JP6634992B2 - Induction motor control device - Google Patents

Induction motor control device Download PDF

Info

Publication number
JP6634992B2
JP6634992B2 JP2016191187A JP2016191187A JP6634992B2 JP 6634992 B2 JP6634992 B2 JP 6634992B2 JP 2016191187 A JP2016191187 A JP 2016191187A JP 2016191187 A JP2016191187 A JP 2016191187A JP 6634992 B2 JP6634992 B2 JP 6634992B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
induction motor
current
slip frequency
target
rotation speed
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2016191187A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2018057161A (en
Inventor
陽一 金子
陽一 金子
圭祐 小出
圭祐 小出
三戸　信二
信二 三戸
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Denso Corp
Original Assignee
Denso Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Denso Corp filed Critical Denso Corp
Priority to JP2016191187A priority Critical patent/JP6634992B2/en
Publication of JP2018057161A publication Critical patent/JP2018057161A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP6634992B2 publication Critical patent/JP6634992B2/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Landscapes

  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Description

本発明は、誘導電動機の制御装置に関する。   The present invention relates to a control device for an induction motor.

電動機に過電流が流れることを抑制するために、電動機に対し電力を供給する電源装置について、定電流制御を実施する降圧チョッパ回路（ＤＣＤＣコンバータ回路）と、電圧形インバータ回路とを組み合わせる構成が知られている（例えば、特許文献１）。   In order to suppress the overcurrent from flowing into the motor, a power supply device that supplies power to the motor has a configuration in which a step-down chopper circuit (DCDC converter circuit) that performs constant current control and a voltage-type inverter circuit are combined. (For example, Patent Document 1).

特許３２７８１８８号公報Japanese Patent No. 3278188

電圧形インバータ回路を誘導電動機に適用する構成において、誘導電動機の応答性や電力効率を向上させる制御方式としてベクトル制御方式が知られている。ここで、ベクトル制御方式は、座標変換を要する。このため、制御が複雑であり、また、回転子の回転角度を検出する必要がある。特に、回転速度が極めて高い領域では、制御装置（マイクロコンピュータ）は、その回転速度に応じた速度で演算を実施することが必要とされる。このため、高性能な制御装置が必要となり、コストが増加する。   In a configuration in which a voltage source inverter circuit is applied to an induction motor, a vector control method is known as a control method for improving responsiveness and power efficiency of the induction motor. Here, the vector control method requires coordinate conversion. Therefore, the control is complicated, and it is necessary to detect the rotation angle of the rotor. In particular, in a region where the rotation speed is extremely high, the control device (microcomputer) needs to execute the calculation at a speed corresponding to the rotation speed. For this reason, a high-performance control device is required, and the cost increases.

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、回転速度が低い領域から極めて高い領域にわたり、ベクトル制御方式に比べて簡易な制御で、誘導電動機の応答性や電力効率を向上させることが可能な誘導電動機の制御装置を提供することを主たる目的とする。   The present invention has been made in view of the above problems, and it is possible to improve the responsiveness and power efficiency of an induction motor with a simpler control than a vector control method from a low rotation speed region to a very high rotation speed region. It is a main object to provide a control device for an induction motor that is possible.

本構成は、誘導電動機（１０）の制御装置（５０）であって、前記誘導電動機に電力を供給する電源装置（１００）は、直流電源（３０）から供給される電力を変換し、所定の出力電流を出力するＤＣＤＣコンバータ回路（２１）と、前記ＤＣＤＣコンバータ回路から出力される直流電力を交流電力に変換する電圧形インバータ回路（２２）と、を有しており、前記ＤＣＤＣコンバータ回路の出力電流の検出値に基づいて、前記誘導電動機に流れる磁化電流を取得し、その磁化電流、及び、前記磁化電流と前記誘導電動機のすべり周波数の目標値である目標すべり周波数とを対応付けるマップを用いて、前記目標すべり周波数を設定する設定部（５９）を備え、前記誘導電動機の回転子（１２）の回転速度と、前記設定部により設定される前記目標すべり周波数と、に基づいて、前記電圧形インバータ回路の転流周波数を設定し、その設定された前記転流周波数で前記電圧形インバータ回路を駆動する。   The present configuration is a control device (50) for an induction motor (10), and a power supply device (100) for supplying power to the induction motor converts power supplied from a DC power supply (30) to a predetermined power. A DC-DC converter circuit (21) for outputting an output current; and a voltage source inverter circuit (22) for converting DC power output from the DC-DC converter circuit to AC power. Based on the detected value of the current, obtain a magnetizing current flowing through the induction motor, and use the magnetizing current, and a map that associates the magnetizing current with a target slip frequency that is a target value of the slip frequency of the induction motor. , A setting section (59) for setting the target slip frequency, the rotation speed of the rotor (12) of the induction motor, and a setting speed set by the setting section. And the target slip frequency, on the basis of, sets the commutation frequency of the voltage-type inverter circuit to drive the voltage source inverter circuit in its set the commutation frequency.

本構成によれば、ベクトル制御を行うことなく、最大トルク制御や最大効率制御を行うことが可能となる。本構成では、及びＤＣＤＣコンバータ回路の出力電流の検出値に基づいて、誘導電動機に流れる磁化電流を取得し、その磁化電流、及び、回転子の回転速度に基づいて、誘導電動機のすべり周波数を目標すべり周波数とすることができる。ここで、目標すべり周波数を好適に設定すれば、誘導電動機の応答性や電力効率を向上させることができる。即ち、回転速度が低い領域から極めて高い領域にわたり、ベクトル制御方式に比べて簡易な制御で、誘導電動機の応答性や電力効率を向上させることができる。   According to this configuration, it is possible to perform maximum torque control and maximum efficiency control without performing vector control. In this configuration, the magnetizing current flowing through the induction motor is obtained based on the detected value of the output current of the DCDC converter circuit, and the slip frequency of the induction motor is set as the target based on the magnetizing current and the rotation speed of the rotor. It can be a slip frequency. Here, if the target slip frequency is set appropriately, the responsiveness and power efficiency of the induction motor can be improved. That is, the responsiveness and the power efficiency of the induction motor can be improved in a range from a low rotation speed range to a very high rotation speed range with simpler control than the vector control method.

第１実施形態の誘導電動機を含む電気的構成図。FIG. 2 is an electrical configuration diagram including the induction motor of the first embodiment. 第１実施形態の制御装置を表す機能ブロック図。FIG. 2 is a functional block diagram illustrating a control device according to the first embodiment. 磁化電流と、すべり周波数と、最大出力トルクとの関係を表す図。The figure showing the relationship between a magnetizing current, a slip frequency, and a maximum output torque. 最大トルク出力時における磁化電流と、すべり周波数とを対応付けるマップの一例を表す図。The figure showing an example of the map which associates the magnetizing current and the slip frequency at the time of the maximum torque output. 第１実施形態の誘導電動機の応答特性を表す図。FIG. 3 is a diagram illustrating a response characteristic of the induction motor according to the first embodiment. 第１実施形態の誘導電動機の相電流の時間変化を表す図。FIG. 3 is a diagram illustrating a time change of a phase current of the induction motor of the first embodiment. 磁化電流と、すべり周波数と、誘導電動機における電力効率との関係を表す図。The figure showing the relationship between the magnetizing current, the slip frequency, and the power efficiency in the induction motor. 第４実施形態の制御装置を表す機能ブロック図。FIG. 14 is a functional block diagram illustrating a control device according to a fourth embodiment.

