JP5862125B2 - Control device for power converter - Google Patents
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Description
この発明は、モータを可変速駆動する電力変換装置の制御装置に係り、特にDC−DCコンバータとインバータとからなる電力変換装置の制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for a power conversion device that drives a motor at a variable speed, and more particularly to a control device for a power conversion device that includes a DC-DC converter and an inverter.
電気車の動力源として、可変速範囲が広範囲である永久磁石同期モータが期待されている。また、永久磁石同期モータを可変速駆動するための電源としては、可変周波数電源であるインバータが一般的である。ここで、インバータに対して可変速範囲が広い永久磁石同期モータを負荷として接続した場合、永久磁石同期モータの誘起電圧がモータの回転速度に比例して上昇し、モータに誘起される逆起電圧に対してインバータの出力電圧が不足する可能性がある。このようにインバータの出力電圧が不足すると、インバータからモータに所望の電流を流すことができなくなるため、モータにおいて必要なトルクを発生することができなくなる可能性がある。そこで、従来、非同期PWM(Pulse Width Modulation;パルス幅変調)モードにてインバータを運転している領域では、最大トルク/電流制御や弱め磁束制御により、モータに誘起される逆起電圧に対するインバータの出力電圧のマージン不足の問題を回避する策が採られていた。ここで、非同期PWMモードとは、インバータからモータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調によりPWMパルスであるゲート信号を生成するモードである。 As a power source for electric vehicles, a permanent magnet synchronous motor with a wide variable speed range is expected. As a power source for driving the permanent magnet synchronous motor at a variable speed, an inverter that is a variable frequency power source is generally used. Here, when a permanent magnet synchronous motor with a wide variable speed range is connected to the inverter as a load, the induced voltage of the permanent magnet synchronous motor rises in proportion to the rotational speed of the motor, and the counter electromotive voltage induced in the motor In contrast, the output voltage of the inverter may be insufficient. If the output voltage of the inverter is insufficient in this way, a desired current cannot be passed from the inverter to the motor, so that there is a possibility that a necessary torque cannot be generated in the motor. Therefore, conventionally, in the region where the inverter is operated in the asynchronous PWM (Pulse Width Modulation) mode, the output of the inverter with respect to the counter electromotive voltage induced in the motor by the maximum torque / current control or the flux weakening control. Measures were taken to avoid the problem of insufficient voltage margin. Here, the asynchronous PWM mode is a gate which is a PWM pulse by pulse width modulation using a voltage command for instructing an AC voltage waveform to be supplied from the inverter to the motor and a carrier having a predetermined frequency asynchronous to the voltage command. This is a mode for generating a signal.
最大トルク/電流制御および弱め磁束制御では、モータに流す電流を制御する。モータの電機子巻線(固定子巻線)に流れる電流は、ロータの永久磁石のN極の方向を向いたd軸に沿った成分であるd軸電流idと、このd軸と直交するq軸に沿った成分であるq軸電流iqに分解することができる。ここで、q軸電流iqはモータにおいてマグネットトルクの発生に寄与し、d軸電流idとq軸電流iqはリラクタンストルクの発生に寄与する。最大トルク/電流制御および弱め磁束制御では、このd軸電流idおよびq軸電流iqを成分とする電流ベクトルの制御を行う。 In the maximum torque / current control and the flux weakening control, the current flowing to the motor is controlled. Current flowing through the motor armature winding (stator winding) of a d-axis current i d is a component along the d-axis oriented in the direction of the N pole of the rotor of the permanent magnets, perpendicular to the d-axis It can be decomposed into a q-axis current i q which is a component along the q-axis. Here, the q-axis current i q contributes to the generation of magnet torque in the motor, and the d-axis current i d and the q-axis current i q contribute to the generation of reluctance torque. In the maximum torque / current control and the flux-weakening control, a current vector having the d-axis current id and the q-axis current iq as a component is controlled.
最大トルク/電流制御では、絶対値が同じである電流ベクトル群の中からトルクが最大となる電流ベクトルを選び、その最大のトルクとそのトルクが得られる電流ベクトルとを対応付けておく。そして、必要なトルクが与えられた場合に、そのトルクに対応付けられた電流ベクトルを求め、そのような電流ベクトルの成分であるd軸電流idおよびq軸電流iqをモータに流すための電流位相制御を行う。この最大トルク/電流制御を行うことにより、必要なトルクを得るためにモータに流す電流を最小とし、モータに発生する銅損を最小にすることにより、モータの逆起電圧とインバータの出力電圧との間に設けるべきマージンを少なくすることができる。 In the maximum torque / current control, a current vector having the maximum torque is selected from a current vector group having the same absolute value, and the maximum torque is associated with a current vector from which the torque is obtained. When the required torque is given to obtain the current vector associated with that torque, for the flow of such a current which is a component of the vector d-axis current i d and the q-axis current i q to the motor Perform current phase control. By performing this maximum torque / current control, the current flowing through the motor is minimized to obtain the required torque, and the copper loss generated in the motor is minimized, so that the back electromotive voltage of the motor and the output voltage of the inverter It is possible to reduce the margin to be provided between the two.
また、弱め界磁制御は、負のd軸電流idをモータの電機子巻線に流すことによりロータの回転によって電機子巻線に発生する逆起電圧を減らし、これによりq軸電流iqを増加させ、モータのトルクを増加させるものである。なお、弱め界磁制御および上述の最大トルク/電流制御は例えば非特許文献1に開示されている。
The field weakening control reduces the counter electromotive voltage generated in the armature winding by rotating the rotor by passing a negative d-axis current id through the motor armature winding, thereby increasing the q-axis current i q . To increase the torque of the motor. The field weakening control and the above-described maximum torque / current control are disclosed in
弱め界磁制御を行うことにより、モータの回転速度が高い領域におけるトルク不足の問題をある程度解決することができる。しかしながら、弱め界磁制御にも限界があり、モータの回転速度がある限度を越えると、非同期PWMモードにおいて弱め界磁制御を行っても、高速回転領域において所望のトルクが得られない問題が発生する。 By performing field weakening control, the problem of insufficient torque in a region where the rotational speed of the motor is high can be solved to some extent. However, there is a limit to field weakening control, and if the rotational speed of the motor exceeds a certain limit, a problem that a desired torque cannot be obtained in the high speed rotation region occurs even if field weakening control is performed in the asynchronous PWM mode.
そこで、制御装置におけるゲート信号の生成モードを非同期PWMモードから例えば1パルスの同期PWMモードへ切り替えるという制御が行われる場合がある。ここで、同期PWMモードとは、インバータからモータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して同期したキャリアとを用いたパルス幅変調によりPWMパルスであるゲート信号を生成するモードである。また、1パルスの同期PWMモードとは、電圧指令の1周期の間に1個のPWMパルスを生成するモードである。この1パルス等の同期PWMモードに切り替えると、インバータからモータに高い基本波電圧を供給することができるので、高速回転領域におけるトルク不足の問題を解決することができる。 Therefore, there is a case where control is performed such that the gate signal generation mode in the control device is switched from the asynchronous PWM mode to, for example, the one-pulse synchronous PWM mode. Here, in the synchronous PWM mode, a gate signal that is a PWM pulse is generated by pulse width modulation using a voltage command instructing an AC voltage waveform to be supplied from the inverter to the motor and a carrier synchronized with the voltage command. It is a mode to do. The 1-pulse synchronous PWM mode is a mode in which one PWM pulse is generated during one cycle of the voltage command. By switching to the synchronous PWM mode such as one pulse, a high fundamental wave voltage can be supplied from the inverter to the motor, so that the problem of insufficient torque in the high-speed rotation region can be solved.
