JP2012014879A - Lighting device for semiconductor light emitting element, and luminaire using the same - Google Patents

Lighting device for semiconductor light emitting element, and luminaire using the same Download PDF

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To stop operation or suppress an output of a power factor improving circuit 1 which becomes unnecessary or harmful when a semiconductor light emitting element 4 has abnormality such as an open circuit and a short circuit, in a lighting device which supplies current from an AC power source to the semiconductor light emitting element 4 through a power factor improving circuit 1 like a step-up chopper circuit 1a and a power conversion circuit 2 like a step-down chopper circuit.SOLUTION: The lighting device for the semiconductor light emitting element includes the power factor improving circuit 1 connected to the AC power source Vs, the power conversion circuit 2 which power-converts the output of the power factor improving circuit 1 to supply the current to the semiconductor light emitting element 4, an abnormality detection circuit 7 which detects abnormality of the semiconductor light emitting element 4, and a control circuit 8 which stops the operation of the power factor improving circuit 1 or suppresses the output when the abnormality detection circuit 7 detects the abnormality.

Description

本発明は、発光ダイオードのような半導体発光素子を商用電源により高力率で点灯させる半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具に関するものである。   The present invention relates to a lighting device for a semiconductor light-emitting element for lighting a semiconductor light-emitting element such as a light-emitting diode with a commercial power source at a high power factor, and a lighting fixture using the same.

従来、図9に示すように、商用交流電源Vsを全波整流器DBと平滑コンデンサC1よりなる整流平滑回路により直流電圧に変換し、この直流電圧を降圧チョッパ回路2aにより降圧して、LEDを点灯させるLED点灯装置が知られている。この種のLED点灯装置は、従来は入力電流が比較的小さいものが多かったので、図9に示すようなコンデンサインプット型の整流平滑回路を用いても入力力率の低下が大きな問題となることは無かった。しかしながら、近年では、LED点灯装置を主照明に用いる傾向となっており、器具1台当たりの入力電流が増加する傾向にある。しかも、建物の全灯がLED照明に置き換わると、多数の器具が並列に商用電源線に接続されることになるので、コンデンサインプット型の整流平滑回路を用いていると、入力力率の低下が問題となる。   Conventionally, as shown in FIG. 9, a commercial AC power supply Vs is converted into a DC voltage by a rectifying / smoothing circuit including a full-wave rectifier DB and a smoothing capacitor C1, and the DC voltage is stepped down by a step-down chopper circuit 2a to light an LED. An LED lighting device is known. Conventionally, many LED lighting devices of this type have a relatively small input current. Therefore, even if a capacitor input type rectifying and smoothing circuit as shown in FIG. There was no. However, in recent years, LED lighting devices tend to be used for main lighting, and input current per appliance tends to increase. Moreover, when all the lights in the building are replaced with LED lighting, a large number of appliances are connected to the commercial power line in parallel. Therefore, if a capacitor input type rectifying and smoothing circuit is used, the input power factor is reduced. It becomes a problem.

そこで、図10に示すように、商用交流電源Vsを昇圧チョッパ回路1aにより昇圧された直流電圧に変換し、この昇圧された直流電圧を降圧チョッパ回路2aにより降圧して、LEDを点灯させるLED点灯装置が用いられるようになってきた(特許文献1)。昇圧チョッパ回路1aは力率改善機能を有しており、スイッチングによる高周波成分をフィルタ回路で適正に除去すれば、入力電流波形を入力電圧波形と略比例させることができる。   Therefore, as shown in FIG. 10, the commercial AC power source Vs is converted into a DC voltage boosted by the boost chopper circuit 1a, and the boosted DC voltage is stepped down by the step-down chopper circuit 2a to turn on the LED. Devices have come to be used (Patent Document 1). The step-up chopper circuit 1a has a power factor improving function, and the input current waveform can be made substantially proportional to the input voltage waveform if a high-frequency component due to switching is appropriately removed by a filter circuit.

また、LED照明は省電力の環境配慮型の照明であるから、世界中に安価に普及させる必要があり、そのためには電源電圧が異なる国でも共通して使用できる回路とすることが望まれる。図9に示すようなコンデンサインプット型の整流平滑回路では、商用交流電源が例えば100V〜220Vのように、電圧が異なる場合には、整流平滑後の直流電圧も異なることになる。これに対して、図10に示す構成では、昇圧チョッパ回路1aの出力電圧を例えば300V〜400Vのように設定しておけば、商用交流電源の電圧が異なる場合でも共通の回路で対応できる。   In addition, since LED lighting is a power-saving, environmentally conscious lighting, it is necessary to spread it at low cost all over the world. For this purpose, it is desired to use a circuit that can be commonly used in countries with different power supply voltages. In the capacitor input type rectifying and smoothing circuit as shown in FIG. 9, when the commercial AC power supply has a different voltage, for example, 100V to 220V, the DC voltage after the rectifying and smoothing also differs. On the other hand, in the configuration shown in FIG. 10, if the output voltage of the step-up chopper circuit 1a is set to, for example, 300V to 400V, even if the voltage of the commercial AC power supply is different, a common circuit can be used.

このように、LED点灯用の降圧チョッパ回路の前段に、昇圧チョッパ回路を有するLED点灯装置は、商用交流電源から見た入力力率が高いうえに、電源電圧の変動に対する耐性が高く、今後は採用する機会が増えると考えられる。   As described above, the LED lighting device having the step-up chopper circuit at the front stage of the LED lighting step-down chopper circuit has a high input power factor as viewed from the commercial AC power source and has high resistance to fluctuations in the power source voltage. Opportunities for hiring will increase.

特開2010−40878号公報JP 2010-40878 A

ところが、LED点灯用の降圧チョッパ回路が定電流制御機能を有している場合において、万一、LEDが断線すると、降圧チョッパ回路の出力電圧が昇圧チョッパ回路の出力電圧まで上昇してしまうという問題がある。図10に示すように、降圧チョッパ回路2aは出力部に平滑コンデンサC2を備えていることが一般的であるが、その平滑コンデンサC2の耐圧として、昇圧チョッパ回路1aの出力コンデンサC1と同等の耐圧を持たせるのでは、コストアップの要因となる。   However, when the LED lighting step-down chopper circuit has a constant current control function, if the LED is broken, the output voltage of the step-down chopper circuit rises to the output voltage of the step-up chopper circuit. There is. As shown in FIG. 10, the step-down chopper circuit 2a is generally provided with a smoothing capacitor C2 in the output section, but the withstand voltage of the smoothing capacitor C2 is equivalent to that of the output capacitor C1 of the step-up chopper circuit 1a. If it has, it becomes a factor of a cost increase.

そこで、LEDが断線したときには、昇圧チョッパ回路そのものを停止させてしまえば、LED断線時の降圧チョッパ回路の出力電圧の上昇を抑制できると考えられる。その場合、入力力率改善機能は停止することになるが、そもそも入力力率の改善は入力電流が大きいときには必要であるが、LEDが断線して消費電流が略ゼロとなった状態では入力力率の改善機能は必要なくなる。   Accordingly, it is considered that when the LED is disconnected, if the step-up chopper circuit itself is stopped, an increase in the output voltage of the step-down chopper circuit when the LED is disconnected can be suppressed. In that case, the input power factor improvement function stops, but improvement of the input power factor is necessary in the first place when the input current is large. However, when the LED is disconnected and the current consumption becomes substantially zero, the input power factor is improved. The rate improvement function is no longer needed.

また、LED点灯用の降圧チョッパ回路が定電流制御機能を有していない場合において、万一、LEDが短絡すると、過大な電流が流れることになる。このような場合、速やかに降圧チョッパ回路を停止させるべきであるが、同時に昇圧チョッパ回路の出力電圧も低下させてやれば、より安全性が高まると考えられる。   Further, if the LED lighting step-down chopper circuit does not have a constant current control function, an excessive current will flow if the LED is short-circuited. In such a case, the step-down chopper circuit should be stopped promptly. However, if the output voltage of the step-up chopper circuit is also reduced at the same time, it is considered that safety is further improved.

本発明はこのような知見に基づいてなされたものであり、交流電源から昇圧チョッパ回路のような力率改善回路と降圧チョッパ回路のような電力変換回路を介して半導体発光素子に電流を供給する点灯装置において、断線や短絡といった半導体発光素子の異常時には、無用となる又は有害となる力率改善回路の動作を停止ないしは出力を抑制できるようにすることを課題とする。   The present invention has been made based on such knowledge, and supplies current to a semiconductor light emitting element from an AC power source via a power factor correction circuit such as a step-up chopper circuit and a power conversion circuit such as a step-down chopper circuit. An object of the present invention is to make it possible to stop or suppress the output of a power factor correction circuit that is useless or harmful when a semiconductor light emitting element such as a disconnection or a short circuit is abnormal.

請求項1の発明は、上記の課題を解決するために、図1に示すように、交流電源Vsに接続される力率改善回路1と、力率改善回路1の出力を電力変換して半導体発光素子4に電流を供給する電力変換回路2と、半導体発光素子4の異常を検出する異常検出回路7と、異常検出回路7により異常が検出されたときに力率改善回路1の動作を停止または出力を抑制させる制御回路8とを有することを特徴とするものである。   In order to solve the above problem, the invention of claim 1 is a semiconductor which converts power factor improving circuit 1 connected to AC power source Vs and output of power factor improving circuit 1 to power as shown in FIG. The power conversion circuit 2 that supplies current to the light emitting element 4, the abnormality detection circuit 7 that detects an abnormality of the semiconductor light emitting element 4, and the operation of the power factor correction circuit 1 is stopped when an abnormality is detected by the abnormality detection circuit 7. Or it has the control circuit 8 which suppresses an output, It is characterized by the above-mentioned.

請求項2の発明は、請求項1記載の半導体発光素子の点灯装置において、異常検出回路7は半導体発光素子4の開放または電力変換回路2から半導体発光素子4までの配線の開放を異常として検出することを特徴とする。   According to a second aspect of the present invention, in the lighting device for a semiconductor light emitting element according to the first aspect, the abnormality detection circuit 7 detects the opening of the semiconductor light emitting element 4 or the opening of the wiring from the power conversion circuit 2 to the semiconductor light emitting element 4 as an abnormality. It is characterized by doing.

請求項3の発明は、請求項1記載の半導体発光素子の点灯装置において、異常検出回路7は半導体発光素子4の短絡または電力変換回路2から半導体発光素子4までの配線の短絡を異常として検出することを特徴とする。   According to a third aspect of the present invention, in the lighting device for a semiconductor light emitting element according to the first aspect, the abnormality detection circuit 7 detects a short circuit of the semiconductor light emitting element 4 or a short circuit of the wiring from the power conversion circuit 2 to the semiconductor light emitting element 4 as an abnormality. It is characterized by doing.

請求項4の発明は、請求項1〜3のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具である(図8)。   The invention of claim 4 is a lighting apparatus comprising the semiconductor light emitting element lighting device according to any one of claims 1 to 3 and the semiconductor light emitting element supplied with a current from the lighting device (FIG. 8).

本発明によれば、交流電源から力率改善回路と電力変換回路を介して半導体発光素子に電流を供給する点灯装置において、半導体発光素子の開放時や短絡時のような異常時には、電力変換回路の前段の力率改善回路の動作を停止または出力を抑制させるようにしたから、無駄な電力消費が生じない。また、力率改善回路が昇圧機能を有している場合には、異常時に電力変換回路の入力電圧を低減できる利点がある。   According to the present invention, in a lighting device for supplying a current from an AC power source to a semiconductor light emitting element via a power factor correction circuit and a power conversion circuit, the power conversion circuit can be used when an abnormality occurs such as when the semiconductor light emitting element is open or shorted. Since the operation of the power factor correction circuit in the previous stage is stopped or the output is suppressed, useless power consumption does not occur. Further, when the power factor correction circuit has a boosting function, there is an advantage that the input voltage of the power conversion circuit can be reduced at the time of abnormality.

本発明の実施形態1の回路図である。It is a circuit diagram of Embodiment 1 of the present invention. 本発明の実施形態1に用いる電力変換回路の具体例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the specific example of the power converter circuit used for Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態2の回路図である。It is a circuit diagram of Embodiment 2 of the present invention. 本発明の実施形態3の回路図である。It is a circuit diagram of Embodiment 3 of the present invention. 本発明の実施形態4の回路図である。It is a circuit diagram of Embodiment 4 of the present invention. 本発明の実施形態5の回路図である。It is a circuit diagram of Embodiment 5 of the present invention. 本発明の実施形態6の回路図である。It is a circuit diagram of Embodiment 6 of the present invention. 本発明の実施形態7の照明器具の概略構成を示す断面図である。It is sectional drawing which shows schematic structure of the lighting fixture of Embodiment 7 of this invention. 従来例1の回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of Conventional Example 1. 従来例2の回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram of Conventional Example 2.

