole position detection sensor 17 is disposed at a position separated from the first hall sensor 17A, which detects a change in the magnetic field accompanying the rotation of the magnetic pole of the single-phase AC motor 15, by a predetermined electrical angle. And a second Hall sensor 17B that detects a change in the magnetic field accompanying the rotation of the magnetic poles of the single-phase AC motor 15.
The magnetic pole position speed detector 18 corresponds to the rotational speed of the single-phase AC motor (= proportional to the frequency of the output signal of the inverter circuit 14) based on the outputs of the first Hall sensor 17A and the second Hall sensor 17B. A detection signal is output.

ここで、具体的な動作説明に先立ち、本実施形態が解決しようとする課題について説明する。
図２は、出力信号波形の説明図である。
インバータ回路１４は、図２（ａ）に示すコンバータ回路１２から出力される全波整流信号ＳＣに基づいて、ＤＣ／ＡＣ変換を行い、動作安定状態においては、全波整流信号ＳＣの周波数の１／２の周波数を有する、モータ駆動信号ＳＩを出力することとなる。
もっとも理想的な状態におけるモータ駆動信号ＳＩを図２（ｂ）に示す、符号ＳＩＴで表すとすると、インバータ回路１４はモータ駆動信号ＳＩの電圧が理想的なモータ駆動信号ＳＩＴを表す曲線に沿って変化するようにモータ駆動信号ＳＩとして、矩形波信号を出力することとなる。 Here, prior to a specific operation description, a problem to be solved by the present embodiment will be described.
FIG. 2 is an explanatory diagram of an output signal waveform.
The inverter circuit 14 performs DC / AC conversion based on the full-wave rectified signal SC output from the converter circuit 12 shown in FIG. 2A, and in the stable operation state, the frequency of the full-wave rectified signal SC is 1 A motor drive signal SI having a frequency of / 2 is output.
If the motor drive signal SI in the most ideal state is represented by the symbol SIT shown in FIG. 2B, the inverter circuit 14 follows the curve in which the voltage of the motor drive signal SI represents the ideal motor drive signal SIT. A rectangular wave signal is output as the motor drive signal SI so as to change.

しかしながら、単相交流モータ１５の回転数が変化している状態においては、必ずしもモータ駆動信号ＳＩの電圧が理想的なモータ駆動信号ＳＩＴを表す曲線に沿って変化することができず、たとえば、図２（ｂ）に示すモータ駆動信号ＳＩＸのように、理想的なモータ駆動信号ＳＩＴとは、ずれてしまい、所望のモータ回転数あるいは所望のモータトルクを得ることができないこととなる。
そこで、本実施形態においては、磁極位置速度検出器１８が磁極位置検出センサ１７の出力信号に基づいて出力した位置速度検出信号に基づいて、コンバータ回路１２の全波整流信号ＳＣの周波数を理想的な状態に制御して、単相交流モータ１５の回転数が遷移しているような状況でも理想的なモータ駆動信号ＳＩを出力するようにしている。 However, in the state where the rotational speed of the single-phase AC motor 15 is changing, the voltage of the motor drive signal SI cannot always change along the curve representing the ideal motor drive signal SIT. Like the motor drive signal SIX shown in 2 (b), it deviates from the ideal motor drive signal SIT, and the desired motor rotation speed or desired motor torque cannot be obtained.
Therefore, in the present embodiment, the frequency of the full-wave rectification signal SC of the converter circuit 12 is ideally set based on the position / velocity detection signal output from the magnetic pole position / velocity detector 18 based on the output signal of the magnetic pole position detection sensor 17. Thus, the ideal motor drive signal SI is output even in a situation where the rotational speed of the single-phase AC motor 15 is changing.