ところで、同期PWMモードでは、例えばモータの逆起電圧に対してインバータの出力電圧が大きい場合に、モータに正のd軸電流が流れ、モータ内の磁束密度が高くなって、モータの損失(すなわち、トルクの発生に寄与しないインバータの出力)が増える場合があった。特許文献1は、昇圧型のDC−DCコンバータからインバータに直流電圧を与え、このインバータによりモータを駆動する車両用動力制御装置に関するものであるが、この車両用動力制御装置では、モータの消費電力に基づいて、モータの負荷が軽い低電力駆動時にDC−DCコンバータの昇圧比を低下させて回路損失を低減するようにしている。そこで、この特許文献1に従い、同期PWMモードでのインバータの運転時、モータの負荷が軽い場合に、インバータに直流電圧を供給するDC−DCコンバータの昇圧比を低下させる方法を採ることが考えられる。しかし、同期PWMモードでのインバータの運転時、モータは高速回転しており、高い逆起電圧が発生している。従って、モータの負荷のみに基づいてDC−DCコンバータの昇圧比を低下させると、インバータの出力電圧がモータの逆起電圧に対して不足し、必要なトルクが得られない問題が発生する。
By the way, in the synchronous PWM mode, for example, when the output voltage of the inverter is larger than the counter electromotive voltage of the motor, a positive d-axis current flows through the motor, the magnetic flux density in the motor increases, and the motor loss (that is, In some cases, the output of the inverter that does not contribute to torque generation) increases.
この発明は、以上説明した事情に鑑みてなされたものであり、同期PWMモードでのインバータの運転時に、トルク不足の問題を発生させることなく、モータの損失の増加を回避し、モータ駆動システムの効率低下を抑えることができる電力変換装置の制御装置を提供することを目的としている。 The present invention has been made in view of the circumstances described above, and avoids an increase in motor loss without causing a problem of insufficient torque when the inverter is operated in the synchronous PWM mode. It aims at providing the control apparatus of the power converter device which can suppress an efficiency fall.
この発明は、直流電圧を出力する直流電圧発生手段と、前記直流電圧発生手段から出力される直流電圧に基づいてモータを駆動する交流電圧を発生するインバータとを有する電力変換装置の制御装置において、前記インバータのスイッチング素子のON/OFF切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期PWMモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期PWMモードとを有するインバータ制御手段と、前記インバータ制御手段のゲート信号の生成モードが前記同期PWMモードである場合に、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに設けられた永久磁石のN極の向きに対応した成分であるd軸電流が0または負になるように、前記直流電圧発生手段から前記インバータに供給する直流電圧を指示する指令値を演算する直流電圧指令値演算手段とを具備することを特徴とする電力変換装置の制御装置を提供する。 The present invention relates to a control device for a power converter having DC voltage generating means for outputting a DC voltage, and an inverter for generating an AC voltage for driving a motor based on the DC voltage output from the DC voltage generating means. A means for generating a gate signal for switching ON / OFF of the switching element of the inverter, and a voltage command for instructing an AC voltage waveform to be supplied from the inverter to the motor as the generation mode of the gate signal; Asynchronous PWM mode for generating the gate signal by pulse width modulation using a carrier having a predetermined frequency asynchronous to the voltage command, and by pulse width modulation using the voltage command and a carrier synchronized with the voltage command. An inverter control means having a synchronous PWM mode for generating a gate signal; When the generation mode of the gate signal of the control means is the synchronous PWM mode, it is a component corresponding to the direction of the N pole of the permanent magnet provided in the rotor of the motor among the current supplied from the inverter to the motor. DC power command value calculating means for calculating a command value indicating a DC voltage supplied from the DC voltage generating means to the inverter so that a certain d-axis current becomes 0 or negative. A control device for a conversion device is provided.
この発明によれば、同期PWMモードにてインバータの運転を行っている場合に、モータに流すd軸電流が0または負になるように直流電圧発生手段からインバータに供給される直流電圧が制御されるので、トルク不足の問題を発生させることなく、モータの損失の増加を回避し、モータ駆動システムの効率低下を抑えることができる。 According to the present invention, when the inverter is operated in the synchronous PWM mode, the DC voltage supplied from the DC voltage generating means to the inverter is controlled so that the d-axis current flowing to the motor becomes zero or negative. Therefore, an increase in motor loss can be avoided and a decrease in efficiency of the motor drive system can be suppressed without causing a problem of insufficient torque.
多くの電力変換装置の制御装置は、プロセッサとこのプロセッサに実行させるプログラムを記憶したメモリとにより構成されている。従って、各種のモータを想定して、コンピュータを上記制御装置として機能させるプログラムを作成し、このプログラムを電力変換装置の制御装置のユーザに配布するようにしてもよい。 Many control devices for power conversion devices include a processor and a memory that stores a program to be executed by the processor. Therefore, assuming various motors, a program for causing a computer to function as the control device may be created, and this program may be distributed to users of the control device of the power conversion device.
以下、図面を参照し、この発明の実施形態について説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
<第1実施形態>
図1はこの発明の第1実施形態である制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。このモータ駆動システムは、直流電圧発生手段を構成する直流電源10およびDC−DCコンバータ20と、コンデンサ30と、インバータ40と、モータ50と、本実施形態による制御装置100とにより構成されている。
<First Embodiment>
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a motor drive system including a control device according to a first embodiment of the present invention. This motor drive system includes a DC power source 10 and a DC-
この例において、DC−DCコンバータ20は、互いに直列接続された2個のIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor;絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)と、これらのIGBTに各々逆並列接続された2個のフライホイールダイオードと、昇圧リアクトルとにより構成された周知のDC−DCコンバータである。ここで、2個のIGBTのうちの一方と、昇圧リアクトルと、直流電源10は直列接続されて閉ループをなしている。
In this example, the DC-
そして、DC−DCコンバータ20では、一方のIGBTのみをONにして、昇圧リアクトルを含む閉ループに電流を流す動作と、この一方のIGBTをOFFにするとともに他方のIGBTをONにして、この昇圧リアクトルに流れていた電流を他方のIGBTと逆並列接続されたフライホイールダイオードを介してコンデンサ30側に流す動作が交互に繰り返される。これにより直流電源10の出力電圧を昇圧した直流中間電圧edcがコンデンサ30に充電される。そして、DC−DCコンバータ20では、2個のIGBTをONさせる時間を調整することによりコンデンサ30に充電させる直流中間電圧edcの制御を行うことが可能である。
In the DC-
インバータ40は、コンデンサ30の充電電圧である直流中間電圧edcをモータ50を駆動するための3相交流電圧に変換する手段である。このインバータ40は、周知のインバータと同様、IGBTおよびフライホイールダイオードの組を6組用いて構成されたブリッジ回路である。この例においてモータ50は、永久磁石同期モータである。
The
本実施形態による制御装置100は、電流検出部101と、回転数検出部102と、直流電圧検出部103と、インバータ制御部110と、非同期/同期判定部120と、コンバータ制御部130と、極数記憶部141と、逆起電圧記憶部142と、直流電圧指令演算部143と、比較部144とを有する。
The
電流検出部101は、インバータ40からモータ50の電機子巻線に供給されるU、V、Wの各相の交流電流を検出する装置である。回転数検出部102は、モータ50のロータの単位時間当たりの回転数、すなわち、回転速度nを検出する装置である。直流電圧検出部103は、コンデンサ30に充電された直流中間電圧edcを検出する装置である。
The
インバータ制御部110は、インバータ40の各IGBTのON/OFF切替を行うためのゲート信号を発生する装置である。さらに詳述すると、このインバータ制御部110は、外部から与えられるトルク指令等に基づき、モータ50に供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令を発生し、この電圧指令とキャリアとを用いてパルス幅変調を行い、このパルス幅変調により得られるPWMパルスをゲート信号としてインバータ40の各IGBTに供給する。
The
インバータ制御部110は、ゲート信号の生成モードとして、非同期PWMモードと1パルスの同期PWMモードとを有する。上述したように、非同期PWMモードは、電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調によりPWMパルスを生成し、ゲート信号として出力する生成モードである。また、同期PWMモードは、電圧指令とこの電圧指令に同期したキャリアとを用いたパルス幅変調によりPWMパルスを生成し、ゲート信号として出力する生成モードである。以下、これらの各モードにおけるインバータ制御部110の動作の概略について説明する。
The
まず、非同期PWMモードについて説明する。永久磁石同期モータであるモータ50のロータに発生するトルクTは式(1)により与えられる。
この式(1)において、Pnは極対数、Ψmはロータの永久磁石によって発生され、電機子巻線と鎖交する磁束、idはd軸電流、iqはq軸電流、Ldはd軸インダクタンス、Lqはq軸インダクタンスである。また、式(1)において、第1項は永久磁石の作る磁束により発生するマグネットトルク、第2項はリラクタンストルクである。 In this formula (1), P n is the number of pole pairs, [psi m is generated by the rotor of the permanent magnet, the armature winding and the magnetic flux interlinking, i d is the d-axis current, i q is the q-axis current, L d Is a d-axis inductance, and L q is a q-axis inductance. In the formula (1), the first term is a magnet torque generated by a magnetic flux generated by a permanent magnet, and the second term is a reluctance torque.