(実施形態1)
図1は本発明の実施形態1の点灯装置の回路図である。商用交流電源Vsを全波整流する整流器DBの直流出力端には、力率改善回路1として昇圧チョッパ回路1aが接続されている。昇圧チョッパ回路1aの出力端には、電力変換回路2の入力端A−Bが接続されている。電力変換回路2の出力端C−D間には、出力コネクタ5を介して半導体発光素子4が接続されている。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a circuit diagram of a lighting device according to Embodiment 1 of the present invention. A step-up chopper circuit 1a is connected as a power factor correction circuit 1 to a DC output terminal of a rectifier DB for full-wave rectification of the commercial AC power supply Vs. The input terminal AB of the power conversion circuit 2 is connected to the output terminal of the boost chopper circuit 1a. A semiconductor light emitting element 4 is connected between output terminals CD of the power conversion circuit 2 via an output connector 5.

ここで、半導体発光素子4は、複数個のLED(発光ダイオード)を直列または並列または直並列接続したLEDモジュールであっても良い。LED1個当たりの順電圧をVf、LEDの直列個数をnとすると、半導体発光素子4の両端電圧は、n×Vfとなる。半導体発光素子4が出力コネクタ5に適正に接続されていれば、電力変換回路2の出力端C−D間の両端電圧はn×Vfにクランプされる。   Here, the semiconductor light emitting element 4 may be an LED module in which a plurality of LEDs (light emitting diodes) are connected in series, in parallel, or in series-parallel. When the forward voltage per LED is Vf and the number of LEDs in series is n, the voltage across the semiconductor light emitting element 4 is n × Vf. If the semiconductor light emitting element 4 is properly connected to the output connector 5, the voltage across the output terminals CD of the power conversion circuit 2 is clamped to n × Vf.

出力コネクタ5と半導体発光素子4の間はリード線等により接続される。このリード線が断線したり、出力コネクタ5の接触不良や、半導体発光素子4の内部でLEDの断線が生じると、出力コネクタ5が開放状態となる。このとき、電力変換回路2の出力端C−D間の両端電圧はn×Vfにクランプされなくなり、正常時よりも高い無負荷電圧となる。特に、電力変換回路2が定電流制御機能を備えている場合には、無負荷電圧は正常時に比べて異常に高くまで上昇することになる。そこで、このような負荷開放異常を検出するために、電圧検出部6と異常検出回路7を設けている。   The output connector 5 and the semiconductor light emitting element 4 are connected by a lead wire or the like. When the lead wire is disconnected, the contact failure of the output connector 5 or the LED is disconnected inside the semiconductor light emitting element 4, the output connector 5 is opened. At this time, the both-ends voltage between the output terminals C-D of the power conversion circuit 2 is not clamped to n × Vf, and becomes a no-load voltage higher than normal. In particular, when the power conversion circuit 2 has a constant current control function, the no-load voltage rises to an abnormally high level compared to the normal time. Therefore, in order to detect such a load opening abnormality, a voltage detection unit 6 and an abnormality detection circuit 7 are provided.

電圧検出部6は抵抗分圧回路等よりなり、電力変換回路2の出力端C−D間の両端電圧を検出し、異常検出回路7に入力している。異常検出回路7は、電圧比較器等よりなり、電圧検出部6による検出電圧が正常時に比べて異常に高くなると、負荷開放異常が発生したと判断し、停止制御回路8に異常検出信号を出力する。停止制御回路8は、異常検出信号を受けて出力が反転するフリップフロップのようなラッチ回路等よりなり、ラッチ回路に保持された出力により力率改善回路1の動作を停止させる。   The voltage detection unit 6 includes a resistance voltage dividing circuit and the like, detects a voltage across the output terminals C-D of the power conversion circuit 2, and inputs the detected voltage to the abnormality detection circuit 7. The abnormality detection circuit 7 is composed of a voltage comparator or the like, and when the detection voltage by the voltage detection unit 6 becomes abnormally higher than normal, it is determined that a load opening abnormality has occurred, and an abnormality detection signal is output to the stop control circuit 8 To do. The stop control circuit 8 is formed of a latch circuit such as a flip-flop whose output is inverted upon receiving an abnormality detection signal, and stops the operation of the power factor correction circuit 1 by the output held in the latch circuit.

なお、異常検出回路7は負荷開放異常の検出に限らず、負荷短絡異常を検出できるようにしても良い。例えば、出力コネクタ5の端子間が短絡したり、出力コネクタ5と半導体発光素子4の間のリード線が短絡したり、半導体発光素子4の内部で短絡が生じると、電力変換回路2の出力端C−D間の両端電圧は正常時に比べて異常に低くなる。このような場合、異常検出回路7は、負荷短絡異常が発生したと判断し、停止制御回路8に異常検出信号を出力する。停止制御回路8では、異常検出信号を受けて、力率改善回路1の動作を停止させる。   The abnormality detection circuit 7 is not limited to detecting a load opening abnormality, and may be configured to detect a load short circuit abnormality. For example, when the terminals of the output connector 5 are short-circuited, the lead wire between the output connector 5 and the semiconductor light-emitting element 4 is short-circuited, or a short-circuit occurs inside the semiconductor light-emitting element 4, the output terminal of the power conversion circuit 2 The voltage across C-D is abnormally low compared to normal. In such a case, the abnormality detection circuit 7 determines that a load short-circuit abnormality has occurred, and outputs an abnormality detection signal to the stop control circuit 8. The stop control circuit 8 receives the abnormality detection signal and stops the operation of the power factor correction circuit 1.

本実施形態では、力率改善回路1が昇圧チョッパ回路1aで構成されている。昇圧チョッパ回路1aの構成および動作については周知であり、商用交流電源Vsの周波数(50/60Hz)に比べて十分に高い周波数(例えば、数十kHz)でスイッチング素子Q1がオンオフすることで、商用交流電源Vsからフィルタ回路9を介して高周波電流が引き込まれて、入力力率が改善される。詳しくは、スイッチング素子Q1のオン時に商用交流電源Vs→フィルタ回路9→全波整流器DB→インダクタL1→スイッチング素子Q1→全波整流器DB→フィルタ回路9→商用交流電源Vsの経路で入力電流が流れる。スイッチング素子Q1のオフ時には、インダクタL1の両端に発生する逆起電圧が全波整流器DBの出力電圧と重畳されて、商用交流電源Vs→フィルタ回路9→全波整流器DB→インダクタL1→ダイオードD1→平滑コンデンサC1→全波整流器DB→フィルタ回路9→商用交流電源Vsの経路で入力電流が流れる。これにより、商用交流電源Vsの山部(ピーク付近)でも谷部(ゼロクロス付近)でも高周波の入力電流を流すことができ、入力電流の休止期間を無くすことができる。   In the present embodiment, the power factor correction circuit 1 is composed of a boost chopper circuit 1a. The configuration and operation of the step-up chopper circuit 1a are well known, and the switching element Q1 is turned on and off at a sufficiently high frequency (for example, several tens of kHz) compared to the frequency (50/60 Hz) of the commercial AC power supply Vs. A high-frequency current is drawn from the AC power source Vs through the filter circuit 9, and the input power factor is improved. Specifically, when the switching element Q1 is turned on, the input current flows through the path of the commercial AC power supply Vs → filter circuit 9 → full wave rectifier DB → inductor L1 → switching element Q1 → full wave rectifier DB → filter circuit 9 → commercial AC power supply Vs. . When the switching element Q1 is turned off, the counter electromotive voltage generated across the inductor L1 is superimposed on the output voltage of the full-wave rectifier DB, and the commercial AC power supply Vs → filter circuit 9 → full-wave rectifier DB → inductor L1 → diode D1 → The input current flows through the path of the smoothing capacitor C1, the full-wave rectifier DB, the filter circuit 9, and the commercial AC power source Vs. As a result, a high-frequency input current can be passed at the peak (near the peak) or the valley (near the zero cross) of the commercial AC power supply Vs, and the input current pause period can be eliminated.

フィルタ回路9はスイッチング素子Q1のスイッチング動作による高周波成分を除去すると共に、商用周波数の電流は通過させるローパスフィルタ回路である。このフィルタ回路9により入力電流の高周波成分を除去することにより、商用交流電源Vsから見た入力電流波形を入力電圧波形と略比例する正弦波とすることができ、これにより入力力率が高く、入力電流高調波歪みの少ない電源装置とすることができる。   The filter circuit 9 is a low-pass filter circuit that removes a high-frequency component due to the switching operation of the switching element Q1 and allows a commercial frequency current to pass therethrough. By removing the high-frequency component of the input current by the filter circuit 9, the input current waveform viewed from the commercial AC power supply Vs can be a sine wave that is substantially proportional to the input voltage waveform, thereby increasing the input power factor, A power supply device with less input current harmonic distortion can be obtained.

スイッチング素子Q1の高周波スイッチング動作は、PFC制御回路3aにより制御されている。ここで、PFC(Power Factor Correction)制御とは、狭義には電源からの入力電流を入力電圧と略同じ位相の正弦波となるように制御することを意味するが、ここでは、電源の入力電流休止期間を短くしてコンデンサインプット型の整流平滑回路(図9の従来例)に比べて入力力率を改善する機能を有していれば、PFC制御に含まれるものとする。   The high frequency switching operation of the switching element Q1 is controlled by the PFC control circuit 3a. Here, PFC (Power Factor Correction) control, in a narrow sense, means that the input current from the power supply is controlled to be a sine wave having substantially the same phase as the input voltage. If it has a function to improve the input power factor as compared with the capacitor input type rectifying and smoothing circuit (conventional example of FIG. 9) by shortening the pause period, it is included in the PFC control.

このPFC制御回路3aは自励式でも他励式でも良いが、図1の構成例では、外部からの信号により起動/停止を制御可能となっているものとする。異常検出回路7により負荷開放または負荷短絡が検出されたときには、停止制御回路8はPFC制御回路3aに停止信号を与えることにより、PFC制御回路3aからスイッチング素子Q1への制御信号を停止させて、スイッチング素子Q1のスイッチング動作を停止させる。すると、通常の整流平滑回路(図9参照)と同じ動作となり、全波整流器DBから出力される脈流電圧のピーク値付近でのみ入力電流が流れて、入力力率は低下する。また、商用交流電源Vsが100V(実効値)である場合、昇圧チョッパ動作が停止すると、コンデンサC1の充電電圧は約140V程度となる。一方、昇圧チョッパ動作中はコンデンサC1の充電電圧は300〜400V程度となっているから、昇圧チョッパ動作を停止させることにより、電力変換回路2への印加電圧を大幅に低減できる。   The PFC control circuit 3a may be self-excited or separately-excited, but in the configuration example of FIG. 1, it is assumed that start / stop can be controlled by an external signal. When the load detection or the load short circuit is detected by the abnormality detection circuit 7, the stop control circuit 8 gives a stop signal to the PFC control circuit 3a to stop the control signal from the PFC control circuit 3a to the switching element Q1, The switching operation of the switching element Q1 is stopped. Then, the operation is the same as that of a normal rectifying / smoothing circuit (see FIG. 9), the input current flows only near the peak value of the pulsating voltage output from the full-wave rectifier DB, and the input power factor decreases. Further, when the commercial AC power supply Vs is 100V (effective value), when the step-up chopper operation is stopped, the charging voltage of the capacitor C1 is about 140V. On the other hand, since the charging voltage of the capacitor C1 is about 300 to 400 V during the boost chopper operation, the voltage applied to the power conversion circuit 2 can be significantly reduced by stopping the boost chopper operation.

なお、停止制御回路8により力率改善回路1の動作を停止させるための具体的構成は限定されるものではない。図1の構成例では、停止制御回路8からPFC制御回路3aに停止信号を与えることでPFC制御回路3aの発振動作そのものを停止させているが、PFC制御回路3aの発振動作は継続させたまま、スイッチング素子Q1の制御信号を遮断しても構わない。例えば、停止制御回路8からの停止信号によりオン制御可能な半導体スイッチ素子をスイッチング素子Q1の制御電極とグランド間に並列接続し、前記半導体スイッチ素子をオンさせてスイッチング素子Q1の制御電極をグランドレベルに短絡させることで、制御信号を遮断するような手段を用いても構わない。   The specific configuration for stopping the operation of the power factor correction circuit 1 by the stop control circuit 8 is not limited. In the configuration example of FIG. 1, the stop operation of the PFC control circuit 3a is stopped by giving a stop signal from the stop control circuit 8 to the PFC control circuit 3a, but the oscillation operation of the PFC control circuit 3a is continued. The control signal of the switching element Q1 may be cut off. For example, a semiconductor switch element that can be turned on by a stop signal from the stop control circuit 8 is connected in parallel between the control electrode of the switching element Q1 and the ground, and the semiconductor switch element is turned on to bring the control electrode of the switching element Q1 to the ground level. It is also possible to use a means for interrupting the control signal by short-circuiting the control signal.

また、電力変換回路2の具体的構成は限定されるものではなく、図2(a)または(b)のような降圧チョッパ回路2a,2bのほか、図2(c)のようなフライバックコンバータ回路2c、図2(d)のようなフォワードコンバータ回路2dなどを用いることができる。いずれの構成においても、スイッチング素子Q2が高周波でオンオフすることで、入力直流電圧を電圧変換して、出力コンデンサC2に直流出力電圧を生成する。   The specific configuration of the power conversion circuit 2 is not limited. In addition to the step-down chopper circuits 2a and 2b as shown in FIG. 2A or 2B, a flyback converter as shown in FIG. A circuit 2c, a forward converter circuit 2d as shown in FIG. In any configuration, when the switching element Q2 is turned on / off at a high frequency, the input DC voltage is converted into a voltage and a DC output voltage is generated in the output capacitor C2.