（第１実施形態）
図１に本実施形態の誘導電動機１０の電気的構成図を示す。本実施形態の誘導電動機１０は、多相誘導電動機であり、より具体的には、６相の電機子巻線を有する６相誘導電動機である。誘導電動機１０は、固定子１１と回転子１２とから構成されている。誘導電動機１０は、例えば、車両に搭載される車載誘導電動機である。 (1st Embodiment)
FIG. 1 shows an electrical configuration diagram of an induction motor 10 of the present embodiment. The induction motor 10 of the present embodiment is a polyphase induction motor, and more specifically, a six-phase induction motor having six-phase armature windings. The induction motor 10 includes a stator 11 and a rotor 12. The induction motor 10 is, for example, a vehicle-mounted induction motor mounted on a vehicle.

固定子１１は、電機子巻線群１３ａ，１３ｂを備えている。電機子巻線群１３ａには、電源回路２０ａから電力が供給され、電機子巻線群１３ｂには、電源回路２０ｂから電力が供給される。電機子巻線群１３ａは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電機子巻線から構成されており、電機子巻線群１３ｂは、Ｘ，Ｙ，Ｚ相の電機子巻線から構成されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電機子巻線は、互いに１２０度をなし、Ｘ，Ｙ，Ｚ相の電機子巻線は、互いに１２０度をなしている。また、Ｕ相の電気巻線とＸ相の電機子巻線とは３０度をなしている。   The stator 11 includes armature winding groups 13a and 13b. The armature winding group 13a is supplied with power from the power supply circuit 20a, and the armature winding group 13b is supplied with power from the power supply circuit 20b. The armature winding group 13a includes U, V, and W phase armature windings, and the armature winding group 13b includes X, Y, and Z phase armature windings. The U, V, and W phase armature windings form 120 degrees with each other, and the X, Y, and Z phase armature windings form with each other 120 degrees. Further, the U-phase electric winding and the X-phase armature winding form 30 degrees.

回転子１２は、電気伝導体を備えて構成されている。回転子１２は、巻線型回転子であってもよく、かご形回転子であってもよい。   The rotor 12 includes an electric conductor. The rotor 12 may be a wound rotor or a cage rotor.

電源回路２０ａ，２０ｂは、ＤＣＤＣコンバータ回路２１と、インバータ回路２２とを備えている。電源回路２０ａ，２０ｂは、それぞれバッテリ３０から供給される直流電力を交流電力に変換して電機子巻線群１３ａ，１３ｂに供給する。バッテリ３０と電源回路２０ａ，２０ｂとの間には平滑コンデンサＣ１が設けられている。「直流電源」としてのバッテリ３０は、ＤＣＤＣコンバータ回路などであってもよい。   The power supply circuits 20a and 20b include a DCDC converter circuit 21 and an inverter circuit 22. The power supply circuits 20a and 20b respectively convert DC power supplied from the battery 30 into AC power and supply the AC power to the armature winding groups 13a and 13b. A smoothing capacitor C1 is provided between the battery 30 and the power circuits 20a and 20b. The battery 30 as the “DC power supply” may be a DCDC converter circuit or the like.

制御装置５０は、電源回路２０ａ，２０ｂの出力を調整することで、誘導電動機１０の制御を実施する。電源回路２０ａ，２０ｂと制御装置５０とで１つの電源装置１００を構成する。   The control device 50 controls the induction motor 10 by adjusting the outputs of the power supply circuits 20a and 20b. The power supply circuits 20a and 20b and the control device 50 constitute one power supply device 100.

ＤＣＤＣコンバータ回路２１は、同期整流方式の降圧チョッパ回路である。ＤＣＤＣコンバータ回路２１は、スイッチＳＷ１，ＳＷ２と、リアクトルＬと、平滑コンデンサＣ２と、回生ダイオードＤＦとを備えている。スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、それぞれ半導体スイッチング素子であり、具体的には、ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴである。スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、それぞれボディダイオードを備えている。なお、スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、それぞれＩＧＢＴであってもよい。   The DCDC converter circuit 21 is a synchronous rectification type step-down chopper circuit. The DCDC converter circuit 21 includes switches SW1 and SW2, a reactor L, a smoothing capacitor C2, and a regenerative diode DF. Each of the switches SW1 and SW2 is a semiconductor switching element, specifically, an N-channel MOS-FET. Each of the switches SW1 and SW2 has a body diode. The switches SW1 and SW2 may be IGBTs.

スイッチＳＷ１のドレインは、バッテリ３０の正極（平滑コンデンサＣ１の高電圧側端子）に接続されており、スイッチＳＷ１のソースは、リアクトルＬの第１端子に接続されている。リアクトルＬの第２端子は、平滑コンデンサＣ２の高電圧側端子（ＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力端子のうち高電圧側のもの）、及びインバータ回路２２の入力端子のうち高電圧側のものに接続されている。スイッチＳＷ２のドレインは、スイッチＳＷ１のソース、及びリアクトルＬの第１端子に接続されており、スイッチＳＷ２のソースは、バッテリ３０の負極（平滑コンデンサＣ１の低電圧側端子）に接続されている。   The drain of the switch SW1 is connected to the positive electrode of the battery 30 (the high voltage side terminal of the smoothing capacitor C1), and the source of the switch SW1 is connected to the first terminal of the reactor L. The second terminal of the reactor L is connected to the high voltage side terminal of the smoothing capacitor C2 (the high voltage side of the output terminals of the DCDC converter circuit 21) and the input terminal of the inverter circuit 22 to the high voltage side. ing. The drain of the switch SW2 is connected to the source of the switch SW1 and the first terminal of the reactor L, and the source of the switch SW2 is connected to the negative electrode of the battery 30 (the low-voltage terminal of the smoothing capacitor C1).

平滑コンデンサＣ２の低電圧側端子（ＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力端子のうち低電圧側のもの）は、バッテリ３０の負極（平滑コンデンサＣ１の低電圧側端子）、及びインバータ回路２２の入力端子のうち低電圧側のものに接続されている。スイッチＳＷ１，ＳＷ２が交互にオンオフされることで、バッテリ３０の出力電圧が降圧されてインバータ回路２２に出力される。   The low voltage side terminal of the smoothing capacitor C2 (the low voltage side terminal among the output terminals of the DCDC converter circuit 21) is connected to the negative electrode of the battery 30 (the low voltage side terminal of the smoothing capacitor C1) and the input terminal of the inverter circuit 22. Connected to the low voltage side. When the switches SW1 and SW2 are turned on and off alternately, the output voltage of the battery 30 is reduced and output to the inverter circuit 22.

回生ダイオードＤＦは、リアクトルＬ２の第２端子（ＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力端子のうち高電圧側のもの）にアノードが接続されており、スイッチＳＷ１のドレイン（ＤＣＤＣコンバータ回路２１の入力端子のうち高電圧側のもの）にカソードが接続されている。回生ダイオードＤＦは、インバータ回路２２側（電機子巻線群１３ａ，１３ｂ側）からＤＣＤＣコンバータ回路２１に流れる電流をバッテリ３０に回生させる。   The anode of the regenerative diode DF is connected to the second terminal of the reactor L2 (the higher voltage side of the output terminals of the DCDC converter circuit 21), and the drain of the switch SW1 (the higher terminal of the input terminals of the DCDC converter circuit 21). The voltage side) is connected to the cathode. The regenerative diode DF regenerates a current flowing from the inverter circuit 22 side (the armature winding group 13a, 13b side) to the DCDC converter circuit 21 to the battery 30.

インバータ回路２２は、入力電圧をそのまま交流に変換して出力する電圧形インバータ回路である。インバータ回路２２は、上アームスイッチＳＷｐ１〜ＳＷｐ３と、下アームスイッチＳＷｎ１〜ＳＷｎ３とを備えている。スイッチＳＷｐ１〜ＳＷｐ３，ＳＷｎ１〜ＳＷｎ３は、それぞれ半導体スイッチング素子であり、具体的には、ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴである。スイッチＳＷｐ１〜ＳＷｐ３，ＳＷｎ１〜ＳＷｎ３は、それぞれボディダイオードＤｐ１〜Ｄｐ３，Ｄｎ１〜Ｄｎ３を備えている。なお、スイッチＳＷｐ１〜ＳＷｐ３，ＳＷｎ１〜ＳＷｎ３は、それぞれＩＧＢＴであってもよい。   The inverter circuit 22 is a voltage-type inverter circuit that converts an input voltage as it is into AC and outputs the AC. The inverter circuit 22 includes upper arm switches SWp1 to SWp3 and lower arm switches SWn1 to SWn3. Each of the switches SWp1 to SWp3 and SWn1 to SWn3 is a semiconductor switching element, and is specifically an N-channel MOS-FET. The switches SWp1 to SWp3, SWn1 to SWn3 include body diodes Dp1 to Dp3, Dn1 to Dn3, respectively. The switches SWp1 to SWp3 and SWn1 to SWn3 may be IGBTs.

上アームスイッチＳＷｐ１と下アームスイッチＳＷｎ１と、上アームスイッチＳＷｐ２と下アームスイッチＳＷｎ２と、及び、上アームスイッチＳＷｐ３と下アームスイッチＳＷｎ３とは、それぞれ直列接続されている。より具体的には、上アームスイッチＳＷｐ１〜ＳＷｐ３のドレインは、ＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力端子のうち高電圧側のものにそれぞれ接続されている。上アームスイッチＳＷｐ１〜ＳＷｐ３のソースは、それぞれ下アームスイッチＳＷｎ１〜ＳＷｎ３のドレインに接続されている。下アームスイッチＳＷｎ１〜ＳＷｎ３のソースは、ＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力端子のうち低電圧側のものにそれぞれ接続されている。   The upper arm switch SWp1 and the lower arm switch SWn1, the upper arm switch SWp2 and the lower arm switch SWn2, and the upper arm switch SWp3 and the lower arm switch SWn3 are connected in series, respectively. More specifically, the drains of the upper arm switches SWp1 to SWp3 are respectively connected to the output terminals of the DCDC converter circuit 21 which are on the high voltage side. The sources of the upper arm switches SWp1 to SWp3 are connected to the drains of the lower arm switches SWn1 to SWn3, respectively. The sources of the lower arm switches SWn1 to SWn3 are connected to the low voltage side output terminals of the DCDC converter circuit 21, respectively.

電源回路２０ａの上アームスイッチＳＷｐ１と下アームスイッチＳＷｎ１との接続点は、Ｕ相の電機子巻線に接続されており、電源回路２０ａの上アームスイッチＳＷｐ２と下アームスイッチＳＷｎ２との接続点は、Ｖ相の電機子巻線に接続されており、電源回路２０ａの上アームスイッチＳＷｐ３と下アームスイッチＳＷｎ３との接続点は、Ｗ相の電機子巻線に接続されている。   The connection point between the upper arm switch SWp1 and the lower arm switch SWn1 of the power supply circuit 20a is connected to the U-phase armature winding, and the connection point between the upper arm switch SWp2 and the lower arm switch SWn2 of the power supply circuit 20a is , V-phase armature winding, and a connection point between the upper arm switch SWp3 and the lower arm switch SWn3 of the power supply circuit 20a is connected to the W-phase armature winding.

電源回路２０ｂの上アームスイッチＳＷｐ１と下アームスイッチＳＷｎ１との接続点は、Ｘ相の電機子巻線に接続されており、電源回路２０ｂの上アームスイッチＳＷｐ２と下アームスイッチＳＷｎ２との接続点は、Ｙ相の電機子巻線に接続されており、電源回路２０ｂの上アームスイッチＳＷｐ３と下アームスイッチＳＷｎ３との接続点は、Ｚ相の電機子巻線に接続されている。   The connection point between the upper arm switch SWp1 and the lower arm switch SWn1 of the power supply circuit 20b is connected to the X-phase armature winding, and the connection point between the upper arm switch SWp2 and the lower arm switch SWn2 of the power supply circuit 20b is , Y-phase armature winding, and a connection point between the upper arm switch SWp3 and the lower arm switch SWn3 of the power supply circuit 20b is connected to the Z-phase armature winding.

電源回路２０ａのインバータ回路２２によって、電機子巻線群１３ａに三相交流が供給され、電源回路２０ｂのインバータ回路２２によって、電機子巻線群１３ｂに三相交流が供給される。   Three-phase alternating current is supplied to the armature winding group 13a by the inverter circuit 22 of the power supply circuit 20a, and three-phase alternating current is supplied to the armature winding group 13b by the inverter circuit 22 of the power supply circuit 20b.

制御装置５０は、電源回路２０ａ，２０ｂのＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力電流Ｉｏｕｔの検出値を電源回路２０ａ，２０ｂの電流センサ５１からそれぞれ取得する。また、制御装置５０は、回転子１２の回転角の検出値を回転角センサ５２から取得する。また、制御装置５０は、誘導電動機１０の温度の検出値を温度センサ５３から取得する。また、制御装置５０は、上位の制御装置４０（ECU: Electronic Control Unit）から、誘導電動機１０の目標回転速度を取得する。   The control device 50 acquires the detection value of the output current Iout of the DCDC converter circuit 21 of the power supply circuits 20a and 20b from the current sensor 51 of the power supply circuits 20a and 20b, respectively. Further, the control device 50 acquires a detection value of the rotation angle of the rotor 12 from the rotation angle sensor 52. Further, control device 50 acquires a detected value of the temperature of induction motor 10 from temperature sensor 53. The control device 50 acquires the target rotation speed of the induction motor 10 from the host control device 40 (ECU: Electronic Control Unit).

制御装置５０は、取得した検出値及び目標回転速度に基づいて、ゲート駆動回路２３，２４に指令を行い、電源回路２０ａ，２０ｂのＤＣＤＣコンバータ回路２１及びインバータ回路２２を構成するスイッチＳＷを駆動し、誘導電動機１０の制御を実施する。制御装置５０は、ＣＰＵ，ＲＯＭ及びＲＡＭなどから構成される周知のマイクロコンピュータである。   The control device 50 issues a command to the gate drive circuits 23 and 24 based on the acquired detected value and the target rotation speed, and drives the switches SW configuring the DCDC converter circuit 21 and the inverter circuit 22 of the power supply circuits 20a and 20b. The control of the induction motor 10 is performed. The control device 50 is a known microcomputer including a CPU, a ROM, a RAM, and the like.

図２に示す制御装置５０の機能ブロック図を用いて、制御装置５０による誘導電動機１０の制御を説明する。なお、電源回路２０ａの制御に関する機能ブロックと、電源回路２０ａの制御に関する機能ブロックとは同等であるため、図２では、電源回路２０ａの制御に関する機能ブロックのみを示しており、電源回路２０ｂの制御に関する機能ブロックを省略している。   Control of the induction motor 10 by the control device 50 will be described using a functional block diagram of the control device 50 shown in FIG. Note that the functional blocks related to the control of the power supply circuit 20a and the functional blocks related to the control of the power supply circuit 20a are equivalent. Therefore, FIG. 2 shows only the functional blocks related to the control of the power supply circuit 20a, and the control block of the power supply circuit 20b. Functional blocks related to are omitted.

速度演算部６２は、回転角センサ５２から取得した回転子１２の回転角の検出値に基づいて、回転子１２の回転速度（実際値）を演算する。偏差算出部５４は、上位の制御装置４０から取得した目標回転速度と回転速度の実際値との偏差を算出する。ＰＩ演算部５５は、偏差算出部５４が算出した偏差に対して、比例・積分演算（ＰＩ演算）を実施することで、ＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力電流Ｉｏｕｔの目標値である目標電流Ｉｒｅｆを算出する。電流制限部５６は、ＰＩ演算部５５の演算結果である目標電流Ｉｒｅｆが、所定範囲となるように制限を行う。これにより、ＤＣＤＣコンバータ回路２１から過大な電流が出力されることを抑制する。   The speed calculator 62 calculates the rotation speed (actual value) of the rotor 12 based on the detected value of the rotation angle of the rotor 12 acquired from the rotation angle sensor 52. The deviation calculation unit 54 calculates a deviation between the target rotation speed and the actual value of the rotation speed obtained from the host control device 40. The PI calculation unit 55 calculates a target current Iref, which is a target value of the output current Iout of the DCDC converter circuit 21, by performing a proportional-integral calculation (PI calculation) on the deviation calculated by the deviation calculation unit 54. I do. The current limiting unit 56 limits the target current Iref, which is the calculation result of the PI calculation unit 55, to be within a predetermined range. This suppresses output of an excessive current from the DCDC converter circuit 21.

偏差算出部５７は、目標電流Ｉｒｅｆと、電流センサ５１によるＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力電流Ｉｏｕｔの検出値との偏差を算出する。ＰＩ演算部５８は、偏差算出部５７が算出した偏差に対して、比例・積分演算（ＰＩ演算）を実施することで、ＤＣＤＣコンバータ回路２１のデューティを設定する。そして、ゲート駆動回路２３は、設定されたデューティに応じて、ＤＣＤＣコンバータ回路２１のスイッチＳＷを駆動する。つまり、制御装置５０は、ＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力電流Ｉｏｕｔが目標電流Ｉｒｅｆとなるように定電流制御を実施する。   The deviation calculation unit 57 calculates a deviation between the target current Iref and a detection value of the output current Iout of the DCDC converter circuit 21 by the current sensor 51. The PI calculation unit 58 sets the duty of the DCDC converter circuit 21 by performing a proportional-integral calculation (PI calculation) on the deviation calculated by the deviation calculation unit 57. Then, the gate drive circuit 23 drives the switch SW of the DCDC converter circuit 21 according to the set duty. That is, the control device 50 performs the constant current control such that the output current Iout of the DCDC converter circuit 21 becomes the target current Iref.

ここで、本実施形態の制御装置５０は、誘導電動機１０（電機子巻線群１３ａ）に流れる磁化電流Ｉと、誘導電動機１０のすべり周波数の目標値である目標すべり周波数と、を対応付けるマップに基づいて、目標すべり周波数を設定するすべり周波数設定部５９を有する。   Here, the control device 50 of the present embodiment generates a map that associates the magnetizing current I flowing through the induction motor 10 (the armature winding group 13a) with the target slip frequency that is the target value of the slip frequency of the induction motor 10. A slip frequency setting unit for setting a target slip frequency based on the slip frequency;

図３に、すべり周波数と、誘導電動機１０の出力トルクＴと、誘導電動機１０に流れる磁化電流Ｉ（電機子巻線群１３ａが形成する磁束に寄与する電流であり、電機子巻線群１３ａに流れる励磁電流から鉄損電流を分離した電流）との関係を表す図を示す。電機子巻線群１３ａに流れる励磁電流の大きさは、ＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力電流Ｉｏｕｔの大きさと等しい。誘導電動機１０の磁化電流Ｉを固定した場合、所定のすべり周波数において、誘導電動機１０の出力トルクＴが最大となる。   FIG. 3 shows the slip frequency, the output torque T of the induction motor 10, and the magnetizing current I flowing through the induction motor 10 (current that contributes to the magnetic flux formed by the armature winding group 13a. FIG. 3 is a diagram illustrating a relationship between a flowing excitation current and a current obtained by separating an iron loss current from a flowing excitation current. The magnitude of the exciting current flowing through the armature winding group 13a is equal to the magnitude of the output current Iout of the DCDC converter circuit 21. When the magnetizing current I of the induction motor 10 is fixed, the output torque T of the induction motor 10 becomes maximum at a predetermined slip frequency.

そこで、図４に示す誘導電動機１０に流れる磁化電流Ｉと、誘導電動機１０の出力トルクＴが最大となるすべり周波数と、を対応付けるマップを予め作成する。そして、当該マップを制御装置５０（すべり周波数設定部５９）のＲＯＭに記憶させておく。当該マップは、シミュレーションや実験などに基づいて作成することが可能である。   Therefore, a map that associates the magnetizing current I flowing through the induction motor 10 shown in FIG. 4 with the slip frequency at which the output torque T of the induction motor 10 is maximized is created in advance. Then, the map is stored in the ROM of the control device 50 (slip frequency setting unit 59). The map can be created based on a simulation, an experiment, or the like.

すべり周波数設定部５９（図２）は当該マップと、誘導電動機１０に流れる磁化電流Ｉとに基づいて、目標すべり周波数を設定する。これにより、誘導電動機１０の出力トルクＴを磁化電流Ｉ（ＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力電流Ｉｏｕｔ）に対して最大化させることができる。   The slip frequency setting section 59 (FIG. 2) sets a target slip frequency based on the map and the magnetizing current I flowing through the induction motor 10. Thus, the output torque T of the induction motor 10 can be maximized with respect to the magnetizing current I (the output current Iout of the DCDC converter circuit 21).

また、すべり周波数と、誘導電動機１０の出力トルクＴと、磁化電流Ｉとの関係は、誘導電動機１０の温度に応じて変化する。そこで、すべり周波数設定部５９は、温度センサ５３から誘導電動機１０の温度の検出値を取得し、その検出値に基づいて、マップを切り替える。   Further, the relationship between the slip frequency, the output torque T of the induction motor 10 and the magnetizing current I changes according to the temperature of the induction motor 10. Therefore, the slip frequency setting unit 59 acquires the detected value of the temperature of the induction motor 10 from the temperature sensor 53, and switches the map based on the detected value.

また、本実施形態の制御装置５０は、ＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力電流Ｉｏｕｔから誘導電動機１０における鉄損電流を分離した電流を磁化電流Ｉとして取得する電流分離部６３を備えている。電流分離部６３は、ＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力電流Ｉｏｕｔと誘導電動機１０の回転速度とに基づいて、誘導電動機１０における鉄損電流を算出する。そして、電流分離部６３は、ＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力電流Ｉｏｕｔ（励磁電流）から鉄損電流を減算することで、磁化電流Ｉを算出する。すべり周波数設定部５９は、電流分離部６３から磁化電流Ｉの算出値を取得して、その磁化電流Ｉの算出値に基づいて、目標すべり周波数を設定する。   Further, the control device 50 of the present embodiment includes a current separation unit 63 that obtains, as the magnetization current I, a current obtained by separating the iron loss current in the induction motor 10 from the output current Iout of the DCDC converter circuit 21. Current separator 63 calculates an iron loss current in induction motor 10 based on output current Iout of DCDC converter circuit 21 and the rotation speed of induction motor 10. Then, the current separating unit 63 calculates the magnetizing current I by subtracting the iron loss current from the output current Iout (excitation current) of the DCDC converter circuit 21. The slip frequency setting section 59 acquires the calculated value of the magnetizing current I from the current separating section 63, and sets the target slip frequency based on the calculated value of the magnetizing current I.

ここで、誘導電動機１０の回転速度が低い領域では、誘導電動機１０における鉄損電流が相対的に小さいため、電機子巻線群１３ａに流れる励磁電流を誘導電動機１０の磁化電流Ｉとみなすことができる。つまり、誘導電動機１０の回転速度が低い場合は、電流分離部６３を省略し、ＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力電流Ｉｏｕｔを誘導電動機１０に流れる磁化電流Ｉとみなして取得する構成としてもよい。   Here, in a region where the rotation speed of the induction motor 10 is low, since the iron loss current in the induction motor 10 is relatively small, the excitation current flowing through the armature winding group 13a may be regarded as the magnetization current I of the induction motor 10. it can. That is, when the rotation speed of the induction motor 10 is low, the current separating unit 63 may be omitted, and the output current Iout of the DCDC converter circuit 21 may be obtained as the magnetizing current I flowing through the induction motor 10.