非同期PWMモードにおいて、インバータ制御部110は、トルク指令値に対応したトルクの得られる電流がインバータ40からモータ50に供給されるようにインバータ40に与えるゲート信号を制御する。その際、モータ50の端子電圧に対してインバータ40の出力電圧に余裕がある場合には電流値が最小となるようにd軸電流idおよびq軸電流iqを制御し、モータ50の端子電圧に対してインバータ40の出力電圧が低い場合には、弱め界磁制御を行う。
In the asynchronous PWM mode, the
次に同期PWMモードについて説明する。ここでは、一例として1パルスの同期PWMモードについて説明する。 Next, the synchronous PWM mode will be described. Here, a one-pulse synchronous PWM mode will be described as an example.
定常状態において、モータ50の電機子巻線に与えられる交流電圧をd軸方向の成分であるd軸電圧vdとq軸方向の成分であるq軸電圧vqに分解すると、これらのd軸電圧vdおよびq軸電圧vqは式(2)および式(3)により与えられる。
また、モータ50の端子電圧vmtとd軸電圧vdおよびq軸電圧vqとの関係は次式に示すものとなる。
ここで、巻線抵抗が十分に小さい(Ra≒0)と仮定し、vd=−Va・sinδ、vq=Va・cosδを式(2)、式(3)に代入し、式(2)、式(3)をid、iqについて解いて、式(1)に代入すると、式(5)が得られる。ただし、Vaはインバータ40の出力電圧、δは負荷角、すなわち、モータ50内に発生する総合磁束Ψ0の向きとロータの永久磁石による電機子鎖交磁束Ψmの向きとがなす角度である。
1パルスの同期PWMモードにおいて、インバータ制御部110は、電圧指令と同じ周波数を有する一定の矩形波電圧Vaをインバータ40に出力させる。コンデンサ30に充電されるインバータ直流電圧をedcとすると、このインバータ40の出力電圧Vaは、式(6)により与えられる。
1パルスの同期PWMモードでは、上記式(5)における電圧Vaが一定となるため、モータ50に発生するトルクTは負荷角δに依存する。図2は、式(5)における負荷角δとトルクの関係を示すものである。負荷角δが正の領域は、モータ50において力行(モータとしての動作)が行われている領域である。負荷角δが負の領域は、モータ50において回生(発電機としての動作)が行われている領域である。
以上が非同期PWMモードおよび1パルスの同期PWMモードの動作の概略である。
In the
The above is the outline of the operations in the asynchronous PWM mode and the one-pulse synchronous PWM mode.
インバータ制御部110は、例えば回転数検出部102により検出されるモータ50の回転速度等に基づき、ゲート信号の生成モードを非同期PWMモードから1パルスの同期PWMモードへ、または1パルスの同期PWMモードから非同期PWMモードへと切り替える。非同期/同期判定部120は、このインバータ制御部110のゲート信号の生成モードが非同期PWMモードであるか同期PWMモードであるかを判定する装置である。
The
コンバータ制御部130は、DC−DCコンバータ20からインバータ40に供給する直流中間電圧edcを制御する装置である。本実施形態では、インバータ制御部110が1パルスの同期PWMモードでゲート信号を生成している期間において、コンバータ制御部130により直流中間電圧edcを適切に制御することによりモータ駆動システムの効率低下を抑制する。以下では、本実施形態における直流中間電圧edcの制御に関する理解を容易にするため、直流中間電圧edcの制御の説明に先立って、インバータ制御部110が1パルスの同期PWMモードでゲート信号を生成している場合におけるモータ駆動システムの効率について説明する。
まず、インバータ40からモータ50に供給される電流は、モータ50の逆起電圧vmeとインバータ40の出力電圧Vaとの大小関係に依存する。図3は、モータ50の逆起電圧vmeがインバータ40の出力電圧Vaより低い場合において、モータ50が無負荷の状態、すなわち、モータ50の負荷角δが0である状態における電圧ベクトル図を示している。ただし、ここではモータ50の電機子の巻線抵抗による電圧降下を無視している。図3に示すように、モータ50の電機子には、モータ50の逆起電圧vmeとインバータ40の出力電圧Vaとの差に応じて、d軸電流idが流れる。また、モータ50の逆起電圧vmeがインバータ40の出力電圧Vaより低い場合のd軸電流idの極性は正となる。
First, the current supplied from the
ここで、非同期PWMモードでは、インバータ制御部110は、所望のトルクを得るのに必要な電流がインバータ40からモータ50に供給されるようにインバータ40を制御し、かつ、その際にモータ50の端子電圧vmtに対してインバータ40の出力電圧Vaに余裕がある場合には電流値が最小となるようにd軸電流idおよびq軸電流iqを制御する。従って、非同期PWMモードにおいて、モータ50が無負荷であり、必要なトルクが0であれば、インバータ40からモータ50に供給される電流はほぼ0となり、インバータ40において損失は発生しない。
Here, in the asynchronous PWM mode, the
しかし、同期PWMモードでの運転時には、図3に示すように、モータ50の逆起電圧vmeがインバータ40の出力電圧Vaより低い場合にトルクに寄与しない電流がインバータ40からモータ50に流れ、インバータ40において損失が発生する。同時に、モータ50にも電流が流れるため、モータ50の電機子巻線において銅損が発生する。また、d軸電流idが正の場合、増磁効果が生じ、この結果、電機子の磁束密度が高くなり、電機子の鉄損が増加するという問題がある。
However, the flow at the time of operation in the synchronous PWM mode, as shown in FIG. 3, the counter electromotive voltage v me the
図4は、モータ50の逆起電圧vmeがインバータ40の出力電圧Vaより低い場合において,一定の負荷がモータ50に与えられた場合の電圧ベクトル図を示す。前掲式(6)から明らかなようにインバータ40の直流中間電圧edcが一定ならば、インバータ40の出力電圧Vaも一定であり、出力電圧Vaは半径一定の円弧を描いて推移する。図4に示す例では、モータ50に負荷が与えられることによりq軸電流iqがモータ50に流れるものの、依然としてモータ50の逆起電圧vmeに対してインバータ40の出力電圧Vaが過剰であるため、d軸電流idは正のままである。この状態でも、前述の増磁効果が生ずるため、電機子の鉄損が増加するという問題がある。
4, when the counter electromotive voltage v me of the
しかし、図3に示す状態から、図4に示す状態を経て、さらにモータ50の負荷が大きくなり、負荷角δが大きくなると、やがてモータ50のd軸電流idは0を経由して負に変化する。
However, from the state shown in FIG. 3, via the state shown in FIG. 4, further load on the
図5はモータ50の逆起電圧vmeがインバータ出力電圧Vaと等しい場合の電圧ベクトル図を示している。モータ50の逆起電圧vmeとインバータ出力電圧Vaが等しい場合、無負荷状態のモータ50には電流はほとんど流れず、モータ50の負荷が大きくなるとd軸電流idとq軸電流iqが流れ、その際にd軸電流idは必ず負となる。よって、モータ50において増磁効果は生じず、電機子の鉄損の増加を抑制することができる。
Figure 5 is the back electromotive voltage v me of the
そこで、本実施形態では、同期PWMモードにおいてモータ50の鉄損が増加するのを防ぐため、モータ50に流れるd軸電流idが0または負になるようにDC−DCコンバータ20からインバータ40に供給する直流中間電圧edcの制御をコンバータ制御部130に行わせる。このd軸電流idが0または負になる直流中間電圧edcの指令値の算出方法に関しては各種の方法が考えられるが、本実施形態では、インバータ40の出力電圧Vaがモータ50の逆起電圧vmeと等しくなるインバータ40の直流中間電圧edcの指令値を直流電圧指令値演算部143が演算する。
Therefore, in this embodiment, in order to prevent the iron loss of the
以下、本実施形態において行われる直流中間電圧edcの制御について説明する。まず、前掲式(6)において、Va=vmeとし、edcについて解くと式(7)が得られる。
図1において、制御装置100の極数記憶部141、逆起電圧記憶部142および直流電圧指令値演算部143は、モータ50の現在の逆起電圧vmeを求め、この逆起電圧vmeを用いて、上記式(7)に従って、直流中間電圧edcの指令値を算出する手段を構成している。さらに詳述すると、逆起電圧記憶部142は、例えば基底周波数fbaseと基底周波数におけるモータ50の逆起電圧vemfを記憶している。ここで、基底周波数fbaseは、モータ50が最大トルクを低下させることなく動作可能なモータ50の回転速度の最大値をモータ50の逆起電圧の周波数に換算したものである。また、極数記憶部141は、モータ50におけるロータの磁極対数Pを記憶している。