また、半導体発光素子4がAC入力可能な構成である場合、例えば、一対のLED直列回路を逆並列接続した構成を有する場合や、入力部に無極性化のためのダイオードブリッジを備えている場合には、電力変換回路2は直交変換回路(インバータ回路)であっても良い。   Further, when the semiconductor light emitting element 4 has a configuration capable of AC input, for example, when it has a configuration in which a pair of LED series circuits are connected in reverse parallel, or when the input section is provided with a diode bridge for nonpolarization Alternatively, the power conversion circuit 2 may be an orthogonal conversion circuit (inverter circuit).

(実施形態2)
図3は本発明の実施形態2の点灯装置の回路図である。本実施形態では、負荷開放異常や負荷短絡異常を検出するための異常検出回路10の具体的構成例について説明する。また、負荷異常の検出時に力率改善回路1が出力を抑制するように動作する場合について説明する。
(Embodiment 2)
FIG. 3 is a circuit diagram of the lighting device according to the second embodiment of the present invention. In the present embodiment, a specific configuration example of the abnormality detection circuit 10 for detecting a load opening abnormality or a load short-circuit abnormality will be described. A case will be described in which the power factor correction circuit 1 operates to suppress the output when a load abnormality is detected.

異常検出回路10は、負荷開放検出用のツェナーダイオードZD1と、負荷短絡検出用のツェナーダイオードZD2を備えている。負荷開放異常が発生すると、ツェナーダイオードZD1が導通し、抵抗R6,R7を介して電流が流れて、フォトカプラPC1の発光素子が光信号を発生し、フォトカプラPC1の受光素子が導通する。また、負荷短絡異常が発生すると、ツェナーダイオードZD2が導通し、抵抗R8,R9を介して電流が流れて、フォトカプラPC2の発光素子が光信号を発生し、フォトカプラPC2の受光素子が導通する。   The abnormality detection circuit 10 includes a Zener diode ZD1 for detecting a load release and a Zener diode ZD2 for detecting a load short circuit. When the load release abnormality occurs, the Zener diode ZD1 becomes conductive, a current flows through the resistors R6 and R7, the light emitting element of the photocoupler PC1 generates an optical signal, and the light receiving element of the photocoupler PC1 becomes conductive. When a load short circuit abnormality occurs, the Zener diode ZD2 is turned on, a current flows through the resistors R8 and R9, the light emitting element of the photocoupler PC2 generates an optical signal, and the light receiving element of the photocoupler PC2 is turned on. .

商用交流電源Vsを整流する全波整流器DBの直流出力端には、力率改善回路1として昇圧チョッパ回路1aが接続されている。その出力電圧は抵抗R1,R2により分圧されてPFC制御回路3aに入力されている。PFC制御回路3aは、抵抗R1,R2により分圧された電圧が一定電圧となるように、スイッチング素子Q1のオンパルス幅を制御する。抵抗R1には、フォトカプラPC1,PC2の受光素子の並列回路と抵抗R0の直列回路が並列接続されている。上述のように、フォトカプラPC1は負荷開放検出用、フォトカプラPC2は負荷短絡検出用であり、それぞれツェナーダイオードZD1,ZD2が導通したときに、抵抗R1,R2の分圧比を高くするように動作する。   A boost chopper circuit 1a is connected as a power factor correction circuit 1 to a DC output terminal of a full-wave rectifier DB that rectifies the commercial AC power supply Vs. The output voltage is divided by resistors R1 and R2 and input to the PFC control circuit 3a. The PFC control circuit 3a controls the on-pulse width of the switching element Q1 so that the voltage divided by the resistors R1 and R2 becomes a constant voltage. A parallel circuit of light receiving elements of the photocouplers PC1 and PC2 and a series circuit of the resistor R0 are connected in parallel to the resistor R1. As described above, the photocoupler PC1 is for load release detection, and the photocoupler PC2 is for load short-circuit detection, and operates to increase the voltage dividing ratio of the resistors R1 and R2 when the Zener diodes ZD1 and ZD2 are turned on, respectively. To do.

正常時、つまり負荷開放異常や負荷短絡異常が無い場合には、ツェナーダイオードZD1,ZD2は導通しないようにツェナー電圧が設定されている。このため、正常時には抵抗R1,R2の分圧比によってコンデンサC1の出力電圧Vc1が一定値(例えば300V)となるように制御される。   When normal, that is, when there is no load opening abnormality or load short-circuit abnormality, the Zener voltage is set so that the Zener diodes ZD1 and ZD2 do not conduct. For this reason, during normal operation, the output voltage Vc1 of the capacitor C1 is controlled to be a constant value (for example, 300 V) by the voltage dividing ratio of the resistors R1 and R2.

半導体発光素子4は複数個のLEDの直列回路よりなる。1個のLEDの順電圧を3.5V、直列個数nを30個とすると、全体の電圧はn×Vf=105Vとなる。ツェナーダイオードZD1のツェナー電圧Vzd1は、このn×Vfよりも少し高く設定されている。したがって、負荷開放異常が無ければ、ツェナーダイオードZD1は導通せず、フォトカプラPC1の発光素子は光信号を発生しない。   The semiconductor light emitting element 4 is composed of a series circuit of a plurality of LEDs. If the forward voltage of one LED is 3.5V and the number n in series is 30, the total voltage is n × Vf = 105V. The Zener voltage Vzd1 of the Zener diode ZD1 is set slightly higher than this n × Vf. Therefore, if there is no load release abnormality, the Zener diode ZD1 does not conduct, and the light emitting element of the photocoupler PC1 does not generate an optical signal.

また、正常時の半導体発光素子4の電圧が105V、コンデンサC1の出力電圧Vc1が300Vとすると、その差電圧:300−105=195VがコンデンサC2の負極とコンデンサC1の負極の間に印加されていることになる。負荷短絡検出用のツェナーダイオードZD2のツェナー電圧Vzd2は、この電圧よりも少し高く設定されている。したがって、負荷短絡異常が無ければ、ツェナーダイオードZD2は導通せず、フォトカプラPC2の発光素子は光信号を発生しない。   Further, when the voltage of the semiconductor light emitting element 4 in a normal state is 105V and the output voltage Vc1 of the capacitor C1 is 300V, the difference voltage: 300−105 = 195V is applied between the negative electrode of the capacitor C2 and the negative electrode of the capacitor C1. Will be. The Zener voltage Vzd2 of the Zener diode ZD2 for detecting a load short circuit is set slightly higher than this voltage. Therefore, if there is no load short circuit abnormality, the Zener diode ZD2 is not conducted, and the light emitting element of the photocoupler PC2 does not generate an optical signal.

一方、負荷開放異常が発生すると、コンデンサC2の両端電圧が上昇し、ツェナーダイオードZD1が導通する。これにより、フォトカプラPC1の発光素子が光信号を発生し、フォトカプラPC1の受光素子が導通するから、抵抗R1に抵抗R0が並列接続されて、分圧比が高くなる。また、負荷短絡異常が発生すると、コンデンサC2の負極とコンデンサC1の負極の間に印加される電圧が上昇することになるから、ツェナーダイオードZD2が導通する。これにより、フォトカプラPC2の発光素子が光信号を発生し、フォトカプラPC2の受光素子が導通するから、抵抗R1に抵抗R0が並列接続されて、分圧比が高くなる。すると、PFC制御回路3aはコンデンサC1の電圧Vc1が上昇したものと判断し、スイッチング素子Q1のオンパルス幅を狭くして、出力電圧Vc1を下げる方向に制御する。つまり、負荷開放や負荷短絡のような負荷異常の検出時に、力率改善回路1が出力を抑制するように動作する。   On the other hand, when a load release abnormality occurs, the voltage across the capacitor C2 rises and the Zener diode ZD1 becomes conductive. As a result, the light emitting element of the photocoupler PC1 generates an optical signal and the light receiving element of the photocoupler PC1 is turned on, so that the resistor R0 is connected in parallel to the resistor R1, and the voltage dividing ratio is increased. Further, when a load short circuit abnormality occurs, the voltage applied between the negative electrode of the capacitor C2 and the negative electrode of the capacitor C1 rises, so that the Zener diode ZD2 becomes conductive. As a result, the light emitting element of the photocoupler PC2 generates an optical signal and the light receiving element of the photocoupler PC2 is turned on, so that the resistor R0 is connected in parallel to the resistor R1, and the voltage dividing ratio is increased. Then, the PFC control circuit 3a determines that the voltage Vc1 of the capacitor C1 has increased, and controls the direction in which the output voltage Vc1 is decreased by narrowing the on-pulse width of the switching element Q1. That is, the power factor correction circuit 1 operates so as to suppress the output when a load abnormality such as a load release or a load short circuit is detected.

なお、負荷開放異常や負荷短絡異常を検出するためのツェナーダイオードZD1,ZD2は、複数個のツェナーダイオードを直列接続したものであっても良いし、他の定電圧素子であっても良い。また、抵抗分圧回路により分圧された後の電圧を検出するように構成しても良い。   Note that the Zener diodes ZD1 and ZD2 for detecting a load opening abnormality or a load short-circuit abnormality may be a plurality of Zener diodes connected in series or other constant voltage elements. Further, the voltage after being divided by the resistance voltage dividing circuit may be detected.

本実施形態では、力率改善回路1の出力端に電力変換回路として図2(b)に示した降圧チョッパ回路2bを接続している。降圧チョッパ回路2bのスイッチング素子Q2には電流検出抵抗R3が直列接続されており、スイッチング素子Q2の制御電極には出力制御回路3bから制御信号が供給されている。   In the present embodiment, the step-down chopper circuit 2b shown in FIG. 2B is connected to the output terminal of the power factor correction circuit 1 as a power conversion circuit. A current detection resistor R3 is connected in series to the switching element Q2 of the step-down chopper circuit 2b, and a control signal is supplied to the control electrode of the switching element Q2 from the output control circuit 3b.

出力制御回路3bはスイッチング素子Q2を高周波でオンオフ制御する信号を出力する。スイッチング素子Q2がオンのとき、コンデンサC1→コンデンサC2→インダクタL2→スイッチング素子Q2→電流検出抵抗R3→コンデンサC1の経路で電流が流れて、インダクタL2にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Q2がオフすると、インダクタL2の蓄積エネルギーにより、インダクタL2→ダイオードD2→コンデンサC2→インダクタL2の経路で回生電流が流れる。これにより、コンデンサC1の電圧を降圧した直流電圧がコンデンサC2に充電される。   The output control circuit 3b outputs a signal for performing on / off control of the switching element Q2 at a high frequency. When the switching element Q2 is on, current flows through a path of the capacitor C1, the capacitor C2, the inductor L2, the switching element Q2, the current detection resistor R3, and the capacitor C1, and energy is accumulated in the inductor L2. When the switching element Q2 is turned off, the regenerative current flows through the path of the inductor L2, the diode D2, the capacitor C2, and the inductor L2 due to the energy stored in the inductor L2. As a result, a DC voltage obtained by stepping down the voltage of the capacitor C1 is charged in the capacitor C2.

出力制御回路3bは電流検出抵抗R3によりスイッチング素子Q2に流れる電流を検出しており、その検出値が所定値に達すると、スイッチング素子Q2をオフさせる。つまり、スイッチング素子Q2のオフタイミング制御は、ピーク電流制御となっている。スイッチング素子Q2がオフした後、再度オンさせる際の制御、つまり、スイッチング素子Q2のオンタイミング制御は、以下に述べる連続モードでも不連続モードでも良いが、好ましくは臨界モードとする。   The output control circuit 3b detects the current flowing through the switching element Q2 by the current detection resistor R3. When the detected value reaches a predetermined value, the output control circuit 3b turns off the switching element Q2. That is, the off-timing control of the switching element Q2 is peak current control. Control when turning on the switching element Q2 again after turning it off, that is, on-timing control of the switching element Q2 may be either the continuous mode or the discontinuous mode described below, but is preferably the critical mode.

ここで、連続モードとは、ダイオードD2に回生電流が流れている途中でスイッチング素子Q2をオンさせる制御モードであり、ダイオードD2の逆回復時間の間、スイッチング素子Q2に瞬時大電流が流れることになるので、スイッチング損失が大きくなる。   Here, the continuous mode is a control mode in which the switching element Q2 is turned on while the regenerative current is flowing through the diode D2, and an instantaneous large current flows through the switching element Q2 during the reverse recovery time of the diode D2. As a result, the switching loss increases.

また、不連続モードとは、ダイオードD2の回生電流が流れ終わってから、所定の電流休止期間を経てスイッチング素子Q2をオンさせる制御モードであり、電流休止期間が生じることにより、電流ピーク値が高い割には電流平均値が低くなり、効率が悪い。   The discontinuous mode is a control mode in which the switching element Q2 is turned on through a predetermined current quiescent period after the regenerative current of the diode D2 has finished flowing, and the current peak value is high due to the occurrence of the current quiescent period. However, the current average value is low, and the efficiency is poor.