図２の説明に戻り、加算部６０は、速度演算部６２から取得した回転子１２の回転速度に対し、目標すべり周波数の回転速度換算値を加算することで、電機子巻線群１３ａによって生じる磁界の回転速度（誘導電動機１０の同期速度）を設定する。   Returning to the description of FIG. 2, the adding unit 60 generates the armature winding group 13 a by adding the rotation speed conversion value of the target slip frequency to the rotation speed of the rotor 12 obtained from the speed calculation unit 62. The rotational speed of the magnetic field (the synchronous speed of the induction motor 10) is set.

転流周波数演算部６１は、誘導電動機１０の同期速度を転流周波数（誘導電動機１０の同期速度×誘導電動機１０の極数）に変換する。ゲート駆動回路２４は、転流周波数に応じて、インバータ回路２２のスイッチＳＷｐ１〜ＳＷｐ３，ＳＷｎ１〜ＳＷｎ３を駆動する。つまり、制御装置５０は、インバータ回路２２が出力する三相交流電流の周波数（回転速度）が、現在の誘導電動機１０の回転速度と、目標すべり周波数の回転速度換算値との和となるようにインバータ回路２２を制御する。   The commutation frequency calculator 61 converts the synchronous speed of the induction motor 10 into a commutation frequency (the synchronous speed of the induction motor 10 x the number of poles of the induction motor 10). The gate drive circuit 24 drives the switches SWp1 to SWp3, SWn1 to SWn3 of the inverter circuit 22 according to the commutation frequency. That is, the control device 50 sets the frequency (rotation speed) of the three-phase AC current output from the inverter circuit 22 to be the sum of the current rotation speed of the induction motor 10 and the rotation speed conversion value of the target slip frequency. The inverter circuit 22 is controlled.

以下、本実施形態の効果を述べる。   Hereinafter, effects of the present embodiment will be described.

すべり周波数を調整する本実施形態の構成によれば、ベクトル制御を行うことなく、最大トルク制御や最大効率制御を行うことが可能となる。本実施形態の構成では、回転子１２の回転速度、電機子巻線群１３ａに流れる磁化電流Ｉに基づいて、誘導電動機１０のすべり周波数を目標すべり周波数とすることができる。ここで、目標すべり周波数を好適に設定すれば、誘導電動機１０の応答性や電力効率を向上させることができる。即ち、ベクトル制御方式に比べて、簡易な制御で誘導電動機１０の応答性や電力効率を向上させることができる。   According to the configuration of the present embodiment for adjusting the slip frequency, it is possible to perform the maximum torque control and the maximum efficiency control without performing the vector control. In the configuration of the present embodiment, the slip frequency of the induction motor 10 can be set as the target slip frequency based on the rotation speed of the rotor 12 and the magnetizing current I flowing through the armature winding group 13a. Here, if the target slip frequency is set appropriately, the responsiveness and power efficiency of the induction motor 10 can be improved. That is, the responsiveness and power efficiency of the induction motor 10 can be improved with simpler control as compared with the vector control method.

電流分離部６３は、ＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力電流Ｉｏｕｔ（電機子巻線１３ａ，１３ｂに流れる励磁電流）の検出値から誘導電動機１０における鉄損電流を分離した電流を磁化電流Ｉとして算出する。特に回転速度が高い領域では、誘導電動機１０における損失である鉄損が増加し、励磁電流において鉄損電流の占める割合が増加する。そこで、電流分離部６３が、ＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力電流Ｉｏｕｔ及び誘導電動機１０の回転速度に基づいて、鉄損電流を算出し、ＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力電流Ｉｏｕｔから鉄損電流を分離することで、磁化電流Ｉを算出する構成とした。当該構成により、誘導電動機１０の回転速度が高い領域において、すべり周波数設定部５９による目標すべり周波数の設定精度を向上させることができ、誘導電動機１０の応答性や電力効率をより向上させることができる。   The current separation unit 63 calculates, as the magnetization current I, a current obtained by separating the iron loss current in the induction motor 10 from the detection value of the output current Iout (the excitation current flowing through the armature windings 13a and 13b) of the DCDC converter circuit 21. Particularly, in a region where the rotation speed is high, the iron loss, which is a loss in the induction motor 10, increases, and the ratio of the exciting current to the iron loss current increases. Therefore, the current separating unit 63 calculates the iron loss current based on the output current Iout of the DCDC converter circuit 21 and the rotation speed of the induction motor 10, and separates the iron loss current from the output current Iout of the DCDC converter circuit 21. Thus, the configuration is such that the magnetizing current I is calculated. With this configuration, in a region where the rotation speed of the induction motor 10 is high, the setting accuracy of the target slip frequency by the slip frequency setting unit 59 can be improved, and the responsiveness and power efficiency of the induction motor 10 can be further improved. .

回転速度の検出値と、回転速度の目標値である目標回転速度との差に基づいて、ＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力電流Ｉｏｕｔを調整する本実施形態の構成によれば、誘導電動機１０の回転速度を目標回転速度に近づけることができる。また、出力電流Ｉｏｕｔを調整する制御を行うことで、ＤＣＤＣコンバータ回路２１に対して電力を供給する電源であるバッテリ３０の電圧が変動した場合であってもＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力電流Ｉｏｕｔ、即ち、誘導電動機１０に対して供給される電流が略一定となる。このため、誘導電動機１０に過電流が流れることを抑制できる。また、バッテリ３０の電圧が変動した場合であっても、誘導電動機１０の回転速度が変動することを抑制することができる。   According to the configuration of the present embodiment that adjusts the output current Iout of the DCDC converter circuit 21 based on the difference between the detected value of the rotation speed and the target rotation speed that is the target value of the rotation speed, the rotation speed of the induction motor 10 is adjusted. Can approach the target rotation speed. Further, by performing control for adjusting the output current Iout, the output current Iout of the DCDC converter circuit 21, ie, the output current Iout of the DCDC converter circuit 21, Therefore, the current supplied to the induction motor 10 becomes substantially constant. For this reason, it can suppress that an overcurrent flows into the induction motor 10. Further, even when the voltage of the battery 30 fluctuates, the fluctuation of the rotation speed of the induction motor 10 can be suppressed.

図６に本実施形態の制御を実施した場合の各電機子巻線に流れる電流の波形と、インバータ回路においてＰＷＭ制御（従来制御）を実施した場合の各電機子巻線に流れる電流の波形とを示す。低インピーダンスの誘導電動機１０において、ＰＷＭ制御を実施すると、電機子巻線に流れる電流のオーバーシュートが顕著に発生する。本実施形態の制御を実施することで、電機子巻線に流れる電流のオーバーシュートを抑制し、電機子巻線に過電流が流れることを抑制することができる。   FIG. 6 shows the waveform of the current flowing through each armature winding when the control of the present embodiment is performed, and the waveform of the current flowing through each armature winding when the PWM control (conventional control) is performed in the inverter circuit. Is shown. When the PWM control is performed in the induction motor 10 having a low impedance, overshoot of the current flowing through the armature winding occurs significantly. By performing the control of the present embodiment, it is possible to suppress the overshoot of the current flowing through the armature winding and to suppress the overcurrent from flowing through the armature winding.

