JP2013034315A - Inverter control device - Google Patents

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Inventor
Hideki Oguchi
英樹 大口
Original Assignee
Fuji Electric Co Ltd
富士電機株式会社
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To achieve a motor driver system with wide variable speed range and low loss.SOLUTION: An inverter control device 100 comprises: a gate signal generation part 101 having an asynchronous PWM mode and a synchronous PWM mode; and an asynchronous/synchronous change part 102. When the gate signal generation part 101 is generating a gate signal to be given to an inverter 10 in the synchronous PWM mode, the asynchronous/synchronous change part 102 determines whether or not a d-axis current becomes positive among currents supplied to a motor 20 from the inverter 10, and changes a generation mode of the gate signal in the gate signal generation part to the asynchronous PWM mode when the determination result is affirmative.

Description

この発明は、モータを可変速駆動するインバータの制御装置に係り、特にインバータを駆動するゲート信号の生成モードとして非同期PWM(Pulse Width Modulation;パルス幅変調)モードと同期PWMモードとを有し、両モードを切り替えてゲート信号を生成する制御装置に関する。 This invention relates to a control apparatus of an inverter for variable speed drive motor, asynchronous PWM Particularly generation mode of a gate signal for driving the inverter; and a (Pulse Width Modulation) mode and synchronous PWM mode, both a control device for generating a gate signal to switch the mode.

周知の通り、永久磁石同期モータは、3相固定子巻線に3相交流電圧を与えることにより回転磁界を発生させ、この回転磁界により永久磁石の設けられたロータを回転させるモータである。 As is well known, the permanent magnet synchronous motor, a rotating magnetic field is generated by applying a three-phase AC voltage to the three-phase stator windings, a motor for rotating the rotor provided with the permanent magnet by the rotating magnetic field. この永久磁石同期モータの3相固定子巻線に与える3相交流電圧を発生するための手段として、インバータが一般的に用いられる。 As a means for generating a 3-phase AC voltage applied to the 3-phase stator winding of the permanent magnet synchronous motor, an inverter is generally used. このインバータは、入力直流電圧をスイッチング素子によりスイッチングすることにより交流電圧を生成する装置である。 The inverter is a device that generates an AC voltage by switching the switching element input DC voltage. このインバータの制御装置は、このインバータのスイッチング素子に対して、PWMパルスをON/OFF制御用のゲート信号として与え、このゲート信号のパルス幅を制御することによりインバータに出力させる交流電圧の周波数および振幅を制御する。 Controller of the inverter, to the switching elements of the inverter, provides a PWM pulse as a gate signal for ON / OFF control, the frequency of the AC voltage to be output to the inverter by controlling the pulse width of the gate signal and to control the amplitude.

インバータの制御装置におけるゲート信号の生成モードとして、非同期PWMモードがある。 As a generation mode of the gate signal in the inverter control device, an asynchronous PWM mode. この非同期PWMモードは、インバータからモータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調によりPWMパルスであるゲート信号を生成するモードである。 This asynchronous PWM mode, generates a gate signal which is PWM pulse by pulse width modulation using a carrier asynchronous predetermined frequency voltage command for instructing the AC voltage waveform to be supplied from the inverter to the motor and to this voltage command it is a mode for. この非同期PWMモードにおいて、インバータの制御装置は、モータの固定子巻線に流す電流を制御することによりモータのトルクを制御する。 In this asynchronous PWM mode, the control device of the inverter controls the torque of the motor by controlling the current supplied to the stator windings of the motor.

さて、インバータにより永久磁石同期モータを駆動する場合、モータが高速回転すると、モータの固定子巻線に発生する誘起電圧が高くなり、インバータの出力電圧の誘起電圧に対する余裕が減少する。 Now, when driving a permanent magnet synchronous motor by an inverter, the motor rotates at a high speed, the higher the induced voltage generated in the stator windings of the motor, allowance for the induced voltage of the inverter output voltage is reduced. この結果、トルクを発生させる電流をインバータからモータに供給することができなくなり、モータのトルクが低下する。 As a result, it becomes impossible to supply current for generating torque from the inverter to the motor, the torque of the motor is reduced.

この問題を解決するための一手段として、以下説明する弱め界磁制御がある。 As a means for solving this problem, there is a field weakening control is described below. まず、モータの固定子巻線に流れる電流は、ロータの永久磁石のN極の方向を向いたd軸に沿った成分であるd軸電流i と、このd軸と直交するq軸に沿った成分であるq軸電流i に分解することができる。 First, the current flowing through the stator windings of the motor, along the d-axis current i d is a component along the d-axis oriented in the direction of the N pole of the rotor of the permanent magnets, the q-axis orthogonal to the d-axis can be decomposed into q-axis current i q is the component. ここで、q軸電流i はモータにおいてマグネットトルクの発生に寄与する電流であり、d軸電流i はリラクタンストルクの発生に寄与する電流である。 Here, the q-axis current i q is the current contributing to generation of the magnet torque in the motor, d-axis current i d is the current contributing to generation of the reluctance torque. 弱め界磁制御は、負のd軸電流i をモータの固定子巻線に流すことによりロータの回転によって固定子巻線に発生する誘起電圧を減らし、これによりq軸電流i を増加させ、モータのトルクを増加させるものである。 Field weakening control reduces the induced voltage generated in the stator windings by the rotation of the rotor by flowing the negative d-axis current i d to the motor stator windings, thereby increasing the q-axis current i q, the motor and increases the torque.

この弱め界磁制御を行うことにより、モータの回転速度が高い領域におけるトルク不足の問題をある程度解決することができる。 By performing this weak field control, the problem of insufficient torque in a region high rotational speeds of the motor can be solved to some extent. しかしながら、弱め界磁制御にも限界があり、モータの回転速度がある限度を越えると、非同期PWMモードにおいて弱め界磁制御を行っても、高速回転領域において所望のモータが得られない問題が発生する。 However, there is a limit to the field weakening control, exceeds a certain limit the rotational speed of the motor, even when the field weakening control in an asynchronous PWM mode, desired motor is not obtained problems in high-speed rotation region.

そこで、制御装置におけるゲート信号の生成モードを非同期PWMモードから例えば1パルスの同期PWMモードへ切り替えるという制御が行われる場合がある。 Therefore, there is a case where control is performed to switch the mode for generating the gate signals in the control unit from the asynchronous PWM mode to, for example, one pulse of the synchronous PWM mode. ここで、同期PWMモードとは、インバータからモータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して同期したキャリアとを用いたパルス幅変調によりPWMパルスであるゲート信号を生成するモードである。 Here, the synchronous PWM mode, generates a gate signal which is PWM pulse by pulse width modulation using a voltage command for instructing the AC voltage waveform to be supplied from the inverter to the motor and a carrier synchronized with respect to this voltage command it is a mode for. また、1パルスの同期PWMモードとは、電圧指令の1周期の間に1個のPWMパルスを生成するモードである。 Further, the synchronous PWM mode 1 pulse, a mode for generating a single PWM pulse during one cycle of the voltage command. この1パルス等の同期PWMモードに切り替えると、インバータからモータに高い基本波電圧を供給することができるので、高速回転領域におけるトルク不足の問題を解決することができる。 Switching to synchronous PWM mode such as this one pulse, it is possible to supply a high fundamental wave voltage from the inverter to the motor, it is possible to solve the lack of torque problems in high-speed rotation region.

このような非同期PWMモードから同期PWMモードへの切り替えに関する技術を開示した文献として特許文献1がある。 Such a literature discloses a technique related to switching to synchronous PWM mode from the asynchronous PWM mode is Patent Document 1. この特許文献1では、非同期PWMモード(特許文献1では正弦波制御と呼称)と、1パルスの同期PWMモード(特許文献1では矩形波制御と呼称)の切替において、トルク変動を低減する発明が開示されている。 In Patent Document 1, an asynchronous PWM mode (referred to as Patent Document 1, the sine wave control), the switching of the one pulse of the synchronous PWM mode (referred to as Patent Document 1, the rectangular wave control), the invention to reduce the torque variation It has been disclosed. 概略は以下である。 Outline is as follows.
(1)モータに必要なトルクを発生させるための正弦波の電圧指令の位相と振幅、および矩形波の電圧指令の位相を求めておく。 (1) is obtained in advance the phase and amplitude, and the rectangular wave voltage command phase of the voltage command of the sine wave for generating the torque required for the motor.
(2)正弦波から矩形波に向けて、電圧指令の位相と振幅を同時かつ連続的に変えていく。 (2) from the sine wave toward the rectangular wave, it will change the phase and amplitude of the voltage command simultaneously and continuously. この時、電圧指令は台形波状となる(特許文献1の図4参照)。 At this time, the voltage command becomes trapezoidal (see FIG. 4 of Patent Document 1).
(3)上記(2)の台形波状の電圧指令とキャリアを比較し、インバータに対するゲート信号(PWMパルス)を生成する。 (3) comparing the trapezoidal voltage command and the carrier of the above (2), generates a gate signal for the inverter (PWM pulse).

また、図13(特許文献1の図6に対応)に示すように、高回転、高トルク領域ではゲート信号の生成モードを1パルスの同期PWMモード(特許文献1では矩形波制御モード)に切り替える。 Further, as shown in FIG. 13 (corresponding to FIG. 6 of Patent Document 1), switches high rotation, the synchronous PWM mode 1 pulse generation mode of the gate signal in the high torque region (rectangular wave control mode in Patent Document 1) . ここで、高回転領域(図13の(a))ではモータの逆起電圧が高く、インバータの直流中間電圧を上回り、トルクの低下を生じやすい。 Here, the high speed region (FIG. 13 (a)) the high counter electromotive voltage of the motor, exceeds the DC link voltage of the inverter is prone to decrease the torque. そこで、切替ラインより上の範囲では1パルスの同期PWMモードを適用する。 Therefore, applying the synchronous PWM mode 1 pulse in the range above the changeover line.

特開平11−285288号公報 JP 11-285288 discloses

ところで、インバータの損失だけを考えた場合、非同期PWMモードよりも同期PWMモードの方が有利である。 However, when considering only the loss of the inverter, towards synchronous PWM mode than the asynchronous PWM mode it is advantageous. 何故ならば、同期PWMモードでは、インバータのスイッチング回数が少なく、たとえば1パルスの同期PWMモードの場合、電圧指令の1周期において、PWMパルスの電圧極性が正から負と負から正へ1回ずつしかスイッチングしない。 Because, in the synchronous PWM mode, fewer number of switching times of the inverter, for example, in the case of synchronous PWM mode 1 pulse in one cycle of the voltage command, the voltage polarity of the PWM pulse is once negative and negative from positive to positive only switching. 従って、インバータのスイッチングロスを最小限にとどめることが可能である。 Therefore, it is possible to keep the switching losses of the inverter to a minimum.