臨界モードとは、ダイオードD2の回生電流が流れ終わったことを検出した時点でスイッチング素子Q2をオンさせる制御モードであり、ダイオードD2の逆回復時間が経過したタイミングでスイッチング素子Q2がオンすることで、スイッチング損失が小さくなる。また、インダクタL2が磁気飽和しない範囲で使用していれば、電流ピーク値の1/2が電流平均値となるので、電流ピーク値を一定に制御するだけで、電流平均値を一定に制御することができ、定電流制御に適している。臨界モードは、境界モードもしくはゼロクロスモードと呼ぶこともある。   The critical mode is a control mode in which the switching element Q2 is turned on when it is detected that the regenerative current of the diode D2 has finished flowing, and the switching element Q2 is turned on when the reverse recovery time of the diode D2 has elapsed. , Switching loss is reduced. If the inductor L2 is used in a range where magnetic saturation does not occur, 1/2 of the current peak value becomes the current average value. Therefore, the current average value is controlled to be constant only by controlling the current peak value to be constant. It is suitable for constant current control. The critical mode is sometimes called a boundary mode or zero-cross mode.

臨界モードの制御を実現するには、ダイオードD2の回生電流が流れ終わったタイミングを検出する必要がある。例えば、ダイオードD2の両端電圧の上昇を検出するとか、スイッチング素子Q2のドレイン電圧の降下を検出しても良いが、インダクタL2に2次巻線を設けて、2次巻線出力の消失のタイミングを検出するのが最も簡便である。   In order to realize the control in the critical mode, it is necessary to detect the timing when the regenerative current of the diode D2 has finished flowing. For example, a rise in the voltage across the diode D2 may be detected, or a drop in the drain voltage of the switching element Q2 may be detected. However, a secondary winding is provided in the inductor L2, and the timing of disappearance of the secondary winding output is detected. Is the simplest to detect.

本実施形態では、スイッチング素子Q2を臨界モードでスイッチング制御している場合において、その高周波(十数kHz〜数十kHz)のスイッチング動作を低周波(数百Hz〜数kHz)のPWM信号に応じて間欠的に停止させることにより、調光動作を実現している。低周波のPWM信号は、例えば、1kHzの矩形波電圧信号よりなり、Hレベルのときに発振停止状態、Lレベルのときに発振許可状態となる。調光信号線の断線、その他の故障によりPWM信号が常にLレベルとなっても全点灯状態で使用することができる。   In the present embodiment, when the switching element Q2 is controlled to be switched in the critical mode, the switching operation of the high frequency (tens of kHz to several tens of kHz) is performed according to the low frequency (several hundred Hz to several kHz) PWM signal. The light control operation is realized by stopping the operation intermittently. The low-frequency PWM signal is a rectangular wave voltage signal of 1 kHz, for example, and is in an oscillation stop state when it is at the H level and in an oscillation permission state when it is at the L level. Even if the PWM signal always becomes L level due to disconnection of the dimming signal line or other failure, it can be used in a fully lit state.

なお、調光制御方式は他の方式を用いても構わない。例えば、低周波のPWM信号をCR積分回路により直流電圧に変換し、その変換後の直流電圧を電流フィードバック制御の目標値とすることで、負荷電流を定電流制御しても構わない。   Note that other methods may be used as the dimming control method. For example, the load current may be constant-current controlled by converting a low-frequency PWM signal into a DC voltage by a CR integration circuit and using the converted DC voltage as a target value for current feedback control.

いずれにせよ降圧チョッパ回路2bが定電流制御をしている場合において、負荷開放異常が発生すると、電流を増大させるべく出力電圧が上昇する。最悪の場合、コンデンサC2の電圧はコンデンサC1の電圧と同等の電圧まで上昇してしまう。そこで、負荷開放異常があれば、異常検出回路10により検出し、力率改善回路1の出力を抑制させる。これにより、コンデンサC1の電圧が低下するので、コンデンサC2の電圧上昇を抑制できる。ひいては、コンデンサC2として耐圧の低い素子を用いることができ、点灯装置のコストを低減できる。   In any case, when the step-down chopper circuit 2b performs constant current control and an abnormal load release occurs, the output voltage rises to increase the current. In the worst case, the voltage of the capacitor C2 rises to a voltage equivalent to the voltage of the capacitor C1. Therefore, if there is an abnormal load release, the abnormality detection circuit 10 detects it and suppresses the output of the power factor correction circuit 1. As a result, the voltage of the capacitor C1 is lowered, so that the voltage increase of the capacitor C2 can be suppressed. As a result, an element with a low withstand voltage can be used as the capacitor C2, and the cost of the lighting device can be reduced.

また、負荷短絡異常があった場合、降圧チョッパ回路2bが定電流制御をしている場合には、過大な電流が流れる恐れは無いが、コンデンサC1の電圧が高いままであると、降圧チョッパ回路2bに余分なストレスが加わることになる。そこで、この場合にも異常検出回路10により検出し、力率改善回路1の出力を抑制させることにより、降圧チョッパ回路2bのストレスを低減することができる。   In addition, when there is a load short-circuit abnormality, when the step-down chopper circuit 2b performs constant current control, there is no fear that an excessive current flows, but if the voltage of the capacitor C1 remains high, the step-down chopper circuit Extra stress is added to 2b. Accordingly, in this case as well, the stress of the step-down chopper circuit 2b can be reduced by detecting by the abnormality detection circuit 10 and suppressing the output of the power factor correction circuit 1.

(実施形態3)
図4は本発明の実施形態3の点灯装置の回路図である。上述の実施形態2では、降圧チョッパ回路の出力電圧の上昇により半導体発光素子4の断線を検出していたが、本実施形態では、降圧チョッパ回路の出力電流の遮断により半導体発光素子4の断線を検出している点が異なる。また、上述の実施形態2では、降圧チョッパ回路2bのスイッチング素子Q2が低電位側に設けられていたが、本実施形態では、降圧チョッパ回路2aのスイッチング素子Q2が高電位側に設けられている。さらに、本実施形態では、PFC制御回路3aの外付け回路の詳細について説明する。なお、図3、図4ではフィルタ回路9は図示を省略している。
(Embodiment 3)
FIG. 4 is a circuit diagram of a lighting device according to Embodiment 3 of the present invention. In the second embodiment described above, the disconnection of the semiconductor light emitting element 4 is detected by increasing the output voltage of the step-down chopper circuit. In this embodiment, however, the disconnection of the semiconductor light emitting element 4 is detected by cutting off the output current of the step-down chopper circuit. The point of detection is different. In the second embodiment, the switching element Q2 of the step-down chopper circuit 2b is provided on the low potential side. In the present embodiment, the switching element Q2 of the step-down chopper circuit 2a is provided on the high potential side. . Further, in the present embodiment, details of an external circuit of the PFC control circuit 3a will be described. 3 and 4, the filter circuit 9 is not shown.

昇圧チョッパ回路1aのスイッチング素子Q1を制御するPFC制御回路3aは、全波整流器DBから出力される脈流電圧を抵抗R11,R12により分圧して検出し、スイッチング素子Q1に流れるチョッパ電流のピーク値の包絡線が脈流電圧波形と略比例するように制御している。そのために、スイッチング素子Q1のソース電流を抵抗R13により電圧変換して検出し、その検出電圧が脈流電圧と略比例する目標値に達すると、スイッチング素子Q1をオフするように制御している。また、平滑コンデンサC1の充電電圧を抵抗R1,R2により分圧して検出し、平滑コンデンサC1の充電電圧が低い場合には、スイッチング素子Q1のオン時間幅を長くするべく、前記目標値を高く設定し、逆に、平滑コンデンサC1の充電電圧が高い場合には、スイッチング素子Q1のオン時間幅を短くするべく、前記目標値を低く設定する。また、インダクタL1の2次巻線電圧の有無によりインダクタL1に流れる回生電流の消失(ゼロクロス)を検出し、回生電流が無くなった時点でスイッチング素子Q1を再度オンするように制御している。このようなPFC制御回路3aは汎用の集積回路(例えば、STマイクロエレクトロニクス社製のL6562など)を用いて安価に構成することができる。   The PFC control circuit 3a that controls the switching element Q1 of the step-up chopper circuit 1a detects the pulsating voltage output from the full-wave rectifier DB by dividing it with the resistors R11 and R12, and the peak value of the chopper current flowing through the switching element Q1. The envelope is controlled so as to be approximately proportional to the pulsating voltage waveform. For this purpose, the source current of the switching element Q1 is detected by voltage conversion by the resistor R13, and when the detected voltage reaches a target value that is substantially proportional to the pulsating voltage, the switching element Q1 is controlled to be turned off. Further, when the charging voltage of the smoothing capacitor C1 is detected by dividing by the resistors R1 and R2, and the charging voltage of the smoothing capacitor C1 is low, the target value is set high in order to increase the ON time width of the switching element Q1. On the contrary, when the charging voltage of the smoothing capacitor C1 is high, the target value is set low in order to shorten the ON time width of the switching element Q1. Further, the disappearance (zero crossing) of the regenerative current flowing through the inductor L1 is detected based on the presence or absence of the secondary winding voltage of the inductor L1, and the switching element Q1 is controlled to be turned on again when the regenerative current disappears. Such a PFC control circuit 3a can be constructed at low cost using a general-purpose integrated circuit (for example, L6562 manufactured by STMicroelectronics).

本実施形態では、このPFC制御回路3aの制御電源電圧Vccを半導体発光素子4と直列に接続されたインダクタL2の2次巻線から供給しており、半導体発光素子4が断線すると、インダクタL2の2次巻線出力が消失することにより、PFC制御回路3aが自動的に停止するように構成されている。   In this embodiment, the control power supply voltage Vcc of the PFC control circuit 3a is supplied from the secondary winding of the inductor L2 connected in series with the semiconductor light emitting element 4, and when the semiconductor light emitting element 4 is disconnected, the inductor L2 The PFC control circuit 3a is configured to automatically stop when the secondary winding output disappears.

電源投入時に、PFC制御回路3aは制御電源電圧Vccを供給されていないので、昇圧チョッパ回路1aは動作していない。このため、平滑コンデンサC1は、全波整流器DBから出力される脈流電圧によりインダクタL1、ダイオードD1を介して充電され、脈流電圧のピーク値付近の約140V程度の電圧となる。この電圧に比べると、半導体発光素子4の電圧降下(上述のn×Vf)は低く設定されている。このため、平滑コンデンサC1→限流抵抗R10→ダイオードD5→電源コンデンサC4→インダクタL2→半導体発光素子4の経路で微弱な起動電流が流れて、電源コンデンサC4の電圧が立ち上がる。電源コンデンサC4の電圧が出力制御回路3bの動作可能電圧まで上昇すると、スイッチング素子Q2のオンオフ動作が開始される。   When the power is turned on, since the PFC control circuit 3a is not supplied with the control power supply voltage Vcc, the boost chopper circuit 1a is not operating. Therefore, the smoothing capacitor C1 is charged via the inductor L1 and the diode D1 by the pulsating voltage output from the full-wave rectifier DB, and becomes a voltage of about 140 V near the peak value of the pulsating voltage. Compared with this voltage, the voltage drop (the above-mentioned n × Vf) of the semiconductor light emitting element 4 is set low. For this reason, a weak starting current flows through the path of the smoothing capacitor C1, the current limiting resistor R10, the diode D5, the power supply capacitor C4, the inductor L2, and the semiconductor light emitting element 4, and the voltage of the power supply capacitor C4 rises. When the voltage of the power supply capacitor C4 rises to the operable voltage of the output control circuit 3b, the on / off operation of the switching element Q2 is started.

スイッチング素子Q2がオンすると、平滑コンデンサC1→スイッチング素子Q2→電流検出抵抗R3→インダクタL2→半導体発光素子4の経路で電流が流れて、インダクタL2にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Q2に流れる電流は出力制御回路3bにより電流検出抵抗R3の電圧値として監視されており、所定のピーク値に達すると、スイッチング素子Q2はオフされる。   When the switching element Q2 is turned on, current flows through the path of the smoothing capacitor C1, the switching element Q2, the current detection resistor R3, the inductor L2, and the semiconductor light emitting element 4, and energy is accumulated in the inductor L2. The current flowing through the switching element Q2 is monitored as a voltage value of the current detection resistor R3 by the output control circuit 3b, and when it reaches a predetermined peak value, the switching element Q2 is turned off.

スイッチング素子Q2がオフすると、インダクタL2の蓄積エネルギーにより、インダクタL2→半導体発光素子4→回生ダイオードD2の経路で回生電流が流れ、インダクタL2のエネルギーが放出される。出力制御回路3bはインダクタL2の2次巻線電圧を監視しており、2次巻線電圧が消失すると、インダクタL2のエネルギー放出が完了したものとして、スイッチング素子Q2を再度オンさせる。   When the switching element Q2 is turned off, the regenerative current flows through the path of the inductor L2, the semiconductor light emitting element 4, and the regenerative diode D2 due to the energy stored in the inductor L2, and the energy of the inductor L2 is released. The output control circuit 3b monitors the secondary winding voltage of the inductor L2, and when the secondary winding voltage disappears, the switching element Q2 is turned on again, assuming that the energy emission of the inductor L2 is completed.