特に、本実施形態のＤＣＤＣコンバータ回路２１のリアクトルＬは、電機子巻線に対して直列接続されている。このため、電機子巻線のインダクタンス成分が小さい場合であっても、ＤＣＤＣコンバータ回路２１のリアクトルＬのインダクタンス成分によって、ＤＣＤＣコンバータ回路２１から電機子巻線に対して出力される出力電流Ｉｏｕｔにおけるオーバーシュートを抑制することができる。   In particular, the reactor L of the DCDC converter circuit 21 of the present embodiment is connected in series to the armature winding. For this reason, even when the inductance component of the armature winding is small, the output current Iout output from the DCDC converter circuit 21 to the armature winding due to the inductance component of the reactor L of the DCDC converter circuit 21 is excessive. Shooting can be suppressed.

磁化電流Ｉと目標すべり周波数とを、誘導電動機１０の出力トルクＴが最大となるように対応付けるマップを用いて、目標すべり周波数を設定する本実施形態の構成によれば、磁化電流Ｉ（出力電流Ｉｏｕｔ）に対し、誘導電動機１０の出力トルクＴが最大となるように制御することができる。図５に本実施形態の制御を実施した場合の誘導電動機１０の回転速度の時間変化と、インバータ回路においてＰＷＭ制御を実施した場合の誘導電動機１０の回転速度の時間変化とを示す。本実施形態の制御によって出力トルクＴを最大化させることで、回転速度の応答性を向上させることができる。   According to the configuration of the present embodiment in which the target slip frequency is set using a map that associates the magnetizing current I with the target slip frequency so that the output torque T of the induction motor 10 is maximized, the magnetizing current I (output current Iout), the output torque T of the induction motor 10 can be controlled to be maximum. FIG. 5 shows a time change of the rotation speed of the induction motor 10 when the control of the present embodiment is performed, and a time change of the rotation speed of the induction motor 10 when the PWM control is performed in the inverter circuit. By maximizing the output torque T by the control of the present embodiment, the responsiveness of the rotational speed can be improved.

本実施形態のすべり周波数設定部５９は、誘導電動機１０の温度に基づいて、マップを切り替える。誘導電動機１０の励磁電流（電源装置１００の出力電流）に対する出力トルク特性や、電力効率特性は、誘導電動機１０の温度（誘導電動機１０の電機子巻線の温度や伝導体の温度）によって変化する。そこで、誘導電動機１０の温度に基づいて、ＤＣＤＣコンバータ回路２１（電源装置１００）の磁化電流Ｉとすべり周波数とを対応付けるマップを切り替える構成とする。これにより、誘導電動機１０の回転速度を目標回転速度により応答性良く近づけることができる。   The slip frequency setting unit 59 of the present embodiment switches the map based on the temperature of the induction motor 10. Output torque characteristics and power efficiency characteristics with respect to the exciting current (output current of the power supply device 100) of the induction motor 10 change depending on the temperature of the induction motor 10 (the temperature of the armature windings of the induction motor 10 and the temperature of the conductor). . Therefore, a configuration in which a map that associates the magnetizing current I of the DCDC converter circuit 21 (the power supply device 100) with the slip frequency is switched based on the temperature of the induction motor 10 is adopted. Thereby, the rotation speed of the induction motor 10 can be made closer to the target rotation speed with good responsiveness.

本実施形態の誘導電動機１０は、電機子巻線として３ｎ相（ｎは２以上の自然数）の電機子巻線を有する。誘導電動機１０が多相電機子巻線を有する構成とすることで、電機子巻線が形成する磁束を正弦波に近づけることができ、これにより、誘導電動機１０の電力効率及び出力応答性を向上させることができる。   The induction motor 10 of the present embodiment has 3n-phase (n is a natural number of 2 or more) armature windings as armature windings. With the configuration in which the induction motor 10 has the multi-phase armature winding, the magnetic flux formed by the armature winding can be approximated to a sine wave, thereby improving the power efficiency and output responsiveness of the induction motor 10. Can be done.

（第２実施形態）
第１実施形態におけるすべり周波数設定部５９（図２）は、磁化電流Ｉと、誘導電動機１０の出力トルクＴが最大となるすべり周波数と、を対応付けるマップを用いて、誘導電動機１０の目標すべり周波数を設定する構成とした。これを変更し、第２実施形態におけるすべり周波数設定部５９は、磁化電流Ｉと、誘導電動機１０の電力効率が最高となるすべり周波数とを対応付けるマップを用いて、目標すべり周波数を設定する構成とする。本構成によれば、ＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力電流Ｉｏｕｔに対し、誘導電動機１０の電力効率が向上するように制御することができる。 (2nd Embodiment)
The slip frequency setting unit 59 (FIG. 2) in the first embodiment calculates a target slip frequency of the induction motor 10 using a map that associates the magnetizing current I with a slip frequency at which the output torque T of the induction motor 10 is maximized. Is set. By changing this, the slip frequency setting unit 59 in the second embodiment sets the target slip frequency using a map that associates the magnetizing current I with the slip frequency at which the power efficiency of the induction motor 10 is the highest. I do. According to this configuration, it is possible to control the output current Iout of the DCDC converter circuit 21 so that the power efficiency of the induction motor 10 is improved.

図７に、すべり周波数と、誘導電動機１０の出力トルクＴと、磁化電流Ｉ（電機子巻線群１３ａに流れる電流）との関係を表す図を示す。磁化電流Ｉを所定値とした場合、所定のすべり周波数において、誘導電動機１０の電力効率が最高となる。ここで、磁化電流Ｉを所定値とした場合に誘導電動機１０の電力効率が最高となるすべり周波数は、一般的には、誘導電動機１０の同期周波数の５％程度の値となる。また、磁化電流Ｉを所定値とした場合に誘導電動機１０の電力効率が最高となるすべり周波数は、シミュレーションや実験によって得ることができる。   FIG. 7 is a diagram illustrating a relationship between the slip frequency, the output torque T of the induction motor 10, and the magnetizing current I (current flowing through the armature winding group 13a). When the magnetizing current I is set to a predetermined value, the power efficiency of the induction motor 10 becomes maximum at a predetermined slip frequency. Here, when the magnetizing current I is set to a predetermined value, the slip frequency at which the power efficiency of the induction motor 10 is the highest is generally about 5% of the synchronous frequency of the induction motor 10. Further, the slip frequency at which the power efficiency of the induction motor 10 becomes maximum when the magnetizing current I is set to a predetermined value can be obtained by simulation or experiment.

（第３実施形態）
第３実施形態におけるすべり周波数設定部５９は、回転子１２の回転速度に基づいて、異なるマップを用いて目標すべり周波数を設定する。具体的には、すべり周波数設定部５９は、目標回転速度が増加方向に変化した場合、回転子１２の回転速度が目標回転速度に達するまでの間、磁化電流Ｉと目標すべり周波数とを、誘導電動機１０の出力トルクＴが最大となるように対応付けるマップを用いて、目標すべり周波数を設定する。ここで、目標回転速度が増加方向に変化した場合とは、例えば、誘導電動機１０の駆動開始時のことである。 (Third embodiment)
The slip frequency setting section 59 in the third embodiment sets a target slip frequency using different maps based on the rotation speed of the rotor 12. Specifically, when the target rotation speed changes in the increasing direction, the slip frequency setting unit 59 calculates the magnetization current I and the target slip frequency until the rotation speed of the rotor 12 reaches the target rotation speed. The target slip frequency is set using a map that associates the output torque T of the electric motor 10 to be the maximum. Here, the case where the target rotational speed changes in the increasing direction is, for example, when the drive of the induction motor 10 is started.

さらに、すべり周波数設定部５９は、回転子１２の回転速度が目標回転速度に達した後、磁化電流Ｉと目標すべり周波数とを、誘導電動機１０の電力効率が最高となるように対応けるマップを用いて、目標すべり周波数を設定する。   Further, after the rotation speed of the rotor 12 reaches the target rotation speed, the slip frequency setting section 59 maps the magnetizing current I and the target slip frequency so that the power efficiency of the induction motor 10 becomes the highest. To set the target slip frequency.