動作安定状態においては、上述したように、モータ駆動信号ＳＩの周波数は、全波整流信号ＳＣの周波数の１／２の周波数となっているため、本実施形態では、コンバータ制御信号Ｖｓとして、図示しない車両のＥＣＵから入力されるインバータ回路１４の出力周波数を制御するための駆動周波数制御信号Ｓｖｃと、インバータ回路１４のモータ駆動信号ＳＩに対応する駆動周波数信号Ｓｖと、を加算した信号を出力している。
この結果、駆動周波数制御信号Ｓｖｃに相当するモータ駆動信号ＳＩの周波数をνとし、駆動周波数信号Ｓｖに相当するモータ駆動信号ＳＩの周波数をν＋Δνとすると、コンバータ制御信号Ｖｓに相当するモータ駆動信号ＳＩの周波数νｘは、次式で表される。
νｘ＝（ν＋ν＋Δν）／２
＝ν＋Δν／２
となる。すなわち、実際のモータ駆動信号ＳＩの周波数と、駆動周波数制御信号Ｓｖｃに相当する周波数との中間の値を次回の目標周波数とすることとなるので、徐々に実際のモータ駆動信号ＳＩの周波数と、駆動周波数制御信号Ｓｖｃに相当する周波数と、の差が少なくなるように制御がなされ、単相交流モータ１５は、所望の回転速度あるいは所望のトルクを得ることが可能となる。 In the stable operation state, as described above, the frequency of the motor drive signal SI is ½ the frequency of the full-wave rectified signal SC. Therefore, in the present embodiment, the frequency is shown as the converter control signal Vs. A signal obtained by adding the drive frequency control signal Svc for controlling the output frequency of the inverter circuit 14 input from the ECU of the vehicle not to be driven and the drive frequency signal Sv corresponding to the motor drive signal SI of the inverter circuit 14 is output. ing.
As a result, if the frequency of the motor drive signal SI corresponding to the drive frequency control signal Svc is ν and the frequency of the motor drive signal SI corresponding to the drive frequency signal Sv is ν + Δν, the motor drive signal SI corresponding to the converter control signal Vs. The frequency νx is expressed by the following equation.
νx = (ν + ν + Δν) / 2
= Ν + Δν / 2
It becomes. That is, since an intermediate value between the frequency of the actual motor drive signal SI and the frequency corresponding to the drive frequency control signal Svc is set as the next target frequency, the frequency of the actual motor drive signal SI is gradually increased. Control is performed so as to reduce the difference from the frequency corresponding to the drive frequency control signal Svc, and the single-phase AC motor 15 can obtain a desired rotational speed or a desired torque.

次に具体的な動作を説明する。
初期状態においては、単相交流モータ１５が停止状態（すなわち、実際の単相交流モータ１５の周波数＝０）にあるものとする。
まず、図示しないＥＣＵから駆動周波数制御信号Ｓｖｃが入力されると、加算器２０は、駆動周波数制御信号Ｓｖｃをそのままコンバータ制御信号Ｖｓとしてコンバータ制御部１３に出力する。
これによりコンバータ制御部１３の絶対値（ＡＢＳ）回路４１は、コンバータ制御信号Ｖｓの絶対値信号である基準信号Ｖｒｅｆを第１演算回路６１および第２演算回路６２に第１バッファ４２を介して出力する。 Next, a specific operation will be described.
In the initial state, it is assumed that the single-phase AC motor 15 is in a stopped state (that is, the actual frequency of the single-phase AC motor 15 = 0).
First, when the drive frequency control signal Svc is input from an ECU (not shown), the adder 20 outputs the drive frequency control signal Svc as it is to the converter control unit 13 as the converter control signal Vs.
As a result, the absolute value (ABS) circuit 41 of the converter control unit 13 outputs the reference signal Vref, which is an absolute value signal of the converter control signal Vs, to the first arithmetic circuit 61 and the second arithmetic circuit 62 via the first buffer 42. To do.