これにより、インダクタL2には高周波の三角波電流が流れるから、その2次巻線出力によりダイオードD3を介して低電位側の電源コンデンサC3が充電される。ダイオードD3の導通極性はフライバック側(ダイオードD2の導通時)とすることが一般的であるが、フォワード側(スイッチング素子Q2の導通時)でも良い。コンデンサC3の電圧はツェナーダイオードZD3により規制され、制御電源電圧VccとしてPFC制御回路3aに供給される。PFC制御回路3aの電源電圧Vccが動作可能電圧に達すると、スイッチング素子Q1のオンオフが開始され、昇圧チョッパ回路1aが動作するので、平滑コンデンサC1の電圧は昇圧された電圧(例えば、300V〜400V)となる。   As a result, since a high-frequency triangular wave current flows through the inductor L2, the power supply capacitor C3 on the low potential side is charged via the diode D3 by the secondary winding output. The conduction polarity of the diode D3 is generally on the flyback side (when the diode D2 is on), but may be on the forward side (when the switching element Q2 is on). The voltage of the capacitor C3 is regulated by the Zener diode ZD3 and is supplied to the PFC control circuit 3a as the control power supply voltage Vcc. When the power supply voltage Vcc of the PFC control circuit 3a reaches the operable voltage, the switching element Q1 starts to be turned on and off, and the boost chopper circuit 1a operates, so that the voltage of the smoothing capacitor C1 is a boosted voltage (for example, 300V to 400V). )

また、別の2次巻線出力によりダイオードD4を介して高電位側の電源コンデンサC4が充電される。ダイオードD4の導通極性はフライバック側(ダイオードD2の導通時)とすることが一般的であるが、フォワード側(スイッチング素子Q2の導通時)でも良い。また、ダイオードD3の導通極性とダイオードD4の導通極性は逆極性としても良いし、同じ極性としても良い。コンデンサC4の電圧はツェナーダイオードZD4により規制され、高電位側の制御電源電圧HVccとして出力制御回路3bに供給される。このため、限流用の抵抗R10は起動用の微弱な直流電流さえ供給できれば良く、抵抗値の高い素子を用いることができる。なお、ダイオードD5はスイッチング素子Q2のオン時にコンデンサC4の電荷が無駄に消費されないように挿入されているが、抵抗R10が十分に高抵抗であれば省略しても良い。   Further, the power supply capacitor C4 on the high potential side is charged via the diode D4 by another secondary winding output. The conduction polarity of the diode D4 is generally on the flyback side (when the diode D2 is conductive), but may be on the forward side (when the switching element Q2 is conductive). Further, the conduction polarity of the diode D3 and the conduction polarity of the diode D4 may be reversed or the same polarity. The voltage of the capacitor C4 is regulated by the Zener diode ZD4 and supplied to the output control circuit 3b as the control power supply voltage HVcc on the high potential side. For this reason, the current limiting resistor R10 only needs to be able to supply a weak DC current for starting, and an element having a high resistance value can be used. The diode D5 is inserted so that the charge of the capacitor C4 is not wasted when the switching element Q2 is turned on, but may be omitted if the resistor R10 has a sufficiently high resistance.

ここで、半導体発光素子4が断線すると、インダクタL2に電流が流れなくなるので、その2次巻線出力により充電されていた電源コンデンサC3の電圧は低下することになる。電源コンデンサC3の電圧VccがPFC制御回路3aの動作可能電圧よりも低くなると、PFC制御回路3aはスイッチング素子Q1への制御信号を停止するから、昇圧チョッパ回路1aは動作を停止する。すると、コンデンサC1の電圧は全波整流器DBの脈流電圧のピーク値付近(約140V)にまで低下する。   Here, when the semiconductor light-emitting element 4 is disconnected, no current flows through the inductor L2, so that the voltage of the power supply capacitor C3 charged by the secondary winding output decreases. When the voltage Vcc of the power supply capacitor C3 becomes lower than the operable voltage of the PFC control circuit 3a, the PFC control circuit 3a stops the control signal to the switching element Q1, so that the boost chopper circuit 1a stops its operation. Then, the voltage of the capacitor C1 drops to near the peak value (about 140V) of the pulsating voltage of the full-wave rectifier DB.

また、同時にインダクタL2の別の2次巻線出力により充電されていた高電位側の電源コンデンサC4も充電電流を失うことになり、その充電電圧HVccは低下する。なおかつ、半導体発光素子4が断線していることにより、抵抗R10、ダイオードD5を介する充電経路も遮断されてしまうので、電源コンデンサC4の電圧は低下し続ける。電源コンデンサC4の電圧が出力制御回路3bの動作可能電圧よりも低くなると、出力制御回路3bはスイッチング素子Q2への制御信号を停止するから、降圧チョッパ回路2aも動作を停止する。   At the same time, the power supply capacitor C4 on the high potential side charged by the other secondary winding output of the inductor L2 also loses the charging current, and the charging voltage HVcc is lowered. Moreover, since the semiconductor light emitting element 4 is disconnected, the charging path via the resistor R10 and the diode D5 is also cut off, so that the voltage of the power supply capacitor C4 continues to decrease. When the voltage of the power supply capacitor C4 becomes lower than the operable voltage of the output control circuit 3b, the output control circuit 3b stops the control signal to the switching element Q2, so that the step-down chopper circuit 2a also stops operating.

以上のように、本実施形態では、半導体発光素子4が断線しているときには、PFC制御回路3aも出力制御回路3bも動作しないから、力率改善回路としての昇圧チョッパ回路1a並びに電力変換回路としての降圧チョッパ回路2aは共に停止状態に維持される。   As described above, in the present embodiment, when the semiconductor light emitting element 4 is disconnected, neither the PFC control circuit 3a nor the output control circuit 3b operates, so that the boost chopper circuit 1a as the power factor correction circuit and the power conversion circuit are used. Both step-down chopper circuits 2a are maintained in a stopped state.

(実施形態4)
図5は本発明の実施形態4の点灯装置の回路図である。本実施形態では、電力変換回路2eとして、2石のインバータ回路の高周波交流出力を整流平滑するDC−DC変換回路を採用し、そのうち1石のスイッチング素子Q1を昇圧チョッパ回路のスイッチング素子として兼用し、他の1石のスイッチング素子Q2の逆方向ダイオードを昇圧チョッパ回路のダイオードとして兼用している。また、半導体発光素子4に流れる電流の有無をトランジスタTr1により検出し、その検出結果に応じて、制御電源遮断用のトランジスタTr2のオンオフを制御している。
(Embodiment 4)
FIG. 5 is a circuit diagram of a lighting device according to Embodiment 4 of the present invention. In the present embodiment, a DC-DC conversion circuit that rectifies and smoothes the high-frequency AC output of the two-stone inverter circuit is adopted as the power conversion circuit 2e, and one of the switching elements Q1 is also used as the switching element of the boost chopper circuit. The reverse diode of the other switching element Q2 is also used as a diode of the boost chopper circuit. Further, the presence or absence of a current flowing through the semiconductor light emitting element 4 is detected by the transistor Tr1, and on / off of the control power cutoff transistor Tr2 is controlled according to the detection result.

2石のスイッチング素子Q1,Q2は制御回路3cにより高周波で交互にオンオフするように制御されるが、電源投入直後は制御電源電圧Vccが供給されていないので、スイッチング素子Q1,Q2は共にオフ状態である。この状態で、全波整流器DBから出力される脈流電圧により、インダクタL1→スイッチング素子Q2の逆方向ダイオード→平滑コンデンサC1の経路で充電電流が流れて、コンデンサC1が充電される。なお、図5のスイッチング素子Q2はMOSFETであるので、逆方向ダイオードを内蔵しているが、バイポーラトランジスタで構成する場合には、ダイオードを逆並列接続する必要がある。   The two switching elements Q1 and Q2 are controlled so as to be alternately turned on and off at a high frequency by the control circuit 3c. However, since the control power supply voltage Vcc is not supplied immediately after the power is turned on, the switching elements Q1 and Q2 are both turned off. It is. In this state, due to the pulsating voltage output from the full-wave rectifier DB, a charging current flows through the path of the inductor L1 → the reverse diode of the switching element Q2 → the smoothing capacitor C1, and the capacitor C1 is charged. Since switching element Q2 in FIG. 5 is a MOSFET, a reverse diode is built in. However, in the case of a bipolar transistor, the diode needs to be connected in reverse parallel.

初期状態では、コンデンサC1の充電電圧は脈流電圧のピーク値付近の約140V程度の電圧となる。この電圧に比べると、半導体発光素子4の順方向電圧(上述のn×Vf)は低く設定されている。このため、平滑コンデンサC1→抵抗R21、R22→出力コネクタ5→半導体発光素子4→出力コネクタ5→電流検出抵抗R3→平滑コンデンサC1の経路で微弱な電流が流れて、抵抗R21に電流が流れる。これにより、トランジスタTr1のベース・エミッタ間が順バイアスされて、トランジスタTr1がオンとなり、平滑コンデンサC1→トランジスタTr1→抵抗R23→抵抗R24→電源コンデンサC3→平滑コンデンサC1の経路で起動電流が流れて、電源コンデンサC3の電圧が立ち上がる。電源コンデンサC3の電圧が制御回路3cの動作可能電圧まで上昇すると、スイッチング素子Q1,Q2のオンオフ動作が開始される。   In the initial state, the charging voltage of the capacitor C1 is about 140 V near the peak value of the pulsating voltage. Compared to this voltage, the forward voltage (the above-mentioned n × Vf) of the semiconductor light emitting element 4 is set low. For this reason, a weak current flows through the path of the smoothing capacitor C1 → the resistors R21, R22 → the output connector 5 → the semiconductor light emitting element 4 → the output connector 5 → the current detection resistor R3 → the smoothing capacitor C1, and the current flows through the resistor R21. As a result, the base-emitter of the transistor Tr1 is forward-biased, the transistor Tr1 is turned on, and a starting current flows through the path of the smoothing capacitor C1, the transistor Tr1, the resistor R23, the resistor R24, the power supply capacitor C3, and the smoothing capacitor C1. The voltage of the power supply capacitor C3 rises. When the voltage of the power supply capacitor C3 rises to the operable voltage of the control circuit 3c, the on / off operation of the switching elements Q1, Q2 is started.

力率改善回路としての昇圧チョッパ回路は、インダクタL1と、スイッチング素子Q1と、スイッチング素子Q2の逆方向ダイオードと、平滑コンデンサC1により構成されており、スイッチング素子Q1とQ2が高周波で交互にオンオフされることで、平滑コンデンサC1には昇圧された直流電圧が充電される。   The step-up chopper circuit as a power factor correction circuit includes an inductor L1, a switching element Q1, a reverse diode of the switching element Q2, and a smoothing capacitor C1, and the switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on and off at a high frequency. Thus, the boosted DC voltage is charged in the smoothing capacitor C1.

これにより抵抗R24を介して流れる電流は増大し、抵抗R24により順バイアスされるトランジスタTr2は完全にオン状態となる。トランジスタTr2がオン状態であるので、インダクタL1の2次巻線出力により、コンデンサC3がダイオードD3を介して充電される。コンデンサC3の電圧はツェナーダイオードZD3により規制され、制御電源電圧Vccとして制御回路3cに供給される。   As a result, the current flowing through the resistor R24 increases, and the transistor Tr2 forward-biased by the resistor R24 is completely turned on. Since the transistor Tr2 is on, the capacitor C3 is charged via the diode D3 by the secondary winding output of the inductor L1. The voltage of the capacitor C3 is regulated by the Zener diode ZD3 and supplied to the control circuit 3c as the control power supply voltage Vcc.

なお、スイッチング素子Q1のオン時にスイッチング素子Q1,Q2の接続点bがグランド電位に落ちるので、このとき、ダイオードD4を介して高電位側の電源コンデンサC4を低電位側の制御電源電圧Vccにより充電する。高電位側の電源コンデンサC4の電圧HVccは制御回路3cにより高電位側のスイッチング素子Q2のゲート電極aを駆動するために用いられる。   When the switching element Q1 is turned on, the connection point b of the switching elements Q1 and Q2 drops to the ground potential. At this time, the power supply capacitor C4 on the high potential side is charged with the control power supply voltage Vcc on the low potential side via the diode D4. To do. The voltage HVcc of the power supply capacitor C4 on the high potential side is used for driving the gate electrode a of the switching element Q2 on the high potential side by the control circuit 3c.

スイッチング素子Q1,Q2が高周波で交互にオンオフすると、スイッチング素子Q1,Q2の接続点bの電位は、平滑コンデンサC1の電位とグランド電位の間でスイッチングされる矩形波電圧となるから、結合コンデンサC5を介して降圧トランスT1の1次巻線n1には高周波の交流電圧が印加される。これを巻数比n2/n1に応じて降圧した交流電圧が2次巻線n2に発生する。2次巻線n2の中点をグランド電位に接続し、2次巻線n2の両端電圧をダイオードD2、D6により全波整流して、平滑コンデンサC2に直流電圧を充電する。これにより、コンバータ回路2eは端子A−B間の直流電圧を降圧して端子C−D間に出力する降圧コンバータ回路として動作する。   When the switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on and off at high frequencies, the potential at the connection point b of the switching elements Q1 and Q2 becomes a rectangular wave voltage that is switched between the potential of the smoothing capacitor C1 and the ground potential. A high-frequency AC voltage is applied to the primary winding n1 of the step-down transformer T1 via An AC voltage obtained by stepping down this in accordance with the turn ratio n2 / n1 is generated in the secondary winding n2. The middle point of the secondary winding n2 is connected to the ground potential, the voltage across the secondary winding n2 is full-wave rectified by the diodes D2 and D6, and the DC voltage is charged in the smoothing capacitor C2. Thereby, the converter circuit 2e operates as a step-down converter circuit that steps down the DC voltage between the terminals A and B and outputs the voltage between the terminals CD.