In Figure 1, the pole
直流電圧指令値演算部143は、まず、極数記憶部141に記憶された磁極対数Pと、回転数検出部102により検出されるモータ50の回転速度nとに基づき、モータ50の逆起電圧の現在の周波数fを式(8)に従って算出する。
次に、直流電圧指令値演算部143は、モータ50の現在の逆起電圧vmeを次式(9)により算出する。
そして、直流電圧指令値演算部143は、このようにして算出した逆起電圧vmeを前掲式(7)に代入することにより直流中間電圧edcの指令値を算出するのである。すなわち、直流電圧指令値演算部143は、次の式(10)に従い、直流中間電圧edcの指令値を決定する。
比較部144は、この直流電圧指令値演算部143により算出される直流中間電圧edcの指令値と、直流電圧検出部103により検出される直流中間電圧edcの電圧値とを比較して両者の差分を算出し、コンバータ制御部130に供給する。
The
そして、コンバータ制御部130は、直流電圧検出部103により検出される直流中間電圧edcの電圧値が直流電圧指令値演算部143により算出される指令値よりも大きい場合には直流中間電圧edcを低下させ、直流電圧検出部103により検出される直流中間電圧edcの電圧値が直流電圧指令値演算部143により算出される指令値よりも小さい場合には直流中間電圧edcを上昇させるためのDC−DCコンバータ20の制御を行うのである。
Then,
同期PWMモードでは、このようにインバータ40の出力電圧Vaがモータ50の逆起電圧vmeに一致するようにDC−DCコンバータ20からインバータ40に供給される直流中間電圧edcが制御される。その結果、モータ50に流れるd軸電流idが0または負となる。従って、同期PWMモードでの運転時、モータ50に損失が増加するのを防止することができ、モータ駆動システムの効率低下を抑制することができる。
In synchronous PWM mode, thus the DC intermediate voltage e dc output voltage V a of the
以上の説明では、同期PWMモードにおいてモータ50に流れるd軸電流idがモータ50の逆起電圧vmeとインバータ40の出力電圧Vaとの大小関係に依存することに着目した。そして、出力電圧Vaが逆起電圧vmeと一致するように直流中間電圧edcを制御する観点から、d軸電流idを0または負とするための直流中間電圧edcの指令値の算出式(10)を導出した。しかし、これとは別の観点からd軸電流idを0または負とするための直流中間電圧edcの指令値の算出式(10)を導出することができる。以下では、同期PWMモードにおいてモータ50に流れるd軸電流idがモータ50の永久磁石による電機子鎖交磁束Ψmとインバータ40の出力電圧Vaによる総合磁束Ψ0との大小関係に依存することに着目する。そして、Ψm=Ψ0となるように直流中間電圧edcを制御する観点から、d軸電流idを0または負とするための直流中間電圧edcの指令値の算出式(10)を導出する。
In the above description, by noting that flows through the
まず、モータ50の永久磁石による電機子鎖交磁束Ψmとインバータ40の出力電圧Vaによる総合磁束Ψ0との大小関係により、どのように電流がモータ50に流れるかを説明する。
First, the magnitude relation between the total flux [psi 0 by the output voltage V a of the armature flux linkage [psi m and the
永久磁石による電機子鎖交磁束Ψmは、基底周波数fbaseと基底周波数における逆起電圧vemfとから式(11)により算出することができる。ここで、周波数と逆起電圧は比例関係にあるので、記憶すべき周波数と逆起電圧は基底周波数のものでなくとも良い。
一方、総合磁束Ψ0は、インバータ40の出力電圧Vaとその角速度ωとから式(12)により算出することができる。
図6は、Ψm<Ψ0であり、かつ、無負荷、すなわち、負荷角δ=0における磁束のベクトル図を示す。図6に示すように、無負荷であってもΨm<Ψ0の条件下ではd軸電流idが流れ、さらにd軸電流idは正であるので強め磁束となる。図7に、Ψm<Ψ0であり、かつ、軽負荷の状態における磁束のベクトル図を示す。負荷角δが大きくなるとq軸電流iqが流れ始める。しかし、d軸電流idは正のまま推移する。図8はΨm=Ψ0であり、かつ、負荷がモータ50に与えられている場合の磁束のベクトル図を示す。この場合、どのような負荷がモータ50に与えられてもd軸電流idが正になることはない。いうまでもなく、負荷が0、すなわち負荷角δ=0ならば、理論的にはモータ50に電流は流れない。
以上より、Ψm=Ψ0となるようにインバータ40に与える直流中間電圧edcを制御すれば、モータ50の損失増加を招くことはない。
FIG. 6 shows a vector diagram of magnetic fluxes when Ψ m <Ψ 0 and no load, that is, a load angle δ = 0. As shown in FIG. 6, the flow d-axis current i d under the conditions of Ψ m <Ψ 0 be unloaded, further d-axis current i d is the flux strengthened so positive. FIG. 7 shows a vector diagram of magnetic fluxes when Ψ m <Ψ 0 and in a light load state. When the load angle δ increases, the q-axis current i q begins to flow. However, the d-axis current i d remains positive. FIG. 8 shows a vector diagram of magnetic fluxes when Ψ m = Ψ 0 and a load is applied to the
As described above, if the DC intermediate voltage e dc applied to the
図9に、Ψm<Ψ0およびΨm=Ψ0の各条件において、モータ50の損失解析を行った結果を示す。ただし、この損失解析では、モータ50のd軸インダクタンスLdは0.88mH、q軸インダクタンスLqは2.08mHとした。また、両条件において、Ψm=0.18Wbとした。また、前者の条件ではΨ0=0.20Wbとし、後者の条件ではΨ0=0.18Wbとし、いずれの条件でもモータの負荷率は50%とした。
FIG. 9 shows the result of the loss analysis of the
また、上記2条件の各々について、式(5)より負荷角δを算出し、式(2)、式(3)よりd軸電流idおよびq軸電流iqを求めた結果を表1に示す。
図9に示すように、Ψ0=0.20Wbの条件では、Ψ0=0.18Wbの条件に比べて、特に固定子の損失増加が顕著である。これは、表1にも示すように、Ψ0=0.20Wbではd軸電流idが正の方向に流れて強め磁束となるため、固定子の磁束密度が高まり、損失が増加したからであると考えられる。Ψ0=0.18Wbとした場合、Ψ0=0.20Wbとした場合に比べて、モータ50全体の損失は約13%低下した。
As shown in FIG. 9, in the condition of Ψ 0 = 0.20Wb, compared to the conditions of Ψ 0 = 0.18Wb, is remarkable increase in loss of particular stator. In this, as shown in Table 1, [psi 0 = for 0.20Wb the d-axis current i d is a positive stronger flow in the magnetic flux, increasing the magnetic flux density of the stator, because the loss was increased It is believed that there is. When Ψ 0 = 0.18 Wb, the loss of the
次にインバータ40の直流中間電圧edcの決定方法について説明する。まず、Ψm=Ψ0とするためには、前掲式(11)および(12)より次式が成立する必要がある。
この式(14)をVaについて解くと、式(15)が得られる。
式(6)をedcについて解いて、この式(14)のVaを代入すると、次式が得られる。
式(8)を式(12)に代入することにより得られるωをこの式(15)に代入して整理すると、上述した式(10)が得られる。 Substituting ω obtained by substituting Equation (8) into Equation (12) into Equation (15) and rearranging it yields Equation (10) described above.