このとき、第１演算回路６１および第２演算回路６２の演算結果に基づいて、単相交流モータ１５がバッテリ１１の放電電圧で所望の回転数が保てる場合には、高電位側トランジスタ２２Ｈ及び高電位側トランジスタ２５Ｈは、オン状態となり、実効的にコンバータは動作していない状態で、バッテリ１１の電圧が２次平滑コンデンサ２７を介してインバータ回路１４に印加されることとなる。また、単相交流モータ１５がバッテリ１１の放電電圧で所望の回転数が保てない場合には、昇圧が必要となるので、第１演算回路６１の演算結果に基づき、高電位側トランジスタ２２Ｈはオン状態、低電位側トランジスタ２２Ｌはオフ状態である。このとき、高電位側トランジスタ２５Ｈ及び低電位側トランジスタ２５Ｌは、昇圧する電圧に応じたタイミングで交互にオン／オフを繰り返し、コイル２４と共働して、バッテリ１１の電圧を昇圧して、２次平滑コンデンサ２７を介してインバータ回路１４に印加することとなる。 At this time, based on the calculation results of the first calculation circuit 61 and the second calculation circuit 62, when the single-phase AC motor 15 can maintain a desired rotation speed with the discharge voltage of the battery 11, the high-potential side transistor 22H and the high-voltage transistor 22H The potential side transistor 25H is turned on, and the voltage of the battery 11 is applied to the inverter circuit 14 via the secondary smoothing capacitor 27 while the converter is not effectively operating. In addition, when the single-phase AC motor 15 cannot maintain the desired rotation speed with the discharge voltage of the battery 11, boosting is necessary. Therefore, based on the calculation result of the first calculation circuit 61, the high-potential side transistor 22 </ b> H The on state and the low potential side transistor 22L are in the off state. At this time, the high-potential side transistor 25H and the low-potential side transistor 25L are repeatedly turned on / off alternately at a timing according to the voltage to be boosted, and cooperate with the coil 24 to boost the voltage of the battery 11 to 2 The voltage is applied to the inverter circuit 14 through the next smoothing capacitor 27.

これにより、インバータ制御部１６は、駆動周波数制御信号Ｓｖｃに対応する周波数を有する周波数で、インバータ回路１４を制御することとなる。
そして、単相交流モータ１５は、インバータ回路１４により印加された電圧及び周波数で駆動されることとなる。
続いて、磁極位置検出センサ１７の第１ホールセンサ１７Ａ及び第２ホールセンサ１７Ｂは、単相交流モータ１５の磁極の回転に伴う磁界の変化を検出して、検出信号を磁極位置速度検出器１８に出力する。
磁極位置速度検出器１８は、第１ホールセンサ１７Ａおよび第２ホールセンサ１７Ｂの出力に基づいて、単相交流モータ１５の回転速度（＝インバータ回路１４の出力信号の周波数に比例）に対応する回転速度検出信号をＬＰＦ１９に出力する。 As a result, the inverter control unit 16 controls the inverter circuit 14 at a frequency having a frequency corresponding to the drive frequency control signal Svc.
The single-phase AC motor 15 is driven with the voltage and frequency applied by the inverter circuit 14.
Subsequently, the first Hall sensor 17A and the second Hall sensor 17B of the magnetic pole position detection sensor 17 detect a change in the magnetic field accompanying the rotation of the magnetic pole of the single-phase AC motor 15, and detect the detection signal as a magnetic pole position speed detector 18. Output to.
The magnetic pole position speed detector 18 rotates according to the rotational speed of the single-phase AC motor 15 (= proportional to the frequency of the output signal of the inverter circuit 14) based on the outputs of the first Hall sensor 17A and the second Hall sensor 17B. A speed detection signal is output to the LPF 19.

続いて、ＬＰＦ１９は、回転速度検出信号のノイズ成分などの高域成分を除去して加算器２０に駆動周波数信号Ｓｖとして出力する。
この結果、加算器２０は、図示しない車両のＥＣＵから入力されるインバータ回路１４の出力周波数を制御するための駆動周波数制御信号Ｓｖｃを駆動周波数信号Ｓｖに加算してコンバータ制御信号Ｖｓとして出力する。
このときのコンバータ制御信号Ｖｓは、上述したように、実際のモータ駆動信号ＳＩの周波数と、駆動周波数制御信号Ｓｖｃに相当する周波数との中間の値を次回の目標周波数とすることとなるので、徐々に実際のモータ駆動信号ＳＩの周波数と、駆動周波数制御信号Ｓｖｃに相当する周波数と、の差が少なくなるように制御がなされる。 Subsequently, the LPF 19 removes a high frequency component such as a noise component of the rotation speed detection signal and outputs it to the adder 20 as a drive frequency signal Sv.
As a result, the adder 20 adds the drive frequency control signal Svc for controlling the output frequency of the inverter circuit 14 input from the ECU of the vehicle (not shown) to the drive frequency signal Sv and outputs it as the converter control signal Vs.
As described above, the converter control signal Vs at this time has an intermediate value between the frequency of the actual motor drive signal SI and the frequency corresponding to the drive frequency control signal Svc as the next target frequency. Control is performed so that the difference between the actual frequency of the motor drive signal SI and the frequency corresponding to the drive frequency control signal Svc gradually decreases.