端子C−D間には、ダイオードD7と出力コネクタ5及び電流検出抵抗R3を介して半導体発光素子4が接続されている。電流検出抵抗R3の両端電圧は制御回路3cにより検出されており、その検出電流が一定となるように、スイッチング素子Q1,Q2のオン時間幅が制御される。   The semiconductor light emitting element 4 is connected between the terminals C and D via the diode D7, the output connector 5, and the current detection resistor R3. The voltage across the current detection resistor R3 is detected by the control circuit 3c, and the ON time width of the switching elements Q1 and Q2 is controlled so that the detected current is constant.

ここで、半導体発光素子4が断線すると、抵抗R21、R22を介して流れる微弱な電流が遮断されるから、トランジスタTr1がオフ状態となる。すると、トランジスタTr1を介して抵抗R24に流れる電流により順バイアスされていたトランジスタTr2のベース・エミッタ間電圧が消失し、トランジスタTr2がオフ状態となる。これにより、インダクタL1の2次巻線出力からダイオードD3を介して電源コンデンサC3を充電する経路が遮断され、制御電源電圧Vccの供給が断たれる。すると、制御回路3cは動作を停止し、スイッチング素子Q1,Q2は共にオフ状態となる。   Here, when the semiconductor light emitting element 4 is disconnected, the weak current flowing through the resistors R21 and R22 is cut off, so that the transistor Tr1 is turned off. Then, the base-emitter voltage of the transistor Tr2 that has been forward-biased by the current flowing through the resistor R24 via the transistor Tr1 disappears, and the transistor Tr2 is turned off. As a result, the path for charging the power supply capacitor C3 from the secondary winding output of the inductor L1 via the diode D3 is cut off, and the supply of the control power supply voltage Vcc is cut off. Then, the control circuit 3c stops operating, and the switching elements Q1 and Q2 are both turned off.

その後、コンデンサC1の充電電圧は全波整流器DBから出力される脈流電圧のピーク値付近の約140V程度に維持される。コンバータ回路2eの出力コンデンサC2の充電電圧は、放電抵抗R25により放出されて略ゼロとなる。なお、端子E−C間に逆流阻止用のダイオードD7が存在することにより、放電抵抗R25を介する電流によりトランジスタTr1がオンすることは無い。   Thereafter, the charging voltage of the capacitor C1 is maintained at about 140 V near the peak value of the pulsating voltage output from the full-wave rectifier DB. The charging voltage of the output capacitor C2 of the converter circuit 2e is discharged by the discharge resistor R25 and becomes substantially zero. Note that the presence of the diode D7 for preventing reverse current between the terminals E and C prevents the transistor Tr1 from being turned on by the current through the discharge resistor R25.

以上のように、本実施形態では、半導体発光素子4を介する電流の有無をトランジスタTr1により検出し、その検出結果に応じて力率改善回路の起動/停止を制御するようにしたから、半導体発光素子4の断線時に力率改善回路が動作することは無く、無駄な電力消費は生じない。また、力率改善回路の動作停止中は平滑コンデンサC1の電圧が低下するので、回路ストレスも低減できる。   As described above, in the present embodiment, the presence / absence of current through the semiconductor light emitting element 4 is detected by the transistor Tr1, and the start / stop of the power factor correction circuit is controlled according to the detection result. The power factor correction circuit does not operate when the element 4 is disconnected, and no wasteful power consumption occurs. Further, since the voltage of the smoothing capacitor C1 is lowered while the operation of the power factor correction circuit is stopped, the circuit stress can be reduced.

(実施形態5)
図6は本発明の実施形態5の点灯装置の回路図である。本実施形態では、力率改善回路として、昇降圧チョッパ回路1bを用いている。昇降圧チョッパ回路1bの構成および動作は周知であり、全波整流器DBの直流出力端にインダクタL1とスイッチング素子Q1の直列回路を接続し、インダクタL1の両端にダイオードD1を介して平滑コンデンサC1を接続したものである。スイッチング素子Q1のオン時には、全波整流器DBとインダクタL1を介して交流電源Vsから入力電流が引き込まれる。スイッチング素子Q1のオフ時には、インダクタL1の蓄積エネルギーが回生ダイオードD1を介して平滑コンデンサC1に放出される。平滑コンデンサC1に得られる直流電圧の極性が入力電圧と逆極性となるので、極性反転型チョッパ回路とも呼ばれる。
(Embodiment 5)
FIG. 6 is a circuit diagram of a lighting device according to Embodiment 5 of the present invention. In this embodiment, the step-up / step-down chopper circuit 1b is used as the power factor correction circuit. The configuration and operation of the step-up / step-down chopper circuit 1b are well known. A series circuit of an inductor L1 and a switching element Q1 is connected to the DC output terminal of the full-wave rectifier DB, and a smoothing capacitor C1 is connected to both ends of the inductor L1 via a diode D1. Connected. When the switching element Q1 is turned on, an input current is drawn from the AC power supply Vs via the full-wave rectifier DB and the inductor L1. When the switching element Q1 is turned off, the energy stored in the inductor L1 is released to the smoothing capacitor C1 through the regenerative diode D1. Since the polarity of the DC voltage obtained in the smoothing capacitor C1 is opposite to that of the input voltage, it is also called a polarity inversion type chopper circuit.

力率改善回路として、昇降圧チョッパ回路1bを用いる場合の利点の1つは、電源投入時の突入電流を緩和できる点である。すなわち、電源投入時に、商用交流電源Vsから見て平滑コンデンサC1に対して直接的に電流を流す経路が存在しないから、突入電流防止回路を別に設けなくても、過大な突入電流が流れることはない。これに対して、図10に示したような昇圧チョッパ回路1aでは、電源投入時に、インダクタL1とダイオードD1を介して平滑コンデンサC1に充電電流が流れるから、突入電流が問題となる。照明器具1台当たりの突入電流は僅かなものであっても、同一の電源スイッチにより同時にオンオフされる複数の照明器具がすべてLED照明に置き換わると、複数の照明器具に同時に突入電流が流れることになるので、ブレーカーが落ちることがあり、突入電流防止対策が必要となる。   One advantage of using the step-up / step-down chopper circuit 1b as the power factor correction circuit is that the inrush current at power-on can be reduced. That is, when the power is turned on, there is no path through which current flows directly to the smoothing capacitor C1 when viewed from the commercial AC power supply Vs. Therefore, an excessive inrush current flows without providing an inrush current prevention circuit. Absent. On the other hand, in the step-up chopper circuit 1a as shown in FIG. 10, a charging current flows through the smoothing capacitor C1 through the inductor L1 and the diode D1 when the power is turned on, so that an inrush current becomes a problem. Even if the inrush current per lighting fixture is small, if all the lighting fixtures that are simultaneously turned on and off by the same power switch are replaced with LED lighting, the inrush current flows through the lighting fixtures simultaneously. As a result, the breaker may fall, and measures to prevent inrush current are required.

この問題を回避するために、力率改善回路として昇圧チョッパ回路1aを用いる場合には、全波整流器DBとインダクタL1の間に突入電流防止回路を挿入することが一般的である。突入電流防止回路は、例えば、限流抵抗とSCR(逆阻止三端子型サイリスタ)の並列回路よりなり、インダクタL1の2次巻線出力を整流平滑した電圧がSCRのゲート・カソード間に印加されるように構成されている。電源投入時には限流抵抗により突入電流が緩和され、昇圧チョッパ回路1aのスイッチング動作が開始した後は、インダクタL1の2次巻線出力によりSCRがオン状態となり、限流抵抗が短絡される動作となっている。   In order to avoid this problem, when the step-up chopper circuit 1a is used as the power factor correction circuit, an inrush current prevention circuit is generally inserted between the full-wave rectifier DB and the inductor L1. The inrush current prevention circuit is composed of, for example, a parallel circuit of a current limiting resistor and an SCR (reverse blocking three-terminal thyristor), and a voltage obtained by rectifying and smoothing the secondary winding output of the inductor L1 is applied between the gate and the cathode of the SCR. It is comprised so that. When the power is turned on, the inrush current is relaxed by the current limiting resistor, and after the switching operation of the boost chopper circuit 1a is started, the SCR is turned on by the secondary winding output of the inductor L1, and the current limiting resistor is short-circuited. It has become.

このように、力率改善回路として昇圧チョッパ回路1aを用いる場合には、電源投入時の平滑コンデンサC1への突入電流を防止する対策が必要となるが、本実施形態のように、力率改善回路として昇降圧チョッパ回路1bを用いる場合には、それ自体が突入電流防止対策となる利点がある。   As described above, when the step-up chopper circuit 1a is used as the power factor correction circuit, it is necessary to take measures to prevent the inrush current to the smoothing capacitor C1 when the power is turned on. However, as in this embodiment, the power factor improvement is performed. When the step-up / step-down chopper circuit 1b is used as a circuit, there is an advantage that the circuit itself becomes a countermeasure against inrush current.

また、別の利点として、負荷異常の検出時に昇降圧チョッパ回路1bの動作を停止させると、平滑コンデンサC1の電圧を無くすことができるから、後続の回路のストレスをさらに緩和できる。昇圧チョッパ回路1aの場合、スイッチング動作を停止させても平滑コンデンサC1に電圧(約140V)が残るから、後続の電力変換回路を停止させるための構成が必要となる。これに対して、昇降圧チョッパ回路1bを力率改善回路として用いる場合には、スイッチング動作の停止により平滑コンデンサC1の電圧が無くなるから、後続の電力変換回路を停止させるための構成を省略することも出来る。したがって、他励式の電力変換回路に代えて、自励式の電力変換回路を用いる場合であっても、前段の昇降圧チョッパ回路1bのスイッチング動作が停止することで、後段の電力変換回路のスイッチング動作は自動的に停止することになる。   As another advantage, if the operation of the step-up / step-down chopper circuit 1b is stopped when a load abnormality is detected, the voltage of the smoothing capacitor C1 can be eliminated, so that the stress of the subsequent circuit can be further alleviated. In the case of the step-up chopper circuit 1a, the voltage (about 140V) remains in the smoothing capacitor C1 even if the switching operation is stopped, so that a configuration for stopping the subsequent power conversion circuit is required. On the other hand, when the step-up / step-down chopper circuit 1b is used as a power factor correction circuit, the voltage of the smoothing capacitor C1 disappears due to the stop of the switching operation, and therefore the configuration for stopping the subsequent power conversion circuit is omitted. You can also. Therefore, even when a self-excited power conversion circuit is used instead of the separately-excited power conversion circuit, the switching operation of the subsequent-stage power conversion circuit is stopped by stopping the switching operation of the preceding step-up / step-down chopper circuit 1b. Will automatically stop.

図6の構成例では、電力変換回路として他励式の降圧チョッパ回路2bを用いており、昇降圧チョッパ回路1bのインダクタL1の2次巻線出力により、ダイオードD4を介して降圧チョッパ回路2bの出力制御回路3bの電源コンデンサC4を充電している。したがって、昇降圧チョッパ回路1bがスイッチング動作を停止すると、降圧チョッパ回路2bも速やかにスイッチング動作を停止するが、仮に、電源コンデンサC4を平滑コンデンサC1から降圧用の抵抗を介して充電するように構成した場合でも、平滑コンデンサC1の電圧が無くなることで、電源コンデンサC4の電圧HVccを低下させることができる。また、そもそも降圧チョッパ回路2bの主電源となる平滑コンデンサC1の電圧が無くなることで、降圧チョッパ回路2bは動作を継続できなくなるので、制御電源を遮断しなくても、いずれは停止することになる。   In the configuration example of FIG. 6, the separately excited step-down chopper circuit 2b is used as the power conversion circuit, and the output of the step-down chopper circuit 2b is output via the diode D4 by the secondary winding output of the inductor L1 of the step-up / step-down chopper circuit 1b. The power supply capacitor C4 of the control circuit 3b is charged. Therefore, when the step-up / step-down chopper circuit 1b stops the switching operation, the step-down chopper circuit 2b also quickly stops the switching operation. However, the power supply capacitor C4 is temporarily charged from the smoothing capacitor C1 through the step-down resistor. Even in this case, the voltage HVcc of the power supply capacitor C4 can be reduced by eliminating the voltage of the smoothing capacitor C1. In addition, since the voltage of the smoothing capacitor C1 serving as the main power source of the step-down chopper circuit 2b is eliminated, the step-down chopper circuit 2b cannot continue to operate, and therefore will eventually stop even if the control power source is not shut off. .

