JP2012023621A

JP2012023621A - 無線受信装置と無線受信方法

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Publication number: JP2012023621A
Application number: JP2010160818A
Authority: JP
Inventors: Minoru Okada; 実岡田; Satoshi Tsukamoto; 悟司塚本
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2010-07-15
Filing date: 2010-07-15
Publication date: 2012-02-02

Abstract

【課題】スペクトル拡散変調されかつＭＳＫ変調又はＯＱＰＳＫ変調された無線信号を受信する無線通信装置において、受信チップセットの仕様を改変することなく、エスパアンテナも改変することなく、受信性能を向上させることができる無線通信装置及び無線受信方法を提供する。
【解決手段】所定のシンボルレートを有するディジタルデータ信号に従ってスペクトル拡散変調されかつＭＳＫ変調又はＯＱＰＳＫ変調された無線信号を第１のアンテナを用いて受信して復調する無線受信装置において、上記第１のアンテナに電磁的に結合するように近接して設けられた第２のアンテナをさらに含み、上記第１のアンテナと上記第２のアンテナとにより構成されたアレーアンテナと、上記シンボルレートと同一の制御周波数で上記アレーアンテナの指向性を変化させる指向性変化手段とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＭＳＫ（Minimum Shift Keying）変調又はＯＱＰＳＫ（Offset Quadrature Phase Shift Keying）変調されて送信された無線信号を受信する無線受信装置に関し、特に、マルチパスフェージングにより無線信号レベルが低下することに起因する誤り率特性の劣化を補償することができる無線受信装置と無線受信方法に関する。

近年、その周波数利用効率の高さとマルチパスによる周波数選択性フェージングへの耐性や遅延波による符号間干渉への耐性から移動通信においてＯＦＤＭ方式が広く用いられている。しかし、フェージングによる受信信号強度の低下から生ずる劣化からは逃れられない。最大比合成ダイバーシチはマルチパスによる性能劣化の軽減には効果があるが、空間ダイバーシチの効果を最大限に得るためには、ＲＦ受信回路、Ａ／Ｄ変換器、離散フーリエ変換（ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform））回路などがそれぞれのアンテナに必要となり回路規模の増加が避けられない。

特開２００４−０９６１４０号公報。特開２００９−１４１７４０号公報。特開２００７−２２８２４８号公報。

K. Gyoda et al. "Design of electronically steerable passive array radiator (ESPAR) antennas", Proceedings of Antennas and Propagation Society International Symposium, Salt Lake City, Utah, U.S.A., Vol.2, pp.922-925, July 2000. S. Tsukamoto et al., "Single-RF maximal ratio combining diversity for OFDM system using an ESPAR antenna whose direction is oscillated in the symbol time", Proceedings of Thailand-Japan Microwave forum 2009, Bangkok, Thai, FR7-2, August 2009. C. Plapous et al., "Reactance domain MUSIC algorithm for electronically steerable parasitic array radiator", IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol.52, Issue 12, pp.3257-3264, December 2004. E. Taillefer et al., "Reactance-domain ESPRIT algorithm for a hexagonally shaped seven-element ESPAR antenna", IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol.53, Issues 11, pp.3486-3495, November 2005. J. G. Proakis et al., "Digital Communications", Fourth Edition, McGraw-Hill, Singapore, 2001.

図４は従来技術に係るＥＳＰＡＲアンテナ（Electronically Steerable Passive Array Radiator）アンテナ（以下、エスパアンテナという。例えば、非特許文献１参照。）６０の構成を示すブロック図である。図４において、エスパアンテナ６０は１本の給電素子６１と例えば６本の無給電素子６２〜６７と、接地導体６８とを備えて構成され、各無給電素子６２〜６７の一端にそれぞれ電気長を変化させる可変容量ダイオード７２〜７７が接続される。給電素子６１の長さは１／４波長であり、各無給電素子６２〜６７の電気長を変化させることにより、電波の到来方向に対して給電素子６１の前後にある無給電素子７２〜７７を導波器又は反射器として動作させることで八木宇田アンテナのように指向性を持たせることができる。アンテナ指向性は、可変容量ダイオード７２〜７７に印加するＤＣバイアス電圧をコントローラ７０により変化させることで電気的に自由に可変できる。図４に例示したエスパアンテナでは、水平面内３６０度の任意の方向に指向性を制御できる。従来技術に係るエスパアンテナは可変容量ダイオード７２〜７７に印加するバイアス電圧を伝搬路の特性に合わせて可変することでアンテナの指向性を適切に制御して空間ダイバーシチ効果を得ている。

上述の問題点に対して、上記エスパアンテナを用いた選択ダイバーシチは回路規模の点で有利だが、指向性制御のための演算の収束に時間が掛かるため、高速移動による高速フェージング環境下ではアンテナの指向性制御が追従できない。その上、マルチパス環境による周波数選択性フェージングに対しても、指向性を切り替えても何れかのサブキャリアが常に落ち込むような状況が現実には多く効果が薄い。

上記エスパアンテナを用いた無線受信装置において、空間ダイバーシチ効果を得るための適切な指向性を実現するに必要なバイアス電圧はＭＵＳＩＣやＥＳＰＲＩＴなどのアルゴリズムにより計算できる（例えば、非特許文献３及び４参照。）。しかしながら、アンテナ素子の自由度に比べて一度の受信によって得られる情報が少ないため、収束時間が長くなる傾向が見られ、高速移動により伝搬路の変化が速いと追従性能が問題となる。また、アンテナ素子の自由度が少ない提案方式で使用するのと同じ一つの給電素子６１に無給電素子６２が一つだけ付いているエスパアンテナでも、常に受信信号強度の強い最適な方向を選び続ける状態を維持できない。これは、単一ＲＦ入力なので基本的には選択切り替えダイバーシチ動作になり、この動作では原理的に指向性を切り替えてみないと、それ以前より結果が良くなるか悪くなるかがわからないためである。

図５は従来技術に係るダイバーシチ方式による動作を示すタイミングチャートである。図５において、破線はアンテナ素子の切り替えを行う受信信号強度を示すしきい値である。しきい値を下回るとアンテナ素子を切り替えるように制御を行うとすると三角矢印で示すタイミングでアンテナを切り替える。例えば破線で囲んだ部分のように、もう一方のアンテナの方の受信強度が強いにもかかわらず受信強度が弱いアンテナを選択し続けており、最適でないアンテナを選択し続ける場合があることがわかる。その上、移動体無線通信で広く用いられているＯＦＤＭ方式に適用した場合、この方法では周波数選択性フェージングに対しても効果的でない。これは指向性を制御するための最適な方向、すなわち指向性制御の重み係数が周波数により異なるため、ＯＦＤＭの全てのサブキャリアに対して最適となる重み係数を一意に決められないことによる。

図６及び図７は従来技術に係るＯＦＤＭ無線受信装置によって互いに異なる２つの指向性で受信したときのＯＦＤＭ信号のスペクトラム図である。これらの図６及び図７に示すように、どちらの方向にしても落ち込むサブキャリアが存在し全てのサブキャリアに対して最適となる方向を選択することが困難であることがわかる。

図８は特許文献１において開示された従来技術に係るＯＦＤＭ無線受信装置の構成を示すブロック図である。図８において、エスパアンテナ１０は、給電素子１１と、可変容量ダイオード１３が装荷された無給電素子１２とを備えて構成され、コントローラ５５から高周波阻止用インダクタ１４を介して可変容量ダイオード１３に印加される直流バイアス電圧（以下、制御電圧という。）Ｖｃを変化させることによりエスパアンテナ１０の指向性を変化させる。ここで、給電素子１１で受信された無線信号はＲＦフロントエンド回路５１に入力された後、低雑音増幅、ベースバンド信号への周波数変換、Ａ／Ｄ変換などの処理がなされた後、ＯＦＤＭベースバンド復調器５０に入力される。ＯＦＤＭベースバンド復調器５０は、入力されるデジタル信号に対してＦＦＴ５２により複数のサブキャリアにフーリエ変換した後、誤り訂正復号器５３により誤り訂正することによりデジタル復調信号を得る。特許文献１では、特に、フーリエ変換後の信号に基づいて受信信号品質検出回路５４により例えばＲＳＳＩなどの受信信号品質を検出し、コントローラ５５は例えばＲＳＳＩが大きくなるように制御電圧Ｖｃを変化させることにより、マルチパスフェージングにより受信信号レベルが低下することにより起因する誤り率特性の劣化を補償することができる。

しかしながら、図８の従来技術に係るＯＦＤＭ無線受信装置では、測定した受信品質に基づいて指向性をフィードバック制御していたが、制御遅延が大きく、高速に伝搬路特性が変動するフェージング通信路では、その追従性に問題があった、また、無線ＬＡＮシステムのようなパケット伝送では、非常に短いパケットでデータ伝送が完結しているために、制御による遅延が許容されない。また、マルチパス遅延波の遅延広がりが大きく、周波数選択性のある伝搬路では、時変動が低速で制御遅延が問題とならない状況であっても、誤り訂正符号と組み合わせなければダイバーシチ効果が十分に得られないという問題があった。

また、ＩＥＥＥ８０２．１５．４規格に準拠した、いわゆるＺｉｇＢｅｅ（登録商標）無線通信方式が実用化されている。当該無線通信方式を用いた無線通信装置にダイバーシチアンテナをつけると受信性能が向上すると推定されるが、通常のダイバーシチアンテナは高価であり、一般に低価格のＺｉｇＢｅｅ（登録商標）受信チップセットのメリットを活かせないという問題点があった。

一方、上述のように、省電力で低価格のエスパアンテナの利用が適しているが、従来技術に係るエスパアンテナとＺｉｇＢｅｅ（登録商標）受信チップセットとの接続では、定められているＺｉｇＢｅｅ（登録商標）受信チップセット（ＬＳＩ）に適合せず、チップセットの仕様変更が必要となるという問題点があった。

本発明の目的は以上の問題点を解決し、例えばＺｉｇＢｅｅ（登録商標）受信チップ（ＬＳＩ）セットなどを用いる、スペクトル拡散変調されかつＭＳＫ変調又はＯＱＰＳＫ変調された無線信号を受信する無線通信装置において、受信チップセットの仕様を改変することなく、また、いわゆるエスパアンテナも改変することなく、受信性能を向上させることができる無線通信装置及び無線受信方法を提供することにある。

第１の発明に係る無線受信装置は、所定のシンボルレートを有するディジタルデータ信号に従ってスペクトル拡散変調されかつＭＳＫ変調又はＯＱＰＳＫ変調された無線信号を第１のアンテナを用いて受信して復調する無線受信装置において、
上記第１のアンテナに電磁的に結合するように近接して設けられた第２のアンテナをさらに含み、上記第１のアンテナと上記第２のアンテナとにより構成されたアレーアンテナと、
上記シンボルレートと同一の制御周波数で上記アレーアンテナの指向性を変化させる指向性変化手段とを備えたことを特徴とする。

上記無線受信装置において、上記指向性変化手段は、
上記シンボルレートと同一の周波数を有する制御信号を発生する信号発生手段と、
上記制御信号に従って、上記第２のアンテナの電気長を変化させる可変リアクタンス回路とを備えたことを特徴とする。

第２の発明に係る無線受信方法は、所定のシンボルレートを有するディジタルデータ信号に従ってスペクトル拡散変調されかつＭＳＫ変調又はＯＱＰＳＫ変調された無線信号を第１のアンテナを用いて受信して復調する無線受信装置のための無線受信方法において、
上記無線受信装置は、上記第１のアンテナに電磁的に結合するように近接して設けられた第２のアンテナをさらに含み、上記第１のアンテナと上記第２のアンテナとにより構成されたアレーアンテナを備え、
上記シンボルレートと同一の制御周波数で上記アレーアンテナの指向性を変化させることを含むことを特徴とする。