具体的には、単相交流モータ１５が４極対モータであり、磁極位置速度検出器１８が、第１ホールセンサ１７Ａおよび第２ホールセンサ１７Ｂの出力に基づいて、得られた単相交流モータ１５の回転速度が３０３０ｒｐｍであり、図示しない車両のＥＣＵから入力される駆動周波数制御信号Ｓｖｃに相当する単相交流モータ１５の回転速度が３０００ｒｐｍであったとすると、
駆動周波数信号Ｓｖに相当する周波数＝３０３０／６０×４
＝２０２［Ｈｚ］
となり、
駆動周波数制御信号Ｓｖｃに相当する周波数＝３０００／６０×４
＝２００［Ｈｚ］
となる。 Specifically, the single-phase AC motor 15 is a 4-pole pair motor, and the magnetic pole position speed detector 18 is obtained based on the outputs of the first Hall sensor 17A and the second Hall sensor 17B. 15 is 3030 rpm, and the rotation speed of the single-phase AC motor 15 corresponding to the drive frequency control signal Svc input from the vehicle ECU (not shown) is 3000 rpm.
Frequency corresponding to drive frequency signal Sv = 3030/60 × 4
= 202 [Hz]
And
Frequency corresponding to drive frequency control signal Svc = 3000/60 × 4
= 200 [Hz]
It becomes.

したがって、コンバータ制御信号Ｖｓとしてコンバータ回路１２の全波整流信号の周波数が４０２［Ｈｚ］となるように設定されることとなる。
このことは、単相交流モータ１５の回転数の電気角の周期の倍の周期でコンバータ回路１２の全波整流波形を制御することとなる。
この結果、インバータ回路１４としては、ＳＩの周波数が、現在の周波数である２０２［Ｈｚ］と目標となる周波数である２００［Ｈｚ］の中間の２０１［Ｈｚ］となるように制御がなされることとなる。
よって、徐々に実際の単相交流モータ１５の回転数に合わせてコンバータ回路１２の全波整流波形を得ることができるとともに、これに同期したインバータ回路１４の出力信号を得ることができるので、単相交流モータ１５を所望の回転数（回転速度）あるいは所望のトルクで駆動することが可能となり、スイッチング素子損失の低減が図れることとなる。 Therefore, the frequency of the full-wave rectified signal of the converter circuit 12 is set to 402 [Hz] as the converter control signal Vs.
This means that the full-wave rectified waveform of the converter circuit 12 is controlled at a cycle that is twice the cycle of the electrical angle of the rotational speed of the single-phase AC motor 15.
As a result, the inverter circuit 14 is controlled so that the SI frequency is 201 [Hz], which is intermediate between the current frequency of 202 [Hz] and the target frequency of 200 [Hz]. It becomes.
Therefore, the full-wave rectified waveform of the converter circuit 12 can be obtained gradually in accordance with the actual rotational speed of the single-phase AC motor 15, and the output signal of the inverter circuit 14 synchronized with this can be obtained. The phase AC motor 15 can be driven at a desired rotational speed (rotational speed) or a desired torque, and switching element loss can be reduced.