しかしながら、同期PWMモードでは、モータが無負荷の状態でもインバータからモータに電流が流れ、モータの損失が発生する。 However, in the synchronous PWM mode, the motor current flows from the inverter to the motor even in a state of no-load loss of the motor is generated. その一方、非同期PWMモードでは、モータが無負荷状態の場合、インバータからモータへ流れる電流はほとんどない。 Meanwhile, in the asynchronous PWM mode, if the motor is in no-load state, the current flowing from the inverter to the motor is little. 従って、可変速範囲が広く、かつ、全体として低損失のモータ駆動システムを実現するためには、特許文献1にも開示されているように、回転速度が閾値より低い領域では、非同期PWMモードでインバータに対するゲート信号を生成し、回転速度が閾値より高い領域では、同期PWMモードでインバータに対するゲート信号を生成するのが得策である。 Therefore, wide variable speed range, and, in order to realize the motor drive system of low loss as a whole, as also disclosed in Patent Document 1, in the lower rotational speed threshold region, in the asynchronous PWM mode It generates gate signals for the inverter, the higher the rotational speed threshold region, it is advisable to generate a gate signal to the inverter in synchronization PWM mode.

しかし、回転速度が閾値よりも高くても、インバータおよびモータの全体としての損失に鑑みると、同期PWMモードへ切り替えることが必ずしも得策でない場合がある。 However, the rotation speed is higher than the threshold, in light of the loss of the entire inverter and the motor, it may be switched synchronously to the PWM mode is not necessarily advisable. さらに詳述すると次の通りである。 In more detail is as follows.

まず、非同期PWMモードから同期PWMモードに切り替えた場合において、負のd軸電流が流れ、弱め界磁制御が働く場合(誘起電圧に比べてインバータの出力電圧が低い場合)には、トルク不足の問題が解消する。 First, in the case of switching to the synchronous PWM mode from the asynchronous PWM mode, the negative d-axis current flows, if the field weakening control works (when the output voltage of the inverter as compared with the induced voltage is low), the problem of insufficient torque to resolve.

しかし、正のd軸電流が流れる状況では、モータ内の磁束密度が高くなって、モータの損失(すなわち、トルクの発生に寄与しないインバータの出力)が増える。 However, the positive d-axis current flows situation, the magnetic flux density in the motor is increased, the loss of the motor (i.e., the output of the inverter that does not contribute to the generation of torque) increases. このようにモータが高速回転している領域において、同期PWMモードへの切り替えを行うと、インバータおよびモータの全体としての損失が増加する場合があるのである。 In the region in this way the motor is rotating at high speed, when the switch to synchronous PWM mode, it is there when the loss of the whole inverter and motor increases.

この発明は、以上説明した事情に鑑みてなされたものであり、可変速度範囲が広く、かつ、低損失のモータ駆動システムを実現することができるインバータの制御装置を提供することを目的としている。 The present invention has been made in view of the circumstances described above, the variable speed range is wide, and has an object to provide a control apparatus for an inverter capable of realizing a motor drive system of low loss.

この発明は、モータを駆動するインバータを構成するスイッチング素子のON/OFF切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期PWMモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期PWMモードとを有するゲート信号生成手段と、前記ゲート信号生成手段が前記同期PWMモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに This invention provides a means for generating a gate signal for ON / OFF switching of the switching elements constituting the inverter for driving the motor, as a generation mode of the gate signal, to be supplied to the motor from the inverter voltage command for instructing the AC voltage waveform and the asynchronous PWM mode for generating the gate signal by pulse width modulation using a carrier asynchronous predetermined frequency for this voltage command, synchronized with the voltage command and the voltage command when the gate signal generating means having a synchronous PWM mode for generating the gate signal by pulse width modulation using the carrier, said gate signal generating means is generating a gate signal to be supplied to the inverter in the synchronous PWM mode, the rotor of the motor of the current supplied to the motor from the inverter けられた永久磁石のN極の向きに対応した成分であるd軸電流が正になったか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記非同期PWMモードに切り替える非同期/同期切替手段とを具備することを特徴とするインバータの制御装置を提供する。 Generation mode of vignetting the d-axis current is a component corresponding to the orientation of the N pole of the permanent magnet is determined whether it is positive, the determination result is the gate signal of the gate signal generating means when it is positive the provides a control device of an inverter, characterized by comprising a asynchronous / synchronous switching means for switching the asynchronous PWM mode.

この発明によれば、ゲート信号生成手段が同期PWMモードでインバータに与えるゲート信号を生成しているとき、インバータからモータに供給される電流のうちd軸電流が正になると、ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを非同期PWMモードに切り替えられる。 According to the present invention, when the gate signal generating means is generating a gate signal to be supplied to the inverter synchronous PWM mode, the d-axis current of the current supplied from the inverter to the motor is positive, the gate signal generating means It is switched generation mode of the gate signal to the asynchronous PWM mode. 従って、弱め界磁が働かない状況において同期PWMモードが継続されるのを回避し、モータの損失が増大するのを回避することができる。 Therefore, it is possible to synchronous PWM mode in situations where field weakening does not work is avoided from being continued, to avoid the loss of the motor increases.

好ましい態様において、前記非同期/同期切替手段は、前記ゲート信号生成手段が前記非同期PWMモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、仮に前記ゲート信号生成手段におけるゲート信号の生成モードを前記同期PWMモードに切り替えた場合に、前記インバータから前記モータに供給されるd軸電流が0以下となるか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記同期PWMモードに切り替える。 In a preferred embodiment, the asynchronous / synchronous switching means, when said gate signal generating means is generating a gate signal to be supplied to the inverter in the asynchronous PWM mode, if the mode for generating a gate signal in the gate signal generating means and the when the switching synchronized with the PWM mode, it is determined whether the d-axis current supplied to the motor from the inverter becomes zero or less, the determination result is the gate signal of the gate signal generating means when it is positive switching the generation mode to the synchronous PWM mode.

この態様によれば、ゲート信号生成手段が非同期PWMモードでゲート信号を生成している期間、仮に同期PWMモードへの切り替えを行った場合に、弱め界磁が働き、モータの損失が増大しない場合に限り、同期PWMモードへの切り替えが行われる。 According to this embodiment, when the gate signal generating means performing the switching of the period in which the gate signal is generated in the asynchronous PWM mode, the tentatively synchronous PWM mode, field weakening acts, if the loss of the motor is not increased only, switching to the synchronous PWM mode is carried out. 従って、損失の増大を招くことなく、高速動作が可能なモータ駆動システムを実現することができる。 Therefore, without increasing the losses, it is possible to realize a motor drive system capable of high-speed operation.

他の好ましい態様において、前記非同期/同期切替手段は、前記ゲート信号生成手段が前記非同期PWMモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、仮に前記ゲート信号生成手段におけるゲート信号の生成モードを前記同期PWMモードに切り替えた場合に、前記インバータから前記モータに供給されるd軸電流が負の所定値以下になるか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記同期PWMモードに切り替える。 In another preferred embodiment, the asynchronous / synchronous switching means, when said gate signal generating means is generating a gate signal to be supplied to the inverter in the asynchronous PWM mode, if generation mode of the gate signal in the gate signal generating means when the switching to the synchronous PWM mode, determines whether the d-axis current supplied to the motor from the inverter is below a predetermined negative value, the gate signal when the determination result is affirmative switching the generation mode of the gate signal generating means to the synchronous PWM mode.

この態様では、同期PWMモードから非同期PWMモードへの切り替えと非同期PWMモードから同期PWMモードへの切り替えとの間にヒステリシスが設けられている。 In this manner, hysteresis is provided between the switching from the switching and asynchronous PWM mode from the synchronous PWM mode to the asynchronous PWM mode to the synchronous PWM mode. 従って、同期PWMモードおよび非同期PWMモード間の切り替えが頻繁に行われるのを防止し、モータ駆動システムの動作を安定化することができる。 Therefore, to prevent the switching between synchronous PWM mode and the asynchronous PWM mode is frequently performed, the operation of the motor driving system can be stabilized.

ゲート信号生成手段におけるゲート信号の生成モードを同期PWMモードに切り替えた場合にd軸電流が所定値以下となるか否かを判定するための手段に関しては、各種の態様が考えられる。 When the generation mode of the gate signal in the gate signal generating means is switched to the synchronous PWM mode d-axis current with respect to the means for determining whether a predetermined value or less, various aspects are conceivable. 好ましい態様において、制御装置は、前記インバータのスイッチング部に入力される直流中間電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記直流電圧検出手段により検出される直流中間電圧に基づき、前記同期PWMモードにおける前記インバータの出力電圧を算出する出力電圧演算手段と、前記出力電圧演算手段により算出される前記インバータの出力電圧と、前記モータの回転速度とに基づき、前記モータにおいて発生する総合磁束を算出する総合磁束演算手段と、前記モータの基底周波数における逆起電圧と前記総合磁束演算手段により算出される総合磁束とに基づき、前記ゲート信号生成手段を同期PWMモードで動作させた場合において前記モータのd軸電流が所定値となる負荷角である切替負荷角を算出する切替負荷角演算手段と、 In a preferred embodiment, the controller includes a DC voltage detecting means for detecting a DC link voltage input to the switching unit of the inverter, based on the DC intermediate voltage detected by the DC voltage detection unit, wherein in the synchronous PWM mode Overall flux calculating an output voltage calculating means for calculating the inverter output voltage, the output voltage of the inverter is calculated by the output voltage computing means, based on the rotational speed of the motor, the total magnetic flux generated in the motor computing means and, based on the total magnetic flux calculated by the counter electromotive voltage and the total magnetic flux calculation means in the base frequency of the motor, the motor of the d-axis current when the gate signal generating means is operated in the synchronous PWM mode There a switching load angle calculating means for calculating a switching load angle is the load angle becomes a predetermined value, 在のトルク指令に応じたトルクを同期PWMモードにおいて発生させるための負荷角を算出する負荷角演算手段と、前記負荷角演算手段により算出された負荷角と前記切替負荷角算出手段により算出された切替負荷角とを比較する負荷角比較手段とを具備し、前記非同期/同期切替手段は、前記負荷角比較手段の比較結果に基づき、前記非同期PWMモードから前記同期PWMモードへの切り替えを行うか否かを判定する。 Calculated by the load angle calculating means and said switching load angle calculating means and the load angle calculated by the load angle calculating means for calculating the load angle for the torque corresponding to the torque command of the standing generated in synchronous PWM mode or comprises a load angle comparing means for comparing the switching load angle, the asynchronous / synchronous switching means, based on the comparison result of the load angle comparing means, for switching to the synchronous PWM mode from the asynchronous PWM mode and determines whether or not.