以上のように、本実施形態による直流中間電圧edcの制御方法は、インバータ40の出力電圧Vaが逆起電圧vmeと一致するように直流中間電圧edcを制御する方法であると同時に、モータ50の永久磁石による電機子鎖交磁束Ψmがインバータ40の出力電圧Vaによる総合磁束Ψ0と等しくなるように直流中間電圧edcを制御する方法であるということができる。そして、本実施形態による直流中間電圧edcの制御方法によれば、同期PWMモードでの運転時にモータ50に流れるd軸電流idを0または負とし、モータ50における損失の増加を防止することができる。
As described above, the control method of the DC intermediate voltage e dc according to the present embodiment, at the same time when the output voltage V a of the
<第2実施形態>
図10は、この発明の第2実施形態であるインバータの制御装置100Aの構成を示すブロック図である。本実施形態における制御装置100Aでは、上記第1実施形態による制御装置100(図1参照)のインバータ制御部110および直流電圧指令値演算部143がインバータ制御部110Aおよび直流電圧指令値演算部143Aに置き換えられている。なお、図10では、図面が煩雑になるのを防止するため、前掲図1における電流検出部101、直流電圧検出部103および非同期/同期判定部120に相当するものの図示が省略されている。
Second Embodiment
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of an
本実施形態において、インバータ制御部110Aは、d軸電流q軸電流決定部111と、インダクタンス記憶部112と、総合磁束演算部113とを有する。本実施形態において、直流電圧指令値演算部143Aは、このインバータ制御部110Aの総合磁束演算部113と協働して直流中間電圧edcの指令値を演算する。
In the present embodiment, the
上記第1実施形態のように、モータ50の電機子鎖交磁束Ψmとインバータ40の出力電圧Vaによる総合磁束Ψ0とが等しくなるように直流中間電圧edcを制御すると、重負荷の場合に、図11に示すように負荷角δが大きくなるに従ってd軸電流idが過大になり、インバータ50の出力電流が増加する。本実施形態はこの点に関して上記第1実施形態を改良したものである。
As in the first embodiment, when the DC intermediate voltage e dc is controlled so that the armature interlinkage magnetic flux Ψ m of the
本実施形態では、インバータ制御部110Aの総合磁束演算部113が、図12に例示するように、d軸電流idとq軸電流iqが適切な電流値となるようなモータ50の総合磁束Ψ0を求め、その総合磁束Ψ0を得るためのインバータ40の直流中間電圧edcの指令値を直流電圧指令値演算部143Aが演算する。
In the present embodiment, the total magnetic
さらに詳述すると次の通りである。d軸電流q軸電流決定部111は、トルク指令に基づき、d軸電流idおよびq軸電流iqを決定する。その際、予めテーブルとしてデータを有しても良く、または常時d軸電流idとq軸電流iqを演算しても良い。
Further details are as follows. The d-axis current q-axis
好ましい態様において、d軸電流q軸電流決定部111は、非特許文献1の23〜24ページに記載された最大トルク/電流制御によりd軸電流idおよびq軸電流iqを決定する。
In a preferred embodiment, the d-axis current q-axis
より具体的には、この態様では、各種のトルクについて、そのトルクを発生させることができるd軸電流idおよびq軸電流iqの各成分からなる電流ベクトルのうち絶対値が最小となる電流ベクトルを求める。そして、各トルクに対応付けて、そのトルクを発生させることができる絶対値が最小の電流ベクトルのd軸電流idおよびq軸電流iqを定義したテーブルを作成し、d軸電流q軸電流決定部111に予め記憶させるのである。そして、d軸電流q軸電流決定部111は、このテーブルから、トルク指令に対応したd軸電流idおよびq軸電流iqを読み出して総合磁束演算部113に出力するのである。
More specifically, in this embodiment, the various torque, current absolute value of the current vector of each component of d-axis current i d and the q-axis current i q that can generate the torque is minimized Find a vector. Then, a table defining the d-axis current i d and the q-axis current i q of the current vector with the minimum absolute value capable of generating the torque is created in association with each torque, and the d-axis current q-axis current is created. It is stored in the
インダクタンス記憶部112には、モータ50のd軸インダクタンスLdとq軸インダクタンスLqとが記憶されている。また、直流電圧指令値演算部143Aは、逆起電圧記憶部142に記憶された基底周波数fbaseおよびこの基底周波数におけるモータ50の逆起電圧vemfに基づき、前掲式(11)に従って、モータ50における永久磁石の電機子鎖交磁束Ψmを算出し、この電機子鎖交磁束Ψmを総合磁束演算部113に通知する。
The
総合磁束演算部113は、d軸電流q軸電流決定部111により決定されたd軸電流idおよびq軸電流iqと、インダクタンス記憶部112に記憶されたd軸インダクタンスLdおよびq軸インダクタンスLqと、直流電圧指令値演算部143Aにより算出された電機子鎖交磁束Ψmとを用いて次式に従って総合磁束Ψ0を算出する。そして、総合磁束演算部113は、算出した総合磁束Ψ0を直流電圧指令値演算部143Aに通知する。なお、式(17)が成立することは図8からも明らかである。
直流電圧指令値演算部143Aは、総合磁束演算部113により算出された総合磁束Ψ0の得られる直流中間電圧edcの指令値を演算する。具体的には次の通りである。まず、前掲式(12)をインバータ40の出力電圧Vaについて解くと、次式が得られる。
次に、前掲式(6)をedcについて解いて、この式(18)のVaを代入すると、次式が得られる。
そこで、直流電圧指令値演算部143Aは、総合磁束演算部113により算出された総合磁束Ψ0と、回転数検出部102により検出された回転速度nと、極数記憶部142に記憶された磁極対数Pとから、上記式(19)に従い、直流中間電圧edcの指令値を算出する。そして、コンバータ制御部130は、インバータ40に供給される直流中間電圧edcをこの指令値に一致させるためのコンバータ20の制御を行うのである。
Therefore, the DC voltage command
このような制御が行われることにより、同期PWMモードでの運転時、図12に例示するように、適切なq軸電流iqと、0または負である適切なd軸電流idとがモータ50に流れる。従って、本実施形態によれば、重負荷時にd軸電流idが過剰に大きくなるのを防止しつつ、モータ50の鉄損の増加を防止することができる。
By performing such control, during operation in the synchronous PWM mode, as illustrated in FIG. 12, an appropriate q-axis current i q and an appropriate d-axis current i d that is 0 or negative are generated by the motor. 50 flows. Therefore, according to this embodiment, while preventing the d-axis current i d to a heavy load becomes excessively large, it is possible to prevent an increase in iron loss of the
<第3実施形態>
図13は、この発明の第3実施形態であるインバータの制御装置100Bの構成を示すブロック図である。本実施形態における制御装置100Bでは、上記第2実施形態による制御装置100A(図10参照)のインバータ制御部110Aおよび直流電圧指令値演算部143Aがインバータ制御部110Bおよび直流電圧指令値演算部143Bに置き換えられている。なお、図13では、図10と同様、図面が煩雑になるのを防止するため、電流検出部101、直流電圧検出部103および非同期/同期判定部120に相当するものの図示が省略されている。
<Third Embodiment>
FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of an
インバータ制御部110Bでは、上記第2実施形態のインバータ制御部110Aにおける総合磁束演算部113が端子電圧演算部114に置き換えられている。この端子電圧演算部114は、上記式(17)に従って、総合磁束Ψ0を算出し、この総合磁束Ψ0にモータ50の角速度ωを乗算して、総合磁束Ψ0の得られるモータ50の端子電圧vmtを算出する。ここで、角速度ωは、極数記憶部141に記憶されたモータ50のロータの磁極対数Pと回転数検出部102により検出されるモータ50の回転速度nとから、上記式(8)および(13)に従って算出される。
In the
このような算出方法の代わりに、次のような方法に従ってモータ50の端子電圧vmtを算出してもよい。すなわち、永久磁石の電機子鎖交磁束Ψ0の代わりにモータ50の逆起電圧と角速度を用い、図5のベクトル図に示すように、次式に従って端子電圧vmtを算出するのである。
ここで、逆起電圧vmeは、モータ50の回転速度に比例するので、逆起電圧記憶部142に記憶された基底周波数fbaseおよび基底周波数における逆起電圧vemfと、回転数検出部102により検出される現在のモータ50の回転速度nとに基づき算出することができる。
Here, since the counter electromotive voltage v me is proportional to the rotational speed of the
直流電圧指令値演算部143Bは、モータ50の端子電圧vmtを端子電圧演算部114により算出された端子電圧vmtとするための直流中間電圧edcの指令値を次式に従って演算する。