図３は、単相交流モータが単相４極対モータであり、回転速度を３０００ｒｐｍにする場合の波形説明図である。
また、図４は、単相交流モータが単相４極対モータであり、回転速度を６０００ｒｐｍにする場合の波形説明図である。
図３および図４のいずれの場合においても、全波整流信号ＳＣと、この全波整流信号ＳＣの１／２の周波数を有するモータ駆動信号ＳＩは、完全に同期して出力されており、単相交流モータ１５を所望の回転数（回転速度）あるいは所望のトルクで駆動できていることがわかる。この結果、スイッチング素子損失の低減が図れ、スイッチング素子の小型化や、放熱器の小型化が可能となる。 FIG. 3 is a waveform explanatory diagram when the single-phase AC motor is a single-phase four-pole motor and the rotational speed is 3000 rpm.
FIG. 4 is a waveform explanatory diagram when the single-phase AC motor is a single-phase four-pole motor and the rotational speed is 6000 rpm.
In both cases of FIGS. 3 and 4, the full-wave rectified signal SC and the motor drive signal SI having a frequency half that of the full-wave rectified signal SC are output in complete synchronization. It can be seen that the phase AC motor 15 can be driven at a desired rotational speed (rotational speed) or a desired torque. As a result, the switching element loss can be reduced, and the switching element can be downsized and the radiator can be downsized.

以上の説明では、コンバータ回路１２において、コイル２４の上流側には、２個のトランジスタ２２Ｈ、２２Ｌを対として用いていたが、さらに電流容量が必要とされる場合には、同様の高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタの対を、２個のトランジスタ２２Ｈ、２２Ｌと並列に、一対あるいは複数対配置するように構成することも可能である。この場合には、上述した実施形態と同様に、直列に接続している高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタのそれぞれのコレクタ−エミッタ間に、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてのダイオードを接続する。 In the above description, in the converter circuit 12, the two transistors 22H and 22L are used as a pair on the upstream side of the coil 24. However, when more current capacity is required, the same high potential side is used. It is also possible to configure a pair of a transistor and a low-potential side transistor so that a pair or a plurality of pairs are arranged in parallel with the two transistors 22H and 22L. In this case, as in the above-described embodiment, the forward direction is from the emitter to the collector between the collector and emitter of the high-potential side transistor and the low-potential side transistor connected in series. Connect a diode as a freewheeling diode.

同様に、コンバータ回路１２において、コイル２４の下流側には、２個のトランジスタ２５Ｈ、２５Ｌを対として用いていたが、さらに電流容量が必要とされる場合には、同様の高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタの対を、２個のトランジスタ２５Ｈ、２５Ｌと並列に、一対あるいは複数対配置するように構成することも可能である。この場合にも、直列に接続している高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタのそれぞれのコレクタ−エミッタ間に、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてのダイオードを接続する。 Similarly, in the converter circuit 12, the two transistors 25H and 25L are used as a pair on the downstream side of the coil 24. However, when a current capacity is required, the same high-potential side transistor and It is also possible to configure a pair of low potential transistors such that one or more pairs are arranged in parallel with the two transistors 25H and 25L. In this case as well, a diode as a freewheel diode is connected between the collector and emitter of the high-potential side transistor and low-potential side transistor connected in series so that the forward direction is from the emitter to the collector. To do.

また、以上の説明では、詳細に述べなかったが、高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタとして、ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタなどのスイッチング素子を使用することが可能である。 Although not described in detail in the above description, switching elements such as IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors), MOSFETs, and bipolar transistors can be used as the high-potential side transistor and the low-potential side transistor.