他の好ましい態様では、直流中間電圧を検出するのでなく、予め直流電圧記憶手段に記憶させる。 In another preferred embodiment, instead of by detecting the DC intermediate voltage, it is stored in advance in the DC voltage storing means.

切替負荷角は、その都度演算するのではなく、予めモータの回転速度を各種想定して演算したものをテーブルとして記憶しておき、このテーブルを参照するようにしてもよい。 Switching power angle, rather than calculating each time, stores those rotational speed of advance motor computed by various assumed as a table, it may be referred to the table.

多くのインバータの制御装置は、プロセッサとこのプロセッサに実行させるプログラムを記憶したメモリとにより構成されている。 The control device for a number of inverters is configured by a memory for storing a program to be executed a processor and to the processor. 従って、各種のモータを想定して、コンピュータを上記制御装置として機能させるプログラムを作成し、このプログラムをインバータの制御装置のユーザに配布するようにしてもよい。 Thus, assuming the various motors, to create a program causing a computer to function as the control unit, may be distributed the program to the user of the inverter control device.

この発明の第1実施形態である制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a configuration of a motor drive system including a control apparatus according to a first embodiment of the present invention. 同実施形態における負荷角とトルクの関係を示す図である。 Is a diagram showing the relationship between the load angle and torque in the embodiment. 同実施形態においてモータが無負荷状態であるときのモータ内の磁束を示すベクトル図である。 Is a vector diagram illustrating the magnetic flux in the motor when the motor in the same embodiment is a non-load state. 同実施形態においてモータが軽負荷状態であるときのモータ内の磁束を示すベクトル図である。 Is a vector diagram illustrating the magnetic flux in the motor when the motor in the same embodiment is a light load state. 同実施形態においてモータのd軸電流が0となったときのモータ内の磁束を示すベクトル図である。 Is a vector diagram illustrating the magnetic flux in the motor when the motor of the d-axis current is zero in the same embodiment. 同実施形態においてモータのd軸電流が負になったときのモータ内の磁束を示すベクトル図である。 Is a vector diagram illustrating the magnetic flux in the motor when the d-axis current of the motor in the same embodiment is negative. 同実施形態における非同期PWMモードと同期PWMモードの切替方法を示す図である。 It is a diagram illustrating a method for switching asynchronous PWM mode and the synchronous PWM mode in the embodiment. 同実施形態の効果を示す図である。 It shows the effect of the embodiment. この発明の第2実施形態である制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a configuration of a motor drive system including a control apparatus according to a second embodiment of the present invention. この発明の第3実施形態である制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a configuration of a motor drive system including a control apparatus according to a third embodiment of the present invention. この発明の第4実施形態である制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a configuration of a motor drive system including a control device according to a fourth embodiment of the present invention. 同実施形態において使用する切替負荷角テーブルの内容を例示する図である。 Is a diagram illustrating the contents of the switching load angle table used in the same embodiment. 従来のインバータの制御方法を示す図である。 It is a diagram illustrating a conventional method of controlling the inverter.

以下、図面を参照し、この発明の実施形態について説明する。 Hereinafter, with reference to the accompanying drawings, embodiments will be described of the present invention.

<第1実施形態(基本形態)> <First Embodiment (Basic Embodiment)>
図1はこの発明の第1実施形態である制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。 Figure 1 is a block diagram showing a configuration of a motor drive system including a control apparatus according to a first embodiment of the present invention. このモータ駆動システムは、インバータ10と、モータ20と、本実施形態による制御装置100とにより構成されている。 The motor drive system includes an inverter 10, a motor 20, and a control device 100 according to this embodiment. この例においてモータ20は、永久磁石同期モータである。 Motor 20 in this example is a permanent magnet synchronous motor. インバータ10は、このモータ20を駆動する交流電力を発生する装置であり、直流電源11と、この直流電源11により充電されるコンデンサ12と、コンデンサ12の充電電圧であるインバータ直流中間電圧を3相交流電圧に変換するスイッチング部13とにより構成されている。 Inverter 10 is a device for generating an AC power for driving the motor 20, a DC power source 11, a capacitor 12 that is charged by the DC power source 11, a three-phase inverter DC link voltage which is the charging voltage of the capacitor 12 It is constituted by a switching unit 13 for converting an AC voltage. 周知のインバータと同様、インバータ10のスイッチング部13は、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor;絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)およびフライホイールダイオードの組を6組用いて構成されたブリッジ回路である。 As with known inverter, the switching unit 13 of the inverter 10, IGBT; a bridge circuit constituted by using (Insulated Gate Bipolar Transistor insulated gate bipolar transistors) and set the six sets of the flywheel diode.

制御装置100は、ゲート信号生成部101と、非同期/同期切替部102とを有する。 Controller 100 includes a gate signal generator 101, the asynchronous / synchronous switching unit 102. ゲート信号生成部101は、スイッチング部13の各IGBTのON/OFF切替を行うためのゲート信号を発生する装置である。 The gate signal generator 101 is a device for generating a gate signal for ON / OFF switching of the IGBT switching unit 13. 周知のインバータと同様、この制御装置100のゲート信号生成部101は、モータ20に供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とキャリアとを用いてパルス幅変調を行い、このパルス幅変調により得られるPWMパルスをゲート信号としてスイッチング部13の各IGBTに供給する。 As with known inverter, the gate signal generation unit 101 of the control device 100 performs pulse width modulation using a voltage command and a carrier for instructing the AC voltage waveform to be supplied to the motor 20, obtained by the pulse-width modulation supplied to the IGBT switching section 13 as a gate signal PWM pulses to be.

ゲート信号生成部101は、ゲート信号の生成モードとして、非同期PWMモードと1パルスの同期PWMモードとを有する。 The gate signal generator 101, a mode for generating a gate signal, and a synchronous PWM mode of an asynchronous PWM mode and 1 pulse. 上述したように、非同期PWMモードは、電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調によりPWMパルスを生成し、ゲート信号として出力する生成モードである。 As described above, the asynchronous PWM mode generates a PWM pulse by pulse width modulation using a carrier asynchronous predetermined frequency for the voltage command and the voltage command, a generation mode for outputting a gate signal. また、同期PWMモードは、電圧指令とこの電圧指令に同期したキャリアとを用いたパルス幅変調によりPWMパルスを生成し、ゲート信号として出力する生成モードである。 The synchronous PWM mode generates a PWM pulse by pulse width modulation using a carrier which is synchronized with the voltage command to the voltage command, a generation mode for outputting a gate signal. 以下、これらの各モードにおけるゲート信号生成部101の動作の概略について説明する。 Hereinafter, the outline of the operation of the gate signal generation unit 101 in each of these modes.

まず、非同期PWMモードについて説明する。 First, a description will be given asynchronous PWM mode. 永久磁石同期モータであるモータ20のロータに発生するトルクTは式(1)により与えられる。 Torque T generated in the rotor of the motor 20 is a permanent magnet synchronous motor is given by Equation (1).

この式(1)において、P は極対数、Ψ はロータの永久磁石によって発生され、固定子巻線と鎖交する磁束、i はd軸電流、i はq軸電流、L はd軸インダクタンス、L はq軸インダクタンスである。 In this formula (1), P n is the number of pole pairs, [psi m is generated by the rotor of the permanent magnet, the stator winding and the magnetic flux interlinked, i d is the d-axis current, i q is the q-axis current, L d the d-axis inductance, L q is q-axis inductance. また、式(1)において、第1項は永久磁石の作る磁束により発生するトルク、第2項はリラクタンストルクである。 Further, in the equation (1), the torque first term generated by the magnetic flux produced by the permanent magnet, the second term is a reluctance torque.

非同期PWMモードにおいて、ゲート信号生成部101は、所望のトルクが得られる電流がインバータ10からモータ20に供給されるようにインバータ10に与えるゲート信号を制御する。 In the asynchronous PWM mode, the gate signal generation unit 101 controls the gate signals supplied to the inverter 10 so that the current desired torque is obtained is supplied from the inverter 10 to the motor 20. その際、モータ20の端子電圧に対してインバータ10の出力電圧に余裕がある場合には電流値が最小となるようにd軸電流i およびq軸電流i を制御し、モータ20の端子電圧に対してインバータ10の出力電圧が低い場合には、弱め界磁制御を行う。 At that time, when there is a margin in the output voltage of the inverter 10 to the terminal voltage of the motor 20 controls the d-axis current i d and the q-axis current i q so that the current value becomes minimum, the motor 20 terminals when the output voltage of the inverter 10 is low relative to the voltage, performing field weakening control.

次に同期PWMモードについて説明する。 It will now be described synchronous PWM mode. ここでは、一例として1パルスの同期PWMモードについて説明する。 Here, a description will be given synchronous PWM mode 1 pulse as an example.

定常状態において、モータ20の固定子巻線に与えられる交流電圧をd軸方向の成分であるd軸電圧v とq軸方向の成分であるq軸電圧v に分解すると、これらのd軸電圧v およびq軸電圧v は式(2)および式(3)により与えられる。 In the steady state, when decomposing the AC voltage applied to the stator windings of the motor 20 to the q-axis voltage v q is a component of the d-axis d-axis voltage v d and the q-axis direction is the direction of the component, these d-axis voltage v d and the q-axis voltage v q is given by equation (2) and (3).
上記式(2)および(3)において、Raはモータ20の固定子巻線の巻線抵抗、ωはモータ20の回転速度により決まる電気角速度である。 In the above formula (2) and (3), Ra is the winding resistance of the stator winding of the motor 20, omega is an electrical angular speed determined by the rotational speed of the motor 20.

また、モータ20の端子電圧v mtとd軸電圧v およびq軸電圧v との関係は次式に示すものとなる。 The relationship between the terminal voltage v mt and the d-axis voltage v d and the q-axis voltage v q of the motor 20 is as shown in the following equation.