<第4実施形態>
図14はこの発明の第4実施形態である制御装置100Cを備えたモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。なお、この図において、上記第1実施形態(図1)の構成要素と対応する要素には同一の符号を付し、その説明を省略する。
<Fourth embodiment>
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a motor drive system including a control device 100C according to the fourth embodiment of the present invention. In this figure, elements corresponding to those of the first embodiment (FIG. 1) are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
本実施形態における制御装置100Cは、電流値演算部151と、基準電流記憶部152とを有する。ここで、電流値演算部151は、電流検出部101により検出されるU相電流、V相電流およびW相電流の大きさ、例えばこれらの各電流の振幅を平均した電流値を出力する装置である。基準電流記憶部152は、各種のトルクに対応付けて基準電流値を定義したテーブルを記憶している。このテーブルにおいて各トルクに対応した基準電流値は、例えば上述した最大トルク/電流制御を行うための電流値、すなわち、そのトルクを発生させることができるd軸電流idおよびq軸電流iqからなる電流ベクトルのうち絶対値が最小である電流ベクトルの絶対値である。
The control device 100C in the present embodiment includes a current
直流電圧指令値演算部143Cは、電流値演算部151により算出される電流値が基準電流記憶部152に記憶された基準電流値以下である場合には、上記第1実施形態と同様、インバータ40の出力電圧Vaを逆起電圧vmeに一致させるための直流中間電圧edcの指令値またはインバータ40の出力電圧Vaによる総合磁束Ψ0をモータ50の永久磁石による電機子鎖交磁束Ψmに一致させる直流中間電圧edcの指令値を算出し、比較部144に供給する。
When the current value calculated by the current
これに対し、電流値演算部151により算出される電流値が基準電流記憶部152に記憶された基準電流値を越えた場合、本実施形態では次のような制御を行う。まず、図5によると、上記第1実施形態において説明したインバータ40の出力電圧Vaを逆起電圧vmeに一致させる制御が行われている状況において、インバータ40の出力電圧Vaを現状よりも大きくすると、d軸電流idが低下することが分かる。また、図8によると、上記第1実施形態において説明したインバータ40の出力電圧Vaによる総合磁束Ψ0をモータ50の永久磁石による電機子鎖交磁束Ψmに一致させる制御が行われている状況において、インバータ40の出力電圧Vaによる総合磁束Ψ0を現状よりも大きくすると、d軸電流idが低下することが分かる。そこで、本実施形態における直流電圧指令値演算部143Cは、電流値演算部151により算出される電流値が基準電流記憶部152に記憶された基準電流値を越えた場合、算出した直流中間電圧edcの指令値よりも大きな指令値を比較部144に供給してインバータ40の直流中間電圧edcを高くし、インバータ40の出力電圧Vaをモータ50の逆起電圧vmeより大きくし、または総合磁束Ψ0を永久磁石による電機子鎖交磁束Ψmより大きくしてd軸電流idを低下させ、インバータ40の出力電流を低減する。
On the other hand, when the current value calculated by the current
従って、本実施形態によれば、同期PWMモードでの運転時、電流値演算部151により算出される電流値が基準電流値以下である場合には、d軸電流idが0または負となるように直流中間電圧edcの制御が行われ、モータ50の損失の増加が防止される。また、同期PWMモードでの運転時、電流値演算部151により算出される電流値が基準電流値を越える場合には、直流中間電圧edcを増加させてd軸電流idを減少させる制御が行われるため、高負荷時にモータ50に過剰な電流が流れるのを防止することができる。
Therefore, according to this embodiment, when the current value calculated by the current
また、本実施形態において、直流電圧指令値演算部143Cは、インバータ40の直流中間電圧edcの上限値を記憶している。この上限値は、DC−DCコンバータ20やインバータ40のスイッチング素子およびコンデンサ30の耐圧の上限に基づいて決定される。そして、直流電圧指令値演算部143Cは、直流中間電圧edcの指令値が上限値を越える場合に、指令値を上限値と等しくして、モータ50のトルク制御を行う。
In the present embodiment, the DC voltage command
従って、本実施形態によれば、直流中間電圧edcが上限値を越えるのを防止して、DC−DCコンバータ20やインバータ40のスイッチング素子およびコンデンサ30を保護することができる。
Therefore, according to the present embodiment, the DC intermediate voltage e dc can be prevented from exceeding the upper limit value, and the DC-
<他の実施形態>
以上、この発明の第1〜第4実施形態について説明したが、これら以外にも、この発明には他の実施形態が考えられる。例えば次の通りである。
<Other embodiments>
Although the first to fourth embodiments of the present invention have been described above, other embodiments can be considered in addition to these. For example:
(1)上記第1実施形態において説明したインバータの出力電圧がモータの逆起電圧に等しくなるようにインバータに与える直流電圧を制御する方法と、上記第2実施形態において説明したモータに所望の電流が流れるようにインバータに与える直流電圧を制御する方法と、上記第4実施形態において説明したモータに流れる電流が基準電流を越えた場合にインバータに与える直流電圧の指令値を現状より増加させる方法を併用してもよい。例えばモータの回転速度nに基づいていずれの方法によりインバータに与える直流電圧を制御するかを切り替えても良いし、トルク指令により切り替えても良い。トルク指令によって切り替える場合、たとえば軽負荷領域ではインバータの出力電圧がモータの逆起電圧に等しくなるようにインバータに与える直流電圧を制御し、重負荷領域では、モータに所望の電流が流れるようにインバータに与える直流電圧を制御する方法等が考えられる。 (1) A method for controlling the DC voltage applied to the inverter so that the output voltage of the inverter described in the first embodiment is equal to the counter electromotive voltage of the motor, and a desired current for the motor described in the second embodiment. A method of controlling the DC voltage applied to the inverter so as to flow, and a method of increasing the command value of the DC voltage applied to the inverter from the current state when the current flowing through the motor described in the fourth embodiment exceeds the reference current. You may use together. For example, it may be switched by which method the DC voltage applied to the inverter is controlled based on the rotational speed n of the motor, or may be switched by a torque command. When switching by torque command, for example, in a light load region, the DC voltage applied to the inverter is controlled so that the output voltage of the inverter becomes equal to the counter electromotive voltage of the motor. A method for controlling the DC voltage applied to the power source is conceivable.
(2)上記各実施形態では、直流電源と昇圧型DC−DCコンバータによりインバータに対して直流電圧を供給する直流電圧発生手段を構成したが、直流電源の出力電圧が十分に高い場合には降圧型DC−DCコンバータや昇降圧コンバータを用いてもよい。また、交流を直流に変換するAC−DCコンバータ(PWM整流器)を直流電圧発生手段として用いても良い。 (2) In each of the above embodiments, the DC voltage generating means for supplying the DC voltage to the inverter is configured by the DC power supply and the step-up DC-DC converter. However, when the output voltage of the DC power supply is sufficiently high, the voltage is reduced. A type DC-DC converter or a buck-boost converter may be used. Moreover, you may use the AC-DC converter (PWM rectifier) which converts alternating current into direct current as a DC voltage generation means.