１０電力供給装置
１１バッテリ
１２コンバータ回路
１３コンバータ制御部（制御部）
１４インバータ回路
１５単相交流モータ
１６インバータ制御部（制御部）
１７磁極位置検出センサ
１７Ａ第１ホールセンサ
１７Ｂ第２ホールセンサ
１８磁極位置速度検出器
１９ＬＰＦ
２０加算器（周波数制御信号出力部）
２１１次平滑コンデンサ
２２Ｈ高電位側トランジスタ（スイッチング素子）
２２Ｌ低電位側トランジスタ（スイッチング素子）
２５Ｈ高電位側トランジスタ（スイッチング素子）
２５Ｌ低電位側トランジスタ（スイッチング素子）
２７２次平滑コンデンサ
３０加算器
３１Ｈ高電位側トランジスタ（スイッチング素子）
３１Ｌ低電位側トランジスタ（スイッチング素子）
３３Ｈ高電位側トランジスタ（スイッチング素子）
３３Ｌ低電位側トランジスタ（スイッチング素子）
４１絶対値回路
４２第１バッファ
４３第２バッファ
４４第１加算器
４５第２加算器
４６第１コンパレータ
４７反転回路
４８第２コンパレータ
４９反転回路
５０ＰＩ制御回路
５１コンパレータ
５２反転回路
５３反転回路
５４制御量算出部
６１第１演算回路
６２第２演算回路
ＳＣ全波整流信号
ＳＩモータ駆動信号
ＳＩＴモータ駆動信号
ＳＩＸモータ駆動信号
Ｓｖ駆動周波数信号
Ｓｖｃ駆動周波数制御信号
Ｖｓコンバータ制御信号
νｘ周波数 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Electric power supply apparatus 11 Battery 12 Converter circuit 13 Converter control part (control part)
14 Inverter circuit 15 Single-phase AC motor 16 Inverter control unit (control unit)
17 Magnetic pole position detection sensor 17A 1st Hall sensor 17B 2nd Hall sensor 18 Magnetic pole position speed detector 19 LPF
20 Adder (frequency control signal output unit)
21 Primary smoothing capacitor 22H High-potential side transistor (switching element)
22L Low-potential side transistor (switching element)
25H High-potential side transistor (switching element)
25L Low-potential side transistor (switching element)
27 Secondary smoothing capacitor 30 Adder 31H High potential side transistor (switching element)
31L Low-potential side transistor (switching element)
33H High-potential side transistor (switching element)
33L Low-potential side transistor (switching element)
41 absolute value circuit 42 first buffer 43 second buffer 44 first adder 45 second adder 46 first comparator 47 inversion circuit 48 second comparator 49 inversion circuit 50 PI control circuit 51 comparator 52 inversion circuit 53 inversion circuit 54 control Quantity calculator 61 First arithmetic circuit 62 Second arithmetic circuit SC Full-wave rectified signal SI Motor drive signal SIT Motor drive signal SIX Motor drive signal Sv Drive frequency signal Svc Drive frequency control signal Vs Converter control signal νx Frequency

Claims

In a power conversion device that converts power supplied from a DC power source and supplies it as drive power to a single-phase AC motor,
A converter circuit that has a switching element, converts the voltage of the power supplied from the DC power source into an intermediate voltage by full-wave rectification, and outputs the intermediate voltage;
An inverter circuit having a switching element, performing DC / AC conversion of the output signal in synchronization with the output signal of the converter circuit and supplying the single-phase AC motor;
A frequency control signal output unit for outputting a frequency control signal for controlling the frequency of the output signal of the converter circuit based on the rotation state of the single-phase AC motor and the set target rotation state of the single-phase AC motor;
Based on the frequency control signal, a control unit that controls the converter circuit and the inverter circuit;
A power conversion device comprising:

The power conversion device according to claim 1,
A magnetic pole position detector for detecting an actual rotation state of the single-phase AC motor based on a magnetic pole position of the single-phase AC motor;
The frequency control signal output unit has a frequency obtained by adding the frequency of the output signal of the inverter circuit corresponding to the actual rotation state of the single-phase AC motor detected by the magnetic pole position detector and the target frequency. Outputting the corresponding frequency control signal,
The power converter characterized by the above-mentioned.

In the power converter device according to claim 1 or 2,
The said control part is controlled so that the period of the full wave rectification signal of the said converter may become twice the period of the electrical angle of the rotation speed of the said single phase alternating current motor.

In a motor drive control device comprising: a DC power supply; a power converter that converts power supplied from the DC power supply; and a single-phase AC motor that operates using the power supplied from the power converter as drive power.
The power converter is a converter circuit that converts the voltage of power supplied from the DC power source into an intermediate voltage by full-wave rectification and outputs the intermediate voltage;
An inverter circuit for performing DC / AC conversion of the output signal in synchronization with the output signal of the converter circuit and supplying the single-phase AC motor;
A frequency control signal output unit that outputs a frequency control signal that controls a frequency of an output signal of the converter circuit based on an actual rotation state of the single-phase AC motor and a target rotation state of the single-phase AC motor;
Based on the frequency control signal, a control unit that controls the converter circuit and the inverter circuit;
A motor drive control device comprising: