JP5471079B2 - Power control device - Google Patents

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Description

本発明は、外部交流電源の単相交流電源電圧をダイオード整流素子で直流に変換し、電力変換器を用いて、バッテリを充電するための直流出力電圧を制御する電力制御装置に関する。   The present invention relates to a power control apparatus that converts a single-phase AC power supply voltage of an external AC power supply into a direct current using a diode rectifier and controls a direct current output voltage for charging a battery using a power converter.

従来から、特許文献１に記載された多相出力電力変換回路が知られている。図１８は、特許文献１に記載された従来装置の回路図である。図１９は、図１８の等価回路図である。図１８に示す多相出力電力変換回路は、直流電圧を電力変換器内の電圧形インバータにより多相交流電圧に変換して多相交流電動機を駆動する。この多相出力電力変換回路では、直流電源１０の一端をモータ（三相モータ）１２のスター結線された固定子巻線の中性点に接続し、直流電源１０の他端を３相電圧形のインバータ１４の直流側に並列接続された平滑コンデンサ１６とインバータ１４との接続点の一方に接続して、直流電源１０の電圧及び電流がインバータ１４の交流出力側からモータ１２を介して見たときに零相となるように構成する。そして、時間分割により、インバータ１４がモータ１２との間で電力を授受し、かつ、インバータ１４による零電圧ベクトルの出力時に直流電源１０との間で零相電力を授受する。   Conventionally, a multiphase output power conversion circuit described in Patent Document 1 is known. FIG. 18 is a circuit diagram of a conventional device described in Patent Document 1. In FIG. FIG. 19 is an equivalent circuit diagram of FIG. The multiphase output power conversion circuit shown in FIG. 18 drives a multiphase AC motor by converting a DC voltage into a multiphase AC voltage by a voltage source inverter in the power converter. In this multiphase output power conversion circuit, one end of the DC power supply 10 is connected to the neutral point of the stator winding of the motor (three-phase motor) 12 and the other end of the DC power supply 10 is connected to the three-phase voltage type. The voltage and current of the DC power supply 10 are viewed from the AC output side of the inverter 14 through the motor 12 by connecting to one of the connection points of the smoothing capacitor 16 and the inverter 14 connected in parallel to the DC side of the inverter 14. Sometimes it is configured to be zero phase. Then, by time division, the inverter 14 transmits and receives power to and from the motor 12, and transmits and receives zero-phase power to and from the DC power supply 10 when the inverter 14 outputs a zero voltage vector.

また、図１９に示す多相出力電力変換回路の零相分等価回路では、インバータ１４の３アームはあたかも零電圧ベクトルの比でスイッチング動作する１つのアームとみなされ、コンバータ（チョッパ）として作用するので、インバータ１４により零相電圧を制御することでコンバータを代用することができる。さらに、モータ１２は漏れインダクタンスの値をもつリアクトルと考えることができるので、直流電源１０とコンデンサ１６との間で零相電力を送受することになる。   Further, in the zero-phase equivalent circuit of the multiphase output power conversion circuit shown in FIG. 19, the three arms of the inverter 14 are regarded as one arm that performs a switching operation with a ratio of zero voltage vectors, and acts as a converter (chopper). Therefore, the converter can be substituted by controlling the zero-phase voltage by the inverter 14. Further, since the motor 12 can be considered as a reactor having a leakage inductance value, zero-phase power is transmitted and received between the DC power supply 10 and the capacitor 16.

この従来技術では、１個のインバータ１４でモータ１２の駆動ができるとともに、直流電源１０の電圧の昇降圧動作が可能であり、昇圧コンバータが省略できるため装置構成の簡略化、小型化、低価格化を図れる可能性がないとはいえない。   In this prior art, the motor 12 can be driven by a single inverter 14, the voltage of the DC power supply 10 can be stepped up and down, and the boost converter can be omitted, thus simplifying the device configuration, reducing the size, and reducing the cost. It cannot be said that there is no possibility of being able to plan.

特開平１０−３３７０４７号公報Japanese Patent Laid-Open No. 10-337047

ただし、特許文献１に記載された従来技術では、直流電源１０に外部電源から充電する場合を想定すると、専用の充電器を用いて直流電源１０を充電しなければならない。このため、例えば電気自動車やプラグインハイブリッド自動車のように、外部の商用電源から車載の電池に充電しなければならない場合には、専用の充電器を別途、車両に搭載する必要が生じ、装置の小型化や低価格化の妨げとなる。   However, in the prior art described in Patent Document 1, assuming that the DC power supply 10 is charged from an external power supply, the DC power supply 10 must be charged using a dedicated charger. For this reason, when it is necessary to charge an in-vehicle battery from an external commercial power source, such as an electric vehicle or a plug-in hybrid vehicle, a dedicated charger needs to be separately installed in the vehicle. This hinders downsizing and price reduction.

［先発明の説明］
これに対して、本発明者らは、先に次のような先発明の電力制御装置を発明した。図２０は、この先発明の電力制御装置の回路図である。電力制御装置は、車載バッテリを電力源とし、走行用モータを駆動する電気自動車や、エンジン及び走行用モータを車両の駆動源として備えるハイブリッド車両等の電動車両に搭載し、車載用バッテリの外部交流電源からの充電を可能とする。電力制御装置は、昇降圧形と呼ばれるもので、車載のバッテリ（直流電源）１８の正極を、第１充電時接続スイッチ２０及び第２充電時接続スイッチ２２を介して、走行用モータであるモータ（三相モータ）１２のスター結線された固定子巻線の中性点に接続している。各充電時接続スイッチ２０，２２は、車両走行時にはオフされ、車両停止時の充電時にはオンされる。 [Description of Prior Invention]
On the other hand, the present inventors previously invented the following power control device of the invention. FIG. 20 is a circuit diagram of the power control device of the present invention. The power control device is mounted on an electric vehicle such as an electric vehicle that uses a vehicle-mounted battery as a power source and drives a traveling motor, or a hybrid vehicle that includes an engine and a traveling motor as a vehicle driving source. Allows charging from a power source. The power control apparatus is called a step-up / step-down type, and a motor that is a traveling motor is connected to a positive electrode of an on-vehicle battery (DC power supply) 18 via a first charging connection switch 20 and a second charging connection switch 22. (Three-phase motor) 12 is connected to the neutral point of the star-connected stator winding. Each charging connection switch 20, 22 is turned off when the vehicle is running, and turned on when charging when the vehicle is stopped.

また、電力制御装置は、充電付加回路２４を備える。充電付加回路２４にはコネクタ２６が接続され、コネクタ２６を介して外部交流電源（商用電源）２８が接続される。充電付加回路２４はダイオード整流素子を含むダイオード整流ブリッジ等のダイオード整流器３０と、ダイオード整流器３０の交流側に接続されたコンデンサ３２とを含み、ダイオード整流器３０の直流側負極はバッテリ１８の正極側に接続され、ダイオード整流器３０の直流側正極は電力変換器であるインバータ１４の正極母線３４に接続される。また、ダイオード整流器３０の直流側負極は、各充電時接続スイッチ２０，２２が接続されることで、バッテリ１８の正極及びモータ１２の固定子巻線の中性点に接続される。バッテリ１８の負極は、インバータ１４の負極母線３５に接続されている。   In addition, the power control device includes a charge addition circuit 24. A connector 26 is connected to the charging additional circuit 24, and an external AC power supply (commercial power supply) 28 is connected via the connector 26. The charging additional circuit 24 includes a diode rectifier 30 such as a diode rectifier bridge including a diode rectifier, and a capacitor 32 connected to the AC side of the diode rectifier 30, and the DC side negative electrode of the diode rectifier 30 is connected to the positive side of the battery 18. The DC positive side of the diode rectifier 30 is connected to the positive bus 34 of the inverter 14 that is a power converter. Further, the DC side negative electrode of the diode rectifier 30 is connected to the positive point of the battery 18 and the neutral point of the stator winding of the motor 12 by connecting the connection switches 20 and 22 during charging. The negative electrode of the battery 18 is connected to the negative electrode bus 35 of the inverter 14.

バッテリ１８の正極と正極母線３４との間には走行時接続スイッチ３６が設けられる。走行時接続スイッチ３６は、車両走行時にはオンされ、車両停止時の充電時にはオフされる。このため、車両走行時のモータ１２の駆動時には、走行時接続スイッチ３６がオンされ、各充電時接続スイッチ２０，２２がオフされる。このスイッチの切り替えにより、バッテリ１８の正極はインバータ１４の正極母線３４に接続され、充電付加回路２４とバッテリ１８とは切り離される。   A travel time connection switch 36 is provided between the positive electrode of the battery 18 and the positive electrode bus 34. The travel connection switch 36 is turned on when the vehicle travels, and is turned off when charging when the vehicle is stopped. For this reason, when the motor 12 is driven during vehicle travel, the travel connection switch 36 is turned on, and the charge connection switches 20 and 22 are turned off. By switching the switch, the positive electrode of the battery 18 is connected to the positive bus 34 of the inverter 14, and the charging additional circuit 24 and the battery 18 are disconnected.

一方、充電時には、走行時接続スイッチ３６がオフされ、充電時接続スイッチ２０、２２がオンされる。このスイッチの切り替えにより、バッテリ１８の正極とインバータ１４の正極母線３４とが切り離され、バッテリ１８の正極及びモータ１２の固定子巻線の中性点とが充電付加回路２４に接続される。このように、バッテリ１８を充電する際に、バッテリ１８の正極と正極母線３４とが走行時接続スイッチ３６で切り離され、バッテリ１８の負極とインバータ１４の負極側とが接続された状態で、ダイオード整流器３０の正極側がインバータ１４の正極側に接続され、ダイオード整流器３０の負極側がモータ１２の固定子巻線の中性点とバッテリ１８の正極とに接続され、ダイオード整流器３０の交流側にコンデンサ３２を介して外部交流電源２８が接続される。   On the other hand, during charging, the traveling connection switch 36 is turned off, and the charging connection switches 20 and 22 are turned on. By this switching, the positive electrode of the battery 18 and the positive bus 34 of the inverter 14 are disconnected, and the positive electrode of the battery 18 and the neutral point of the stator winding of the motor 12 are connected to the charging additional circuit 24. Thus, when the battery 18 is charged, the positive electrode and the positive electrode bus 34 of the battery 18 are disconnected by the travel connection switch 36, and the negative electrode of the battery 18 and the negative electrode side of the inverter 14 are connected. The positive side of the rectifier 30 is connected to the positive side of the inverter 14, the negative side of the diode rectifier 30 is connected to the neutral point of the stator winding of the motor 12 and the positive electrode of the battery 18, and a capacitor 32 is connected to the AC side of the diode rectifier 30. An external AC power supply 28 is connected via

また、バッテリ１８の電圧及び電流がインバータ１４の交流出力側からモータ１２を介して見たときに零相となるように構成する。そして、インバータ１４を構成するスイッチング素子のオンオフに応じた時間分割により、インバータ１４とモータ１２との間での電力の授受を可能とし、かつ、インバータ１４による零相電圧ベクトルの出力時にインバータ１４は、バッテリ１８との間で零相電力を授受する。   The battery 18 is configured such that the voltage and current of the battery 18 are zero phase when viewed from the AC output side of the inverter 14 through the motor 12. Then, power can be exchanged between the inverter 14 and the motor 12 by time division according to ON / OFF of the switching elements constituting the inverter 14, and the inverter 14 is configured to output the zero-phase voltage vector by the inverter 14. The zero-phase power is exchanged with the battery 18.

インバータ１４は、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の各相（各アーム）毎に直列接続される一対ずつのトランジスタ、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子と、各スイッチング素子に逆並列接続されるダイオードとを有する。インバータ１４の３アームはあたかも零相電圧ベクトルの比でスイッチング動作する１つのアームとみなされ、コンバータとして作用するので、インバータ１４により零相電圧を制御することでコンバータの機能を持たせることができる。さらに、モータ１２は漏れインダクタンスの値をもつリアクトルと考えることができるので、バッテリ１８とインバータ１４との間で零相電力を送受することになる。   The inverter 14 is a pair of transistors and IGBTs connected in series for each phase (each arm) of three phases (U phase, V phase, W phase), and is connected in reverse parallel to each switching element. And a diode. Since the three arms of the inverter 14 are regarded as one arm that performs a switching operation with the ratio of the zero-phase voltage vector and acts as a converter, the inverter 14 can be controlled to control the zero-phase voltage so as to have a converter function. . Furthermore, since the motor 12 can be considered as a reactor having a leakage inductance value, zero-phase power is transmitted and received between the battery 18 and the inverter 14.

外部交流電源２８から充電付加回路２４に供給される電力は、充電付加回路２４のダイオード整流器３０で整流される。インバータ１４の正極側のスイッチング素子を１相、あるいは全相をオンオフ制御し、整流された電力をバッテリ１８に供給して充電する。すなわち、インバータ１４の正極側のスイッチング素子と負極側のダイオードとを利用して、正極側のスイッチング素子の１相のみ、あるいは全相をオンすると、モータ１２の漏れインダクタンスを利用するリアクトルである固定子巻線に外部交流電源２８の整流電圧が印加されてリアクトル電流が増大する。その後、オンしているスイッチング素子をオフにすると、モータ１２の固定子巻線に蓄積されたエネルギがバッテリ１８に供給され、バッテリ１８を充電できる。このような先発明の電力制御装置は、外部交流電源２８の単相交流電源電圧をダイオード整流器３０で直流に変換し、インバータ１４を用いて、バッテリ１８を充電するための直流出力電圧を制御する。   The power supplied from the external AC power supply 28 to the charging additional circuit 24 is rectified by the diode rectifier 30 of the charging additional circuit 24. The switching element on the positive electrode side of the inverter 14 is turned on / off for one phase or all phases, and the rectified power is supplied to the battery 18 for charging. That is, when the switching element on the positive electrode side and the diode on the negative electrode side of the inverter 14 are used and only one phase or all phases of the switching element on the positive electrode side are turned on, the fixed reactor is a reactor that uses the leakage inductance of the motor 12. The rectified voltage of the external AC power supply 28 is applied to the child winding, and the reactor current increases. After that, when the switching element that is turned on is turned off, the energy accumulated in the stator winding of the motor 12 is supplied to the battery 18 and the battery 18 can be charged. Such a power control device of the prior invention converts the single-phase AC power supply voltage of the external AC power supply 28 to DC by the diode rectifier 30 and controls the DC output voltage for charging the battery 18 using the inverter 14. .

このような先発明の構成によれば、専用の充電器を設ける必要がなく、簡易に外部交流電源２８から車載のバッテリ１８を充電することが可能となる。また、従来のモータ駆動装置から付加する部品は、ダイオード整流器３０とコンデンサ３２とのみで、充電装置として使用する電力制御装置の小型化、低コスト化を図れる。ただし、先発明の電力制御装置の場合、充電時にモータ１２の零相電圧が供給されるリアクトルである固定子巻線が、昇降圧用のリアクトルとして利用される。これに対して、モータ１２の固定子巻線を昇降圧用リアクトルとして使用する場合、リアクトルとしてモータ１２の漏れインダクタンスを利用してエネルギの蓄積を行うが、漏れインダクタンスは各相巻線のインダクタンスに対して小さい。このため、インバータ１４とモータ１２の固定子巻線とを利用して同じ昇降圧比で外部交流電源２８からバッテリ１８に充電する場合に、固定子巻線に流れる電流が大きくなり、電流リップルも大きくなる。この結果、交流側の外部交流電源２８の電流リップルも大きくなり、この電流リップルを除去するためのコンデンサ３２が大きくなりやすい。また、コンデンサ３２の代わりに、コンデンサを含むＥＭＩフィルタ等の交流フィルタを使用することも考えられるが、この場合には、交流フィルタも大きくなりやすい。また、モータ電流である、各相の固定子巻線を流れる電流の実効値が大きくなるため、モータ１２で発生する損失が大きくなり、効率向上の面から改良の余地がある。また、上記では、モータとインバータとを備える電力制御装置の場合を説明したが、単に充電器として使用する電力制御装置であって、外部交流電源からの単相交流電源電圧を、所定の電圧に変換する、すなわちバッテリを充電するための直流出力電圧を制御する電力制御装置の場合も、上記と同様に、電流リップルを除去するための電気部品が大きくなる可能性がある。   According to such a configuration of the prior invention, it is not necessary to provide a dedicated charger, and the vehicle-mounted battery 18 can be easily charged from the external AC power supply 28. Further, only the diode rectifier 30 and the capacitor 32 are added from the conventional motor driving device, and the power control device used as the charging device can be reduced in size and cost. However, in the case of the power control device of the previous invention, the stator winding, which is a reactor to which the zero-phase voltage of the motor 12 is supplied during charging, is used as a step-up / step-down reactor. On the other hand, when the stator winding of the motor 12 is used as a step-up / step-down reactor, energy is stored using the leakage inductance of the motor 12 as the reactor, but the leakage inductance is compared to the inductance of each phase winding. Small. For this reason, when charging the battery 18 from the external AC power supply 28 with the same step-up / step-down ratio using the inverter 14 and the stator winding of the motor 12, the current flowing through the stator winding increases and the current ripple also increases. Become. As a result, the current ripple of the external AC power supply 28 on the AC side also increases, and the capacitor 32 for removing this current ripple tends to increase. Further, it may be possible to use an AC filter such as an EMI filter including a capacitor instead of the capacitor 32. In this case, however, the AC filter tends to be large. In addition, since the effective value of the current flowing through the stator windings of each phase, which is the motor current, increases, the loss generated in the motor 12 increases, and there is room for improvement in terms of efficiency improvement. In the above description, the case of a power control device including a motor and an inverter has been described. However, the power control device is simply used as a charger, and a single-phase AC power supply voltage from an external AC power supply is changed to a predetermined voltage. Also in the case of a power control device that converts, that is, controls a direct-current output voltage for charging a battery, an electric component for removing a current ripple may become large as described above.

本発明の目的は、電力制御装置において、外部からのバッテリの充電を可能とする構成で、電流リップルを除去するための電気部品の小型化を図ることである。   An object of the present invention is to reduce the size of an electrical component for removing a current ripple with a configuration that enables charging of a battery from the outside in a power control device.

本発明に係る電力制御装置は、バッテリに接続されたインバータを備え、バッテリを駆動用電源としてインバータでモータを駆動する機能と、外部交流電源の単相交流電源電圧をダイオード整流素子で直流に変換し、インバータを用いて、バッテリを充電するための直流出力電圧を制御する機能とを有する電力制御装置であって、インバータに接続されたモータが有するリアクトル成分の電流を検出する電流検出部と、正弦波の交流電流指令値の絶対値に対応する値とリアクトル成分の検出電流との偏差に基づいて制御電圧指令値またはＰＷＭ変調率である偏差対応値を演算する演算部と、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号を出力する３相キャリア信号出力部と、演算部で演算した偏差対応値と、３相のキャリア信号とを比較し、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、電力変換器の３相のスイッチング素子のゲートに出力する３相ＰＷＭ信号出力部と、を備え、３相ＰＷＭ信号出力部からインバータの３相のスイッチング素子のゲートに各相用のＰＷＭ信号を出力し、インバータのスイッチング素子をオンオフ制御することで外部交流電源からバッテリへの充電を可能とし、外部交流電源からバッテリを充電する際にインバータに交流フィルタを介して外部交流電源が接続されることを特徴とする電力制御装置である。 A power control device according to the present invention includes an inverter connected to a battery, and functions to drive a motor with the inverter using the battery as a driving power source, and converts a single-phase AC power source voltage of an external AC power source into a DC current using a diode rectifier. and a using an inverter, a power control apparatus and a function of controlling the DC output voltage for charging the battery, current detecting unit for detecting the current of the reactor components with the motor connected to the inverter, A calculation unit that calculates a deviation corresponding value that is a control voltage command value or a PWM modulation rate based on a deviation between a value corresponding to an absolute value of a sinusoidal alternating current command value and a detected current of a reactor component, and a phase of 120 degrees Compare the three-phase carrier signal output unit that outputs three-phase carrier signals, the deviation corresponding value calculated by the calculation unit, and the three-phase carrier signal. A three-phase PWM signal output unit that generates a PWM signal for each phase whose phases are different by 120 degrees and outputs the PWM signal for each phase to the gate of the three-phase switching element of the power converter; phase PWM signal and outputs a PWM signal for each phase from the output unit to the gate of the three-phase switching elements of the inverter, and allows charging from an external AC power source to the battery by on-off control the switching elements of the inverter, external AC When charging a battery from a power source, an external AC power source is connected to the inverter via an AC filter .

また、本発明に係る電力制御装置において、好ましくは、電流検出部は、インバータに接続されたモータが有するリアクトル成分の電流であって、モータの固定子巻線の中性点電流を検出し、モータは、インバータの出力側に接続され、インバータにより駆動され、演算部は、外部交流電源に対し、力率１の正弦波の交流電流指令値の絶対値と、検出した中性点電流との偏差が０になるように、制御電圧指令値を演算し、３相ＰＷＭ信号出力部は、演算部で演算した制御電圧指令値と、３相のキャリア信号とを比較し、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、インバータの３相の正極側または負極側のスイッチング素子のゲートに出力する。 Moreover, in the power control apparatus according to the present invention, preferably, the current detection unit is a current of a reactor component included in the motor connected to the inverter, and detects a neutral point current of the stator winding of the motor, The motor is connected to the output side of the inverter and is driven by the inverter, and the arithmetic unit calculates the absolute value of the sine wave AC current command value of power factor 1 and the detected neutral point current with respect to the external AC power source. The control voltage command value is calculated so that the deviation becomes 0, and the three-phase PWM signal output unit compares the control voltage command value calculated by the calculation unit with the three-phase carrier signal, and the phase is 120 degrees each. Different PWM signals for the respective phases are generated, and the PWM signals for the respective phases are output to the gates of the switching elements on the positive side or the negative side of the three phases of the inverter.

また、本発明に係る電力制御装置において、好ましくは、外部交流電源からバッテリを充電する際に、バッテリの正極とインバータの正極側とが走行時接続スイッチで切り離され、バッテリの負極とインバータの負極側とが接続された状態で、ダイオード整流素子の正極側がインバータの正極側に接続され、ダイオード整流素子の負極側がモータの固定子巻線の中性点とバッテリの正極とに接続される。 Further, in the power control apparatus according to the present invention, preferably, when charging the battery from the external AC power source , the positive electrode of the battery and the positive electrode side of the inverter are separated by a connection switch during travel, and the negative electrode of the battery and the negative electrode of the inverter The positive side of the diode rectifying element is connected to the positive side of the inverter, and the negative side of the diode rectifying element is connected to the neutral point of the stator winding of the motor and the positive side of the battery .

また、本発明に係る電力制御装置において、好ましくは、バッテリの正極が接続されるインバータの正極側とバッテリの負極が接続されるインバータの負極側との間に２個直列に接続されたダイオード整流素子からなる直列接続ダイオードを備え、交流フィルタは、直列接続ダイオードの中点とモータの固定子巻線の中性点との間にスイッチを介して接続される。 In the power control apparatus according to the present invention, preferably, two diode rectifiers connected in series between the positive electrode side of the inverter to which the positive electrode of the battery is connected and the negative electrode side of the inverter to which the negative electrode of the battery is connected. comprises a series connection diodes consisting of elements, AC filter, Ru is connected via a switch between the neutral point of the middle point and the motor stator windings connected in series diode.

また、本発明に係る電力制御装置において、好ましくは、バッテリは、２個のバッテリが直列に接続された直列接続バッテリであり、交流フィルタは、直列接続バッテリの中点とモータの固定子巻線の中性点との間にスイッチを介して接続される。 In the power control apparatus according to the present invention, preferably, the battery is a series connection battery in which two batteries are connected in series, and the AC filter includes a midpoint of the series connection battery and a stator winding of the motor. of Ru is connected via a switch between the neutral point.

また、本発明に係る電力制御装置において、好ましくは、バッテリと、インバータとの間に、インバータに対し並列に接続された直列接続コンデンサを備え、直列接続コンデンサは、２個の第１コンデンサが直列に接続され、交流フィルタは、直列接続コンデンサの中点とモータの固定子巻線の中性点との間にスイッチを介して接続される。 In the power control apparatus according to the present invention, preferably, a series connection capacitor connected in parallel to the inverter is provided between the battery and the inverter, and the two first capacitors are connected in series. is connected to an AC filter, Ru is connected via a switch between the neutral point of the middle point and the motor stator windings connected in series capacitor.

また、本発明に係る電力制御装置において、好ましくは、交流フィルタは、モータの固定子巻線の中性点と、バッテリの負極を接続したインバータの負極側との間に充電時接続スイッチを介して接続され、外部交流電源からバッテリを充電する際に、バッテリの負極とインバータの負極側とが接続された状態で、ダイオード整流素子の正極側がモータの固定子巻線の中性点に接続され、ダイオード整流素子の負極側がインバータの負極側に接続される。 In the power control device according to the present invention, preferably, the AC filter is connected via a charging connection switch between the neutral point of the stator winding of the motor and the negative side of the inverter to which the negative electrode of the battery is connected. When the battery is charged from an external AC power source, the positive side of the diode rectifier is connected to the neutral point of the stator winding of the motor with the negative side of the battery and the negative side of the inverter connected. The negative electrode side of the diode rectifier element is connected to the negative electrode side of the inverter .

また、本発明に係る電力制御装置において、好ましくは、モータは、補機用モータであり、インバータは、補機用モータを駆動する補機用インバータであり、バッテリは、電動車両走行用モータと補機用モータとの共通する電力源として使用される。   In the power control apparatus according to the present invention, preferably, the motor is an auxiliary motor, the inverter is an auxiliary inverter that drives the auxiliary motor, and the battery is an electric vehicle driving motor. Used as a power source common to auxiliary motors.

また、本発明に係る電力制御装置において、好ましくは、演算部は、正弦波の交流電流指令値の絶対値に交流電源電圧とバッテリ電圧とから定められる分流比を乗じて得られる値と、リアクトル成分の検出電流との偏差に補償器を乗じて得られる値にバッテリ電圧を加算し、交流電源電圧の絶対値にバッテリ電圧を加算した値で除算して偏差対応値であるＰＷＭ変調率を演算し、３相ＰＷＭ信号出力部は、演算されたＰＷＭ変調率と、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号とを比較し、ＰＷＭ指令電圧であり、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、インバータの３相の正極側または負極側のスイッチング素子のゲートに出力する。 In the power control apparatus according to the present invention, preferably, the calculation unit includes a value obtained by multiplying an absolute value of the sine wave AC current command value by a shunt ratio determined from the AC power supply voltage and the battery voltage, and a reactor. The battery voltage is added to the value obtained by multiplying the deviation from the component detection current by the compensator, and divided by the value obtained by adding the battery voltage to the absolute value of the AC power supply voltage to calculate the PWM modulation rate that is the deviation-corresponding value. The three-phase PWM signal output unit compares the calculated PWM modulation rate with a three-phase carrier signal whose phase is different by 120 degrees, and is a PWM command voltage for each phase whose phase is different by 120 degrees. A PWM signal is generated, and the PWM signal for each phase is output to the gate of the switching element on the positive or negative side of the three phases of the inverter .

本発明の電力制御装置によれば、外部からのバッテリの充電を可能とする構成で、電流リップルを除去するための電気部品の小型化を図れる。   According to the power control apparatus of the present invention, it is possible to reduce the size of an electrical component for removing current ripple with a configuration that allows charging of a battery from the outside.

また、電流検出部は、インバータに接続されたモータが有するリアクトル成分の電流であって、モータの固定子巻線の中性点電流を検出し、モータは、インバータの出力側に接続され、インバータにより駆動され、演算部は、外部交流電源に対し、力率１の正弦波の電流指令値の絶対値と、検出した中性点電流との偏差が０になるように、制御電圧指令値を演算し、３相ＰＷＭ信号出力部は、演算部で演算した制御電圧指令値と、３相のキャリア信号とを比較し、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、インバータの３相の正極側または負極側のスイッチング素子のゲートに出力する構成によれば、専用の充電器を用いることなく外部からのバッテリの充電が可能となり、かつ、充電時にモータでの効率向上を図れる。 The current detection unit is a current of a reactor component of a motor connected to the inverter, and detects a neutral point current of the stator winding of the motor. The motor is connected to the output side of the inverter, and the inverter The calculation unit sets the control voltage command value to the external AC power supply so that the deviation between the absolute value of the sine wave current command value with a power factor of 1 and the detected neutral current is zero. The three-phase PWM signal output unit calculates the control voltage command value calculated by the calculation unit and the three-phase carrier signal, generates a PWM signal for each phase that is 120 degrees different in phase, According to the configuration in which the PWM signal is output to the gate of the switching element on the three-phase positive or negative side of the inverter, it is possible to charge the battery from the outside without using a dedicated charger. Sometimes with motor It attained the rate increase.

また、演算部は、正弦波の交流電流指令値の絶対値に交流電源電圧とバッテリ電圧とから定められる分流比を乗じて得られる値と、リアクトル成分の検出電流との偏差に補償器を乗じて得られる値にバッテリ電圧を加算し、交流電源電圧の絶対値にバッテリ電圧を加算した値で除算して偏差対応値であるＰＷＭ変調率を演算し、３相ＰＷＭ信号出力部は、演算されたＰＷＭ変調率と、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号とを比較し、ＰＷＭ指令電圧であり、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、インバータの３相の正極側または負極側のスイッチング素子のゲートに出力する構成によれば、昇降圧形としての機能を有する構成でも、外部交流電源の交流電圧とバッテリ電圧とにかかわらず、外部交流電源側の電流を交流電源電圧と同位相の正弦波に制御できる。

In addition, the calculation unit multiplies the deviation between the value obtained by multiplying the absolute value of the AC current command value of the sine wave by the shunt ratio determined from the AC power supply voltage and the battery voltage and the detected current of the reactor component by a compensator. The battery voltage is added to the obtained value, and the absolute value of the AC power supply voltage is divided by the value obtained by adding the battery voltage to calculate the PWM modulation rate corresponding to the deviation, and the three-phase PWM signal output unit is calculated The PWM modulation rate is compared with a three-phase carrier signal having a phase difference of 120 degrees to generate a PWM command voltage and a PWM signal for each phase having a phase difference of 120 degrees, and the PWM signal for each phase the, according to the configuration of outputting the gate on the positive electrode side or the negative electrode side of the switching elements of the three-phase inverter, be configured to have a function as buck-boost, whether in the AC voltage and the battery voltage of the external AC power source , The current can be controlled for an external AC power supply side to a sine wave of the AC power supply voltage and in phase.

本発明の第１の実施の形態の電力制御装置の回路図である。It is a circuit diagram of a power control device of a 1st embodiment of the present invention. 第１の実施の形態の電流指令生成部の１例を示す図である。It is a figure which shows an example of the electric current instruction | command production | generation part of 1st Embodiment. 図１の電力制御装置において、充電時にインバータ及びモータを利用して電圧変換を行う様子を説明するための回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram for explaining how voltage conversion is performed using an inverter and a motor during charging in the power control apparatus of FIG. 1. 本発明の第２の実施の形態の電力制御装置の一部の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of a part of electric power control apparatus of the 2nd Embodiment of this invention. 電力制御装置において、充電時の外部電源側の電圧と電流とを求める第１のシミュレーション結果を、（ａ）は、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号を３相のスイッチング素子で共通とした比較例の場合で、（ｂ）は、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号の位相を３相のスイッチング素子で１２０度ずつずらせた第２の実施の形態の場合で示す図である。In the power control apparatus, the first simulation result for obtaining the voltage and current on the external power supply side at the time of charging is shown in (a) as a comparative example in which the carrier signal used for generating the PWM signal is common to the three-phase switching elements. (B) is a diagram showing the case of the second embodiment in which the phase of the carrier signal used for generating the PWM signal is shifted by 120 degrees by a three-phase switching element. 電力制御装置において、充電時のモータの各相の固定子巻線を流れる電流（モータ電流）と中性点を流れる電流（中性点電流）とを求める第２のシミュレーション結果を、（ａ）は、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号を３相のスイッチング素子で共通とした比較例の場合で、（ｂ）は、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号の位相を３相のスイッチング素子で１２０度ずつずらせた第２の実施の形態の場合で示す図である。In the power control device, the second simulation result for obtaining the current (motor current) flowing through the stator windings of each phase of the motor during charging and the current flowing through the neutral point (neutral point current) is shown in (a). Is a case of a comparative example in which a carrier signal used for PWM signal generation is common to three-phase switching elements, and (b) is a phase of the carrier signal used for PWM signal generation being 120 degrees with a three-phase switching element. It is a figure shown in the case of 2nd Embodiment shifted gradually. 第２の実施の形態の電力制御装置で充電時の電流及び電圧を求める第３のシミュレーション結果を、（ａ）は外部交流電源の電流及び電圧で、（ｂ）はバッテリの電流及び電圧で示す図である。The third simulation result for obtaining the current and voltage at the time of charging by the power control apparatus of the second embodiment, (a) shows the current and voltage of the external AC power supply, (b) shows the current and voltage of the battery. FIG. 第２の実施の形態を用いて行ったシミュレーション結果から得られた、外部交流電源の電流の高調波成分の次数と電流値との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the order of the harmonic component of the electric current of the external alternating current power supply obtained from the simulation result performed using 2nd Embodiment, and an electric current value. 第２の実施の形態の電力制御装置で充電する場合を模擬して、外部交流電源の電流及び電圧を求める実験結果を示す図である。It is a figure which shows the experimental result which calculates | requires the case where it charges with the electric power control apparatus of 2nd Embodiment, and calculates | requires the electric current and voltage of an external AC power supply. 第２の実施の形態の電力制御装置で充電する場合を模擬して、モータのＵ相の固定子巻線を流れるＵ相電流、Ｕ相の固定子巻線を流れるＵ相電圧、及び、中性点を流れる電流を求める実験結果を示す図である。Simulating the case of charging with the power control apparatus of the second embodiment, the U-phase current flowing through the U-phase stator winding of the motor, the U-phase voltage flowing through the U-phase stator winding, and the medium It is a figure which shows the experimental result which calculates | requires the electric current which flows through a sex point. 第２の実施の形態の電力制御装置で充電する場合を模擬して、バッテリの電流及び電圧を求める実験結果を示す図である。It is a figure which shows the experimental result which simulates the case where it charges with the electric power control apparatus of 2nd Embodiment, and calculates | requires the electric current and voltage of a battery. 本発明の第３の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the power control apparatus of the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the power control apparatus of the 4th Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施の形態の別例の電力制御装置を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the power control apparatus of another example of the 4th Embodiment of this invention. 本発明の第５の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the power control apparatus of the 5th Embodiment of this invention. 本発明の第６の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the power control apparatus of the 6th Embodiment of this invention. 本発明の第７の実施の形態の電力制御装置を、補機モータ駆動用として使用し、電動車両であるハイブリッド車両を構成するモータ駆動装置と組み合わせた様子を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows a mode that the electric power control apparatus of the 7th Embodiment of this invention was used for an auxiliary machine motor drive, and combined with the motor drive apparatus which comprises the hybrid vehicle which is an electric vehicle. 本発明の第８の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the power control apparatus of the 8th Embodiment of this invention. 従来装置の回路図である。It is a circuit diagram of a conventional device. 図１８の等価回路図である。FIG. 19 is an equivalent circuit diagram of FIG. 18. 先発明の電力制御装置の回路図である。It is a circuit diagram of the power control apparatus of a prior invention.

［第１の発明の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態の電力制御装置の回路図である。図２は、図１の電力制御装置において、充電時にインバータ及びモータを利用して電圧変換を行う様子を説明するための回路図である。 [First Embodiment]
FIG. 1 is a circuit diagram of a power control apparatus according to a first embodiment of this invention. FIG. 2 is a circuit diagram for explaining how voltage conversion is performed using an inverter and a motor during charging in the power control apparatus of FIG. 1.

なお、本実施の形態の特徴は、モータの固定子巻線の中性点を流れる電流を検出し、その検出電流と、１２０度ずつ位相をずらせた３相のキャリア信号とを用いて、インバータの３相のスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成する点にある。その他の回路の基本構成自体は、図１９に示した先発明の構成とほぼ同様であるため、同等部分には同一符号を付して重複する説明を省略もしくは簡略にし、以下、本実施の形態の特徴部分及び図１９の先発明の構成と異なる部分を中心に説明する。   The feature of the present embodiment is that the current flowing through the neutral point of the stator winding of the motor is detected, and using the detected current and a three-phase carrier signal shifted in phase by 120 degrees, an inverter is used. This is to generate a PWM signal for controlling the three-phase switching element. Since the basic configuration of other circuits is almost the same as the configuration of the previous invention shown in FIG. 19, the same reference numerals are given to the same parts, and redundant description is omitted or simplified. The description will focus on the features of the above and portions different from the configuration of the prior invention of FIG.

図１に示すように、本実施の形態の電力制御装置は、電源であるバッテリ１８と、バッテリ１８に接続されたインバータ１４と、インバータ１４の出力側に接続され、インバータ１４により駆動されるモータ１２と、モータ１２に接続された充電付加回路２４ａとを備える。また、インバータ１４、モータ１２及び充電付加回路２４ａをループ状に接続する。そして、バッテリ１８の電圧及び電流がインバータ１４の交流出力側からモータ１２を介して見たときに零相となるように構成し、インバータ１４を構成するＩＧＢＴであるスイッチング素子のオンオフに応じた時間分割により、インバータ１４とモータ１２との間で電力の授受を可能とし、かつ、インバータ１４による零相電圧ベクトルの出力時にインバータ１４とバッテリ１８との間で零相電力を授受することにより、充電付加回路２４ａに接続された外部交流電源（商用電源）２８からバッテリ１８への充電を可能とする。充電付加回路２４ａは、ダイオード整流素子を含むダイオード整流器３０と、ダイオード整流器３０の交流側に接続された交流フィルタである、ＥＭＩフィルタ３８とを含む。ＥＭＩフィルタ３８は、電流リップルを除去するためのもので、コンデンサを含む。なお、インバータ１４を構成するスイッチング素子は、ＩＧＢＴ以外、例えばトランジスタとすることもできる。   As shown in FIG. 1, the power control apparatus according to the present embodiment includes a battery 18 as a power source, an inverter 14 connected to the battery 18, and a motor connected to the output side of the inverter 14 and driven by the inverter 14. 12 and an additional charging circuit 24 a connected to the motor 12. Further, the inverter 14, the motor 12, and the charging additional circuit 24a are connected in a loop shape. Then, the voltage and current of the battery 18 are configured to be zero-phase when viewed from the AC output side of the inverter 14 through the motor 12, and the time corresponding to the ON / OFF of the switching element that is the IGBT configuring the inverter 14 Due to the division, power can be transferred between the inverter 14 and the motor 12, and charging can be performed by transferring zero-phase power between the inverter 14 and the battery 18 when the inverter 14 outputs a zero-phase voltage vector. The battery 18 can be charged from the external AC power supply (commercial power supply) 28 connected to the additional circuit 24a. The charging additional circuit 24 a includes a diode rectifier 30 including a diode rectifier element, and an EMI filter 38 that is an AC filter connected to the AC side of the diode rectifier 30. The EMI filter 38 is for removing current ripple, and includes a capacitor. In addition, the switching element which comprises the inverter 14 can also be used as a transistor other than IGBT, for example.

また、バッテリ１８の正極と、インバータ１４の正極母線３４との間に走行時接続スイッチ３６が設けられ、ダイオード整流器３０の負極側とモータ１２の固定子巻線の中性点との間、ダイオード整流器３０の負極側とバッテリ１８の正極との間にそれぞれ第１充電時接続スイッチ２０及び第２充電時接続スイッチ２２が設けられる。バッテリ１８を充電する際に、第１充電時接続スイッチ２０を介して、ダイオード整流器３０の負極側を固定子巻線の中性点に接続する。また、第２充電時接続スイッチ２２を介して、ダイオード整流器３０の負極側をバッテリ１８の正極に接続する。また、ダイオード整流器３０の正極側はインバータ１４の正極母線３４に接続される。これとともに、バッテリ１８の正極とインバータ１４の正極母線３４とは、走行時接続スイッチ３６で切り離す。この場合、ダイオード整流器３０の交流側にＥＭＩフィルタ３８を介して外部交流電源２８を接続する。なお、外部交流電源２８と充電付加回路２４ａとの間に、図２０に示した構成の場合と同様のコネクタ２６を設けることもできる。   A travel connection switch 36 is provided between the positive electrode of the battery 18 and the positive bus 34 of the inverter 14, and a diode is connected between the negative side of the diode rectifier 30 and the neutral point of the stator winding of the motor 12. A first charging connection switch 20 and a second charging connection switch 22 are provided between the negative electrode side of the rectifier 30 and the positive electrode of the battery 18, respectively. When charging the battery 18, the negative electrode side of the diode rectifier 30 is connected to the neutral point of the stator winding via the first charging connection switch 20. Further, the negative electrode side of the diode rectifier 30 is connected to the positive electrode of the battery 18 via the second charging connection switch 22. The positive side of the diode rectifier 30 is connected to the positive bus 34 of the inverter 14. At the same time, the positive electrode of the battery 18 and the positive electrode bus 34 of the inverter 14 are disconnected by the travel connection switch 36. In this case, the external AC power supply 28 is connected to the AC side of the diode rectifier 30 via the EMI filter 38. Note that a connector 26 similar to the configuration shown in FIG. 20 may be provided between the external AC power supply 28 and the charging additional circuit 24a.

さらに、電力制御装置は、インバータ１４に接続されたモータ１２が有するリアクトル成分の電流であって、モータ１２の固定子巻線の中性点電流を検出する電流検出部である電流センサ４０と、制御部４２とを備える。制御部４２は、ＣＰＵ、メモリ等を有するマイクロコンピュータ等であり、減算器４４と、演算部４６と、３相キャリア信号出力部４８と、３相ＰＷＭ信号出力部５０とを有する。減算器４４は、充電電力に対応する外部交流電源２８に対し、正弦波の電流指令値の絶対値に対応する値であり、予め定められる、力率１の正弦波の交流電流指令値の絶対値｜ｉ*｜と、電流センサ４０で検出したモータ１２の中性点電流ｉとの偏差を演算部４６に出力する。なお、外部交流電源２８の電圧と電池電圧であるバッテリ１８電圧との検出値に基づいて、外部交流電源２８の電流が、充電電力に相当する力率１で正弦波になるような中性点電流指令値である交流電流指令値の絶対値を生成することもできる。演算部４６は、入力された偏差が０になるようにインバータ１４駆動用の制御電圧指令値を、例えばＰＩ制御のような制御則で演算する。すなわち、演算部４６は、偏差に基づいて制御電圧指令値を演算する。 Further, the power control device includes a current sensor 40 that is a current of a reactor component of the motor 12 connected to the inverter 14 and that detects a neutral point current of the stator winding of the motor 12; And a control unit 42. The control unit 42 is a microcomputer having a CPU, a memory, and the like, and includes a subtractor 44, a calculation unit 46, a three-phase carrier signal output unit 48, and a three-phase PWM signal output unit 50. The subtractor 44 is a value corresponding to the absolute value of the sine wave current command value for the external AC power supply 28 corresponding to the charging power, and is a predetermined absolute value of the sine wave AC current command value of power factor 1 The deviation between the value | i * | and the neutral point current i of the motor 12 detected by the current sensor 40 is output to the calculation unit 46. A neutral point at which the current of the external AC power supply 28 becomes a sine wave with a power factor of 1 corresponding to the charging power based on the detected value of the voltage of the external AC power supply 28 and the battery 18 voltage as the battery voltage. An absolute value of an alternating current command value that is a current command value can also be generated. The calculation unit 46 calculates a control voltage command value for driving the inverter 14 by a control law such as PI control so that the input deviation becomes zero. That is, the calculation unit 46 calculates the control voltage command value based on the deviation.

なお、電流指令値の絶対値｜ｉ*｜を使用するのは、半波整流とするためである。また、力率１の正弦波の電流指令値の絶対値｜ｉ*｜を求めるために、例えば、制御部４２は、図２に示す電流指令生成部９４を有し、図示しない外部制御部から受ける充放電電力指令値ＰＲ、及び、外部交流電源２８の電圧ＶＡ（Ｖ（ｔ））を検出する電圧センサ（図示せず）からの検出値に基づいて、外部交流電源２８に対して力率１の正弦波の電流指令値の絶対値｜ｉ*｜を生成することもできる。例えば、電流指令生成部９４は、実効値演算部９６と、位相検出部９８と、正弦波生成部１００と、除算部１０２と、乗算部１０４と、絶対値算出部１０６とを有する。実効値演算部９６は、外部交流電源２８（図１）の電圧ＶＡからピーク電圧を検出し、検出したピーク電圧に基づいて電圧ＶＡの実効値を算出する。位相検出部９８は、電圧ＶＡのゼロクロス点を算出し、検出したゼロクロス点に基づいて電圧ＶＡの位相を検出する。 The reason why the absolute value | i * | of the current command value is used is for half-wave rectification. Further, in order to obtain the absolute value | i * | of the sine wave current command value of power factor 1, for example, the control unit 42 includes a current command generation unit 94 shown in FIG. Based on the received charge / discharge power command value PR and the detected value from a voltage sensor (not shown) that detects the voltage VA (V (t)) of the external AC power supply 28, the power factor with respect to the external AC power supply 28 is determined. The absolute value | i * | of the current command value of the sine wave of 1 can also be generated. For example, the current command generator 94 includes an effective value calculator 96, a phase detector 98, a sine wave generator 100, a divider 102, a multiplier 104, and an absolute value calculator 106. The effective value calculator 96 detects the peak voltage from the voltage VA of the external AC power supply 28 (FIG. 1), and calculates the effective value of the voltage VA based on the detected peak voltage. The phase detector 98 calculates the zero cross point of the voltage VA and detects the phase of the voltage VA based on the detected zero cross point.

正弦波生成部１００は、位相検出部９８によって検出された電圧ＶＡの位相に基づいて、例えば、正弦波関数のテーブルを用いて、電圧ＶＡと同相の正弦波を生成する。除算部１０２は、実効値演算部９６からの電圧ＶＡの実効値により充放電電力指令値ＰＲを除算し、その演算結果を乗算部１０４へ出力し、乗算部１０４では、除算部１０２の演算結果に正弦波生成部１００からの正弦波を乗算する。絶対値算出部１０６では、乗算部１０４の演算結果の絶対値を算出し、その算出結果を電流指令の絶対値｜ｉ*｜として出力する。電流指令生成部９４の出力｜ｉ*｜は、減算器４４（図１）に入力する。 Based on the phase of the voltage VA detected by the phase detector 98, the sine wave generator 100 generates a sine wave in phase with the voltage VA using, for example, a sine wave function table. The division unit 102 divides the charge / discharge power command value PR by the effective value of the voltage VA from the effective value calculation unit 96 and outputs the calculation result to the multiplication unit 104. In the multiplication unit 104, the calculation result of the division unit 102 Is multiplied by the sine wave from the sine wave generator 100. The absolute value calculation unit 106 calculates the absolute value of the calculation result of the multiplication unit 104 and outputs the calculation result as the absolute value | i * | of the current command. The output | i * | of the current command generator 94 is input to the subtractor 44 (FIG. 1).

図１に戻って、３相キャリア信号出力部４８は、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３を出力する。すなわち、３相のキャリア信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３は、それぞれ位相が０度、１２０度、２４０度のＰＷＭキャリア信号である。尚、本実施の形態及び後述する各実施の形態で、３相とは、モータ１２の駆動のためにインバータ１４に電流を供給する場合の、モータ１２のＵ，Ｖ，Ｗ相に対応する３相をいう（特許請求の範囲で同じとする）。   Returning to FIG. 1, the three-phase carrier signal output unit 48 outputs three-phase carrier signals C1, C2, and C3 whose phases are different by 120 degrees. That is, the three-phase carrier signals C1, C2, and C3 are PWM carrier signals having phases of 0 degrees, 120 degrees, and 240 degrees, respectively. In the present embodiment and each embodiment described later, the three phases correspond to the U, V, and W phases of the motor 12 when current is supplied to the inverter 14 for driving the motor 12. Refers to the phase (same in the claims).

３相ＰＷＭ信号出力部５０は、コンパレータ５２を有し、演算部４６で演算して得られた制御電圧指令値と、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３とをコンパレータ５２で比較して得られた算出値に応じて、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成する。そして、３相ＰＷＭ信号出力部５０は、インバータ１４を構成する３相のアームＡｕ，Ａｖ，Ａｗの正極側のスイッチング素子のゲートに、各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを出力する。   The three-phase PWM signal output unit 50 includes a comparator 52, which compares the control voltage command value obtained by calculation by the calculation unit 46 with three-phase carrier signals C1, C2, and C3 that are different in phase by 120 degrees. The PWM signals Pu, Pv, and Pw for the phases that are different in phase by 120 degrees are generated in accordance with the calculated values obtained by comparison in 52. The three-phase PWM signal output unit 50 outputs PWM signals Pu, Pv, and Pw for each phase to the gates of the switching elements on the positive side of the three-phase arms Au, Av, and Aw that constitute the inverter 14.

このような電力制御装置により、３相ＰＷＭ信号出力部５０からインバータ１４の３相の正極側のスイッチング素子のゲートに各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが出力され、インバータ１４の正極側のスイッチング素子を、各相のスイッチング素子同士でスイッチングするタイミングを１２０度ずつ位相をずらせるようにオンオフ制御されるため、外部交流電源２８からバッテリ１８への充電が可能となる。本実施の形態の場合、インバータ１４及びモータ１２は、充電する場合に昇降圧装置としての機能を有し、外部交流電源２８からダイオード整流器３０を介してインバータ１４に送られた直流電圧を、インバータ１４とモータ１２とで昇圧または降圧してバッテリ１８に供給する。また、インバータ１４のスイッチング素子をオフとなるように制御することで、外部交流電源２８からダイオード整流器３０を介してインバータ１４に送られた直流電圧を、昇降圧させることなくバッテリ１８に供給することもできる。   By such a power control device, the PWM signals Pu, Pv, Pw for each phase are output from the three-phase PWM signal output unit 50 to the gate of the switching element on the three-phase positive side of the inverter 14, and the positive side of the inverter 14 On / off control is performed so that the switching timing of the switching elements of each phase is switched by 120 degrees, so that charging of the battery 18 from the external AC power supply 28 is possible. In the case of the present embodiment, the inverter 14 and the motor 12 have a function as a step-up / step-down device when charging, and a DC voltage sent from the external AC power supply 28 to the inverter 14 via the diode rectifier 30 is converted into an inverter. 14 and the motor 12 are stepped up or stepped down and supplied to the battery 18. In addition, by controlling the switching element of the inverter 14 to be turned off, the DC voltage sent from the external AC power supply 28 to the inverter 14 via the diode rectifier 30 is supplied to the battery 18 without being stepped up or down. You can also.

このような電力制御装置によれば、専用の充電器を用いることなく外部からの車載のバッテリ１８の充電を可能とし、かつ、電流リップルを除去するための電気部品の小型化を図れ、かつ、充電時にモータ１２での効率向上を図れる。具体的には本実施の形態によれば、次の（１）から（５）の効果を得られる。   According to such a power control device, it is possible to charge the on-vehicle battery 18 from the outside without using a dedicated charger, and it is possible to reduce the size of the electrical component for removing current ripple, and The efficiency of the motor 12 can be improved during charging. Specifically, according to the present embodiment, the following effects (1) to (5) can be obtained.

（１）外部からの充電機能を持たせるのにもかかわらず、外部からの充電機能を持たない従来のモータ駆動装置に設けていたモータ１２とインバータ１４とをそのまま流用でき、かつ、専用の充電器を別途、車両に搭載する必要がなくなる。このため、電力制御装置の小型化及び低コスト化が可能となる。   (1) Although the external charging function is provided, the motor 12 and the inverter 14 provided in the conventional motor driving device having no external charging function can be used as they are, and the dedicated charging is performed. This eliminates the need to install a separate device in the vehicle. For this reason, the power control device can be reduced in size and cost.

（２）モータ１２の中性点を利用して零相の電流を制御しているため、充電の際にモータ１２にトルクが生じず、モータ１２が回転しない。   (2) Since the zero-phase current is controlled using the neutral point of the motor 12, no torque is generated in the motor 12 during charging, and the motor 12 does not rotate.

（３）充電機能を持たないモータ駆動装置にダイオード整流器３０を追加し、外部交流電源２８の電圧を直流に変換し、ダイオード整流器３０の直流側からバッテリ１８側を見た構成は、等価的に昇降圧コンバータと等価な回路構成となるので、外部交流電源２８の電圧よりも低いまたは高い電圧のバッテリ１８へ充電できる。すなわち、図３に示すように、インバータ１４（図１）の正極側の３相のスイッチング素子５４をオンオフ制御し、ダイオード整流器３０で整流された電力をバッテリ１８に供給して充電する。この際、インバータ１４の正極側のスイッチング素子５４をオンすると、図３の実線矢印で示す方向に電流が流れる。これに対して、正極側のスイッチング素子５４をオフすると、図３の破線矢印で示す方向に電流が流れ、負極側のダイオード５６を介してモータ１２の固定子巻線に蓄積されたエネルギがバッテリ１８に供給され、バッテリ１８が充電される。   (3) The configuration in which the diode rectifier 30 is added to the motor drive device having no charging function, the voltage of the external AC power supply 28 is converted to DC, and the battery 18 side is viewed from the DC side of the diode rectifier 30 is equivalently Since the circuit configuration is equivalent to the step-up / down converter, the battery 18 having a voltage lower or higher than the voltage of the external AC power supply 28 can be charged. That is, as shown in FIG. 3, the positive-side three-phase switching element 54 of the inverter 14 (FIG. 1) is turned on and off, and the electric power rectified by the diode rectifier 30 is supplied to the battery 18 and charged. At this time, when the switching element 54 on the positive electrode side of the inverter 14 is turned on, a current flows in the direction indicated by the solid line arrow in FIG. On the other hand, when the switching element 54 on the positive electrode side is turned off, a current flows in the direction indicated by the broken line arrow in FIG. 3, and the energy accumulated in the stator winding of the motor 12 via the diode 56 on the negative electrode side is stored in the battery. 18 and the battery 18 is charged.

（４）図１に示すインバータ１４のスイッチング動作で外部交流電源２８の電流を正弦波状に近い波形に制御できるため、高調波電流の発生も抑制できる。この際、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のキャリア信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３の位相を１２０度ずつずらしているので、スイッチング周波数に対して、モータ１２の相の自己インダクタンス及び相互インダクタンスが利用できるようになる。このため、各相の固定子巻線を流れる電流のリップルが低減され、さらに、３相の電流の合成により得られる、中性点から流出する電流リップルの周波数がキャリア信号Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３の位相をずらせない場合に比べて３倍となる。この結果、外部交流電源２８の電流のリップルの値が大幅に低減され、電流リップルを除去するための電気部品である、ＥＭＩフィルタ３８を小型化できる。   (4) Since the current of the external AC power supply 28 can be controlled to a waveform close to a sine wave by the switching operation of the inverter 14 shown in FIG. 1, the generation of harmonic current can be suppressed. At this time, since the phases of the U-phase, V-phase, and W-phase three-phase carrier signals C1, C2, and C3 are shifted by 120 degrees, the self-inductance and mutual inductance of the phase of the motor 12 with respect to the switching frequency. It becomes available. For this reason, the ripple of the current flowing through the stator winding of each phase is reduced, and the frequency of the current ripple flowing out from the neutral point obtained by the synthesis of the three-phase current is the carrier signal C1, C2, C3. Compared to the case where the phase is not shifted, it becomes three times. As a result, the value of the current ripple of the external AC power supply 28 is greatly reduced, and the EMI filter 38, which is an electrical component for removing the current ripple, can be downsized.

（５） また、充電時にモータ１２のインダクタンスを等価的に大きくできる。このため、同じスイッチング素子を使用する場合において、流れる電流を小さくできるため、損失を小さくでき、出力を大きくできる。したがって、充電時のモータ１２での効率向上を図れる。また、同じ出力を得る場合にモータ１２の小型化も図れる。なお、第１充電時接続スイッチ２０を図１に示す位置に設けるのではなく、モータ１２の固定子巻線の中性点とダイオード整流器３０との間の、図１に点Ｐ１で示す位置、または、インバータ１４の直流側正極とダイオード整流器３０との間の、図１に点Ｐ２で示す位置に、第１充電時接続スイッチ２０を設けることもできる。   (5) Further, the inductance of the motor 12 can be equivalently increased during charging. For this reason, when using the same switching element, since the flowing current can be reduced, the loss can be reduced and the output can be increased. Therefore, the efficiency of the motor 12 during charging can be improved. Further, the motor 12 can be downsized when the same output is obtained. The first charging connection switch 20 is not provided at the position shown in FIG. 1, but the position indicated by the point P1 in FIG. 1 between the neutral point of the stator winding of the motor 12 and the diode rectifier 30; Alternatively, the first charging connection switch 20 can be provided between the DC positive electrode of the inverter 14 and the diode rectifier 30 at a position indicated by a point P2 in FIG.

［第２の発明の実施の形態］
図４は、本発明の第２の実施の形態の電力制御装置の一部の構成を示すブロック図である。なお、以下の説明では、図１〜３に示した第１の実施の形態の要素と同等部分の要素には同一符号を付して重複する図示及び説明を省略もしくは簡略化する。本実施の形態では、バッテリ１８への充電電力の制御と同時に、入力電源である外部交流電源２８の電流の力率改善と、高調波電流低減の制御とを行う。このために、外部交流電源２８の電圧から、その振幅と位相とを検出し、外部交流電源２８の電圧と電池電圧であるバッテリ１８電圧との検出値に基づいて、外部交流電源２８の電流が、充電電力に相当する力率１で高調波がない正弦波になるような中性点電流指令値を生成する。また、モータ１２の中性点電流を検出して、中性点電流指令値に追従するように、制御部４２でインバータ１４を用いてモータ１２の電流を制御する。このような本実施の形態によれば、上記の第１の実施の形態の場合と異なり、ゲインを高くしなくても外部交流電源２８の電流波形を高調波のない正弦波とすることができ、より安定した制御を実現できる。 [Second Embodiment]
FIG. 4 is a block diagram illustrating a partial configuration of the power control apparatus according to the second embodiment of this invention. In the following description, elements that are the same as those of the first embodiment shown in FIGS. 1 to 3 are denoted by the same reference numerals, and overlapping illustrations and descriptions are omitted or simplified. In the present embodiment, simultaneously with the control of the charging power to the battery 18, the power factor improvement of the current of the external AC power supply 28 that is the input power supply and the control of the harmonic current reduction are performed. For this purpose, the amplitude and phase are detected from the voltage of the external AC power supply 28, and the current of the external AC power supply 28 is determined based on the detected value of the voltage of the external AC power supply 28 and the battery 18 voltage as the battery voltage. The neutral point current command value is generated so as to be a sine wave having no harmonics with a power factor of 1 corresponding to the charging power. Further, the neutral point current of the motor 12 is detected, and the control unit 42 controls the current of the motor 12 using the inverter 14 so as to follow the neutral point current command value. According to this embodiment, unlike the case of the first embodiment, the current waveform of the external AC power supply 28 can be a sine wave without harmonics without increasing the gain. More stable control can be realized.

具体的には、本実施の形態では、制御部４２は、電流指令対応値算出部７８と、減算器４４と、演算部８０と、３相ＰＷＭ信号出力部５０とを有する。また、演算部８０は、補償器８１と、加算器８２と、除算器８３とを含む。電流指令対応値算出部７８は、中性点電流指令値である正弦波の交流電流指令値の絶対値｜ｉ*｜に交流電源電圧Ｖ（ｔ）（図１参照）とバッテリ電圧Ｖｂ（図１参照）とから定められる分流比（１＋｜Ｖ（ｔ）｜／Ｖｂ）を乗じて得られる値を算出し、減算器４４へ出力する。減算器４４は、電流指令対応値算出部７８の出力値と、リアクトル成分の検出電流である中性点電流の検出値ｉとの偏差を求め、補償器８１に出力する。補償器８１は、減算器４４の出力値に補償器を乗じて得られる値、すなわち、減算器４４の出力値を比例補償や比例積分補償等の補償制御することにより得られる値を、リアクトル電圧指令ＶＬ*として出力する。リアクトル電圧指令ＶＬ*は、加算器８２で、バッテリ電圧Ｖｂを加算された後、除算器８３で、（｜Ｖ（ｔ）｜／Ｖｂ）により除算されることにより、ＰＷＭ変調率が算出される。 Specifically, in the present embodiment, the control unit 42 includes a current command corresponding value calculation unit 78, a subtractor 44, a calculation unit 80, and a three-phase PWM signal output unit 50. The arithmetic unit 80 includes a compensator 81, an adder 82, and a divider 83. The current command corresponding value calculation unit 78 converts the AC power supply voltage V (t) (see FIG. 1) and the battery voltage Vb (see FIG. 1) into the absolute value | i * | of the sinusoidal AC current command value that is the neutral point current command value. 1), and a value obtained by multiplying by the diversion ratio (1+ | V (t) | / Vb) determined from the above is calculated and output to the subtractor 44. The subtractor 44 obtains a deviation between the output value of the current command corresponding value calculation unit 78 and the detected value i of the neutral point current that is the detected current of the reactor component, and outputs the deviation to the compensator 81. The compensator 81 obtains a value obtained by multiplying the output value of the subtractor 44 by the compensator, that is, a value obtained by performing compensation control such as proportional compensation or proportional integral compensation on the output value of the subtractor 44, and the reactor voltage Output as command VL * . Reactor voltage command VL * is added with battery voltage Vb by adder 82, and then divided by (| V (t) | / Vb) by divider 83, whereby the PWM modulation rate is calculated. .

そして、３相ＰＷＭ信号出力部５０では、演算部８０で演算して得られたＰＷＭ変調率と、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３とをコンパレータ５２で比較して得られた算出値に応じて、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成し、インバータ１４の正極側の各相のスイッチング素子のゲートに、各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを出力する。これにより、単相交流電流を交流電源電圧と同位相の正弦波に制御する。   In the three-phase PWM signal output unit 50, the PWM modulation rate obtained by calculation in the calculation unit 80 is compared with the three-phase carrier signals C1, C2, and C3 whose phases are different by 120 degrees by the comparator 52. According to the calculated value, PWM signals Pu, Pv, and Pw for the phases that are different in phase by 120 degrees are generated, and the PWM signals for the phases are connected to the gates of the switching elements of the phases on the positive side of the inverter 14. Signals Pu, Pv and Pw are output. As a result, the single-phase alternating current is controlled to a sine wave having the same phase as the alternating-current power supply voltage.

このような本実施の形態によれば、外部交流電源２８の交流電圧Ｖ（ｔ）とバッテリ１８の電圧Ｖｂとにかかわらず、外部交流電源２８の単相交流電流である電流波形を正弦波に制御できる。次に、これについて、詳しく説明する。まず、上記の図２で示した実線矢印方向に電流が流れる状態を動作状態１とし、破線矢印方向に電流が流れる状態を動作状態２とした場合において、１回のスイッチング期間での、動作状態１，２の、モータ１２のリアクトル成分の回路方程式は次の（１）（２）式で表される。ここで、外部交流電源２８の単相交流電源電圧をＶ（ｔ）とし、バッテリ１８の電圧をＶｂとする。また、モータ１２の固定子巻線のインダクタンスをＬとし、動作状態１での中性点電流（リアクトル電流）を（ｉＬ１）とし、動作状態２での中性点電流を（ｉＬ２）とする。   According to the present embodiment, the current waveform, which is a single-phase AC current of the external AC power supply 28, is changed to a sine wave regardless of the AC voltage V (t) of the external AC power supply 28 and the voltage Vb of the battery 18. Can be controlled. Next, this will be described in detail. First, when the state in which a current flows in the direction of the solid arrow shown in FIG. 2 is the operation state 1, and the state in which the current flows in the direction of the broken arrow is the operation state 2, the operation state in one switching period. The circuit equations of reactor components 1 and 2 of the motor 12 are expressed by the following equations (1) and (2). Here, the single-phase AC power supply voltage of the external AC power supply 28 is V (t), and the voltage of the battery 18 is Vb. Further, the inductance of the stator winding of the motor 12 is L, the neutral point current (reactor current) in the operation state 1 is (iL1), and the neutral point current in the operation state 2 is (iL2).

（動作状態１） ｜Ｖ（ｔ）｜＝Ｌ・ｄ（ｉＬ１）／ｄｔ・・・（１）
（動作状態２） −Ｖｂ＝Ｌ・ｄ（ｉＬ２）／ｄｔ・・・（２） (Operating state 1) | V (t) | = L · d (iL1) / dt (1)
(Operating state 2) −Vb = L · d (iL2) / dt (2)

図３の実線矢印で示す動作状態１では、インバータ１４（図１）の３相の正極側のスイッチング素子５４のオン状態で、リアクトル電流は、正極側のスイッチング素子５４を流れて、固定子巻線で磁気エネルギが蓄えられる。これに対して、動作状態２では、リアクトル電流は負極側のダイオード５６を通過してバッテリ１８へ流れ、固定子巻線で蓄えられた磁気エネルギはバッテリ１８へ供給されて電流が減少する。このようなインバータ１４と固定子巻線とを含む部分は、昇降圧コンバータと等価な回路として機能するため、バッテリ１８の電圧は零から外部交流電源２８の電圧の最大値以上の範囲で制御できる。   In the operation state 1 indicated by the solid arrow in FIG. 3, the reactor current flows through the positive-side switching element 54 in the ON state of the three-phase positive-side switching element 54 of the inverter 14 (FIG. 1). Magnetic energy is stored with wires. On the other hand, in the operation state 2, the reactor current passes through the diode 56 on the negative electrode side and flows to the battery 18, and the magnetic energy stored in the stator winding is supplied to the battery 18 to decrease the current. Since such a portion including the inverter 14 and the stator winding functions as a circuit equivalent to a step-up / down converter, the voltage of the battery 18 can be controlled within a range from zero to the maximum value of the voltage of the external AC power supply 28. .

上記の（１）式、（２）式から、スイッチングの１周期において、固定子巻線に印加される平均電圧ＶＬは次の（３）式で表される。ここで、スイッチング周期をＴａとし、正極側のスイッチング素子のオン時間をＴｏｎとする。   From the above formulas (1) and (2), the average voltage VL applied to the stator winding in one switching period is expressed by the following formula (3). Here, the switching cycle is Ta, and the ON time of the positive-side switching element is Ton.

ＶＬ＝（｜Ｖ（ｔ）｜・Ｔｏｎ−Ｖｂ（Ｔａ−Ｔｏｎ））／Ｔａ・・・（３） VL = (| V (t) | · Ton−Vb (Ta−Ton)) / Ta (3)

したがって、（３）式を変形して、デューティ比（通流率）Ｔｏｎ／Ｔａは次の（４）式で表される。   Therefore, the equation (3) is modified and the duty ratio (conductivity) Ton / Ta is expressed by the following equation (4).

Ｔｏｎ／Ｔａ＝（ＶＬ＋Ｖｂ）／（｜Ｖ（ｔ）｜＋Ｖｂ）・・・（４） Ton / Ta = (VL + Vb) / (| V (t) | + Vb) (4)

また、動作状態１，２での中性点電流（リアクトル電流）の分流比（ｉＬ２）／（ｉＬ１）は次の（５）式で表される。   Further, the diversion ratio (iL2) / (iL1) of the neutral point current (reactor current) in the operating states 1 and 2 is expressed by the following equation (5).

（ｉＬ２）／（ｉＬ１）＝（１＋｜Ｖ（ｔ）｜／Ｖｂ）・・・（５） (IL2) / (iL1) = (1+ | V (t) | / Vb) (5)

本実施の形態の場合、交流電流指令値の絶対値｜ｉ*｜に、（５）式の分流比（ｉＬ２）／（ｉＬ１）を乗じた値と固定子巻線の中性点電流ｉとの偏差を、比例補償器や比例積分補償器の補償等で制御補償し、得られた値をリアクトル電圧指令ＶＬ*として、この電圧指令に対応する通流率を算出し、この通流率を用いて各相の正極側のスイッチング素子を制御することができる。このため、上記の（１）〜（５）式から分かるように、昇降圧形としての機能を有する構成でも、外部交流電源２８の交流電圧（ｔ）とバッテリ１８の電圧Ｖｂとにかかわらず、外部交流電源２８側の電流が正弦波の交流電流指令値ｉ*に追従するように制御できる。すなわち、外部交流電源２８側の電流を交流電源２８の電圧と同位相の正弦波に制御できる。これに対して、上記の第１の実施の形態の場合には、昇降圧形としての機能を有する構成において、正極側のスイッチング素子のオフ時には、固定子巻線を流れる電流が入力側の交流電源に流れず、出力側にのみ流れるため、交流入力電流は正弦波とならず、入力交流電圧と出力電圧とに依存した歪み波形となる可能性がある。また、ゲインを高くすれば正弦波となる可能性があるが、制御の安定性が劣る可能性がある。本実施の形態によれば、これらの点をいずれも改良できる。 In the case of the present embodiment, the value obtained by multiplying the absolute value | i * | of the alternating current command value by the shunt ratio (iL2) / (iL1) of the equation (5) and the neutral point current i of the stator winding Is compensated by a compensation of a proportional compensator or a proportional integral compensator, etc., and the obtained value is set as a reactor voltage command VL * to calculate a conduction rate corresponding to the voltage command. It is possible to control the switching element on the positive electrode side of each phase. For this reason, as can be seen from the above equations (1) to (5), even in the configuration having the function as the step-up / step-down type, regardless of the AC voltage (t) of the external AC power supply 28 and the voltage Vb of the battery 18, The current on the external AC power supply 28 side can be controlled to follow the sinusoidal AC current command value i * . That is, the current on the external AC power supply 28 side can be controlled to a sine wave in phase with the voltage of the AC power supply 28. On the other hand, in the case of the first embodiment described above, in the configuration having the function as the step-up / step-down type, when the positive-side switching element is turned off, the current flowing through the stator winding is the alternating current on the input side. Since the current does not flow to the power source but flows only to the output side, the AC input current does not become a sine wave, but may have a distorted waveform depending on the input AC voltage and the output voltage. Further, if the gain is increased, a sine wave may be obtained, but the control stability may be deteriorated. According to the present embodiment, both of these points can be improved.

また、上記の第１の実施の形態と同様に、１２０度ずつ位相をずらせた各相のキャリア信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３と比較し、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成する。この結果、外部交流電源２８の交流電圧Ｖ（ｔ）とバッテリ１８の電圧Ｖｂとにかかわらず、単相交流電流を正弦波に制御できるとともに、外部交流電源２８の電流のリップルを低減でき、ＥＭＩフィルタ３８を小型化できる。また、充電時にモータ１２のインダクタンスを等価的に大きくできるため、流れる電流を小さくして、損失を小さくでき、充電時のモータ１２での効率向上を図れる。本実施の形態において、その他の構成及び作用については、上記の第１の実施の形態と同様である。   Similarly to the first embodiment described above, the PWM signals Pu and Pv for each phase differ in phase by 120 degrees compared to the carrier signals C1, C2 and C3 of each phase shifted by 120 degrees. , Pw. As a result, the single-phase AC current can be controlled to a sine wave regardless of the AC voltage V (t) of the external AC power supply 28 and the voltage Vb of the battery 18, and the ripple of the current of the external AC power supply 28 can be reduced. The filter 38 can be downsized. In addition, since the inductance of the motor 12 can be equivalently increased during charging, the current flowing can be reduced, loss can be reduced, and the efficiency of the motor 12 during charging can be improved. In the present embodiment, other configurations and operations are the same as those in the first embodiment.

図５は、本実施の形態の効果を確認するために行った充電する場合の外部交流電源２８（図１）の電流及び電圧を求める第１のシミュレーション結果を示す図である。なお、以下のシミュレーション及び実験の説明において、図１〜４に示した要素と同一の要素には同一の符号を付して説明する。図５（ａ）は、本実施の形態の構成において、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号を３相のスイッチング素子で共通とした比較例のシミュレーション結果を示している。図５（ｂ）は、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号の位相を３相のスイッチング素子で１２０度ずつずらせた本実施の形態のシミュレーション結果を示している。   FIG. 5 is a diagram showing a first simulation result for obtaining the current and voltage of the external AC power supply 28 (FIG. 1) when charging is performed in order to confirm the effect of the present embodiment. In the following description of the simulation and experiment, the same elements as those shown in FIGS. FIG. 5A shows a simulation result of a comparative example in which the carrier signal used for generating the PWM signal is common to the three-phase switching elements in the configuration of the present embodiment. FIG. 5B shows a simulation result of the present embodiment in which the phase of the carrier signal used for PWM signal generation is shifted by 120 degrees by a three-phase switching element.

図５の各図において、「電源電圧」は、外部交流電源２８の電圧を表し、「電源電流」は、外部交流電源２８の電流を表す。また、図５（ａ）の比較例のシミュレーション結果では、ＥＭＩフィルタ３８を構成するコンデンサの静電容量Ｃｆを２３．４μＦとし、図５（ｂ）の本実施の形態のシミュレーション結果では、ＥＭＩフィルタ３８を構成するコンデンサの静電容量Ｃｆを２．２μＦとしている。図５に示す結果から明らかなように、本実施の形態の場合には、コンデンサの静電容量を比較例の場合に比べて小さくしているのにもかかわらず、外部交流電源２８の電流及び電圧のリップルを十分に小さく抑えることができた。また、このような結果から、本実施の形態によれば、ＥＭＩフィルタ３８の小型化を図れることも確認できた。また、本実施の形態によれば、外部交流電源２８の電流波形は、外部交流電源２８の電圧と同位相の正弦波に制御されることが分かる。   In each diagram of FIG. 5, “power supply voltage” represents the voltage of the external AC power supply 28, and “power supply current” represents the current of the external AC power supply 28. Further, in the simulation result of the comparative example of FIG. 5A, the capacitance Cf of the capacitor constituting the EMI filter 38 is 23.4 μF, and in the simulation result of the present embodiment of FIG. 5B, the EMI filter The capacitance Cf of the capacitor constituting 38 is 2.2 μF. As is clear from the results shown in FIG. 5, in the case of the present embodiment, the current of the external AC power supply 28 and the current of the external AC power supply 28 are reduced, although the capacitance of the capacitor is smaller than that in the comparative example. The voltage ripple was kept small enough. From these results, it was confirmed that the EMI filter 38 can be downsized according to the present embodiment. Further, according to the present embodiment, it can be seen that the current waveform of the external AC power supply 28 is controlled to a sine wave having the same phase as the voltage of the external AC power supply 28.

図６は、本実施の形態の効果を確認するために行った充電する場合のモータ１２の各相の固定子巻線を流れる電流（モータ電流）と、固定子巻線の中性点を流れる電流（中性点電流）とを求める第２のシミュレーション結果を示す図である。図６（ａ）は、本実施の形態の構成において、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号を３相のスイッチング素子で共通とした、すなわちキャリア信号の位相を同相とした比較例のシミュレーション結果を示している。図６（ｂ）は、ＰＷＭ信号生成に使用するキャリア信号の位相を３相のスイッチング素子で１２０度ずつずらせた本実施の形態のシミュレーション結果を示している。図６の各図において、「モータ電流」は、モータ１２の各相の固定子巻線を流れる電流を表し、「中性点電流」は、固定子巻線の中性点を流れる電流を表す。図６に示す結果から明らかなように、図６（ｂ）に示す本実施の形態の場合には、図６（ａ）に示す比較例の場合に比べて、各相の固定子巻線を流れる電流（モータ電流）のリップル自体を小さくできるとともに、各相の電流の位相がずれるため、これらの電流が合成される中性点電流の最大値の大きさ及びリップルの振れの大きさをともに小さくできた。   FIG. 6 shows the current (motor current) that flows through the stator windings of each phase of the motor 12 and the neutral point of the stator windings when charging is performed to confirm the effect of the present embodiment. It is a figure which shows the 2nd simulation result which calculates | requires an electric current (neutral point electric current). FIG. 6A shows a simulation result of a comparative example in which the carrier signal used for generating the PWM signal is common to the three-phase switching elements, that is, the phase of the carrier signal is the same phase, in the configuration of the present embodiment. ing. FIG. 6B shows a simulation result of the present embodiment in which the phase of the carrier signal used for generating the PWM signal is shifted by 120 degrees by a three-phase switching element. In each figure of FIG. 6, “motor current” represents the current flowing through the stator winding of each phase of the motor 12, and “neutral point current” represents the current flowing through the neutral point of the stator winding. . As is clear from the results shown in FIG. 6, in the case of the present embodiment shown in FIG. 6B, the stator windings of the respective phases are compared with the case of the comparative example shown in FIG. The ripple of the flowing current (motor current) itself can be reduced, and the current of each phase is out of phase. Therefore, the maximum value of the neutral point current and the magnitude of the ripple fluctuation are combined. I was able to make it smaller.

図７、図８は、本実施の形態の効果を確認するために行った充電する場合の外部交流電源２８の電流及び電圧と、バッテリ１８の電流及び電圧とを求める第３のシミュレーション結果を示す図である。図７（ａ）（ｂ）は、本実施の形態の構成を用いて行ったシミュレーション結果を示している。図７において、「電源電圧」は、外部交流電源２８の電圧を表し、「電源電流」は、外部交流電源２８の電流を表す。また、「電池電圧」は、バッテリ１８の電圧を表し、「電池電流」は、バッテリ１８の電流を表す。図７に示す結果から明らかなように、本実施の形態の場合には、外部交流電源２８の電流のリップルを十分に小さく抑えることができるとともに、バッテリ１８の電流のリップルを小さく抑えることができた。すなわち、外部交流電源２８の高調波電流のリップルを小さく抑えることができた。また、図８は、本実施の形態を用いて行ったシミュレーション結果から得られた、外部交流電源２８の電流の高調波成分の次数と電流値との関係を示す図である。図８において、「規制値」とは、ＩＥＣ（国際電気標準会議）の規制値であるＩＥＣ６１０００−３−２によって規定された値を示している。図８に示す結果から明らかなように、本実施の形態では外部交流電源２８の電流の高調波成分を規制値よりも低く抑えることができた。   7 and 8 show a third simulation result for obtaining the current and voltage of the external AC power supply 28 and the current and voltage of the battery 18 when charging is performed in order to confirm the effect of the present embodiment. FIG. FIGS. 7A and 7B show the results of a simulation performed using the configuration of the present embodiment. In FIG. 7, “power supply voltage” represents the voltage of the external AC power supply 28, and “power supply current” represents the current of the external AC power supply 28. “Battery voltage” represents the voltage of the battery 18, and “battery current” represents the current of the battery 18. As is apparent from the results shown in FIG. 7, in the case of the present embodiment, the current ripple of the external AC power supply 28 can be suppressed sufficiently small, and the current ripple of the battery 18 can be suppressed small. It was. That is, the ripple of the harmonic current of the external AC power supply 28 can be suppressed to a small value. FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the order of the harmonic component of the current of the external AC power supply 28 and the current value, obtained from the simulation results performed using the present embodiment. In FIG. 8, “regulated value” indicates a value defined by IEC 61000-3-2 which is a regulated value of IEC (International Electrotechnical Commission). As is clear from the results shown in FIG. 8, in the present embodiment, the harmonic component of the current of the external AC power supply 28 can be kept lower than the regulation value.

図９〜図１１は、本実施の形態の効果を確認するために、本実施の形態の電力制御装置で充電する場合を模擬して、外部交流電源２８の電流及び電圧（図９）と、モータ１２のＵ相の固定子巻線を流れるＵ相電流、Ｕ相の固定子巻線を流れるＵ相電圧、及び、中性点を流れる電流（図１０）と、バッテリ１８の電流及び電圧（図１１）とを求める実験結果を示す図である。実験では、バッテリ１８の代わりに抵抗を用いて行った。図９で、「ＡＣ入力電流」は外部交流電源２８の電流を表し、「ＡＣ入力電圧」は外部交流電源２８の電圧を表す。図１０で、「モータＵ相電流」は、モータ１２のＵ相の固定子巻線を流れるＵ相電流を表し、「モータＵ相電圧」は、モータ１２のＵ相の固定子巻線を流れるＵ相電圧を表し、「中性点電流」は、モータ１２の固定子巻線の中性点を流れる電流を表す。また、図１１で、「出力電流」は、バッテリ１８の代わりとして使用する抵抗を流れる電流を表し、「出力電圧」は、この抵抗の両端間の電圧を表す。   In order to confirm the effect of this Embodiment, FIGS. 9-11 simulates the case where it charges with the power control apparatus of this Embodiment, the electric current and voltage (FIG. 9) of the external alternating current power supply 28, The U-phase current flowing through the U-phase stator winding of the motor 12, the U-phase voltage flowing through the U-phase stator winding, the current flowing through the neutral point (FIG. 10), the current and voltage of the battery 18 ( It is a figure which shows the experimental result which calculates | requires FIG. In the experiment, resistance was used instead of the battery 18. In FIG. 9, “AC input current” represents the current of the external AC power supply 28, and “AC input voltage” represents the voltage of the external AC power supply 28. In FIG. 10, “motor U-phase current” represents the U-phase current flowing through the U-phase stator winding of the motor 12, and “motor U-phase voltage” flows through the U-phase stator winding of the motor 12. The U-phase voltage is represented, and “neutral point current” represents the current flowing through the neutral point of the stator winding of the motor 12. In FIG. 11, “output current” represents a current flowing through a resistor used as a substitute for the battery 18, and “output voltage” represents a voltage across the resistor.

図９〜図１１に示す実験結果から明らかなように、本実施の形態によれば、モータ１２の固定子巻線の中性点を流れる電流のリップルを小さくでき、外部交流電源２８の電流のリップルを小さくできるとともに、バッテリ１８の電流のリップルを小さくできることを確認できた。   As is apparent from the experimental results shown in FIGS. 9 to 11, according to the present embodiment, the ripple of the current flowing through the neutral point of the stator winding of the motor 12 can be reduced, and the current of the external AC power supply 28 can be reduced. It was confirmed that the ripple could be reduced and the current ripple of the battery 18 could be reduced.

［第３の発明の実施の形態］
図１２は、本発明の第２の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。本実施の形態の電力制御装置の電気回路は、混合ブリッジ形と呼ばれるもので、電力制御装置は、バッテリ１８の正極を接続したインバータ１４の正極母線３４と、バッテリ１８の負極を接続したインバータ１４の負極母線３５との間に、２個直列に接続されたダイオード５８からなる直列接続ダイオード６０を備える。また、ダイオード整流器３０（図１参照）が省略された充電付加回路である、ＥＭＩフィルタ３８は、直列接続ダイオード６０の中点とモータ１２の固定子巻線の中性点との間に充電時接続スイッチ６２を介して接続されている。また、このような構成の場合も、上記の第１の実施の形態と同様に、モータ１２の固定子巻線の中性点を流れる電流を検出する電流センサ４０を設け、検出した電流を制御部４２（図１参照）の減算器４４（図１参照）に出力している。そして、３相ＰＷＭ信号出力部５０（図１参照）からインバータ１４の３相の正極側のスイッチング素子のゲートに各相用のＰＷＭ信号を出力し、インバータ１４の正極側のスイッチング素子をオンオフ制御することで外部交流電源２８からバッテリ１８への充電を可能としている。 [Third Embodiment]
FIG. 12 is a circuit diagram illustrating a power control apparatus according to the second embodiment of this invention. The electric circuit of the power control device of the present embodiment is called a mixed bridge type, and the power control device is connected to the positive bus 34 of the inverter 14 connected to the positive electrode of the battery 18 and the inverter 14 connected to the negative electrode of the battery 18. A series-connected diode 60 including two diodes 58 connected in series is provided between the negative electrode bus 35 and the negative-electrode bus 35. Further, the EMI filter 38, which is a charging additional circuit in which the diode rectifier 30 (see FIG. 1) is omitted, is charged between the middle point of the series-connected diode 60 and the neutral point of the stator winding of the motor 12. Connection is made via a connection switch 62. Also in such a configuration, as in the first embodiment, a current sensor 40 that detects the current flowing through the neutral point of the stator winding of the motor 12 is provided, and the detected current is controlled. This is output to the subtracter 44 (see FIG. 1) of the unit 42 (see FIG. 1). Then, a PWM signal for each phase is output from the three-phase PWM signal output unit 50 (see FIG. 1) to the gate of the switching element on the three-phase positive side of the inverter 14, and the positive-side switching element of the inverter 14 is controlled to be turned on / off. Thus, the battery 18 can be charged from the external AC power supply 28.

このような本実施の形態の場合も、簡易な構成で車載のバッテリ１８の充電を可能とし、かつ、電流リップルを除去するための電気部品の小型化を図れ、かつ、充電時にモータ１２での効率向上を図れる。その他の構成及び作用は、上記の図１〜図３に示した第１の実施の形態と同様であり、同等部分には同一符号を付して重複する図示及び説明を省略する。   In the case of this embodiment as well, the in-vehicle battery 18 can be charged with a simple configuration, the electrical components for removing the current ripple can be reduced, and the motor 12 can be charged at the time of charging. Efficiency can be improved. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment shown in FIGS. 1 to 3 described above, and the same parts are denoted by the same reference numerals, and repeated illustration and description are omitted.

［第４の発明の実施の形態］
図１３Ａは、本発明の第４の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。本実施の形態の電力制御装置の電気回路は、ハーフブリッジ形と呼ばれるもので、電力制御装置は、バッテリとして、バッテリ１８を２個直列に接続した直列接続バッテリ６４を使用し、直列接続バッテリ６４の正極をインバータ１４の正極母線３４に接続し、直列接続バッテリ６４の負極をインバータ１４の負極母線３５に接続している。また、ダイオード整流器３０（図１参照）が省略された充電付加回路である、ＥＭＩフィルタ３８は、直列接続バッテリ６４の中点とモータ１２の固定子巻線の中性点との間に充電時接続スイッチ６２を介して接続されている。 [Fourth Embodiment]
FIG. 13A is a circuit diagram showing a power control apparatus according to the fourth embodiment of the present invention. The electric circuit of the power control apparatus of the present embodiment is called a half-bridge type, and the power control apparatus uses a series connection battery 64 in which two batteries 18 are connected in series as a battery, and the series connection battery 64. Are connected to the positive electrode bus 34 of the inverter 14, and the negative electrode of the series connection battery 64 is connected to the negative electrode bus 35 of the inverter 14. Further, the EMI filter 38, which is a charging additional circuit in which the diode rectifier 30 (see FIG. 1) is omitted, is charged between the middle point of the series-connected battery 64 and the neutral point of the stator winding of the motor 12. Connection is made via a connection switch 62.

このような本実施の形態の場合も、簡易な構成で車載のバッテリ１８の充電を可能とし、かつ、電流リップルを除去するための電気部品の小型化を図れ、かつ、充電時にモータ１２での効率向上を図れる。また、直列接続バッテリ６４の両端間の電圧は、外部交流電源２８の電圧の２倍となる。また、本実施の形態によれば、外部交流電源２８からバッテリ１８に充電するだけでなく、外部交流電源２８の代わりに負荷を設けることで、バッテリ１８側から負荷側に電力を取り出すこともでき、双方向の充放電が可能となる。その他の構成及び作用は、上記の図１〜図３に示した第１の実施の形態と同様であり、同等部分には同一符号を付して重複する図示及び説明を省略する。   In the case of this embodiment as well, the in-vehicle battery 18 can be charged with a simple configuration, the electrical components for removing the current ripple can be reduced, and the motor 12 can be charged at the time of charging. Efficiency can be improved. Further, the voltage between both ends of the series connection battery 64 is twice the voltage of the external AC power supply 28. Further, according to the present embodiment, not only charging the battery 18 from the external AC power supply 28 but also providing a load in place of the external AC power supply 28 allows power to be taken out from the battery 18 side to the load side. Bidirectional charging / discharging is possible. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment shown in FIGS. 1 to 3 described above, and the same parts are denoted by the same reference numerals, and repeated illustration and description are omitted.

図１３Ｂは、本発明の第４の実施の形態の別例の電力制御装置を示す回路図である。本例の電力制御装置の電気回路も、ハーフブリッジ形と呼ばれるものであるが、電力制御装置は、バッテリ１８とインバータ１４との間に、インバータ１４に対し並列に直列接続コンデンサ１０８を接続している。直列接続コンデンサ１０８は、第１コンデンサ１１０を２個直列に接続している。また、ダイオード整流器３０（図１参照）が省略された充電付加回路である、ＥＭＩフィルタ３８は、直列接続コンデンサ１０８の中点とモータ１２の固定子巻線の中性点との間に充電時接続スイッチ６２を介して接続されている。ＥＭＩフィルタ３８は、第２コンデンサであるコンデンサを含む。   FIG. 13B is a circuit diagram showing another example of the power control apparatus according to the fourth embodiment of the present invention. The electric circuit of the power control apparatus of this example is also called a half-bridge type, but the power control apparatus has a series connection capacitor 108 connected in parallel to the inverter 14 between the battery 18 and the inverter 14. Yes. The series connection capacitor 108 connects two first capacitors 110 in series. In addition, the EMI filter 38, which is a charging additional circuit in which the diode rectifier 30 (see FIG. 1) is omitted, is charged between the middle point of the series connection capacitor 108 and the neutral point of the stator winding of the motor 12. Connection is made via a connection switch 62. The EMI filter 38 includes a capacitor that is a second capacitor.

このような本例の構成は、等価回路的に上記の図１３Ａの第４の実施の形態と同様な効果を得られる。その他の構成及び作用は、上記の第４の実施の形態と同様である。   Such a configuration of this example can achieve the same effect as the fourth embodiment of FIG. 13A described above in terms of an equivalent circuit. Other configurations and operations are the same as those in the fourth embodiment.

［第５の発明の実施の形態］
図１４は、本発明の第５の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。本実施の形態の電力制御装置の電気回路は、昇圧形と呼ばれるもので、バッテリ１８の負極を接続したインバータ１４の負極母線３５と、モータ１２の固定子巻線の中性点との間に、充電時接続スイッチ６２を介して、図１に示した第１の実施の形態の場合と同様の充電付加回路２４ａを接続している。 [Fifth Embodiment]
FIG. 14 is a circuit diagram showing a power control apparatus according to the fifth embodiment of the present invention. The electric circuit of the power control apparatus according to the present embodiment is called a boost type, and is between the negative bus 35 of the inverter 14 connected to the negative electrode of the battery 18 and the neutral point of the stator winding of the motor 12. The charging additional circuit 24a similar to that in the first embodiment shown in FIG. 1 is connected via the charging connection switch 62.

バッテリ１８を充電する際に、バッテリ１８の負極とインバータ１４の負極母線３５とが接続された状態で、ダイオード整流器３０の正極側が充電時接続スイッチ６２を介してモータ１２の固定子巻線の中性点に接続され、ダイオード整流器３０の負極側がインバータ１４の負極母線３５に接続される。   When charging the battery 18, the positive side of the diode rectifier 30 is connected to the middle of the stator winding of the motor 12 via the connection switch 62 during charging while the negative electrode of the battery 18 and the negative bus 35 of the inverter 14 are connected. The negative electrode side of the diode rectifier 30 is connected to the negative electrode bus 35 of the inverter 14.

本実施の形態の場合、インバータ１４及びモータ１２は、充電する場合に昇圧装置としての機能を有し、インバータ１４の負極側の３相のスイッチング素子をオンオフ制御することで、外部交流電源２８からダイオード整流器３０を介して中性点に送られた直流電圧を、モータ１２とインバータ１４とで昇圧してバッテリ１８に供給する。また、インバータ１４のスイッチング素子をオフとなるように制御することで、外部交流電源２８からダイオード整流器３０を介してインバータ１４に送られた直流電圧を、昇降圧させることなくバッテリ１８に供給することもできる。   In the case of the present embodiment, the inverter 14 and the motor 12 have a function as a booster when charging, and the on / off control of the three-phase switching element on the negative electrode side of the inverter 14 allows the external AC power supply 28 to The DC voltage sent to the neutral point via the diode rectifier 30 is boosted by the motor 12 and the inverter 14 and supplied to the battery 18. In addition, by controlling the switching element of the inverter 14 to be turned off, the DC voltage sent from the external AC power supply 28 to the inverter 14 via the diode rectifier 30 is supplied to the battery 18 without being stepped up or down. You can also.

このような本実施の形態の場合も、簡易な構成で車載のバッテリ１８の充電を可能とし、かつ、電流リップルを除去するための電気部品の小型化を図れ、かつ、充電時にモータ１２での効率向上を図れる。その他の構成及び作用は、上記の図１〜図３に示した第１の実施の形態と同様であり、同等部分には同一符号を付して重複する図示及び説明を省略する。   In the case of this embodiment as well, the in-vehicle battery 18 can be charged with a simple configuration, the electrical components for removing the current ripple can be reduced, and the motor 12 can be charged at the time of charging. Efficiency can be improved. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment shown in FIGS. 1 to 3 described above, and the same parts are denoted by the same reference numerals, and repeated illustration and description are omitted.

［第６の発明の実施の形態］
図１５は、本発明の第６の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。本実施の形態の電力制御装置の電気回路は、降圧形と呼ばれるもので、上記の図１〜図３に示した第１の実施の形態において、第１充電時接続スイッチ２０は、インバータ１４の正極母線３４と充電付加回路２４ａを構成するダイオード整流器３０の正極側との間に設けている。また、バッテリ１８の正極を、第２充電時接続スイッチ２２を介してモータ１２の固定子巻線の中性点に接続している。一方、ダイオード整流器３０の負極側は、インバータ１４の負極母線３５に接続している。このような構成の場合、インバータ１４及びモータ１２は、充電する場合に降圧装置としての機能を有する。その他の構成及び作用は、上記の図１〜図３に示した第１の実施の形態と同様であり、同等部分には同一符号を付して重複する図示及び説明を省略する。 [Sixth Embodiment]
FIG. 15 is a circuit diagram showing a power control apparatus according to the sixth embodiment of the present invention. The electric circuit of the power control apparatus of the present embodiment is called a step-down type. In the first embodiment shown in FIGS. It is provided between the positive electrode bus 34 and the positive electrode side of the diode rectifier 30 constituting the charging additional circuit 24a. Further, the positive electrode of the battery 18 is connected to the neutral point of the stator winding of the motor 12 via the second charging connection switch 22. On the other hand, the negative electrode side of the diode rectifier 30 is connected to the negative electrode bus 35 of the inverter 14. In the case of such a configuration, the inverter 14 and the motor 12 have a function as a step-down device when charging. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment shown in FIGS. 1 to 3 described above, and the same parts are denoted by the same reference numerals, and repeated illustration and description are omitted.

なお、上記の各実施の形態の構成と同様の電力制御装置において、ＡＣ１００Ｖ等の電圧を有する外部交流電源２８を除く部分は、電気自動車等の電動車両に搭載して使用できる。この場合、例えば、ＥＭＩフィルタ３８等の交流フィルタの外部交流電源２８側に、外部交流電源２８に接続するためのコネクタを接続することができる。例えば、上記の図１〜図３に示した第１の実施の形態の構成を使用する場合、バッテリ１８として７２Ｖ等の、外部交流電源２８の電圧よりも小さい電圧を有するものを使用できる。   In the power control device similar to the configuration of each of the above embodiments, the portion excluding the external AC power supply 28 having a voltage of AC 100 V or the like can be mounted and used in an electric vehicle such as an electric vehicle. In this case, for example, a connector for connecting to the external AC power supply 28 can be connected to the external AC power supply 28 side of the AC filter such as the EMI filter 38. For example, when the configuration of the first embodiment shown in FIGS. 1 to 3 is used, a battery 18 having a voltage smaller than the voltage of the external AC power supply 28 such as 72V can be used.

［第７の発明の実施の形態］
図１６は、本発明の第７の実施の形態の電力制御装置を、補機モータ駆動用として使用し、電動車両であるハイブリッド車両を構成するモータ駆動装置と組み合わせた様子を示す回路図である。本実施の形態の電力制御装置は、発電機である第１モータジェネレータ６６と、走行用モータである第２モータジェネレータ６８と、図示しないエンジンとを備えるハイブリッド車両に搭載して使用する。エンジン及び第２モータジェネレータ６８は、ハイブリッド車両の駆動源として使用する。第１モータジェネレータ６６は、主として発電機として使用するが、モータとしての機能も有する。第２モータジェネレータ６８は、主としてモータとして使用するが、発電機としての機能も有する。 [Seventh Embodiment of the Invention]
FIG. 16 is a circuit diagram showing a state in which the power control apparatus according to the seventh embodiment of the present invention is used for driving an auxiliary motor and combined with a motor driving apparatus constituting a hybrid vehicle that is an electric vehicle. . The power control apparatus of the present embodiment is used by being mounted on a hybrid vehicle including a first motor generator 66 that is a generator, a second motor generator 68 that is a traveling motor, and an engine (not shown). The engine and the second motor generator 68 are used as a drive source for the hybrid vehicle. The first motor generator 66 is mainly used as a generator, but also has a function as a motor. The second motor generator 68 is mainly used as a motor, but also has a function as a generator.

各モータジェネレータ６６，６８の回転軸及びエンジンの出力軸は、遊星歯車機構により構成する動力分割機構（図示せず）により結合し、第１モータジェネレータ６６によりエンジンを駆動可能とし、第２モータジェネレータ６８の動力を、図示しない減速機構等を介して車輪に連結された動力伝達軸（図示せず）に取り出し可能としている。モータ駆動装置７０は、バッテリ１８と、各モータジェネレータ６６，６８と、バッテリ１８から電力が供給される、各モータジェネレータ６６，６８駆動用の２個のインバータ７２，７４と、バッテリ１８と各インバータ７２，７４との間に接続された昇降圧コンバータ７６とを備える。   The rotation shafts of the motor generators 66 and 68 and the output shaft of the engine are coupled by a power split mechanism (not shown) constituted by a planetary gear mechanism so that the engine can be driven by the first motor generator 66, and the second motor generator The power of 68 can be taken out to a power transmission shaft (not shown) connected to the wheels via a reduction mechanism (not shown) or the like. The motor driving device 70 includes a battery 18, motor generators 66 and 68, two inverters 72 and 74 for driving the motor generators 66 and 68, power supplied from the battery 18, the battery 18, and each inverter. And a step-up / down converter 76 connected between 72 and 74.

本実施の形態では、このようなモータ駆動装置７０に、モータ駆動装置７０用のバッテリ１８を使用するように、電力制御装置を接続している。電力制御装置自体の構成は、上記の図１〜図３に示した第１の実施の形態の場合と同様である。本実施の形態では、電力制御装置を構成するモータとして、車両に搭載される空気調和装置（エアコン）のコンプレッサ（図示せず）を駆動するモータである、補機用のモータ１２ａを使用する。また、電力制御装置を構成するインバータとして、このモータ１２ａを駆動するインバータである、補機用のインバータ１４ａを使用する。このように構成するため、電力制御装置を構成するバッテリ１８は、第２モータジェネレータ６８と空気調和装置用のモータ１２ａとの共通する電力源として使用する。このような本実施の形態の場合、空気調和装置用のモータ１２ａとインバータ１４ａとを用いて、外部交流電源２８からバッテリ１８に充電することが可能となる。   In the present embodiment, a power control device is connected to such a motor drive device 70 so that the battery 18 for the motor drive device 70 is used. The configuration of the power control apparatus itself is the same as that of the first embodiment shown in FIGS. In the present embodiment, an auxiliary motor 12a, which is a motor for driving a compressor (not shown) of an air conditioner (air conditioner) mounted on a vehicle, is used as a motor constituting the power control device. Further, an auxiliary inverter 14a, which is an inverter that drives the motor 12a, is used as an inverter constituting the power control apparatus. Because of this configuration, the battery 18 constituting the power control device is used as a common power source for the second motor generator 68 and the motor 12a for the air conditioner. In the case of this embodiment, the battery 18 can be charged from the external AC power supply 28 using the motor 12a for the air conditioner and the inverter 14a.

このような本実施の形態によれば、電力制御装置を構成するモータとして車両駆動用の第２モータジェネレータ６８等の、走行用モータを使用する場合に比べて、小型のモータ１２ａを使用できるため、制御用の周波数を高くできることにより制御性を高くでき、漏れノイズも小さくでき、さらに高効率化を図れる。その他の構成及び作用は、上記の図１〜図３に示した第１の実施の形態と同様であり、同等部分には同一符号を付して重複する図示及び説明を省略する。   According to the present embodiment as described above, a smaller motor 12a can be used as compared with the case where a traveling motor such as the second motor generator 68 for driving the vehicle is used as the motor constituting the power control device. Since the control frequency can be increased, controllability can be increased, leakage noise can be reduced, and further efficiency can be improved. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment shown in FIGS. 1 to 3 described above, and the same parts are denoted by the same reference numerals, and repeated illustration and description are omitted.

なお、本実施の形態において、モータ駆動装置７０に組み合わせる電力制御装置として、上記の図４、図１２、図１３Ａ、図１３Ｂ、図１４、図１５に示した第２の実施の形態から第６の実施の形態の構成のいずれか１を使用することもできる。また、上記の各実施の形態では、充電付加回路にＥＭＩフィルタ３８を設ける場合を説明したが、例えば、上記の図２０の先発明の場合と同様に単なるコンデンサ３２を設けることもできる。   In the present embodiment, as the power control device combined with the motor driving device 70, the second embodiment to the sixth embodiment shown in FIG. 4, FIG. 12, FIG. 13A, FIG. 13B, FIG. Any one of the configurations of the embodiments can also be used. Further, in each of the above-described embodiments, the case where the EMI filter 38 is provided in the charging additional circuit has been described. However, for example, a simple capacitor 32 may be provided as in the case of the prior invention of FIG.

［第８の発明の実施の形態］
図１７は、本発明の第９の実施の形態の電力制御装置を示す回路図である。本実施の形態は、外部交流電源２８の交流電圧を、ダイオード整流素子を含むダイオード整流器３０で直流電圧に変換し、所定の電圧に昇圧または降圧させてから直流電源である、バッテリ１８に供給し、バッテリ１８を充電する充電器８４を備える電力制御装置に、本発明を適用している。このような電力制御装置は、昇降圧形として機能する。 [Eighth Embodiment]
FIG. 17 is a circuit diagram showing a power control apparatus according to the ninth embodiment of the present invention. In the present embodiment, the AC voltage of the external AC power supply 28 is converted into a DC voltage by a diode rectifier 30 including a diode rectifying element, and is boosted or stepped down to a predetermined voltage before being supplied to a battery 18 that is a DC power supply. The present invention is applied to a power control device including a charger 84 that charges the battery 18. Such a power control device functions as a step-up / step-down type.

具体的には、充電器８４は、外部交流電源２８とバッテリ１８との間に接続され、ダイオード整流器３０と、ＥＭＩフィルタ３８と、３相の並列接続されたＩＧＢＴ等のスイッチング素子を有するスイッチング素子部８６と、各スイッチング素子に直列に接続された複数のリアクトルを有するリアクトル部８８と、それぞれの直列に接続されたスイッチング素子とリアクトルとの中点に一端が接続され、バッテリ１８の負極に他端が接続された複数のダイオード９０と、リアクトル成分の電流である接続部９２の電流を検出する電流センサ４０と、制御部４２とを備える。充電器８４と外部交流電源２８との間、及び、充電器８４とバッテリ１８との間の一方または両方にコネクタを設けることもできる。スイッチング素子部８６と、リアクトル部８８と、各ダイオード９０とにより、電力変換器を構成している。   Specifically, the charger 84 is connected between the external AC power supply 28 and the battery 18, and includes a diode rectifier 30, an EMI filter 38, and a switching element having a switching element such as a three-phase IGBT connected in parallel. Part 86, reactor part 88 having a plurality of reactors connected in series to each switching element, one end connected to the midpoint of each of the switching elements and reactors connected in series, A plurality of diodes 90 whose ends are connected to each other, a current sensor 40 that detects a current of the connection part 92 that is a current of a reactor component, and a control part 42 are provided. Connectors can also be provided between one or both of the charger 84 and the external AC power supply 28 and between the charger 84 and the battery 18. The switching element portion 86, the reactor portion 88, and each diode 90 constitute a power converter.

そして、スイッチング素子のオンオフに応じた時間分割により、スイッチング素子部８６と、リアクトル部８８との間で電力の授受を可能とし、かつ、スイッチング素子部８６による零相電圧ベクトルの出力時にスイッチング素子部８６とリアクトル部８８との間で零相電力を授受することにより、外部交流電源２８からバッテリ１８への充電を可能とする。充電器８４を構成する各構成要素の機能自体は、上記の図１〜図３に示した第１の実施の形態または図４に示した第２の実施の形態の場合と同様である。   Then, power can be exchanged between the switching element unit 86 and the reactor unit 88 by time division according to ON / OFF of the switching element, and the switching element unit 86 outputs the zero-phase voltage vector by the switching element unit 86. The battery 18 can be charged from the external AC power supply 28 by transferring zero-phase power between the 86 and the reactor unit 88. The function of each component constituting the charger 84 is the same as that of the first embodiment shown in FIGS. 1 to 3 or the second embodiment shown in FIG.

また、制御部４２は、図４に示した第２の実施の形態の場合と同様に、電流指令対応値算出部７８と、減算器４４と、演算部８０と、３相ＰＷＭ信号出力部５０とを有する。また、演算部８０は、補償器８１と、加算器８２と、除算器８３とを含む。そして、演算部８０は、正弦波の交流電流指令値の絶対値｜ｉ*｜と、交流電源電圧Ｖ（ｔ）と、バッテリ１８の電圧Ｖｂと、電流センサ４０の検出値とから、ＰＷＭ変調率を算出する。また、３相ＰＷＭ信号出力部５０は、演算部４６で演算して得られたＰＷＭ変調率と、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３とをコンパレータ５２で比較して得られた算出値に応じて、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成し、各相のスイッチング素子のゲートに、各相用のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを出力する。これにより、単相交流電流を交流電源電圧Ｖ（ｔ）と同位相の正弦波に制御する。 Further, as in the case of the second embodiment shown in FIG. 4, the control unit 42 includes a current command corresponding value calculation unit 78, a subtractor 44, a calculation unit 80, and a three-phase PWM signal output unit 50. And have. The arithmetic unit 80 includes a compensator 81, an adder 82, and a divider 83. The arithmetic unit 80 performs PWM modulation from the absolute value | i * | of the sine wave AC current command value, the AC power supply voltage V (t), the voltage Vb of the battery 18, and the detection value of the current sensor 40. Calculate the rate. Further, the three-phase PWM signal output unit 50 compares the PWM modulation rate obtained by the calculation by the calculation unit 46 with the three-phase carrier signals C1, C2, and C3 whose phases are different by 120 degrees by the comparator 52. According to the calculated value, PWM signals Pu, Pv, Pw for each phase that are different in phase by 120 degrees are generated, and PWM signals Pu, Pv, Pw for each phase are generated at the gates of the switching elements of each phase. Is output. Thereby, the single-phase alternating current is controlled to a sine wave having the same phase as the alternating-current power supply voltage V (t).

このような本実施の形態の電力制御装置の場合も、上記の各実施の形態と同様に、電流リップルを除去するための電気部品であるＥＭＩフィルタ３８の小型化を図れる。また、昇降圧形としての機能を有する構成でも、外部交流電源２８の交流電圧Ｖ（ｔ）とバッテリ１８の電圧Ｖｂとにかかわらず、外部交流電源２８側の電流を交流電源電圧Ｖ（ｔ）と同位相の正弦波に制御できる。その他の構成及び作用は、上記の第１の実施の形態または第２の実施の形態と同様である。   Also in the case of such a power control apparatus of this embodiment, the EMI filter 38, which is an electrical component for removing current ripple, can be downsized as in the above embodiments. Even in the configuration having the function as a step-up / step-down type, the current on the external AC power supply 28 side is changed to the AC power supply voltage V (t) regardless of the AC voltage V (t) of the external AC power supply 28 and the voltage Vb of the battery 18. Can be controlled to a sine wave with the same phase as. Other configurations and operations are the same as those in the first embodiment or the second embodiment.

１０ 直流電源、１２，１２ａ モータ、１４ インバータ、１６ 平滑コンデンサ、１８ バッテリ、２０ 第１充電時接続スイッチ、２２ 第２充電時接続スイッチ、２４，２４ａ 充電付加回路、２６ コネクタ、２８ 外部交流電源（商用電源）、３０ ダイオード整流器、３２ コンデンサ、３４ 正極母線、３５ 負極母線、３６ 走行時接続スイッチ、３８ ＥＭＩフィルタ、４０ 電流センサ、４２ 制御部、４４ 減算器、４６ 演算部、４８ ３相キャリア信号出力部、５０ ３相ＰＷＭ信号出力部、５２ コンパレータ、５４ スイッチング素子、５６，５８ ダイオード、６０ 直列接続ダイオード、６２ 充電時接続スイッチ、６４ 直列接続バッテリ、６６ 第１モータジェネレータ、６８ 第２モータジェネレータ、７０ モータ駆動装置、７２，７４ インバータ、７６ 昇降圧コンバータ、７８ 電流指令対応算出部、８０ 演算部、８１ 補償器、８２ 加算器、８３ 除算器、８４ 充電器、８６ スイッチング素子部、８８ リアクトル部、９０ ダイオード、９２ 接続部、９４ 電流指令生成部、９６ 実効値演算部、９８ 位相検出部、１００ 正弦波生成部、１０２ 除算部、１０４ 乗算部、１０６ 絶対値算出部、１０８ 直列接続コンデンサ、１１０ 第１コンデンサ。   10 DC power supply, 12, 12a motor, 14 inverter, 16 smoothing capacitor, 18 battery, 20 first charge connection switch, 22 second charge connection switch, 24, 24a charge additional circuit, 26 connector, 28 external AC power supply ( (Commercial power supply), 30 diode rectifier, 32 capacitor, 34 positive bus, 35 negative bus, 36 travel connection switch, 38 EMI filter, 40 current sensor, 42 control unit, 44 subtractor, 46 operation unit, 48 3-phase carrier signal Output unit, 50 3-phase PWM signal output unit, 52 comparator, 54 switching element, 56, 58 diode, 60 series connection diode, 62 charge connection switch, 64 series connection battery, 66 first motor generator, 68 second motor generator 70 motor Moving device, 72, 74 inverter, 76 step-up / down converter, 78 current command corresponding calculation unit, 80 arithmetic unit, 81 compensator, 82 adder, 83 divider, 84 charger, 86 switching element unit, 88 reactor unit, 90 Diode, 92 connection unit, 94 current command generation unit, 96 effective value calculation unit, 98 phase detection unit, 100 sine wave generation unit, 102 division unit, 104 multiplication unit, 106 absolute value calculation unit, 108 series connection capacitor, 110 1 capacitor.

Claims (9)

バッテリに接続されたインバータを備え、バッテリを駆動用電源としてインバータでモータを駆動する機能と、外部交流電源の単相交流電源電圧をダイオード整流素子で直流に変換し、インバータを用いて、バッテリを充電するための直流出力電圧を制御する機能とを有する電力制御装置であって、
インバータに接続されたモータが有するリアクトル成分の電流を検出する電流検出部と、
正弦波の交流電流指令値の絶対値に対応する値とリアクトル成分の検出電流との偏差に基づいて制御電圧指令値またはＰＷＭ変調率である偏差対応値を演算する演算部と、
位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号を出力する３相キャリア信号出力部と、
演算部で演算した偏差対応値と、３相のキャリア信号とを比較し、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、電力変換器の３相のスイッチング素子のゲートに出力する３相ＰＷＭ信号出力部と、を備え、
３相ＰＷＭ信号出力部からインバータの３相のスイッチング素子のゲートに各相用のＰＷＭ信号を出力し、インバータのスイッチング素子をオンオフ制御することで外部交流電源からバッテリへの充電を可能とし、
外部交流電源からバッテリを充電する際にインバータに交流フィルタを介して外部交流電源が接続されることを特徴とする電力制御装置。 It has an inverter connected to the battery, the function of driving the motor with the inverter using the battery as a driving power supply, and the single-phase AC power supply voltage of the external AC power supply is converted to DC with a diode rectifier, and the battery is converted using the inverter. A power control device having a function of controlling a DC output voltage for charging,
A current detection unit that detects a current of a reactor component included in the motor connected to the inverter ;
A calculation unit that calculates a control voltage command value or a deviation corresponding value that is a PWM modulation rate based on a deviation between a value corresponding to an absolute value of a sine wave AC current command value and a detected current of a reactor component;
A three-phase carrier signal output section for outputting three-phase carrier signals whose phases are different by 120 degrees;
The deviation corresponding value calculated by the calculation unit is compared with the three-phase carrier signal, a PWM signal for each phase having a phase difference of 120 degrees is generated, and the PWM signal for each phase is converted into three phases of the power converter. A three-phase PWM signal output unit that outputs to the gate of the switching element,
And it outputs a PWM signal for each phase from the three-phase PWM signal output unit to the gate of the three-phase switching elements of the inverter, and allows charging from an external AC power source to the battery by on-off control the switching elements of the inverter,
An electric power control apparatus, wherein an external AC power source is connected to an inverter through an AC filter when a battery is charged from the external AC power source . 請求項１に記載の電力制御装置において、
電流検出部は、インバータに接続されたモータが有するリアクトル成分の電流であって、モータの固定子巻線の中性点電流を検出し、
モータは、インバータの出力側に接続され、インバータにより駆動され、
演算部は、外部交流電源に対し、力率１の正弦波の交流電流指令値の絶対値と、検出した中性点電流との偏差が０になるように、制御電圧指令値を演算し、
３相ＰＷＭ信号出力部は、演算部で演算した制御電圧指令値と、３相のキャリア信号とを比較し、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、インバータの３相の正極側または負極側のスイッチング素子のゲートに出力することを特徴とする電力制御装置。 The power control apparatus according to claim 1,
The current detection unit is a current of a reactor component of the motor connected to the inverter, and detects a neutral point current of the stator winding of the motor.
The motor is connected to the output side of the inverter, driven by the inverter,
The calculation unit calculates the control voltage command value so that the deviation between the absolute value of the sine wave AC current command value with a power factor of 1 and the detected neutral point current is zero with respect to the external AC power source,
The three-phase PWM signal output unit compares the control voltage command value calculated by the calculation unit with the three-phase carrier signal, generates a PWM signal for each phase having a phase difference of 120 degrees, and outputs the PWM signal for each phase. A power control apparatus that outputs a signal to a gate of a switching element on a positive or negative side of a three-phase inverter. 請求項２に記載の電力制御装置において、
外部交流電源からバッテリを充電する際に、バッテリの正極とインバータの正極側とが走行時接続スイッチで切り離され、バッテリの負極とインバータの負極側とが接続された状態で、ダイオード整流素子の正極側がインバータの正極側に接続され、ダイオード整流素子の負極側がモータの固定子巻線の中性点とバッテリの正極とに接続されることを特徴とする電力制御装置。 The power control apparatus according to claim 2,
When charging the battery from the external AC power source , the positive electrode of the diode rectifying element is disconnected with the positive electrode side of the battery disconnected from the positive electrode side of the inverter by the travel connection switch, and the negative electrode of the battery and the negative electrode side of the inverter are connected. side is connected to the positive electrode side of the inverter, a diode anode side power control apparatus characterized by being connected to the positive pole of the neutral point and the battery of the motor stator windings of the rectifying element. 請求項２に記載の電力制御装置において、
バッテリの正極が接続されるインバータの正極側とバッテリの負極が接続されるインバータの負極側との間に２個直列に接続されたダイオード整流素子からなる直列接続ダイオードを備え、
交流フィルタは、直列接続ダイオードの中点とモータの固定子巻線の中性点との間にスイッチを介して接続されることを特徴とする電力制御装置。 The power control apparatus according to claim 2,
A series-connected diode comprising two diode rectifier elements connected in series between the positive side of the inverter to which the positive electrode of the battery is connected and the negative side of the inverter to which the negative electrode of the battery is connected ;
AC filter, the power control device according to claim Rukoto is connected via a switch between the neutral point of the middle point and the motor stator windings connected in series diode. 請求項２に記載の電力制御装置において、
バッテリは、２個のバッテリが直列に接続された直列接続バッテリであり、
交流フィルタは、直列接続バッテリの中点とモータの固定子巻線の中性点との間にスイッチを介して接続されることを特徴とする電力制御装置。 The power control apparatus according to claim 2,
The battery is a series connection battery in which two batteries are connected in series,
AC filter, the power control device according to claim Rukoto is connected via a switch between the neutral point of the middle point and the motor stator windings connected in series battery. 請求項２に記載の電力制御装置において、
バッテリと、インバータとの間に、インバータに対し並列に接続された直列接続コンデンサを備え、
直列接続コンデンサは、２個の第１コンデンサが直列に接続され、
交流フィルタは、直列接続コンデンサの中点とモータの固定子巻線の中性点との間にスイッチを介して接続されることを特徴とする電力制御装置。 The power control apparatus according to claim 2,
A series-connected capacitor connected in parallel to the inverter is provided between the battery and the inverter.
In the series connection capacitor, two first capacitors are connected in series,
AC filter, the power control device according to claim Rukoto is connected via a switch between the neutral point of the middle point and the motor stator windings connected in series capacitor. 請求項２に記載の電力制御装置において、
交流フィルタは、モータの固定子巻線の中性点と、バッテリの負極を接続したインバータの負極側との間に充電時接続スイッチを介して接続され、
外部交流電源からバッテリを充電する際に、バッテリの負極とインバータの負極側とが接続された状態で、ダイオード整流素子の正極側がモータの固定子巻線の中性点に接続され、ダイオード整流素子の負極側がインバータの負極側に接続されることを特徴とする電力制御装置。 The power control apparatus according to claim 2,
The AC filter is connected via a charging connection switch between the neutral point of the stator winding of the motor and the negative side of the inverter connected to the negative electrode of the battery .
When charging the battery from the external AC power source, the positive electrode side of the diode rectifier element is connected to the neutral point of the stator winding of the motor, with the negative electrode side of the battery and the negative electrode side of the inverter connected. A power control device, wherein the negative electrode side of the inverter is connected to the negative electrode side of the inverter. 請求項２に記載の電力制御装置において、
モータは、補機用モータであり、
インバータは、補機用モータを駆動する補機用インバータであり、
バッテリは、電動車両走行用モータと補機用モータとの共通する電力源として使用されることを特徴とする電力制御装置。 The power control apparatus according to claim 2,
The motor is an auxiliary motor,
The inverter is an auxiliary inverter that drives an auxiliary motor,
The battery is used as a power source common to the electric vehicle driving motor and the auxiliary motor, and is a power control device. 請求項１に記載の電力制御装置において、
演算部は、正弦波の交流電流指令値の絶対値に交流電源電圧とバッテリ電圧とから定められる分流比を乗じて得られる値と、リアクトル成分の検出電流との偏差に補償器を乗じて得られる値にバッテリ電圧を加算し、交流電源電圧の絶対値にバッテリ電圧を加算した値で除算して偏差対応値であるＰＷＭ変調率を演算し、
３相ＰＷＭ信号出力部は、演算されたＰＷＭ変調率と、位相が１２０度ずつ異なる３相のキャリア信号とを比較し、ＰＷＭ指令電圧であり、位相が１２０度ずつ異なる各相用のＰＷＭ信号を生成し、各相用のＰＷＭ信号を、インバータの３相の正極側または負極側のスイッチング素子のゲートに出力することを特徴とする電力制御装置。 The power control apparatus according to claim 1,
The calculation unit obtains the difference between the absolute value of the AC current command value of the sine wave and the shunt ratio determined from the AC power supply voltage and the battery voltage and the detected current of the reactor component by multiplying the compensator. The battery voltage is added to the obtained value, divided by the value obtained by adding the battery voltage to the absolute value of the AC power supply voltage, and the PWM modulation rate that is the deviation corresponding value is calculated,
The three-phase PWM signal output unit compares the calculated PWM modulation rate with a three-phase carrier signal whose phase is different by 120 degrees, and is a PWM command voltage, and a PWM signal for each phase whose phase is different by 120 degrees And a PWM signal for each phase is output to the gate of the switching element on the positive or negative side of the three-phase inverter .
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2964510B1 (en) * 2010-09-07 2013-06-14 Renault Sa CHARGING DEVICE FOR AUTOMOBILE BATTERY AND METHOD FOR MANAGING THE DEVICE.
JP2012253963A (en) * 2011-06-06 2012-12-20 Fuji Electric Co Ltd Motor drive system
KR101216848B1 (en) 2011-06-23 2012-12-28 엘에스산전 주식회사 Switching apparatus
JP6031222B2 (en) * 2011-06-24 2016-11-24 株式会社豊田中央研究所 Charging system
DE102012220376A1 (en) * 2012-11-08 2014-05-08 Robert Bosch Gmbh Device and method for charging an electrical energy storage device from an AC voltage source
KR101481277B1 (en) 2013-06-10 2015-01-09 현대자동차주식회사 On board charger for charging battery
KR101583881B1 (en) 2013-12-10 2016-01-21 현대자동차주식회사 Apparatus and Method for controlling charge for battery
CN104049173B (en) * 2014-06-23 2017-04-05 国家电网公司 Electric motor car charging inlet guides identifying device
JP2017011993A (en) * 2016-08-08 2017-01-12 日立オートモティブシステムズ株式会社 Charger
KR101936992B1 (en) 2016-10-26 2019-01-10 현대자동차주식회사 Charging system for wound rotor synchronous motor
KR102380810B1 (en) * 2017-10-13 2022-03-30 더 가버닝 카운슬 오브 더 유니버시티 오브 토론토 On-board bi-directional AC fast charger for electric vehicles
CN108448695B (en) * 2018-04-27 2023-12-12 武汉理工大学 Integrated charging device and charging control method for electric vehicle
JP7070293B2 (en) * 2018-09-27 2022-05-18 トヨタ自動車株式会社 Charging device
JP7259614B2 (en) * 2019-07-19 2023-04-18 株式会社デンソー battery monitor
CN113547945B (en) * 2021-07-26 2023-08-25 国网山东省电力公司枣庄供电公司 Battery charging device and method with voltage equalizing function based on immittance network

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06335263A (en) * 1993-05-25 1994-12-02 Toshiba Corp Inverter apparatus
JP3480201B2 (en) * 1996-11-06 2003-12-15 松下電器産業株式会社 Interleaved switching converter
JP3223842B2 (en) * 1997-06-03 2001-10-29 富士電機株式会社 Multi-phase output power conversion circuit
JP2001169553A (en) * 1999-12-02 2001-06-22 Mitsubishi Electric Corp Switched mode rectifier
JP3692993B2 (en) * 2001-10-04 2005-09-07 トヨタ自動車株式会社 DRIVE DEVICE AND POWER OUTPUT DEVICE
JP4798072B2 (en) * 2007-06-22 2011-10-19 日産自動車株式会社 Control method for vehicle charger
JP5644070B2 (en) * 2008-07-16 2014-12-24 株式会社豊田中央研究所 Power control device
US7932633B2 (en) * 2008-10-22 2011-04-26 General Electric Company Apparatus for transferring energy using power electronics and machine inductance and method of manufacturing same
JP5321282B2 (en) * 2009-06-25 2013-10-23 株式会社豊田中央研究所 Power control device

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