次に、電源投入時の動作について説明する。電源投入直後は、平滑コンデンサC1は充電されていない状態である。全波整流器DBから出力される脈流電圧のピーク値は約140Vであり、これよりも半導体発光素子4の順方向電圧(上述のn×Vf)は低く設定されている。この全波整流器DBから出力される脈流電圧により、電流検出抵抗R3→スイッチング素子Q2の逆方向ダイオード→回生ダイオードD2→半導体発光素子4→ダイオードD5→抵抗R23→抵抗R24→電源コンデンサC3の経路で脈流(100/120Hz)の起動電流が間欠的に流れて、電源コンデンサC3の電圧が立ち上がる。   Next, the operation when the power is turned on will be described. Immediately after the power is turned on, the smoothing capacitor C1 is not charged. The peak value of the pulsating voltage output from the full-wave rectifier DB is about 140 V, and the forward voltage (the above-mentioned n × Vf) of the semiconductor light emitting element 4 is set lower than this. Due to the pulsating voltage output from this full-wave rectifier DB, the path of current detection resistor R3 → reverse diode of switching element Q2 → regenerative diode D2 → semiconductor light emitting element 4 → diode D5 → resistor R23 → resistor R24 → power supply capacitor C3 As a result, a pulsating (100/120 Hz) starting current intermittently flows, and the voltage of the power supply capacitor C3 rises.

電源コンデンサC3の電圧がPFC制御回路3aの動作可能電圧以上に立ち上がると、スイッチング素子Q1がオンオフ動作を開始し、平滑コンデンサC1に直流電圧が得られる。すると、全波整流器DBから出力される脈流電圧に平滑コンデンサC1の直流電圧が重畳されて、全波整流器DB→平滑コンデンサC1→半導体発光素子4→ダイオードD5→抵抗R23→抵抗R24→電源コンデンサC3の経路で連続的な脈動電流が流れる。これによりトランジスタTr2が常にオン状態となる。トランジスタTr2のバイアス抵抗R23、R24は、全波整流器DBの出力電圧がゼロとなるタイミングであっても、平滑コンデンサC1の直流電圧だけでトランジスタTr2が飽和状態となるように定数を設定しておけば良い。   When the voltage of the power supply capacitor C3 rises above the operable voltage of the PFC control circuit 3a, the switching element Q1 starts an on / off operation, and a DC voltage is obtained at the smoothing capacitor C1. Then, the DC voltage of the smoothing capacitor C1 is superimposed on the pulsating voltage output from the full wave rectifier DB, and the full wave rectifier DB → smoothing capacitor C1 → semiconductor light emitting element 4 → diode D5 → resistor R23 → resistor R24 → power supply capacitor. A continuous pulsating current flows through the path C3. As a result, the transistor Tr2 is always turned on. The bias resistors R23 and R24 of the transistor Tr2 can be set so that the transistor Tr2 is saturated only with the DC voltage of the smoothing capacitor C1 even when the output voltage of the full-wave rectifier DB becomes zero. It ’s fine.

このように、昇降圧チョッパ回路1bがスイッチング動作を開始すると、平滑コンデンサC1の直流電圧が上昇することで、トランジスタTr2が常にオンとなり、インダクタL1の2次巻線出力によりダイオードD3を介して電源コンデンサC3が充電される。電源コンデンサC3の電圧Vccは、ツェナーダイオードZD3により上限を規定される。   As described above, when the step-up / step-down chopper circuit 1b starts the switching operation, the DC voltage of the smoothing capacitor C1 rises, so that the transistor Tr2 is always turned on, and the power is supplied via the diode D3 by the secondary winding output of the inductor L1. Capacitor C3 is charged. The upper limit of the voltage Vcc of the power supply capacitor C3 is defined by the Zener diode ZD3.

また、インダクタL1の2次巻線出力によりダイオードD4を介して電源コンデンサC4が充電される。電源コンデンサC4の電圧HVccは、ツェナーダイオードZD4により上限を規定される。コンデンサC4の電圧HVccが出力制御回路3bの動作可能電圧以上に立ち上がると、スイッチング素子Q2がオンオフ動作を開始する。   Further, the power supply capacitor C4 is charged through the diode D4 by the secondary winding output of the inductor L1. The upper limit of voltage HVcc of power supply capacitor C4 is defined by Zener diode ZD4. When the voltage HVcc of the capacitor C4 rises above the operable voltage of the output control circuit 3b, the switching element Q2 starts an on / off operation.

スイッチング素子Q2がオンすると、平滑コンデンサC1→出力コンデンサC2→インダクタL2→スイッチング素子Q2→電流検出抵抗R3の経路で電流が流れて、インダクタL2にエネルギーが蓄積される。電流検出抵抗R3の電圧が目標値に達すると、出力制御回路3bによりスイッチング素子Q2がオフされる。すると、インダクタL2の蓄積エネルギーによる回生電流がダイオードD2を介して出力コンデンサC2に放出される。インダクタL2のエネルギー放出が完了すると、インダクタL2の2次巻線出力の消失を検出して、出力制御回路3bはスイッチング素子Q2を再びオンさせる。以下、同じ動作を繰り返し、出力コンデンサC2が充電される。   When the switching element Q2 is turned on, current flows through the path of the smoothing capacitor C1, the output capacitor C2, the inductor L2, the switching element Q2, and the current detection resistor R3, and energy is accumulated in the inductor L2. When the voltage of the current detection resistor R3 reaches the target value, the switching element Q2 is turned off by the output control circuit 3b. Then, the regenerative current due to the energy stored in the inductor L2 is discharged to the output capacitor C2 via the diode D2. When the energy release of the inductor L2 is completed, the disappearance of the secondary winding output of the inductor L2 is detected, and the output control circuit 3b turns on the switching element Q2 again. Thereafter, the same operation is repeated to charge the output capacitor C2.

出力コンデンサC2の電圧が半導体発光素子4の順方向電圧(上述のn×Vf)に達すると、ダイオードD7を介して半導体発光素子4に主電流が流れて、その後、出力コンデンサC2の電圧は、n×Vf+Vd7にクランプされる。   When the voltage of the output capacitor C2 reaches the forward voltage (n × Vf) of the semiconductor light emitting element 4, a main current flows to the semiconductor light emitting element 4 via the diode D7, and then the voltage of the output capacitor C2 is Clamped to n × Vf + Vd7.

このとき、過電圧保護用のツェナーダイオードZD5は導通しない。ツェナーダイオードZD5のツェナー電圧Vzd5は、上述のn×Vf+Vd7よりも高く設定されている。Vd7はダイオードD7の順電圧である。   At this time, the Zener diode ZD5 for overvoltage protection does not conduct. The Zener voltage Vzd5 of the Zener diode ZD5 is set higher than the above-mentioned n × Vf + Vd7. Vd7 is a forward voltage of the diode D7.

次に、半導体発光素子4が断線した場合の動作について説明する。半導体発光素子4が断線すると、出力コンデンサC2の電圧が上昇するが、過電圧保護用のツェナーダイオードZD5が導通することで、出力コンデンサC2の耐圧を越えるような過電圧は印加されない。ツェナーダイオードZD5に流れる電流は、逆流阻止用のダイオードD7によりブロックされるので、ダイオードD5には流れない。したがって、半導体発光素子4の断線時には、ダイオードD5を介する電流は遮断され、抵抗R23、R24に電流が流れなくなるので、トランジスタTr2はオフとなる。すると、インダクタL1の2次巻線出力からダイオードD3を介して電源コンデンサC3を充電する経路が断たれるので、制御電源電圧Vccが低下し、PFC制御回路3aの動作可能電圧よりも低くなると、PFC制御回路3aは動作を停止する。これにより、力率改善回路としての昇降圧チョッパ回路1bはスイッチング動作を停止する。   Next, an operation when the semiconductor light emitting element 4 is disconnected will be described. When the semiconductor light emitting element 4 is disconnected, the voltage of the output capacitor C2 increases. However, since the Zener diode ZD5 for overvoltage protection is turned on, no overvoltage exceeding the withstand voltage of the output capacitor C2 is applied. Since the current flowing through the Zener diode ZD5 is blocked by the backflow prevention diode D7, it does not flow through the diode D5. Therefore, when the semiconductor light emitting element 4 is disconnected, the current through the diode D5 is cut off and no current flows through the resistors R23 and R24, so that the transistor Tr2 is turned off. Then, since the path for charging the power supply capacitor C3 from the secondary winding output of the inductor L1 through the diode D3 is cut, the control power supply voltage Vcc is lowered and becomes lower than the operable voltage of the PFC control circuit 3a. The PFC control circuit 3a stops operating. Thereby, the step-up / step-down chopper circuit 1b as the power factor correction circuit stops the switching operation.

すると、インダクタL1の二次巻線出力が無くなるので、ダイオードD4を介して電源コンデンサC4を充電できなくなり、その充電電圧である制御電源電圧HVccが出力制御回路3bの動作可能電圧よりも低くなると、出力制御回路3bはスイッチング素子Q2のスイッチング動作を停止させる。これにより、半導体発光素子4の断線時には、力率改善回路としての昇降圧チョッパ回路1bのスイッチング動作が停止し、後続の降圧チョッパ回路2bのスイッチング動作も停止する。   Then, since the secondary winding output of the inductor L1 is lost, the power supply capacitor C4 cannot be charged via the diode D4, and when the control power supply voltage HVcc, which is the charging voltage, becomes lower than the operable voltage of the output control circuit 3b, The output control circuit 3b stops the switching operation of the switching element Q2. Thereby, when the semiconductor light emitting element 4 is disconnected, the switching operation of the step-up / step-down chopper circuit 1b as the power factor correction circuit is stopped, and the switching operation of the subsequent step-down chopper circuit 2b is also stopped.

また、電源投入時に始めから半導体発光素子4が断線している場合には、そもそも電源コンデンサC3の起動電流が流れないので、回路電流は全く流れず、回路は完全に停止状態となる。   Further, when the semiconductor light emitting element 4 is disconnected from the beginning when the power is turned on, since the starting current of the power supply capacitor C3 does not flow in the first place, no circuit current flows, and the circuit is completely stopped.

なお、実施形態4(図5)に例示したように、高電位側の電源コンデンサC4の負極が低電位側の電源コンデンサC3の負極と略同一電位となるタイミングが存在するスイッチング電源装置においては、低電位側の電源コンデンサC3の正極からダイオードD4のアノード・カソード間を介して高電位側の電源コンデンサC4の正極に電流を流す経路を設けておくことで、高電位側の電源コンデンサC4を間欠的に充電することが可能である。同様の考え方で、本実施形態(図6の構成)においても、全波整流器DBから出力される脈流電圧が略ゼロとなるタイミングにおいて、スイッチング素子Q1がオンする期間では、高電位側の電源コンデンサC4の負極が低電位側の電源コンデンサC3の負極と略同一電位となるので、ダイオードD4のアノードをコンデンサC3の正極に接続しておけば、インダクタL1の2次巻線出力を用いなくても、コンデンサC4の充電は可能である。同様に、実施形態3(図4の構成)においても、回生ダイオードD2がオンするタイミングでは、高電位側の電源コンデンサC4の負極が低電位側の電源コンデンサC3の負極と略同一電位となるので、ダイオードD4のアノードをコンデンサC3の正極に接続しておけば、インダクタL2の2次巻線出力を用いなくても、コンデンサC4の充電は可能である。   Note that, as illustrated in the fourth embodiment (FIG. 5), in the switching power supply device in which there is a timing when the negative electrode of the high-potential-side power supply capacitor C4 has substantially the same potential as the negative electrode of the low-potential-side power supply capacitor C3. By providing a path through which a current flows from the positive electrode of the low-potential power supply capacitor C3 to the positive electrode of the high-potential power supply capacitor C4 through the anode and cathode of the diode D4, the high-potential power supply capacitor C4 is intermittently connected. Charging is possible. In the same way of thinking, also in the present embodiment (configuration of FIG. 6), the high-potential-side power supply is supplied during the period when the switching element Q1 is turned on at the timing when the pulsating voltage output from the full-wave rectifier DB becomes substantially zero. Since the negative electrode of the capacitor C4 has substantially the same potential as the negative electrode of the power supply capacitor C3 on the low potential side, if the anode of the diode D4 is connected to the positive electrode of the capacitor C3, the secondary winding output of the inductor L1 can be used. However, the capacitor C4 can be charged. Similarly, also in the third embodiment (configuration of FIG. 4), at the timing when the regenerative diode D2 is turned on, the negative electrode of the high-potential side power supply capacitor C4 has substantially the same potential as the negative electrode of the low-potential side power supply capacitor C3. If the anode of the diode D4 is connected to the positive electrode of the capacitor C3, the capacitor C4 can be charged without using the secondary winding output of the inductor L2.

(実施形態6)
図7は本発明の実施形態6の点灯装置の回路図である。本実施形態では、力率改善回路として、フライバックコンバータ回路1cを用いている。フライバックコンバータ回路1cの構成および動作は周知であり、全波整流器DBの直流出力端にトランスT1の1次巻線とスイッチング素子Q1の直列回路を接続し、トランスT1の2次巻線の両端にダイオードD1を介して平滑コンデンサC1を接続したものである。ダイオードD1の極性は、スイッチング素子Q1のオン時に電流を阻止する方向に接続されている。
(Embodiment 6)
FIG. 7 is a circuit diagram of a lighting device according to Embodiment 6 of the present invention. In the present embodiment, a flyback converter circuit 1c is used as the power factor correction circuit. The configuration and operation of the flyback converter circuit 1c are well known. A series circuit of the primary winding of the transformer T1 and the switching element Q1 is connected to the DC output terminal of the full-wave rectifier DB, and both ends of the secondary winding of the transformer T1. Is connected to a smoothing capacitor C1 through a diode D1. The polarity of the diode D1 is connected in a direction to block current when the switching element Q1 is turned on.