ここで、巻線抵抗が十分に小さい(Ra≒0)と仮定し、v =−Va・sinδ、v =Va・cosδを式(2)、式(3)に代入し、式(2)、式(3)をi 、i について解いて、式(1)に代入すると、式(5)が得られる。 Here, the winding resistance is assumed to be sufficiently small (Ra ≒ 0), v d = -Va · sinδ, v q = Va · cosδ the formula (2) are substituted into equation (3), Formula (2 ) by solving equation (3) i d, the i q, is substituted into equation (1), equation (5) is obtained. ただし、Vaはインバータ出力電圧、δは負荷角、すなわち、モータ20内に発生する総合磁束Ψ の向きとロータの永久磁石の磁束Ψ の向きとがなす角度である。 However, Va inverter output voltage, [delta] is the load angle, i.e., an angle between overall magnetic flux [psi 0 orientation and direction of the magnetic flux [psi m of the rotor of the permanent magnet generated in the motor 20 is.

1パルスの同期PWMモードにおいて、ゲート信号生成部101は、電圧指令と同じ周波数を有する一定の電圧Vaをインバータ10に出力させる。 In one pulse synchronous PWM mode, the gate signal generator 101 to output the constant voltage Va having the same frequency as the voltage command to the inverter 10. コンデンサ12に充電されるインバータ直流電圧をe dcとすると、このインバータ10の出力電圧Vaは、式(6)により与えられる。 When the inverter DC voltage charged in the capacitor 12 and e dc, the output voltage Va of the inverter 10 is given by equation (6).

1パルスの同期PWMモードでは、上記式(5)における電圧Vaが一定となるため、モータ20に発生するトルクTは負荷角δに依存する。 In the synchronous PWM mode 1 pulse, the voltage Va in the above formula (5) is constant, the torque T generated in the motor 20 is dependent on the load angle [delta]. 図2は、式(5)における負荷角δとトルクの関係を示すものである。 Figure 2 shows the relationship between the load angle δ and torque in equation (5). 負荷角δが正の領域は、モータ20において力行(モータとしての動作)が行われている領域である。 Positive region the load angle δ is in an area where power running (operating as a motor) is performed in the motor 20. 負荷角δが負の領域は、モータ20において回生(発電機としての動作)が行われている領域である。 Negative area load angle δ is is a region where regeneration (operating as a generator) is performed in the motor 20.
以上が非同期PWMモードおよび1パルスの同期PWMモードの動作の概略である。 The above is the outline of the operation of the synchronous PWM mode of an asynchronous PWM mode and 1 pulse.

非同期/同期切替部102は、ゲート信号生成部101のゲート信号の生成モードを非同期PWMモードとするか同期PWMモードとするかの切替制御を行う装置である。 Asynchronous / synchronous switching unit 102 is a device that performs one of the switching control and whether synchronous PWM mode and the asynchronous PWM mode generation mode of a gate signal of the gate signal generator 101. 本実施形態の特徴はこの非同期/同期切替部102にある。 This embodiment is characterized in asynchronous / synchronous switching unit 102.

従来技術の下では、モータ20の回転速度に基づき、ゲート信号の生成モードを非同期PWMモードとするか同期PWMモードとするかの切替制御を行った。 Under the prior art, based on the rotation speed of the motor 20, it was one of the switching control of the generation mode of the gate signal and whether synchronous PWM mode and the asynchronous PWM mode. しかし、このような回転速度のみに基づく画一的な切替制御を行うと、高速回転領域において同期PWMモードへの切り替えを行った場合にインバータ10およびモータ20の全体としての損失が増える場合がある。 However, when a uniform switching control based only on such a rotational speed, there is a case where the loss of the whole inverter 10 and the motor 20 is increased in the case of performing switching to the synchronous PWM mode in a high-speed rotation area . そこで、本実施形態における非同期/同期切替部102は、弱め界磁制御が働き、かつ、インバータ10およびモータ20の全体としての損失が増加する不利益が生じないことを条件にゲート信号生成部101を同期PWMモードで動作させる。 Therefore, asynchronous / synchronous switching unit 102 in this embodiment, weakening work is field control and synchronize the gate signal generator 101 on condition that the loss of the whole inverter 10 and the motor 20 does not occur disadvantage to increase to operate in PWM mode. 以下、非同期/同期切替部102により行われる非同期PWMモードおよび同期PWMモード間の切替制御の原理について説明する。 Hereinafter, a description will be given of the principle of the switching control between the asynchronous PWM mode and the synchronous PWM mode performed by an asynchronous / synchronous switching unit 102.

インバータ10およびモータ20に発生する損失は、インバータ10からモータ20に供給される電流に依存する。 Loss that occurs in the inverter 10 and the motor 20 is dependent on the current supplied from the inverter 10 to the motor 20. そこで、まず、モータ20の固定子巻線に発生する逆起電圧がコンデンサ12に充電された直流中間電圧e dcよりも低い状態において、1パルスの同期PWMモードでのゲート信号の生成を行った場合にモータ20の固定子巻線に流れる電流について検討する。 Therefore, first, in the DC intermediate voltage e lower than dc counter electromotive voltage is charged in the capacitor 12 to be generated in the stator windings of the motor 20, was generated in the gate signal in the synchronous PWM mode 1 pulse consider the current flowing through the stator windings of the motor 20 when.

図3は負荷ゼロ、すなわち、負荷角δ=0におけるモータ20内の磁束のベクトル図を示す。 Figure 3 shows the load zero, i.e., a vector diagram of magnetic flux in the motor 20 in the load angle [delta] = 0. ここで、モータ20内において発生する総合磁束Ψ は、式(7)により求めることができる。 Here, total flux [psi 0 occurring in the motor 20 can be obtained by equation (7).

図3から分かるように、無負荷であってもインバータ10の出力電圧Vaが一定の条件の下ではd軸電流i がモータ20に流れる。 As can be seen from Fig. 3, d-axis current i d under the output voltage Va is constant conditions of the inverter 10 even no load flowing through the motor 20. さらにd軸電流i は正であるので、このd軸電流idはモータ20内の磁束を強める。 Since further d-axis current i d is positive, the d-axis current id is strengthen the magnetic flux in the motor 20. ここで、非同期PWMモードでは、トルクがゼロならばインバータ10からモータ20にほとんど電流が供給されないので、インバータ10でのロスはほとんど発生しない。 Here, in the asynchronous PWM mode, because most current from the inverter 10 if the torque is zero in the motor 20 is not supplied, the loss in the inverter 10 is hardly generated. しかし、同期PWMモードでは、インバータ10の出力電圧Vaを一定にするので、図3に示すように、モータ20の負荷がゼロでもインバータ10からモータ20にd軸電流i が流れるためインバータ10にてロスが発生する。 However, in the synchronous PWM mode, since the output voltage Va of the inverter 10 constant, as shown in FIG. 3, the inverter 10 for the load of the motor 20 flows through the d-axis current i d from the inverter 10 to the motor 20 at zero loss occurs Te. また、モータ20に着目すると、無負荷であってもd軸電流i が流れればモータ20の固定子巻線に銅損が発生する。 Further, paying attention to the motor 20, even no load d-axis current i d copper loss is generated in the stator windings of the motor 20 if flows through. そして、強め磁束方向にd軸電流i が流れると(すなわち、正のd軸電流i が流れると)、モータ20の鉄心の磁束密度が高まるため、鉄損が増加するといった問題が発生する。 When the strengthened flows d-axis current i d to the magnetic flux direction (i.e., a positive d-axis current i d is the flow), since the increased magnetic flux density of the iron core of the motor 20, a problem iron loss is increased to generate .

図4に、軽負荷におけるモータ20内の磁束のベクトル図を示す。 Figure 4 shows a vector diagram of magnetic flux in the motor 20 in a light load. 負荷角δが大きくなるとq軸電流i が流れ始める。 When the load angle δ increases q-axis current i q starts to flow. しかし、d軸電流i は正のまま推移する。 However, d-axis current i d is to remain positive while. モータ20の鉄損に着目すると、やはり強め磁束方向にd軸電流i が流れるため鉄損が増加する。 Focusing on the iron loss of the motor 20, also iron loss because the flowing d-axis current i d to the magnetic flux direction intensified increases.

負荷が増加してゆき、負荷角δが大きくなると、図5に示すようにi =0となり、さらに負荷が増加すると図6に示すようにd軸電流i は負となる。 Load Yuki increases, the load angle δ increases, d-axis current i d, as shown in FIG. 6 the next i d = 0, as shown in FIG. 5, further load increase is negative. このように同期PWMモードにおいて、モータ20に流れるd軸電流idが0または負になる領域では、モータ20内の鉄損の増加は生じない。 In this way synchronous PWM mode, a region where the d-axis current id flowing through the motor 20 becomes zero or negative, no increase in the iron loss in the motor 20. また、d軸電流i が負である場合、モータ20内の磁束が弱められ、モータ20の固定子巻線に誘起される逆起電圧が減るので、q軸電流i を増加させ、モータ20に発生するトルクを高めることができる。 Also, when d-axis current i d is negative, the magnetic flux in the motor 20 is weakened, since the counter electromotive voltage induced in the stator windings of the motor 20 is reduced to increase the q-axis current i q, the motor it is possible to increase the torque generated 20.

そこで、本実施形態における非同期/同期切替部102は、ゲート信号生成部101が同期PWMモードにてゲート信号を生成している期間、モータ20に流れるd軸電流i が正になったか否かの判定を行い、判定結果が肯定的である場合にゲート信号生成部101のゲート信号の生成モードを非同期PWMモードに切り替える。 Therefore, asynchronous / synchronous switching unit 102 in this embodiment, whether the period of the gate signal generator 101 is generating a gate signal in the synchronous PWM mode, d-axis current i d flowing through the motor 20 becomes positive a determination is, the determination result switches the mode for generating the gate signal of the gate signal generator 101 to the asynchronous PWM mode when it is positive. また、非同期/同期切替部102は、ゲート信号生成部101が非同期PWMモードにてゲート信号を生成している期間、仮に同期PWMモードへの切り替えを行った場合にモータ20に流れるd軸電流i が0または負になるか否かの判定を行い、判定結果が肯定的である場合にゲート信号生成部101のゲート信号の生成モードを同期PWMモードに切り替える。 Further, the asynchronous / synchronous switching section 102, a gate signal period generator 101 is generating a gate signal in the asynchronous PWM mode, if the d-axis current i flowing through the motor 20 when the conducted switching to the synchronization PWM mode d is a judgment of whether becomes 0 or negative, the determination result switches the mode for generating the gate signal of the gate signal generator 101 to the synchronous PWM mode when it is positive. すなわち、本実施形態では、図7に示すように、インバータ10の出力電圧Vaを一定にした場合においてd軸電流i が0または負となる領域においては同期PWMモードを採用し、それ以外の領域においては非同期PWMモードを採用する。 That is, in this embodiment, as shown in FIG. 7, in the region where the d-axis current i d in a case where the output voltage Va of the inverter 10 constant is zero or negative adopts synchronous PWM mode, otherwise adopting asynchronous PWM mode in the region.