本発明に係る無線受信装置と無線受信方法によれば、上記第１のアンテナに電磁的に結合するように近接して設けられた第２のアンテナをさらに含み、上記第１のアンテナと上記第２のアンテナとにより構成されたアレーアンテナと、上記シンボルレートと同一の制御周波数で上記アレーアンテナの指向性を変化させる指向性変化手段とを備えるのみで、無線受信装置に特別な回路を付加することなくダイバーシチ効果を得ることができ、例えばビットエラーレートなどの受信特性を大幅に改善することができる。

すなわち、例えばＺｉｇＢｅｅ（登録商標）受信チップ（ＬＳＩ）セットなどを用いる、スペクトル拡散変調されかつＭＳＫ変調又はＯＱＰＳＫ変調された無線信号を受信する無線通信装置において、受信チップセットの仕様を改変することなく、また、いわゆるエスパアンテナも改変することなく、受信性能を向上させることができるので、従来技術のようなフィードバック処理の不要で計算量は低コストのまま、リアルタイム性も実現でき、製造コストを大幅に軽減できる。

本発明の実施形態に係る無線受信装置に対向して設けられた無線送信装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施形態に係る無線受信装置の構成を示すブロック図である。図１の無線受信装置のシミュレーション結果であって、加法性白色雑音（ＡＷＧＮ）及びレイリーフェージングにおける１シンボル当たりの送信電力と雑音電力の比Ｅ_ｂ／Ｅ_０に対するビット誤り率ＢＥＲを示すグラフである。従来技術に係るエスパアンテナの構成を示すブロック図である。従来技術に係るダイバーシチ方式による動作を示すタイミングチャートである。従来技術に係るＯＦＤＭ無線受信装置によって第１の指向性で受信したときのＯＦＤＭ信号のスペクトラム図である。従来技術に係るＯＦＤＭ無線受信装置によって第２の指向性で受信したときのＯＦＤＭ信号のスペクトラム図である。従来技術に係るＯＦＤＭ無線受信装置の構成を示すブロック図である。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。

図１は本発明の実施形態に係る無線受信装置に対向して設けられた無線送信装置の構成を示すブロック図であり、図２は本発明の実施形態に係る無線受信装置の構成を示すブロック図である。ここで、実施形態に係る無線送信装置及び無線受信機８０は、いわゆるＺｉｇＢｅｅ（登録商標）無線通信方式であるＩＥＥＥ８０２．１５．４規格に準拠した装置である。

図１において、ＳＰ変換器９１は入力されるディジタルデータ信号のビット列ｂを所定のシンボルレートを有するシンボル列のシリアル／パラレル変換することにより、情報シンボルｍにビット／シンボル変換してシンボル／シーケンス変換器９２に出力する。本実施形態では、ＳＰ変換器９１において、２５０ｋｂｉｔ／ｓｅｃの情報ビット系列が４ビットのブロックｂ＝（ｂ_０，ｂ_１，ｂ_２，ｂ_３）に分割され、１６値のシンボルｍ＝２^３ｂ_３＋２^２ｂ_２＋２ｂ_１＋ｂ_０に変換される。このシンボルレートは２５０／４＝６２．５ｋｓｙｍｂｏｌ／ｓｅｃとなっている。

次いで、シンボル／シーケンス変換器９２では、それぞれ３２ビット長の１６個のスペクトル拡散系列が用意されており、シンボルに応じてこの１６系列の内の１つの系ｃ^（ｍ）＝（ｃ^（ｍ） _０，ｃ^（ｍ） _１，…，ｃ^（ｍ） _３１）が選択される。拡散系列のチップレートは６２．５×３２＝２Ｍｃｈｉｐ／ｓｅｃである。すなわち、シンボル／シーケンス変換器９２は入力される情報シンボルに対して、選択された１個のスペクトル拡散系列を用いてスペクトル拡散変調してデータ系列をＯＱＰＳＫ変調器９３に出力する。

さらに、ＯＱＰＳＫ変調器９３は入力されるデータ系列に従って、所定の搬送波をＯＱＰＳＫ変調して周波数変換器９４に出力する。周波数変換器９４は、入力される変調信号を所定の無線周波数の無線信号にアップコンバージョン（より上側の周波数帯への周波数変換）し、無線電力増幅器９５により電力増幅して無線送信信号ｓ（ｔ）としてアンテナ９６から図２のエスパアンテナ１０に向けて送信される。ここで、ＯＱＰＳＫ変調器のパルス波形として、正弦波形が用いられており、ＭＳＫ方式による復調が可能である（例えば、非特許文献５参照。）。以下の受信回路の構成では、ＭＳＫ復調器を用いて復調を行うこととする。

図２において、給電素子１１に電磁的に結合するように近接して、可変リアクタンス回路１３Ａで終端された無給電素子１２が配置されているエスパアンテナ１０を受信アンテナとして用いる。エスパアンテナ１０は給電素子１１と無給電素子１２とを備えて構成される。エスパアンテナ１０において、可変リアクタンス回路１３Ａは例えば可変容量ダイオードを用いて構成され、そのリアクタンスを、制御信号発生器１５Ａからの制御信号に従って、ＩＥＥＥ８０２．１５．４規格で規定されているシンボルレートと同一の周波数ｆ＝６２．５ｋＨｚで変化させる。これにより、周波数６２．５ｋＨｚで、アレーアンテナを構成するエスパアンテナ１０の指向特性が変化することになる。

このエスパアンテナ１０により受信された受信信号は、無線受信機８０の低雑音増幅器（ＬＮＡ）８１により低雑音増幅された後、周波数変換器８２により所定の中間周波数又はベースバンドにダウンコンバージョン（より下側の周波数帯への周波数変換）され、Ａ／Ｄ変換器８３によりＡＤ変換され、ＭＳＫ非同期検波器８４に入力される。ＭＳＫ非同期検波器８４は入力される信号をＭＳＫ復調し、ＭＳＫ復調された信号は図１の送信装置の１６個のスペクトル拡散系列に対応した１６個のマッチトフィルタ（ＭＦ：ＭａｔｃｈｅｄＦｉｌｔｅｒｓ）８５−０〜８５−１５に入力されてスペクトル拡散復調される。ここで、ｍ番目のマッチトフィルタ８５−ｍのインパルス応答は次式で与えられる。

［数１］
ｑ^（ｍ） _２ｋ＝−１（ｃ^（ｍ） _２ｋ−１＝ｃ^（ｍ） _２ｋのとき）
［数２］
ｑ^（ｍ） _２ｋ＝＋１（ｃ^（ｍ）２_ｋ−１≠ｃ^（ｍ） _２ｋのとき）
［数３］
ｑ^（ｍ） _２ｋ＋１＝＋１（ｃ^（ｍ） _２ｋ＝ｃ^（ｍ） _２ｋ＋１のとき）
［数４］
ｑ^（ｍ） _２ｋ＋１＝−１（ｃ^（ｍ） _２ｋ≠ｃ^（ｍ） _２ｋ＋１のとき）

１６個のマッチトフィルタ８５−０〜８５−１５の出力信号はそれぞれ、最大値検出器８６に入力され、出力信号の信号レベルが最大値を取るマッチトフィルタ８５−ｍからの出力信号が選択され、当該出力信号はＰＳ変換器８７に入力される。ＰＳ変換器８７は、送信装置のＳＰ変換器９１と逆の操作により、もとのビット系列が復元されて出力される。

図３は図１の無線受信装置のシミュレーション結果であって、レイリーフェージング環境における１シンボル当たりの送信電力と雑音電力の比Ｅ_ｂ／Ｅ_０に対するビット誤り率ＢＥＲを示すグラフである。図３において、「従来技術」は、エスパアンテナを用いずに従来技術に係るＩＥＥＥ８０２．１５．４規格に準拠した無線受信機で受信したときのビット誤り率であり、「実施形態」は図２に示される提案したシングルＲＦダイバーシチ無線受信装置で受信を行った場合のビット誤り率である。

図３から明らかなように、ビット誤り率１０^−３を達成するために必要は所要Ｅｂ／Ｎ０は従来方式では約３３ｄＢである。一方、提案方式では、所要Ｅｂ／Ｎ０は２２ｄＢ程度である。また、ビット誤り率特性の傾きで比較すると、Ｅｂ／Ｎ０増加に対するビット誤り率の減少量は提案方式の方が大きくなっている。このことから、提案方式を用いることでダイバーシチ効果が得られ、特性改善が可能であることがわかる。

以上説明したように、ＩＥＥＥ８０２．１５．４規格に準拠した無線受信回路８０においてエスパアンテナ１０を用いたシングルＲＦダイバーシチを提案した。提案方式では、当該無線受信機８０に特別な回路を付加することなく、指向性を高速に変化させるエスパアンテナ１０を用いるだけでダイバーシチ効果を得ることができる。計算機シミュレーションの結果、提案方式によりレイリーフェージング環境でダイバーシチ効果が得られることが明らかになった。

以上の実施形態においては、ＯＱＰＳＫ変調器９３を用いているが、本発明はこれに限らず、ＭＳＫ変調器を用いても同様の動作を行い、同様の作用効果を得ることができる。

以上詳述したように、本発明に係る無線受信装置と無線受信方法によれば、上記第１のアンテナに電磁的に結合するように近接して設けられた第２のアンテナをさらに含み、上記第１のアンテナと上記第２のアンテナとにより構成されたアレーアンテナと、上記シンボルレートと同一の制御周波数で上記アレーアンテナの指向性を変化させる指向性変化手段とを備えるのみで、無線受信装置に特別な回路を付加することなくダイバーシチ効果を得ることができ、例えばビットエラーレートなどの受信特性を大幅に改善することができる。すなわち、例えばＺｉｇＢｅｅ（登録商標）受信チップ（ＬＳＩ）セットなどを用いる、スペクトル拡散変調されかつＭＳＫ変調又はＯＱＰＳＫ変調された無線信号を受信する無線通信装置において、受信チップセットの仕様を改変することなく、また、いわゆるエスパアンテナも改変することなく、受信性能を向上させることができるので、従来技術のようなフィードバック処理の不要で計算量は低コストのまま、リアルタイム性も実現でき、製造コストを大幅に軽減できる。

１０…エスパアンテナ、
１１…給電素子、
１２…無給電素子、
１３Ａ…可変リアクタンス回路、
１５Ａ…制御信号発振器、
８１…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、
８２…周波数変換器、
８３…Ａ／Ｄ変換器、
８４…ＭＳＫ復調器、
８５−０〜８５−１５…マッチトフィルタ、
８６…最大値検出器、
８７…ＰＳ変換器、
９１…ＳＰ変換器、
９２…シンボル／シーケンス変換器、
９３…ＯＱＰＳＫ変調器、
９４…周波数変換器、
９５…無線電力増幅器。

Claims

所定のシンボルレートを有するディジタルデータ信号に従ってスペクトル拡散変調されかつＭＳＫ変調又はＯＱＰＳＫ変調された無線信号を第１のアンテナを用いて受信して復調する無線受信装置において、
上記第１のアンテナに電磁的に結合するように近接して設けられた第２のアンテナをさらに含み、上記第１のアンテナと上記第２のアンテナとにより構成されたアレーアンテナと、
上記シンボルレートと同一の制御周波数で上記アレーアンテナの指向性を変化させる指向性変化手段とを備えたことを特徴とする無線受信装置。
上記指向性変化手段は、
上記シンボルレートと同一の周波数を有する制御信号を発生する信号発生手段と、
上記制御信号に従って、上記第２のアンテナの電気長を変化させる可変リアクタンス回路とを備えたことを特徴とする無線受信装置。
所定のシンボルレートを有するディジタルデータ信号に従ってスペクトル拡散変調されかつＭＳＫ変調又はＯＱＰＳＫ変調された無線信号を第１のアンテナを用いて受信して復調する無線受信装置のための無線受信方法において、
上記無線受信装置は、上記第１のアンテナに電磁的に結合するように近接して設けられた第２のアンテナをさらに含み、上記第１のアンテナと上記第２のアンテナとにより構成されたアレーアンテナを備え、
上記シンボルレートと同一の制御周波数で上記アレーアンテナの指向性を変化させることを含むことを特徴とする無線受信方法。