(3)上記各実施形態では、インバータ制御部にトルク指令を与えたが、速度指令を与え、速度指令値と実際の速度との偏差からトルク指令を得るようにしても良い。 (3) In each of the above embodiments, the torque command is given to the inverter control unit. However, the speed command may be given, and the torque command may be obtained from the deviation between the speed command value and the actual speed.
(4)上記各実施形態では、インバータからモータに供給される3相電流を検出したが、必ずしも3相全部を検出する必要はなく、2相を検出し,残りの1相は演算により求めても良い。 (4) In each of the above embodiments, the three-phase current supplied from the inverter to the motor is detected. However, it is not always necessary to detect all three phases, two phases are detected, and the remaining one phase is obtained by calculation. Also good.
(5)回転数検出部を備える代わりに回転数予測部を備えても良い。 (5) A rotation speed prediction unit may be provided instead of the rotation speed detection unit.
(6)上記第1実施形態では、上記式(10)を利用して、モータ50に発生する逆起電圧vmeと、インバータ40の出力電圧Vaの基本波成分が等しくなる直流中間電圧edcの指令値を算出した。しかし、これ以外の方法により当該直流中間電圧edcの指令値を算出してもよい。また、上記第1実施形態では、上記式(10)を利用して、インバータ40の出力電圧Vaによりモータ50に生成させる総合磁束Ψ0とモータ50における永久磁石による電機子鎖交磁束Ψmとが等しくなる直流中間電圧edcの指令値を算出した。しかし、これ以外の方法により当該直流中間電圧edcの指令値を算出してもよい。
(6) In the first embodiment, by using the above equation (10), a counter electromotive voltage v me that generated in the
(7)上記各実施形態では、同期PWMモードとして1パルスの同期PWMモードを採用したが、インバータの出力電圧の負荷角を制御してトルク制御を実施する場合、3パルス等の同期PWMモードを採用してもよい。 (7) In each of the above embodiments, the single-pulse synchronous PWM mode is adopted as the synchronous PWM mode. However, when the torque control is performed by controlling the load angle of the output voltage of the inverter, the synchronous PWM mode such as three pulses is used. It may be adopted.
(8)多くの電力変換装置の制御装置は、プロセッサとこのプロセッサに実行させるプログラムを記憶したメモリとにより構成されている。そこで、各種のモータを想定して、コンピュータを本発明による制御装置として機能させるプログラムを作成し、このプログラムをインバータの制御装置のユーザに配布するようにしてもよい。例えば上記第1実施形態(図1)において、インバータ制御部110、非同期/同期判定部120、コンバータ制御部130、直流電圧指令値演算部143、比較部144の実体は、プロセッサがプログラムに従って実行する演算処理である。そこで、各種のモータ50を想定してこのプログラムを作成し、制御装置のメモリにインストールするのである。その際、極数記憶部141等の各種の記憶部に記憶させるパラメータは、プログラム自体に持たせてもよく、あるいは不揮発性メモリ等に記憶させたものをプログラムに読み込ませるようにしてもよい。上記第1実施形態以外の各実施形態をプログラムとして実現する場合も同様である。
(8) Many control devices of the power conversion device include a processor and a memory that stores a program to be executed by the processor. Therefore, assuming various motors, a program for causing a computer to function as a control device according to the present invention may be created, and this program may be distributed to users of inverter control devices. For example, in the first embodiment (FIG. 1), the realities of the
10……直流電源、20……DC−DCコンバータ、30……コンデンサ、40……インバータ、50……モータ、100,100A,100B,100C……制御装置、101……電流検出部、102……回転数検出部、103……直流電圧検出部、110,110A……インバータ制御部、120……非同期/同期判定部、130……コンバータ制御部、141……極数記憶部、142……逆起電圧記憶部、143,143A,143B,143C……直流電圧指令演算部、144……比較部、111……d軸電流q軸電流決定部、112……インダクタンス記憶部、113……総合磁束演算部、114……端子電圧演算部、151……電流値演算部、152……基準電流記憶部。
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... DC power supply, 20 ... DC-DC converter, 30 ... Capacitor, 40 ... Inverter, 50 ... Motor, 100, 100A, 100B, 100C ... Control device, 101 ... Current detection part, 102 ... ...
Claims (6)
特定の周波数における前記モータの逆起電圧を記憶する逆起電圧記憶手段と、
前記モータの磁極対数を記憶する極数記憶手段と、
前記インバータのスイッチング素子のON/OFF切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期PWMモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期PWMモードとを有するインバータ制御手段と、
前記インバータ制御手段のゲート信号の生成モードが前記同期PWMモードである場合に、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに設けられた永久磁石のN極の向きに対応した成分であるd軸電流が0または負になるように、前記直流電圧発生手段から前記インバータに供給する直流電圧を指示する指令値を演算する手段であって、前記モータの回転速度と、前記極数記憶手段に記憶された磁極対数と、前記逆起電圧記憶手段に記憶された特定の周波数における前記モータの逆起電圧とに基づいて、前記モータに発生する逆起電圧と前記インバータの出力電圧の基本波成分とを等しくする前記直流電圧の指令値を演算する直流電圧指令値演算手段と
を具備することを特徴とする電力変換装置の制御装置。 In a control device for a power converter having DC voltage generating means for outputting DC voltage, and an inverter for generating AC voltage for driving a motor based on the DC voltage output from the DC voltage generating means,
Back electromotive force storage means for storing the back electromotive voltage of the motor at a specific frequency;
Pole number storage means for storing the number of magnetic pole pairs of the motor;
A means for generating a gate signal for switching ON / OFF of the switching element of the inverter, and a voltage command for instructing an AC voltage waveform to be supplied from the inverter to the motor as the generation mode of the gate signal; Asynchronous PWM mode for generating the gate signal by pulse width modulation using a carrier having a predetermined frequency asynchronous to the voltage command, and by pulse width modulation using the voltage command and a carrier synchronized with the voltage command. An inverter control means having a synchronous PWM mode for generating a gate signal;
When the generation mode of the gate signal of the inverter control means is the synchronous PWM mode, the current supplied from the inverter to the motor corresponds to the direction of the N pole of the permanent magnet provided in the rotor of the motor. Means for calculating a command value for instructing a DC voltage supplied from the DC voltage generating means to the inverter so that a d-axis current as a component becomes 0 or negative, the rotation speed of the motor, and the pole The counter electromotive voltage generated in the motor and the output voltage of the inverter based on the number of magnetic pole pairs stored in the number storage means and the counter electromotive voltage of the motor at a specific frequency stored in the counter electromotive voltage storage means And a direct-current voltage command value calculating means for calculating a direct-current voltage command value that equalizes the fundamental wave component of the control device.
特定の周波数における前記モータの逆起電圧を記憶する逆起電圧記憶手段と、Back electromotive force storage means for storing the back electromotive voltage of the motor at a specific frequency;
前記モータの磁極対数を記憶する極数記憶手段と、Pole number storage means for storing the number of magnetic pole pairs of the motor;
前記インバータのスイッチング素子のON/OFF切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期PWMモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期PWMモードとを有するインバータ制御手段と、A means for generating a gate signal for switching ON / OFF of the switching element of the inverter, and a voltage command for instructing an AC voltage waveform to be supplied from the inverter to the motor as the generation mode of the gate signal; Asynchronous PWM mode for generating the gate signal by pulse width modulation using a carrier having a predetermined frequency asynchronous to the voltage command, and by pulse width modulation using the voltage command and a carrier synchronized with the voltage command. An inverter control means having a synchronous PWM mode for generating a gate signal;
前記インバータ制御手段のゲート信号の生成モードが前記同期PWMモードである場合に、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに設けられた永久磁石のN極の向きに対応した成分であるd軸電流が0または負になるように、前記直流電圧発生手段から前記インバータに供給する直流電圧を指示する指令値を演算する手段であって、前記モータの回転速度と、前記極数記憶手段に記憶された磁極対数と、前記逆起電圧記憶手段に記憶された特定の周波数における前記モータの逆起電圧とに基づいて、前記インバータの出力電圧により前記モータに生成させる総合磁束と前記モータにおける永久磁石による電機子鎖交磁束とを等しくする前記直流電圧の指令値を演算する直流電圧指令値演算手段とWhen the generation mode of the gate signal of the inverter control means is the synchronous PWM mode, the current supplied from the inverter to the motor corresponds to the direction of the N pole of the permanent magnet provided in the rotor of the motor. Means for calculating a command value for instructing a DC voltage supplied from the DC voltage generating means to the inverter so that a d-axis current as a component becomes 0 or negative, the rotation speed of the motor, and the pole Based on the number of magnetic pole pairs stored in the number storage means and the counter electromotive voltage of the motor at a specific frequency stored in the counter electromotive voltage storage means, and the total magnetic flux generated in the motor by the output voltage of the inverter; DC voltage command value calculation means for calculating a command value of the DC voltage to equalize the armature flux linkage by the permanent magnet in the motor;
を具備することを特徴とする電力変換装置の制御装置。The control apparatus of the power converter device characterized by comprising.
特定の周波数における前記モータの逆起電圧を記憶する逆起電圧記憶手段と、Back electromotive force storage means for storing the back electromotive voltage of the motor at a specific frequency;
前記モータの磁極対数を記憶する極数記憶手段と、Pole number storage means for storing the number of magnetic pole pairs of the motor;
前記インバータのスイッチング素子のON/OFF切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期PWMモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期PWMモードとを有するインバータ制御手段と、A means for generating a gate signal for switching ON / OFF of the switching element of the inverter, and a voltage command for instructing an AC voltage waveform to be supplied from the inverter to the motor as the generation mode of the gate signal; Asynchronous PWM mode for generating the gate signal by pulse width modulation using a carrier having a predetermined frequency asynchronous to the voltage command, and by pulse width modulation using the voltage command and a carrier synchronized with the voltage command. An inverter control means having a synchronous PWM mode for generating a gate signal;
前記インバータ制御手段のゲート信号の生成モードが前記同期PWMモードである場合に、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに設けられた永久磁石のN極の向きに対応した成分であるd軸電流が0または負になるように、前記直流電圧発生手段から前記インバータに供給する直流電圧を指示する指令値を演算する直流電圧指令値演算手段とを具備し、When the generation mode of the gate signal of the inverter control means is the synchronous PWM mode, the current supplied from the inverter to the motor corresponds to the direction of the N pole of the permanent magnet provided in the rotor of the motor. DC voltage command value calculating means for calculating a command value indicating a DC voltage supplied from the DC voltage generating means to the inverter so that the d-axis current as a component becomes 0 or negative,
前記インバータ制御手段は、The inverter control means includes
トルク指令に基づき、前記モータに流すd軸電流とd軸に対して直交するq軸に沿った成分であるq軸電流とを決定するd軸電流q軸電流決定手段と、D-axis current q-axis current determining means for determining a d-axis current flowing through the motor and a q-axis current that is a component along the q-axis orthogonal to the d-axis based on a torque command;
前記モータのd軸インダクタンスおよびq軸インダクタンスを記憶するインダクタンス記憶手段と、Inductance storage means for storing d-axis inductance and q-axis inductance of the motor;
前記d軸電流q軸電流決定手段により決定されたd軸電流およびq軸電流と、前記インダクタンス記憶手段に記憶されたd軸インダクタンスおよびq軸インダクタンスと、前記逆起電圧記憶手段に記憶された特定の周波数における前記モータの逆起電圧から定まる前記モータの永久磁石の電機子鎖交磁束とに基づいて、前記モータに生成させる総合磁束を演算する総合磁束演算手段とを具備し、The d-axis current and the q-axis current determined by the d-axis current and the q-axis current determining means, the d-axis inductance and the q-axis inductance stored in the inductance storage means, and the specification stored in the back electromotive voltage storage means A total magnetic flux calculating means for calculating a total magnetic flux to be generated by the motor based on an armature linkage magnetic flux of a permanent magnet of the motor determined from a counter electromotive voltage of the motor at a frequency of
前記直流電圧指令演算手段は、前記総合磁束演算手段により算出された総合磁束を前記モータに生成させるための前記直流電圧の指令値を演算することを特徴とする電力変換装置の制御装置。The control apparatus for a power converter, wherein the DC voltage command calculation means calculates a command value of the DC voltage for causing the motor to generate a total magnetic flux calculated by the total magnetic flux calculation means.
特定の周波数における前記モータの逆起電圧を記憶する逆起電圧記憶手段と、Back electromotive force storage means for storing the back electromotive voltage of the motor at a specific frequency;
前記モータの磁極対数を記憶する極数記憶手段と、Pole number storage means for storing the number of magnetic pole pairs of the motor;
前記インバータのスイッチング素子のON/OFF切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期PWMモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期PWMモードとを有するインバータ制御手段と、A means for generating a gate signal for switching ON / OFF of the switching element of the inverter, and a voltage command for instructing an AC voltage waveform to be supplied from the inverter to the motor as the generation mode of the gate signal; Asynchronous PWM mode for generating the gate signal by pulse width modulation using a carrier having a predetermined frequency asynchronous to the voltage command, and by pulse width modulation using the voltage command and a carrier synchronized with the voltage command. An inverter control means having a synchronous PWM mode for generating a gate signal;
前記インバータ制御手段のゲート信号の生成モードが前記同期PWMモードである場合に、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに設けられた永久磁石のN極の向きに対応した成分であるd軸電流が0または負になるように、前記直流電圧発生手段から前記インバータに供給する直流電圧を指示する指令値を演算する直流電圧指令値演算手段とを具備し、When the generation mode of the gate signal of the inverter control means is the synchronous PWM mode, the current supplied from the inverter to the motor corresponds to the direction of the N pole of the permanent magnet provided in the rotor of the motor. DC voltage command value calculating means for calculating a command value indicating a DC voltage supplied from the DC voltage generating means to the inverter so that the d-axis current as a component becomes 0 or negative,
前記インバータ制御手段は、The inverter control means includes
トルク指令に基づき、前記モータに流すd軸電流とd軸に対して直交するq軸に沿った成分であるq軸電流とを決定するd軸電流q軸電流決定手段と、D-axis current q-axis current determining means for determining a d-axis current flowing through the motor and a q-axis current that is a component along the q-axis orthogonal to the d-axis based on a torque command;
前記モータのd軸インダクタンスおよびq軸インダクタンスを記憶するインダクタンス記憶手段と、Inductance storage means for storing d-axis inductance and q-axis inductance of the motor;
前記d軸電流q軸電流決定手段により決定されたd軸電流およびq軸電流と、前記インダクタンス記憶手段に記憶されたd軸インダクタンスおよびq軸インダクタンスと、前記逆起電圧記憶手段に記憶された特定の周波数における前記モータの逆起電圧から定まる前記モータの永久磁石の電機子鎖交磁束とに基づいて、前記モータに与えるべき端子電圧を演算する端子電圧演算手段とを具備し、The d-axis current and the q-axis current determined by the d-axis current and the q-axis current determining means, the d-axis inductance and the q-axis inductance stored in the inductance storage means, and the specification stored in the back electromotive voltage storage means Terminal voltage calculation means for calculating a terminal voltage to be applied to the motor based on the armature linkage magnetic flux of the permanent magnet of the motor determined from the counter electromotive voltage of the motor at a frequency of
前記直流電圧指令演算手段は、前記端子電圧演算手段により算出された端子電圧を前記モータに与えるための前記直流電圧の指令値を演算することを特徴とする電力変換装置の制御装置。The DC voltage command calculating means calculates a command value of the DC voltage for giving the terminal voltage calculated by the terminal voltage calculating means to the motor.
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