図8は、モータ20の逆起電圧がインバータ10の直流中間電圧e dcよりも低い場合におけるインバータ10の損失解析結果を示す。 Figure 8 shows the loss analysis results of the inverter 10 when the counter electromotive voltage of the motor 20 is lower than the DC link voltage e dc inverter 10. ただし、非同期PWMモードでは電流位相40度にて弱め磁束制御を施し、1パルスの同期PWMモードでは図5に示すi =0となる条件とした。 However, applying flux-weakening control in the current phase 40 degrees in the asynchronous PWM mode, the synchronous PWM mode 1 pulse was a condition for the i d = 0 shown in FIG. 図8より、非同期PWMモードに対し、1パルスの同期PWMモードでは、IGBTのターンオンやターンオフ損失、さらにフライホイールダイオードFWDの逆回復損失が大幅に低下しており、インバータ10全体の損失が約6.5割低下した。 From FIG. 8, with respect to the asynchronous PWM mode, the synchronous PWM mode 1 pulse, the turn-on and turn-off loss of the IGBT, further has reverse recovery losses significantly reduced flywheel diode FWD, of all the inverters 10 loss of about 6 .5 percent was reduced. 以上のように、本実施形態によれば、ゲート信号生成部101が同期PWMモードでインバータ20に与えるゲート信号を生成しているとき、インバータ10からモータ20に供給される電流のうちd軸電流が正になると、ゲート信号生成部101のゲート信号の生成モードを非同期PWMモードに切り替えられるので、弱め界磁が働かない状況において同期PWMモードが継続されるのを回避し、モータの損失が増大するのを回避することができる。 As described above, according to this embodiment, when the gate signal generator 101 is generating a gate signal to be supplied to the inverter 20 in the synchronous PWM mode, d-axis current of the current supplied from the inverter 10 to the motor 20 When but becomes positive, so switched the mode for generating the gate signal of the gate signal generator 101 to the asynchronous PWM mode, avoiding the synchronous PWM mode is continued in a situation where field weakening does not work, loss of motor increases it is possible to avoid the. また、本実施形態によれば、ゲート信号生成部101が非同期PWMモードでゲート信号を生成している期間、仮に同期PWMモードへの切り替えを行った場合に、弱め界磁が働き、モータの損失が増大しない場合に限り、同期PWMモードへの切り替えが行われる。 Further, according to this embodiment, when the gate signal generator 101 is subjected to switching of the period in which the gate signal is generated in the asynchronous PWM mode, the tentatively synchronous PWM mode, field weakening acts, loss of motor There only if not increased, the switching to the synchronous PWM mode is performed. 従って、損失の増大を招くことなく、高速動作が可能なモータ駆動システムを実現することができる。 Therefore, without increasing the losses, it is possible to realize a motor drive system capable of high-speed operation.

<第2実施形態> <Second Embodiment>
図9はこの発明の第2実施形態である制御装置100Aを含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。 Figure 9 is a block diagram showing a configuration of a motor drive system including a control apparatus 100A according to a second embodiment of the present invention. インバータ10およびモータ20の構成は上記第1実施形態(図1)と同様である。 Configuration of the inverter 10 and the motor 20 are the same as the first embodiment (FIG. 1). 以下、制御装置100Aの構成を説明する。 Hereinafter, the configuration of the control apparatus 100A.

電流検出部111は、インバータ10からモータ20のU相、V相およびW相の各固定子巻線に各々供給されるU相電流i 、V相電流i およびW相電流iwを検出する手段である。 Current detecting section 111, U-phase from the inverter 10 motor 20, detects the U-phase current i u, V-phase current i v, and W-phase current iw, which are respectively supplied to the respective stator windings of the V-phase and W-phase it is a means. 三相二相変換部112は、電流検出部111により検出されたU相電流i 、V相電流i およびW相電流i をα軸およびβ軸からなる所定の静止直交座標系における2相の電流i αおよびi βに変換する手段である。 Three-phase two-phase conversion unit 112, 2 in a predetermined stationary rectangular coordinate system consisting of the detected U-phase current i u, V-phase current i v, and W-phase current i w of the α-axis and β-axis by the current detecting section 111 a means for converting currents i alpha and i beta phase. この2相の電流i αおよびi βは、静止直交座標系において回転する電流ベクトルのα軸成分およびβ軸成分である。 The current i alpha and i beta of the 2-phase, is alpha-axis component and a beta axis component of a current vector rotating in a static rectangular coordinate system. そして、座標変換部113は、電流i αおよびi βを、モータ20のロータに設けられたN極の方向を向いたd軸と、このd軸に直交するq軸とからなる回転直交座標系のd軸電流i およびq軸電流i に座標変換する手段である。 The coordinate transformation unit 113, a current i alpha and i beta, and d-axis oriented in the direction of the N poles provided on the rotor of the motor 20, rotating orthogonal coordinate system composed of a q-axis orthogonal to the d-axis to the d-axis current i d and the q-axis current i q is means for coordinate transformation. なお、三相二相変換部112や座標変換部113は、周知の技術であるため、詳細な説明は省略するが、例えば非特許文献1において説明されている。 Incidentally, three-phase two-phase conversion unit 112 and the coordinate converter 113 are the well-known technique, the detailed description is omitted, for example, are described in Non-Patent Document 1.

回転数検出部121は、モータ20のロータの回転速度nを検出する。 Speed ​​detecting unit 121 detects the rotational speed n of the rotor of the motor 20. 直流電圧検出部122は、コンデンサ12に充電された直流中間電圧e dcを検出し、出力電圧演算部123へ検出した電圧値e dcを出力する。 DC voltage detection unit 122 detects a DC link voltage e dc charged in the capacitor 12, and outputs a voltage value e dc detected to output voltage calculation unit 123. 出力電圧演算部123は、前掲式(6)に従い、同期PWMモードにおける出力電圧Vaを演算し、総合磁束演算部124へ出力する。 Output voltage calculating unit 123, in accordance supra formula (6), calculates the output voltage Va in the synchronous PWM mode, and outputs to the total magnetic flux calculation unit 124. 総合磁束演算部124は、次のように総合磁束Ψ の演算を行う。 Overall flux calculating unit 124 performs calculation of the total magnetic flux [psi 0 as follows. まず、総合磁束演算部124は、式(8)に従い、モータ20の回転速度に対応した電気角速度ωを算出する。 First, the overall magnetic flux calculation unit 124, in accordance with the equation (8), and calculates the electrical angular velocity ω corresponding to the rotational speed of the motor 20.
ここで、モータ20の回転速度nは、回転数検出部121により検出される。 Here, the rotational speed n of the motor 20 is detected by the rotation speed detector 121. また、Pはモータ20におけるロータの磁極数であり、極数記憶部125に予め記憶されている。 Also, P is the number of magnetic poles of the rotor in the motor 20 are previously stored in the number storage unit 125 poles.

次に総合磁束演算部は、電気角速度ωと出力電圧演算部123により算出された出力電圧Vaとに基づき、前掲式(7)に従い、総合磁束Ψ を算出する。 Then total flux calculating unit, based on the output voltage Va and the calculated electrical angular ω an output voltage calculating unit 123, in accordance supra formula (7), and calculates the total magnetic flux [psi 0.

逆起電圧記憶部126は、基底周波数f baseと基底周波数におけるモータ20の逆起電圧v emfを記憶している。 Counter electromotive voltage storage unit 126 stores a counter electromotive voltage v emf of motor 20 in the base frequency f base and base frequency. ここで、基底周波数f baseは、モータ20が最大トルクを低下させることなく動作可能なモータ20の回転速度の最大値をモータ20の逆起電圧の周波数に換算したものである。 Here, the base frequency f base are those which motor 20 is obtained by converting the maximum value of the rotational speed of the operable motor 20 without reducing the maximum torque to the frequency of the counter electromotive voltage of the motor 20. 切替負荷角演算部127は、d軸電流idが0となる負荷角δである切替負荷角δ1を算出する手段である。 Switching the load angle computing unit 127 is a means for calculating a switching load angle .delta.1 d-axis current id is the load angle δ which becomes zero. この切替負荷角演算部127は、まず、逆起電圧記憶部126に記憶された基底周波数f baseと逆起電圧v emfとに基づき、式(9)に従い、磁石磁束Ψ を算出する。 The switching load angle computing unit 127, first, based on the base frequency f base stored in the counter electromotive voltage storage unit 126 and the counter electromotive voltage v emf, in accordance with the equation (9), calculates the magnetic flux [psi m.

次に切替負荷角演算部127は、総合磁束Ψ と磁石磁束Ψ とに基づき、式(10)に従って切替負荷角δ を演算する(図7参照)。 Then switch the load angle computing unit 127, based on the total magnetic flux [psi 0 and magnet flux [psi m, calculates the switching load angle [delta] 1 according to the equation (10) (see FIG. 7).

負荷角演算部131は、仮に同期PWMモードに切り替えた場合に、現在のトルク指令に応じたトルクTを発生させるのに必要な負荷角δを前掲式(5)から逆算する。 Load angle computing unit 131, if the case of switching synchronous PWM mode is calculated back load angle δ required to generate the torque T according to the current torque command from supra formula (5). その際に、総合磁束演算部124により算出された総合磁束Ψ と、Ld,Lq記憶部132に予め記憶されたd軸インダクタンスLdおよびq軸インダクタンスLqを用いる。 At that time, using the total magnetic flux [psi 0 calculated by the total magnetic flux calculation unit 124, Ld, a pre-stored d-axis inductance Ld and q-axis inductance Lq to Lq storage unit 132.

負荷角比較部141は、負荷角δとd軸電流i がゼロとなる切替負荷角δ を比較し、δ<δ ならばモードフラグFLGを“0”に、δ≧δ ならばモードフラグFLGを“1”に設定する。 Load angle comparison unit 141, the load angle [delta] and d-axis current i d to compare the switching load angle [delta] 1 becomes zero, [delta] <[delta] 1 if the mode flag FLG to "0", if [delta] ≧ [delta] 1 the mode flag FLG is set to "1".

非同期/同期切替部142は、ゲート信号生成部101が非同期PWMモードでゲート信号を生成している期間にモードフラグFLGが“1”になったとき、ゲート信号生成部101のゲート信号の生成モードを同期PWMモードに切り替え、モードフラグFLGが“0”の場合は非同期PWMモードを維持させる。 Asynchronous / synchronous switching unit 142, when the gate signal generator 101 is mode flag FLG to a period in which the gate signal is generated in the asynchronous PWM mode becomes "1", generation mode of the gate signal of the gate signal generator 101 the synchronous switching to the PWM mode, if the mode flag FLG is "0" to maintain the asynchronous PWM mode. また、非同期/同期切替部142は、ゲート信号生成部101が同期PWMモードでゲート信号を生成している期間内に、座標変換部113により算出されるd軸電流i が正になった場合、ゲート信号生成部101のゲート信号の生成モードを非同期PWMモードに切り替える。 Further, the asynchronous / synchronous switching unit 142 within the time gate signal generator 101 is generating a gate signal in synchronization PWM mode, if the d-axis current i d calculated by the coordinate conversion unit 113 becomes positive switches the mode for generating the gate signal of the gate signal generator 101 to the asynchronous PWM mode.

本実施形態によれば、上記第1実施形態と同様な効果が得られる。 According to this embodiment, the same effect as the first embodiment can be obtained. また、本実施形態では、非同期PWMモードでの制御と並行し、同期PWMモードへ切り替えた場合の負荷角δの算出が進められるので、制御装置100Aでは、負荷角δが切替負荷角δ に接近する状況を把握することができる。 Further, in the present embodiment, in parallel with the control of the asynchronous PWM mode, the calculation of the load angle [delta] in the case of switching to the synchronous PWM mode is advanced, the control devices 100A, load angle [delta] is the switching load angle [delta] 1 it is possible to grasp the situation to approach. 従って、δ≧δ となって非同期PWMモードから同期PWMモードへ切り替えるとき、その切り替えのための制御を円滑に進めることができる。 Therefore, when switching from the asynchronous PWM mode becomes [delta] ≧ [delta] 1 to the synchronous PWM mode, it is possible to advance the control for the switching smoothly.

<第3実施形態> <Third Embodiment>
図10はこの発明の第3実施形態である制御装置100Bを含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。 Figure 10 is a block diagram showing a configuration of a motor drive system including a third embodiment of the control apparatus 100B of the present invention. インバータ10およびモータ20の構成は上記第1実施形態(図1)と同様である。 Configuration of the inverter 10 and the motor 20 are the same as the first embodiment (FIG. 1). 本実施形態における制御装置100Bでは、上記第2実施形態(図9)における直流電圧検出部122が直流電圧記憶部128に置き換えられている。 In the control apparatus 100B in the present embodiment, the DC voltage detection unit 122 in the second embodiment (FIG. 9) is replaced with a DC voltage storage unit 128. この直流電圧記憶部128は、コンデンサ12に充電されるインバータ直流中間電圧e dcを予め記憶する手段である。 The DC voltage storage unit 128 is a means for storing in advance the inverter DC link voltage e dc charged in the capacitor 12. インバータ直流中間電圧e dcの値がほとんど変動しない場合、直流電圧記憶部128に予め記憶しておいたインバータ直流中間電圧e dcを用いて、非同期PWMモードから同期PWMモードへの切替制御を行ってもよい。 If the value of the inverter DC link voltage e dc hardly fluctuates, using an inverter DC link voltage e dc stored in advance into a DC voltage storage unit 128, performs switching control from the asynchronous PWM mode to the synchronous PWM mode it may be. この切替制御の内容は上記第2実施形態と同様なので説明を省略する。 The contents of this switching control is omitted because it is similar to the second embodiment.

<第4実施形態> <Fourth Embodiment>
図11はこの発明の第4実施形態である制御装置100Cを含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。 Figure 11 is a block diagram showing a configuration of a motor drive system including a fourth embodiment of the control apparatus 100C of the present invention. インバータ10およびモータ20の構成は上記第1実施形態(図1)と同様である。 Configuration of the inverter 10 and the motor 20 are the same as the first embodiment (FIG. 1).

制御装置100Cにおいて、ゲート信号生成部101、電流検出部111、三相二相変換部112、座標変換部113、回転数検出部121、Ld,Lq記憶部132は、上記第2実施形態(図9)と同様である。 In the control unit 100C, the gate signal generator 101, a current detection unit 111, a three-phase two-phase conversion unit 112, the coordinate transformation unit 113, the rotation speed detector 121, Ld, Lq storage unit 132, the second embodiment (FIG. 9) is the same as that.

切替負荷角記憶部129は、モータ20に発生する逆起電圧の周波数fを切替負荷角δ に対応付けるテーブルを記憶している。 Switching the load angle storage unit 129 stores a table associating the frequency f of the back electromotive voltage generated in the motor 20 to switch the load angle [delta] 1. 以下、具体的なモータ20の仕様を挙げて、この切替負荷角δ のテーブルの作成方法を説明する。 Hereinafter, taking the specifications of the specific motor 20 will be described creation method of the switching load angle [delta] 1 table. 一例として、モータ20の周波数400Hzにおける逆起電圧の実効値が380V、q軸インダクタンスLqが2.2mHであるとする。 As an example, the effective value of the counter electromotive voltage in the frequency 400Hz of the motor 20 is 380V, q-axis inductance Lq is assumed to be 2.2 mH. また、インバータ直流中間電圧e dcは565.7Vであるとする。 The inverter DC link voltage e dc is assumed to be 565.7V. また、モータ20の基底周波数f baseは400Hz、基底周波数におけるモータ20の逆起電圧v emfが380Vであるとする。 Further, base frequency f base of the motor 20 is 400 Hz, the counter electromotive voltage v emf of motor 20 in the base frequency and a 380V. この場合、式(9)にf base =400Hz、v emf =380Vを代入することにより、磁石磁束Ψmは0.151Wbとなる。 In this case, by substituting f base = 400Hz, v emf = 380V in equation (9), magnet flux Ψm will be 0.151Wb.

インバータ出力電圧Vaは、式(6)にe dc =565.7Vを代入すると、Va=441.1Vとなる。 Inverter output voltage Va and substituting e dc = 565.7V to equation (6), and Va = 441.1V. この場合、周波数fにおける切替負荷角δ は(式16)のように求まる。 In this case, the switching load angle [delta] 1 at the frequency f is determined as (Equation 16).

上記式(11)にΨ 、Vaと、350Hz〜400Hzまでの周波数fを代入すると、周波数f=350Hz〜400Hzにおける切替負荷角δ が得られる。 And [psi m, Va in the equation (11), and substituting the frequency f up 350Hz~400Hz, switching load angle [delta] 1 at frequency f = 350Hz~400Hz is obtained. 図12はその結果を示すものである。 Figure 12 shows the results. 切替負荷角記憶部129には、このようにして求められた切替負荷角δ のテーブルが記憶されている。 The switching load angle storage unit 129, in this way the table switching load angle [delta] 1 obtained is stored.

負荷角演算部133は、仮に同期PWMモードに切り替えた場合に、現在のトルク指令に応じたトルクTを発生させるのに必要な負荷角δを前掲式(5)から逆算する。 Load angle computing unit 133, if the case of switching synchronous PWM mode is calculated back load angle δ required to generate the torque T according to the current torque command from supra formula (5). その際に、負荷角演算部133は、回転数検出部121により検出される回転速度nからモータ20の誘起電圧の周波数f=nP/120を求め、この周波数fにより定まる総合磁束Ψ =Va/fと、Ld,Lq記憶部132に予め記憶されたd軸インダクタンスLdおよびq軸インダクタンスLqを用いることによりトルクTに対応した負荷角δを求める。 At that time, the load angle computing unit 133, the frequency f = nP / 120 of the induced voltage of the motor 20 from the rotational speed n detected by the rotation speed detector 121 obtains, total flux [psi 0 = Va determined by the frequency f / and f, Ld, determine the load angle δ corresponding to the torque T by using the d-axis inductance Ld and q-axis inductance Lq, which are pre-stored in the Lq storage unit 132.

負荷角比較部143は、モータ20の誘起電圧の周波数fに対応した切替負荷角δ を切替負荷角記憶部129内のテーブルから読み出し、この読み出した切替負荷角δ と負荷角演算部133により算出された負荷角δとを比較する。 Load angle comparison unit 143 reads out the switching load angle [delta] 1 corresponding to the frequency f of the induced voltage of the motor 20 from the table of switching the load angle in the storage unit 129, the switching load angle [delta] 1 and the load angle computing unit 133 thus read out comparing the the load angle δ calculated by. そして、δ<δ ならばモードフラグFLGを“0”に、δ≧δ ならばモードフラグFLGを“1”に設定する。 Then, [delta] <[delta] 1 if the mode flag FLG "0", set to "1" [delta] ≧ [delta] 1, then the mode flag FLG.

非同期/同期切替部142の機能は上記第2実施形態と同様である。 Functions of asynchronous / synchronous switching unit 142 is the same as the second embodiment. 本実施形態においても上記第2実施形態と同様な効果が得られる。 In this embodiment the same effect as the second embodiment can be obtained. また、本実施形態によれば、切替負荷角δ1の演算処理がテーブル参照処理に置き換えられているので、上記第2実施形態に比べた制御装置100Cの演算の負担が少ないという利点がある。 Further, according to this embodiment, since the calculation of the switching load angle δ1 is replaced by a table reference processing, there is an advantage that the burden of the operation of the control unit 100C as compared to the second embodiment is small.

<他の実施形態> <Other embodiments>
以上、この発明の第1〜第4実施形態を説明したが、この発明には他にも実施形態が考えられる。 Having described the first to fourth embodiments of the present invention, Additional contemplated embodiments in the present invention. 例えば次の通りである。 For example, as follows.

(1)インバータの電源は、図示のように直流電源でも良く、交流をダイオード整流器等で直流に変換して得ても良い。 (1) Power inverter may be a DC power supply as shown, the AC may be obtained by converting the direct current by a diode rectifier or the like.

(2)ゲート信号生成部にはトルク指令を入力として与えているが、速度指令を与え、速度指令値と実際の速度との偏差からトルク指令を得る方式でも良い。 (2) Although the gate signal generator is provided as an input torque command, it gives a speed command may be a method of obtaining a torque command from the deviation between the actual speed and the speed command value.

(3)電流検出部は必ずしも三相電流を検出する必要はなく、二相を検出し、残りの一相は演算で求めても良い。 (3) the current detection unit is not always necessary to detect the three-phase current, detecting a two-phase, and the remaining one phase may be obtained by computation.

(4)回転数検出部を設ける代わりに回転数予測部を設けても良い。 (4) may be provided rotational speed prediction unit instead of providing the rotation number detection unit.

(5)同期PWMモードから非同期PWMモードへの移行はd軸電流i がゼロとなる負荷角δ にて切替え、逆に非同期PWMモードから同期PWMモードへの移行はd軸電流idが負となる負荷角δ +Δδ(たとえばΔδ=5度)から開始するようにしてもよい。 (5) synchronous transition from PWM mode to the asynchronous PWM mode switching at a load angle [delta] 1 of d-axis current i d is zero, the transition from the asynchronous PWM mode to the synchronous PWM mode conversely d-axis current id negative it may start from the consisting load angle δ 1 + Δδ (e.g. .DELTA..delta = 5 degrees). この場合、同期PWMモードから非同期PWMモードへの切り替えと非同期PWMモードから同期PWMモードへの切り替えとの間にヒステリシスが設けられている。 In this case, hysteresis is provided between the switching from the switching and asynchronous PWM mode from the synchronous PWM mode to the asynchronous PWM mode to the synchronous PWM mode. 従って、同期PWMモードおよび非同期PWMモード間の切り替えが頻繁に行われるのを防止し、モータ駆動システムの動作を安定化することができる。 Therefore, to prevent the switching between synchronous PWM mode and the asynchronous PWM mode is frequently performed, the operation of the motor driving system can be stabilized.

(6)上記各実施形態では、同期PWMモードとして1パルスの同期PWMモードを採用したが、インバータ出力電圧一定の下で負荷角を制御してトルク制御を実施する場合、3パルス等の同期PWMモードにも適用可能である。 (6) In the above embodiments, it is adopted synchronous PWM mode locking 1 pulse as the PWM mode, if controlling the load angle under the inverter output voltage constant to implement a torque control, such as a three-pulse sync PWM even mode can be applied.

(7)上記第4実施形態では、モータ20の回転速度nに比例する逆起電圧の周波数fを切替負荷角δ に対応付ける切替負荷角テーブルを切替負荷角記憶部129に記憶させた。 (7) In the fourth embodiment, has been stored switching load angle table associating the frequency f to the switching load angle [delta] 1 of the counter electromotive voltage which is proportional to the rotational speed n of the motor 20 to switch the load angle storage unit 129. しかし、そのようにする代わりに、モータ20の回転速度nに比例する他のパラメータまたはモータ20の回転速度n自体を切替負荷角δ に対応付ける切替負荷角テーブルを切替負荷角記憶部129に記憶させ、この切替負荷角テーブルを参照することにより現在の回転速度nに対応した切替負荷角δ を求めるようにしてもよい。 However, the storage instead of doing so, other parameters or switching load angle table associating the rotational speed n itself to the switching load angle [delta] 1 of the motor 20 which is proportional to the rotational speed n of the motor 20 to switch the load angle storage unit 129 are allowed, it may be determined switching load angle [delta] 1 corresponding to the current speed n by referring to the switching load angle table.

(7)上記各実施形態において、非同期/同期切替部は、次の2つの切替制御を行った。 (7) In the above embodiments, the asynchronous / synchronous switching unit, conducted the following two switching control.
切替制御A:ゲート信号生成部が同期PWMモードでゲート信号を生成しているとき、d軸電流が正になったか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合にゲート信号生成部のゲート信号の生成モードを非同期PWMモードに切り替える。 Switching Control A: When the gate signal generating unit is generating a gate signal in synchronization PWM mode, determines whether the d-axis current becomes positive, the determination result is gate signal generating unit if it is affirmative switching the generation mode of the gate signal to the asynchronous PWM mode.
切替制御B:ゲート信号生成部が非同期PWMモードでゲート信号を生成しているとき、仮にゲート信号の生成モードを同期PWMモードに切り替えた場合に、d軸電流が0以下となるか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合にゲート信号の生成モードを同期PWMモードに切り替える。 Switching Control B: When the gate signal generating unit is generating a gate signal in the asynchronous PWM mode, if the case where the mode for generating the gate signal is switched synchronous PWM mode, whether the d-axis current becomes 0 or less judgment, the judgment result switches the mode for generating gate signals in synchronization PWM mode when it is positive.
しかし、切替制御Bについては、例えばモータの回転速度が閾値を越えた場合に同期PWMモードへの切り替えを行う等、他の方法により同期PWMモードへの切り替えを行うようにしてもよい。 However, the switching control B, for example, such as to switch to the synchronous PWM mode when the rotational speed of the motor exceeds a threshold value, may be to switch to the synchronous PWM mode by another method. その結果、同期PWMモードにおいてd軸電流が正になった場合は、切替制御Aが働くので、インバータおよびモータの全体としての損失の増加を防止することができる。 As a result, if d-axis current in the synchronous PWM mode becomes positive, since the switching control A acts, it is possible to prevent an increase in loss of the entire inverter and the motor.

(8)多くのインバータの制御装置は、プロセッサとこのプロセッサに実行させるプログラムを記憶したメモリとにより構成されている。 (8) a number of inverter control unit is constituted by a memory for storing a program to be executed a processor and to the processor. そこで、各種のモータを想定して、コンピュータを本発明による制御装置として機能させるプログラムを作成し、このプログラムをインバータの制御装置のユーザに配布するようにしてもよい。 Therefore, assuming the various motors, to create a program causing a computer to function as the control apparatus according to the present invention, it may be distributed the program to the user of the inverter control device. 例えば上記第2実施形態(図9)において、ゲート信号生成部101、三相二相変換部112、座標変換部113、出力電圧演算部123、総合磁束演算部124、切替負荷角演算部127、負荷角比較部141および非同期/同期切替部142の実体は、プロセッサがプログラムに従って実行する演算処理である。 For example, in the second embodiment (FIG. 9), the gate signal generator 101, a three-phase two-phase conversion unit 112, the coordinate transformation unit 113, an output voltage calculating section 123, total magnetic flux calculation unit 124, the switching load angle computing unit 127, entity of the load angle comparison unit 141 and the asynchronous / synchronous switching unit 142 is an arithmetic processing executed by a processor in accordance with a program. そこで、各種のモータ20を想定してこのプログラムを作成し、制御装置のメモリにインストールするのである。 Therefore, assuming the various motors 20 created this program is to install in the memory of the control device. その際、Ld,Lq記憶部132等の各種の記憶部に記憶させるパラメータは、プログラム自体に持たせてもよく、あるいは不揮発性メモリ等に記憶させたものをプログラムに読み込ませるようにしてもよい。 At that time, Ld, parameters to be stored in various storage unit such as Lq storage unit 132 may be given to the program itself, or may be to read the program that is stored in a nonvolatile memory or the like . 上記第2実施形態以外の各実施形態をプログラムとして実現する場合も同様である。 The same applies to the case of realizing the embodiments other than the second embodiment as a program.

10……インバータ、20……モータ、100,100A,100B,100C……制御装置、101……ゲート信号生成部、102,142……非同期/同期切替部、111……電流検出部、112……三相二相変換部、113……座標変換部、132……Ld,Lq記憶部、131……負荷角演算部、121……回転数検出部、122……直流電圧検出部、123……出力電圧演算部、124……総合磁束演算部、125……極数記憶部、126……逆起電圧記憶部、127……切替負荷角演算部、128……直流電圧記憶部、141,143……負荷角比較部、129……切替負荷角記憶部。 10 ...... inverter, 20 ...... motor, 100, 100A, 100B, 100C ...... controller, 101 ...... gate signal generating unit, 102 and 142 ...... asynchronous / synchronous switching unit, 111 ...... current detection unit, 112 ... ... three-phase to two-phase transformation unit, 113 ...... coordinate conversion unit, 132 ...... Ld, Lq storage unit, 131 ...... load angle computing unit, 121 ...... rotation speed detector, 122 ...... DC voltage detection unit, 123 ... ... output voltage calculation unit, 124 ...... total magnetic flux calculation unit, 125 ...... pole storage unit, 126 ...... counter electromotive voltage storage unit, 127 ...... switching load angle computing unit, 128 ...... DC voltage storage unit, 141, 143 ...... load angle comparison unit, 129 ...... switching the load angle storage unit.

Claims (8)

  1. モータを駆動するインバータを構成するスイッチング素子のON/OFF切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期PWMモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期PWMモードとを有するゲート信号生成手段と、 Means for generating a gate signal for ON / OFF switching of the switching elements constituting the inverter for driving the motor, as a generation mode of the gate signal, the AC voltage waveform to be supplied to the motor from the inverter instruction voltage command to the asynchronous PWM mode for generating the gate signal by pulse width modulation using a carrier asynchronous predetermined frequency for this voltage command, a carrier synchronized with the voltage command and the voltage command using a gate signal generating means having a synchronous PWM mode by the pulse width modulation to generate the gate signal,
    前記ゲート信号生成手段が前記同期PWMモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに設けられた永久磁石のN極の向きに対応した成分であるd軸電流が正になったか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記非同期PWMモードに切り替える非同期/同期切替手段と を具備することを特徴とするインバータの制御装置。 When said gate signal generating means is generating a gate signal to be supplied to the inverter in the synchronous PWM mode, from the inverter of the N pole of the permanent magnet provided on a rotor of the motor of the current supplied to the motor d-axis current is a component corresponding to the orientation determined whether it is positive, the determination result switches the mode for generating a gate signal of the gate signal generating means to said asynchronous PWM mode when a positive asynchronous / inverter control device, characterized by comprising a synchronization switching means.
  2. 前記非同期/同期切替手段は、前記ゲート信号生成手段が前記非同期PWMモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、仮に前記ゲート信号生成手段におけるゲート信号の生成モードを前記同期PWMモードに切り替えた場合に、前記インバータから前記モータに供給されるd軸電流が0以下となるか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記同期PWMモードに切り替えることを特徴とする請求項1に記載の制御装置。 It said asynchronous / synchronous switching means, when said gate signal generating means is generating a gate signal to be supplied to the inverter in the asynchronous PWM mode, if the mode for generating a gate signal in the gate signal generating means to the synchronous PWM mode If the switch determines whether the d-axis current supplied to the motor from the inverter becomes zero or less, the judgment result is the generation mode of the gate signal of the gate signal generating means when it is positive control device according to claim 1, characterized in that switching to the synchronous PWM mode.
  3. 前記非同期/同期切替手段は、前記ゲート信号生成手段が前記非同期PWMモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、仮に前記ゲート信号生成手段におけるゲート信号の生成モードを前記同期PWMモードに切り替えた場合に、前記インバータから前記モータに供給されるd軸電流が負の所定値以下になるか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記同期PWMモードに切り替えることを特徴とする請求項1に記載の制御装置。 It said asynchronous / synchronous switching means, when said gate signal generating means is generating a gate signal to be supplied to the inverter in the asynchronous PWM mode, if the mode for generating a gate signal in the gate signal generating means to the synchronous PWM mode If the switch determines whether the d-axis current supplied to the motor from the inverter is below a predetermined negative value, the determination result is the gate signal of the gate signal generating means when it is positive control device according to production mode to claim 1, characterized in that switching to the synchronous PWM mode.
  4. 前記インバータのスイッチング部に入力される直流中間電圧を検出する直流電圧検出手段と、 A DC voltage detecting means for detecting a DC link voltage input to the switching unit of the inverter,
    前記直流電圧検出手段により検出される直流中間電圧に基づき、前記同期PWMモードにおける前記インバータの出力電圧を算出する出力電圧演算手段と、 Based on the DC intermediate voltage detected by the DC voltage detection means, an output voltage calculating means for calculating an output voltage of the inverter in the synchronous PWM mode,
    前記出力電圧演算手段により算出される前記インバータの出力電圧と、前記モータの回転速度とに基づき、前記モータにおいて発生する総合磁束を算出する総合磁束演算手段と、 The output voltage of the inverter is calculated by the output voltage computing means, a total magnetic flux calculation means based on the rotational speed of the motor, and calculates the total magnetic flux generated in said motor,
    前記モータの基底周波数における逆起電圧と前記総合磁束演算手段により算出される総合磁束とに基づき、前記ゲート信号生成手段を前記同期PWMモードで動作させた場合において前記モータのd軸電流が所定値となる負荷角である切替負荷角を算出する切替負荷角演算手段と、 Wherein based on the total magnetic flux calculated by the counter electromotive voltage and the total magnetic flux calculation means in the base frequency of the motor, the gate signal generating means a d-axis current is a predetermined value of the motor when operated at the synchronous PWM mode a switching load angle calculating means for calculating a switching load angle is the load angle becomes,
    現在のトルク指令に応じたトルクを前記同期PWMモードにおいて発生させるための負荷角を算出する負荷角演算手段と、 And load angle calculating means for calculating the load angle for the torque corresponding to the current torque command generated in the synchronous PWM mode,
    前記負荷角演算手段により算出された負荷角と前記切替負荷角算出手段により算出された切替負荷角とを比較する負荷角比較手段とを具備し、 ; And a load angle comparing means for comparing the switching load angle calculated by the load angle calculated by the load angle calculating means and said switching power angle calculating means,
    前記非同期/同期切替手段は、前記負荷角比較手段の比較結果に基づき、前記非同期PWMモードから前記同期PWMモードへの切り替えを行うか否かを判定することを特徴とする請求項2または3に記載の制御装置。 Said asynchronous / synchronous switching means, based on the comparison result of the load angle comparing means to claim 2 or 3, wherein the determining whether to switch from the asynchronous PWM mode to the synchronous PWM mode control device according.
  5. 前記インバータのスイッチング部に入力される直流中間電圧を記憶する直流電圧記憶手段と、 A DC voltage storing means for storing the DC link voltage to be input to the switching unit of the inverter,
    前記直流電圧記憶手段に記憶された直流中間電圧に基づき、前記同期PWMモードにおける前記インバータの出力電圧を算出する出力電圧演算手段と、 Based on the stored DC intermediate voltage to the DC voltage storing means, an output voltage calculating means for calculating an output voltage of the inverter in the synchronous PWM mode,
    前記出力電圧演算手段により算出される前記インバータの出力電圧と、前記モータの回転速度とに基づき、前記モータにおいて発生する総合磁束を算出する総合磁束演算手段と、 The output voltage of the inverter is calculated by the output voltage computing means, a total magnetic flux calculation means based on the rotational speed of the motor, and calculates the total magnetic flux generated in said motor,
    前記モータの基底周波数における逆起電圧と前記総合磁束演算手段により算出される総合磁束とに基づき、前記ゲート信号生成手段を前記同期PWMモードで動作させた場合において前記モータのd軸電流が所定値となる負荷角である切替負荷角を算出する切替負荷角演算手段と、 Wherein based on the total magnetic flux calculated by the counter electromotive voltage and the total magnetic flux calculation means in the base frequency of the motor, the gate signal generating means a d-axis current is a predetermined value of the motor when operated at the synchronous PWM mode a switching load angle calculating means for calculating a switching load angle is the load angle becomes,
    現在のトルク指令に応じたトルクを前記同期PWMモードにおいて発生させるための負荷角を算出する負荷角演算手段と、 And load angle calculating means for calculating the load angle for the torque corresponding to the current torque command generated in the synchronous PWM mode,
    前記負荷角演算手段により算出された負荷角と前記切替負荷角算出手段により算出された切替負荷角とを比較する負荷角比較手段とを具備し、 ; And a load angle comparing means for comparing the switching load angle calculated by the load angle calculated by the load angle calculating means and said switching power angle calculating means,
    前記非同期/同期切替手段は、前記負荷角比較手段の比較結果に基づき、前記非同期PWMモードから前記同期PWMモードへの切り替えを行うか否かを判定することを特徴とする請求項2または3に記載の制御装置。 Said asynchronous / synchronous switching means, based on the comparison result of the load angle comparing means to claim 2 or 3, wherein the determining whether to switch from the asynchronous PWM mode to the synchronous PWM mode control device according.
  6. 前記ゲート信号生成手段を前記同期PWMモードで動作させた場合において前記モータのd軸電流が所定値となる負荷角である切替負荷角と前記モータの回転速度または該回転速度に比例するパラメータとを対応付けるテーブルを記憶する切替負荷角記憶手段と、 A parameter proportional to the rotational speed or the rotational speed of the gate signal the when the generating means is operated in the synchronous PWM mode d-axis current of the motor is a switched load angle is the load angle becomes a predetermined value the motor a switching load angle storing means for storing a table associating,
    現在のトルク指令に応じたトルクを前記同期PWMモードにおいて発生させるための負荷角を算出する負荷角演算手段と、 And load angle calculating means for calculating the load angle for the torque corresponding to the current torque command generated in the synchronous PWM mode,
    前記負荷角演算手段により算出された負荷角と前記切替負荷角記憶手段に記憶された現在のモータの回転速度に対応した切替負荷角とを比較する負荷角比較手段とを具備し、 ; And a load angle comparing means for comparing the switching load angle corresponding to the rotational speed of the current of the motor is stored is calculated as the load angle to the switching load angle storage means by the load angle calculating means,
    前記非同期/同期切替手段は、前記負荷角比較手段の比較結果に基づき、前記非同期PWMモードから前記同期PWMモードへの切り替えを行うか否かを判定することを特徴とする請求項2または3に記載の制御装置。 Said asynchronous / synchronous switching means, based on the comparison result of the load angle comparing means to claim 2 or 3, wherein the determining whether to switch from the asynchronous PWM mode to the synchronous PWM mode control device according.
  7. コンピュータを、 The computer,
    モータを駆動するインバータを構成するスイッチング素子のON/OFF切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期PWMモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期PWMモードとを有するゲート信号生成手段と、 Means for generating a gate signal for ON / OFF switching of the switching elements constituting the inverter for driving the motor, as a generation mode of the gate signal, the AC voltage waveform to be supplied to the motor from the inverter instruction voltage command to the asynchronous PWM mode for generating the gate signal by pulse width modulation using a carrier asynchronous predetermined frequency for this voltage command, a carrier synchronized with the voltage command and the voltage command using a gate signal generating means having a synchronous PWM mode by the pulse width modulation to generate the gate signal,
    前記ゲート信号生成手段が前記同期PWMモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに設けられた永久磁石のN極の向きに対応した成分であるd軸電流が正になったか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記非同期PWMモードに切り替える非同期/同期切替手段として機能させることを特徴とするプログラム。 When said gate signal generating means is generating a gate signal to be supplied to the inverter in the synchronous PWM mode, from the inverter of the N pole of the permanent magnet provided on a rotor of the motor of the current supplied to the motor d-axis current is a component corresponding to the orientation determined whether it is positive, the determination result switches the mode for generating a gate signal of the gate signal generating means to said asynchronous PWM mode when a positive asynchronous / a program characterized by synchronizing function as switching means.
  8. コンピュータを、 The computer,
    モータを駆動するインバータを構成するスイッチング素子のON/OFF切替を行うためのゲート信号を生成する手段であって、前記ゲート信号の生成モードとして、前記インバータから前記モータに供給すべき交流電圧波形を指示する電圧指令とこの電圧指令に対して非同期な所定周波数のキャリアとを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する非同期PWMモードと、前記電圧指令と前記電圧指令に同期したキャリアを用いたパルス幅変調により前記ゲート信号を生成する同期PWMモードとを有するゲート信号生成手段と、 Means for generating a gate signal for ON / OFF switching of the switching elements constituting the inverter for driving the motor, as a generation mode of the gate signal, the AC voltage waveform to be supplied to the motor from the inverter instruction voltage command to the asynchronous PWM mode for generating the gate signal by pulse width modulation using a carrier asynchronous predetermined frequency for this voltage command, a carrier synchronized with the voltage command and the voltage command using a gate signal generating means having a synchronous PWM mode by the pulse width modulation to generate the gate signal,
    前記ゲート信号生成手段が前記同期PWMモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、前記インバータから前記モータに供給される電流のうち前記モータのロータに設けられた永久磁石のN極の向きに対応した成分であるd軸電流が正になったか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合に前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記非同期PWMモードに切り替え、前記ゲート信号生成手段が前記非同期PWMモードで前記インバータに与えるゲート信号を生成しているとき、仮に前記ゲート信号生成手段におけるゲート信号の生成モードを前記同期PWMモードに切り替えた場合に、前記インバータから前記モータに供給されるd軸電流が0以下となるか否かを判定し、判定結果が肯定的である場合 When said gate signal generating means is generating a gate signal to be supplied to the inverter in the synchronous PWM mode, from the inverter of the N pole of the permanent magnet provided on a rotor of the motor of the current supplied to the motor d-axis current is a component corresponding to the orientation determined whether it is positive, the determination result is switched to production mode of a gate signal of the gate signal generating means to said asynchronous PWM mode when it is affirmative, the when the gate signal generating means is generating a gate signal to be supplied to the inverter in the asynchronous PWM mode, if temporarily switching the generation mode of the gate signal in the gate signal generating means to the synchronous PWM mode, the from the inverter determines whether the d-axis current supplied to the motor becomes 0 or less, if the determination result is affirmative 前記ゲート信号生成手段のゲート信号の生成モードを前記同期PWMモードに切り替える非同期/同期切替手段として機能させることを特徴とするプログラム。 Program for causing to function as an asynchronous / synchronous switching means for switching the mode for generating a gate signal of the gate signal generating means to the synchronous PWM mode.
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