本実施形態の構成によれば、誘導電動機１０の回転速度が目標回転速度に達するまでは、誘導電動機１０の出力トルクＴが最大となるように制御することで、誘導電動機１０の回転速度を目標回転速度に応答性良く近づけることできる。さらに、誘導電動機１０の回転速度が目標回転速度に達した後は、誘導電動機１０の電力効率が最高となるように制御することで、電力効率を向上させることができる。即ち、誘導電動機１０の応答性を向上させつつ、電力効率を向上させることができる。   According to the configuration of the present embodiment, by controlling the output torque T of the induction motor 10 to be the maximum until the rotation speed of the induction motor 10 reaches the target rotation speed, the rotation speed of the induction motor 10 is set to the target. It is possible to approach the rotation speed with good responsiveness. Further, after the rotation speed of the induction motor 10 reaches the target rotation speed, the power efficiency of the induction motor 10 is controlled to be the highest, so that the power efficiency can be improved. That is, it is possible to improve the power efficiency while improving the responsiveness of the induction motor 10.

（第４実施形態）
第１実施形態の制御装置５０は、誘導電動機１０の回転速度の検出値と、誘導電動機１０の回転速度の目標値である目標回転速度との差に基づいて、ＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力電流Ｉｏｕｔを調整する。これを変更し、本実施形態では、誘導電動機１０の出力トルクＴを検出するトルクセンサ６４を設ける構成とする。さらに、本実施形態の制御装置５０は、上位の制御装置４０から入力される誘導電動機１０の出力トルクＴの目標値である目標トルクと、トルクセンサ６４による誘導電動機１０の出力トルクＴの検出値とに基づいて、ＤＣＤＣコンバータ回路２１の出力電流Ｉｏｕｔを調整する。なお、上位の制御装置４０は、トルクセンサ６４による誘導電動機１０の出力トルクＴの検出値を取得する。 (Fourth embodiment)
The control device 50 of the first embodiment determines the output current Iout of the DCDC converter circuit 21 based on the difference between the detected value of the rotation speed of the induction motor 10 and the target rotation speed that is the target value of the rotation speed of the induction motor 10. To adjust. In this embodiment, the torque sensor 64 for detecting the output torque T of the induction motor 10 is provided. Further, the control device 50 of the present embodiment includes a target torque, which is a target value of the output torque T of the induction motor 10 input from the host control device 40, and a detection value of the output torque T of the induction motor 10 by the torque sensor 64. , The output current Iout of the DCDC converter circuit 21 is adjusted. The upper control device 40 acquires a detection value of the output torque T of the induction motor 10 by the torque sensor 64.

より具体的には、図８に示すように、偏差算出部６５が、トルクセンサ６４による誘導電動機１０の出力トルクＴの検出値と、目標トルクとの偏差を算出する。そして、偏差算出部６５が算出した出力トルクＴの目標値と検出値との偏差に基づいて、ＰＩ制御を実施する。なお、目標トルクに基づいて、目標電流Ｉｒｅｆを算出し、その目標電流Ｉｒｅｆと出力電流Ｉｏｕｔとの偏差に基づくＰＩ制御を実施する構成としてもよい。なお、図８に示す構成では、図２に示す構成と比較して、電流分離部６３を省略している。これを変更し、電流分離部６３を備える構成としてもよい。   More specifically, as shown in FIG. 8, the deviation calculation unit 65 calculates a deviation between the detection value of the output torque T of the induction motor 10 by the torque sensor 64 and the target torque. Then, PI control is performed based on the deviation between the target value and the detected value of the output torque T calculated by the deviation calculation section 65. Note that the target current Iref may be calculated based on the target torque, and the PI control may be performed based on the deviation between the target current Iref and the output current Iout. In the configuration shown in FIG. 8, the current separating unit 63 is omitted as compared with the configuration shown in FIG. This may be changed and a configuration including the current separating unit 63 may be adopted.

本実施形態の構成によれば、誘導電動機１０の出力トルクＴを任意の目標値に近づけることができる。つまり、定トルク制御を実施することが可能になる。   According to the configuration of the present embodiment, the output torque T of the induction motor 10 can be made closer to an arbitrary target value. That is, constant torque control can be performed.

（他の実施形態）
・第１実施形態における回転速度に対するＰＩ制御、及び、出力電流Ｉｏｕｔに対するＰＩ制御に代えて、Ｐ制御（比例制御）又はＰＩＤ制御（比例・積分・微分制御）を実施してもよい。 (Other embodiments)
-Instead of the PI control for the rotation speed and the PI control for the output current Iout in the first embodiment, P control (proportional control) or PID control (proportional / integral / differential control) may be performed.

・ＤＣＤＣコンバータ回路２１について、上記実施形態では、降圧チョッパ回路としたが、これを変更してもよい。例えば、昇圧回路でもあってもよいし、昇降圧回路でもあってもよい。また、絶縁型ＤＣＤＣコンバータ回路であってもよい。   The DC-DC converter circuit 21 is a step-down chopper circuit in the above embodiment, but may be changed. For example, it may be a booster circuit or a step-up / down circuit. Further, it may be an isolated DCDC converter circuit.

・第１実施形態では、電機子巻線として２組×３相の電機子巻線を有する構成としたが、これを変更し、３相の電機子巻線を有する構成としてもよい。また、単相誘導電動機であってもよい。   In the first embodiment, the armature winding is configured to have two sets of three-phase armature windings. However, the configuration may be changed to a configuration having three-phase armature windings. Further, it may be a single-phase induction motor.

・第１実施形態の制御装置５０（電流分離部６３）は、電源回路２０ａ，２０ｂのそれぞれに設けられた電流センサ５１の検出値の平均値に基づいて、磁化電流Ｉを取得する構成としてもよい。また、電源回路２０ａ，２０ｂの一方にのみ電流センサ５１を設ける構成とし、その電流センサ５１の検出値に基づいて、電源回路２０ａ，２０ｂの両方の制御を実施する構成としてもよい。   The control device 50 (current separation unit 63) of the first embodiment may be configured to acquire the magnetizing current I based on the average value of the detection values of the current sensors 51 provided in the power supply circuits 20a and 20b. Good. Alternatively, the current sensor 51 may be provided in only one of the power supply circuits 20a and 20b, and the control of both the power supply circuits 20a and 20b may be performed based on the detection value of the current sensor 51.

１０…誘導電動機、固定子…１２、２１…ＤＣＤＣコンバータ回路、２２…インバータ回路、３０…バッテリ、５０…制御装置、５９…すべり周波数設定部、１００…電源装置。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Induction motor, stator ... 12, 21 ... DCDC converter circuit, 22 ... Inverter circuit, 30 ... Battery, 50 ... Control device, 59 ... Slip frequency setting part, 100 ... Power supply device.

Claims (9)

誘導電動機（１０）の制御装置（５０）であって、
前記誘導電動機に電力を供給する電源装置（１００）は、直流電源（３０）から供給される電力を変換し、所定の出力電流を出力するＤＣＤＣコンバータ回路（２１）と、前記ＤＣＤＣコンバータ回路から出力される直流電力を交流電力に変換する電圧形インバータ回路（２２）と、を有しており、
前記ＤＣＤＣコンバータ回路の出力電流の検出値に基づいて、前記誘導電動機に流れる磁化電流を取得し、その磁化電流、及び、前記磁化電流と前記誘導電動機のすべり周波数の目標値である目標すべり周波数とを対応付けるマップを用いて、前記目標すべり周波数を設定する設定部（５９）を備え、
前記誘導電動機の回転子（１２）の回転速度と、前記設定部により設定される前記目標すべり周波数と、に基づいて、前記電圧形インバータ回路の転流周波数を設定し、その設定された前記転流周波数で前記電圧形インバータ回路を駆動する制御装置。 A control device (50) for the induction motor (10),
A power supply device (100) that supplies power to the induction motor converts a power supplied from a DC power supply (30) and outputs a predetermined output current, and a DC / DC converter circuit (21) that outputs a predetermined output current. And a voltage-source inverter circuit (22) for converting the DC power to AC power.
A magnetizing current flowing through the induction motor is obtained based on a detection value of the output current of the DCDC converter circuit, and the magnetizing current, and a target slip frequency which is a target value of the magnetizing current and a slip frequency of the induction motor A setting unit (59) for setting the target slip frequency using a map that associates
A commutation frequency of the voltage source inverter circuit is set based on a rotation speed of a rotor (12) of the induction motor and the target slip frequency set by the setting unit, and the set commutation frequency is set. A control device for driving the voltage-source inverter circuit at a flow frequency. 前記ＤＣＤＣコンバータ回路の出力電流の検出値から前記誘導電動機における鉄損電流を分離した電流を前記磁化電流として算出する電流分離部（６３）を備え、
前記設定部は、前記電流分離部による前記磁化電流の算出値を用いて、前記目標すべり周波数を設定する請求項１に記載の制御装置。 A current separating unit (63) that calculates a current obtained by separating an iron loss current in the induction motor from a detected value of an output current of the DCDC converter circuit as the magnetizing current;
2. The control device according to claim 1, wherein the setting unit sets the target slip frequency using a value calculated by the current separating unit for the magnetizing current. 3. 前記誘導電動機の回転速度の検出値と、前記誘導電動機の回転速度の目標値である目標回転速度との差に基づいて、前記ＤＣＤＣコンバータ回路の前記出力電流を調整する請求項１又は２に記載の制御装置。   3. The output current of the DCDC converter circuit according to claim 1, wherein the output current of the DCDC converter circuit is adjusted based on a difference between a detected value of the rotation speed of the induction motor and a target rotation speed that is a target value of the rotation speed of the induction motor. 4. Control device. 前記誘導電動機の出力トルクの検出値と、前記誘導電動機の出力トルクの目標値である目標トルクとの差に基づいて、前記ＤＣＤＣコンバータ回路の前記出力電流を調整する請求項１又は２に記載の制御装置。   3. The output current of the DCDC converter circuit according to claim 1, wherein the output current of the DCDC converter circuit is adjusted based on a difference between a detected value of an output torque of the induction motor and a target torque that is a target value of an output torque of the induction motor. 4. Control device. 前記設定部は、前記磁化電流と前記目標すべり周波数とを、前記誘導電動機の出力トルクが最大となるように対応付けるマップを用いて、前記目標すべり周波数を設定する請求項１乃至４のいずれか１項に記載の制御装置。   5. The target slip frequency is set using a map that associates the magnetizing current with the target slip frequency so that the output torque of the induction motor is maximized. The control device according to Item. 前記設定部は、前記磁化電流と前記目標すべり周波数とを、前記誘導電動機の電力効率が最高となるように対応付けるマップを用いて、前記目標すべり周波数を設定する請求項１乃至５のいずれか１項に記載の制御装置。   The said setting part sets the said target slip frequency using the map which matches the said magnetizing current and the said target slip frequency so that the power efficiency of the said induction motor may become the highest. The control device according to Item. 前記設定部は、
前記目標回転速度が増加方向に変化した場合に、前記回転子の回転速度が前記目標回転速度に達するまでの間、前記磁化電流と前記目標すべり周波数とを、前記誘導電動機の出力トルクが最大となるように対応付けるマップを用いて、前記目標すべり周波数を設定し、
前記回転子の回転速度が前記目標回転速度に達した後、前記磁化電流と前記目標すべり周波数とを、前記誘導電動機の電力効率が最高となるように対応付けるマップを用いて、前記目標すべり周波数を設定する請求項３に記載の制御装置。 The setting unit includes:
When the target rotation speed changes in the increasing direction, the magnetizing current and the target slip frequency are used until the rotation speed of the rotor reaches the target rotation speed, and the output torque of the induction motor is the maximum. Using the map to correspond to, set the target slip frequency,
After the rotation speed of the rotor reaches the target rotation speed, using a map that associates the magnetizing current with the target slip frequency such that the power efficiency of the induction motor is maximized, the target slip frequency is The control device according to claim 3, wherein the setting is performed. 前記設定部は、前記誘導電動機の温度に基づいて、前記マップを切り替える請求項５乃至７のいずれか１項に記載の制御装置。   The control device according to claim 5, wherein the setting unit switches the map based on a temperature of the induction motor. 前記誘導電動機は、電機子巻線（１３ａ，１３ｂ）として３相以上の電機子巻線を有する請求項１乃至８のいずれか１項に記載の制御装置。   The control device according to any one of claims 1 to 8, wherein the induction motor has three or more phase armature windings as the armature windings (13a, 13b).
JP2016191187A 2016-09-29 2016-09-29 Induction motor control device Active JP6634992B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016191187A JP6634992B2 (en) 2016-09-29 2016-09-29 Induction motor control device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016191187A JP6634992B2 (en) 2016-09-29 2016-09-29 Induction motor control device

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2018057161A JP2018057161A (en) 2018-04-05
JP6634992B2 true JP6634992B2 (en) 2020-01-22

Family

ID=61834336

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2016191187A Active JP6634992B2 (en) 2016-09-29 2016-09-29 Induction motor control device

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP6634992B2 (en)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE112018007438T5 (en) * 2018-04-06 2021-01-07 Mitsubishi Electric Corporation AC rotary machine device
JP7368176B2 (en) * 2019-10-17 2023-10-24 株式会社豊田中央研究所 Induction motor control device and control system

Also Published As

Publication number Publication date
JP2018057161A (en) 2018-04-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111434028B (en) Rotary electric machine control device
JP3692993B2 (en) DRIVE DEVICE AND POWER OUTPUT DEVICE
JP5259303B2 (en) Inverter device
JP5862125B2 (en) Control device for power converter
EP3528383B1 (en) Control device and control method for alternating current motor
Wang et al. Evaluation and design for an integrated modular motor drive (IMMD) with GaN devices
CN106533310B (en) A kind of direct current biasing sinusoidal current electric machine controller
JP2011061887A (en) Power converter, method of controlling the same, and air conditioner
JP2015128355A (en) Motor controller
JP2010284029A (en) Power supply circuit for driving inverter
CN104767455B (en) A kind of hybrid exciting synchronous motor position-sensor-free direct torque control method
US20140103650A1 (en) Dual-dc bus starter/generator
EP3460974A1 (en) Electric system architecture for a vehicle with multiple load characteristics
CN109219923B (en) Power output device
JP6080996B1 (en) Electric motor drive system
JP6634992B2 (en) Induction motor control device
JP2015164385A (en) Variable-speed electric machine
JP6802126B2 (en) Inverter controller
Howlader et al. Optimal PAM control for a buck boost DC-DC converter with a wide-speed-range of operation for a PMSM
Viswanathan et al. Reducing torque ripple of BLDC motor by integrating dc-dc converter with three-level neutral-point-clamped inverter
WO2016104328A1 (en) Motor drive device
KR20120132661A (en) Controller of permanent magnet generator and permanent magnet generator with the controller
JP2005269722A (en) Motor drive controller
WO2018179662A1 (en) Power conversion device and power conversion method
Koiwa et al. Efficiency evaluation of a matrix converter with a boost-up AC chopper in an adjustable drive system

Legal Events

Date Code Title Description
A711 Notification of change in applicant

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712

Effective date: 20180404

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20180413

A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20181213

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20191107

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20191119

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20191202

R151 Written notification of patent or utility model registration

Ref document number: 6634992

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250