スイッチング素子Q1のオン時には、全波整流器DBとトランスT1の1次巻線を介して交流電源Vsから入力電流が引き込まれる。このとき、ダイオードD1は非導通状態となっているので、トランスT1はインダクタとして機能し、トランスT1にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Q1のオフ時には、トランスT1の蓄積エネルギーがダイオードD1を介して平滑コンデンサC1に放出される。平滑コンデンサC1に得られる直流電圧は入力側とは絶縁されている。平滑コンデンサC1の電圧を抵抗R1,R2で分圧した検出電圧をPFC制御回路3aに伝達するには、フォトカプラPC3を用いると良い。   When the switching element Q1 is turned on, an input current is drawn from the AC power supply Vs via the full-wave rectifier DB and the primary winding of the transformer T1. At this time, since the diode D1 is in a non-conductive state, the transformer T1 functions as an inductor, and energy is stored in the transformer T1. When the switching element Q1 is turned off, the energy stored in the transformer T1 is released to the smoothing capacitor C1 through the diode D1. The DC voltage obtained at the smoothing capacitor C1 is insulated from the input side. In order to transmit the detection voltage obtained by dividing the voltage of the smoothing capacitor C1 by the resistors R1 and R2 to the PFC control circuit 3a, it is preferable to use a photocoupler PC3.

また、電圧検出部6により半導体発光素子4の断線または短絡を検出した場合、その検出信号をフォトカプラPC4を介してPFC制御回路3aに伝達し、力率改善回路の動作を停止または出力を抑制させるように制御する。なお、フォトカプラPC3とPC4はトランスT1の1次側と2次側の絶縁を維持するために用いており、図7では別々の素子を用いているが、兼用しても構わない。例えば、電圧検出部6の出力をフォトカプラPC3に入力すれば、フォトカプラは1個で済む。その他の構成及び動作については既に述べた実施形態と同様である。   Further, when the disconnection or short circuit of the semiconductor light emitting element 4 is detected by the voltage detector 6, the detection signal is transmitted to the PFC control circuit 3a via the photocoupler PC4, and the operation of the power factor correction circuit is stopped or the output is suppressed. To control. Note that the photocouplers PC3 and PC4 are used to maintain insulation between the primary side and the secondary side of the transformer T1, and separate elements are used in FIG. 7, but they may be used together. For example, if the output of the voltage detector 6 is input to the photocoupler PC3, only one photocoupler is required. Other configurations and operations are the same as those of the above-described embodiment.

フライバックコンバータ回路1cのスイッチング素子Q1を制御するPFC制御回路3aは、全波整流器DBから出力される脈流電圧を抵抗R11,R12により分圧して検出し、スイッチング素子Q1に流れるトランスT1の1次巻線電流のピーク値の包絡線が脈流電圧波形と略比例するように制御している。そのために、スイッチング素子Q1のソース電流を抵抗R13により電圧変換して検出し、その検出電圧が脈流電圧と略比例する目標値に達すると、スイッチング素子Q1をオフするように制御している。また、平滑コンデンサC1の充電電圧を抵抗R1,R2により分圧して検出し、フォトカプラPC3を介してPFC制御回路3aに伝達し、平滑コンデンサC1の充電電圧が低い場合には、スイッチング素子Q1のオン時間幅を長くするべく、前記目標値を高く設定し、逆に、平滑コンデンサC1の充電電圧が高い場合には、スイッチング素子Q1のオン時間幅を短くするべく、前記目標値を低く設定する。また、トランスT1に回生電流検出用の補助巻線を設けて、その巻線電圧の有無によりトランスT1から放出される回生電流の消失(ゼロクロス)を検出し、回生電流が無くなった時点でスイッチング素子Q1を再度オンするように制御している。   The PFC control circuit 3a that controls the switching element Q1 of the flyback converter circuit 1c detects the pulsating voltage output from the full-wave rectifier DB by dividing it with the resistors R11 and R12, and detects 1 of the transformer T1 flowing through the switching element Q1. The envelope of the peak value of the next winding current is controlled so as to be substantially proportional to the pulsating voltage waveform. For this purpose, the source current of the switching element Q1 is detected by voltage conversion by the resistor R13, and when the detected voltage reaches a target value that is substantially proportional to the pulsating voltage, the switching element Q1 is controlled to be turned off. Further, the charging voltage of the smoothing capacitor C1 is divided and detected by the resistors R1 and R2, and transmitted to the PFC control circuit 3a via the photocoupler PC3. When the charging voltage of the smoothing capacitor C1 is low, the switching element Q1 In order to increase the ON time width, the target value is set high. Conversely, when the charging voltage of the smoothing capacitor C1 is high, the target value is set low to shorten the ON time width of the switching element Q1. . Further, an auxiliary winding for detecting a regenerative current is provided in the transformer T1, and the disappearance (zero cross) of the regenerative current discharged from the transformer T1 is detected by the presence or absence of the winding voltage, and when the regenerative current disappears, the switching element Control is performed to turn on Q1 again.

PFC制御回路3aの制御電源電圧を得るための構成については図示を省略しているが、例えば、全波整流器DBの出力端から限流抵抗を介して電源コンデンサを充電し、その充電電圧によりPFC制御回路3aの動作が開始した後は、トランスT1の回生電流検出用の巻線から整流用のダイオードを介して前記電源コンデンサを充電するような構成を用いることができる。   Although the illustration of the configuration for obtaining the control power supply voltage of the PFC control circuit 3a is omitted, for example, the power supply capacitor is charged from the output terminal of the full-wave rectifier DB through the current limiting resistor, and the PFC is generated by the charge voltage. After the operation of the control circuit 3a is started, a configuration in which the power supply capacitor is charged from the regenerative current detection winding of the transformer T1 via a rectifying diode can be used.

フライバックコンバータ回路1cは、上述の実施形態5(図6)の昇降圧チョッパ回路1bを入出力絶縁型に改変した回路と考えれば良い。したがって、実施形態5と同様の効果があり、前段の力率改善回路が停止することで、後段の電力変換回路は自動的に動作を停止する。図7の構成では、平滑コンデンサC1の電圧から降圧用の抵抗R10を介して出力制御回路3bの電源コンデンサC4を充電しているから、フライバックコンバータ回路1cが停止して平滑コンデンサC1の電圧が消失すると、電源コンデンサC4の電圧も消失し、出力制御回路3bは自動的に停止する。いずれにせよ、平滑コンデンサC1の電圧が無くなることで、電力変換回路としての降圧チョッパ回路2bは主電源の供給を断たれるから、自動的に動作を停止する。したがって、降圧チョッパ回路2bは自励式であっても良い。   The flyback converter circuit 1c may be considered as a circuit obtained by modifying the step-up / step-down chopper circuit 1b of the fifth embodiment (FIG. 6) to an input / output insulation type. Therefore, there is an effect similar to that of the fifth embodiment. When the power factor correction circuit at the front stage is stopped, the power conversion circuit at the rear stage is automatically stopped. In the configuration of FIG. 7, since the power supply capacitor C4 of the output control circuit 3b is charged from the voltage of the smoothing capacitor C1 through the step-down resistor R10, the flyback converter circuit 1c is stopped and the voltage of the smoothing capacitor C1 is reduced. When it disappears, the voltage of the power supply capacitor C4 also disappears, and the output control circuit 3b automatically stops. In any case, since the voltage of the smoothing capacitor C1 disappears, the step-down chopper circuit 2b as the power conversion circuit is cut off from the main power supply, and automatically stops operating. Therefore, the step-down chopper circuit 2b may be self-excited.

上述の各実施形態では、電源コンデンサC3,C4の電圧を安定化する手段として、ツェナーダイオードZD3,ZD4を用いる場合を例示したが、三端子レギュレータICやIPD(インテリジェント・パワー・デバイス)などの電圧安定化手段を適宜採用しても構わない。
また、上述の各実施形態は適宜組み合わせて実施しても構わない。
In each of the above-described embodiments, the case where the Zener diodes ZD3 and ZD4 are used as the means for stabilizing the voltage of the power supply capacitors C3 and C4 is exemplified. However, the voltage of the three-terminal regulator IC or IPD (intelligent power device) is used. Stabilization means may be employed as appropriate.
Further, the above-described embodiments may be implemented in combination as appropriate.

(実施形態7)
図8は本発明のLED点灯装置を用いた電源別置型LED照明器具の概略構成を示している。この電源別置型LED照明器具では、LEDモジュール40の筐体42とは別のケースに電源ユニット12を内蔵している。こうすることによってLEDモジュール40は薄型化することが可能となり、別置型の電源ユニット12は場所によらず設置可能となる。
(Embodiment 7)
FIG. 8 shows a schematic configuration of an LED lighting fixture with a separate power source using the LED lighting device of the present invention. In this separate power supply type LED lighting apparatus, the power supply unit 12 is built in a case different from the casing 42 of the LED module 40. By doing so, the LED module 40 can be thinned, and the separately mounted power supply unit 12 can be installed regardless of the location.

器具筐体42は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板43で覆われている。この光拡散板43に対向するように、LEDモジュール40が配置されている。41はLED実装基板であり、LEDモジュール40のLED4a〜4dを実装している。器具筐体42は天井20に埋め込まれており、天井裏に配置された電源ユニット12からリード線50とコネクタ5を介して配線されている。   The instrument housing 42 is made of a metal cylinder that is open at the lower end, and the lower end open portion is covered with a light diffusion plate 43. The LED module 40 is disposed so as to face the light diffusion plate 43. Reference numeral 41 denotes an LED mounting board on which the LEDs 4a to 4d of the LED module 40 are mounted. The instrument housing 42 is embedded in the ceiling 20, and is wired from the power supply unit 12 disposed on the back of the ceiling via the lead wire 50 and the connector 5.

電源ユニット12の内部には、上述の力率改善回路1や電力変換回路2、全波整流器DB、フィルタ回路9などが収納されている。LED4a〜4dの直列回路(LEDモジュール40)が上述の半導体発光素子4に対応している。   The power unit 12 houses the power factor correction circuit 1, the power conversion circuit 2, the full-wave rectifier DB, the filter circuit 9, and the like. A series circuit (LED module 40) of the LEDs 4a to 4d corresponds to the semiconductor light emitting element 4 described above.

図8に示す電源別置型のLED照明器具では、LEDモジュール40を収めた器具筐体42と、LED4a〜4dを発光するために出力を与える電源ユニット12とが別に配置されているので、施工に際しては、現場において電源ユニット12を取り付けてから器具筐体42を取り付けて、両者をリード線50とコネクタ5で接続するという作業が必要となる。   In the separate-type LED lighting fixture shown in FIG. 8, the fixture housing 42 in which the LED module 40 is housed and the power supply unit 12 that provides output to emit light from the LEDs 4 a to 4 d are separately arranged. Requires attaching the power supply unit 12 at the site, attaching the instrument housing 42, and connecting them with the lead wire 50 and the connector 5.

コネクタ5の接続不良や接続し忘れ、リード線50の断線等があると、電源ユニット12に内蔵された電力変換回路2は動作を停止し、その前段の力率改善回路1も動作を停止する。   If there is a connection failure or forget to connect the connector 5 or the lead wire 50 is disconnected, the power conversion circuit 2 built in the power supply unit 12 stops its operation, and the power factor improvement circuit 1 in the preceding stage also stops its operation. .

本実施形態では、電源ユニットがLEDモジュールとは別の筐体に収納される電源別置型LED照明器具を例示したが、電源ユニットがLEDモジュールと同じ筐体に収納される電源一体型LED照明器具に本発明の点灯装置を用いても構わない。   In the present embodiment, the power supply unit type LED lighting fixture is illustrated in which the power supply unit is housed in a separate housing from the LED module. However, the power supply integrated LED lighting device in which the power supply unit is housed in the same housing as the LED module is illustrated. Alternatively, the lighting device of the present invention may be used.

また、本発明の点灯装置は、照明器具に限らず、各種の光源、例えば、液晶ディスプレイのバックライトや、複写機、スキャナ、プロジェクタなどの光源として利用しても構わない。   The lighting device of the present invention is not limited to a lighting fixture, and may be used as various light sources, for example, a backlight of a liquid crystal display, a light source of a copying machine, a scanner, a projector, or the like.

上述の各実施形態の説明では、半導体発光素子4として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機EL素子や半導体レーザー素子などであっても良い。   In the description of each embodiment described above, a light emitting diode is exemplified as the semiconductor light emitting element 4, but the present invention is not limited to this, and may be, for example, an organic EL element or a semiconductor laser element.

1 力率改善回路
2 電力変換回路
3a PFC制御回路
4 半導体発光素子
5 出力コネクタ
6 電圧検出回路
7 異常検出回路
8 停止制御回路
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Power factor improvement circuit 2 Power conversion circuit 3a PFC control circuit 4 Semiconductor light emitting element 5 Output connector 6 Voltage detection circuit 7 Abnormality detection circuit 8 Stop control circuit

Claims (4)

交流電源に接続される力率改善回路と、力率改善回路の出力を電力変換して半導体発光素子に電流を供給する電力変換回路と、半導体発光素子の異常を検出する異常検出回路と、異常検出回路により異常が検出されたときに力率改善回路の動作を停止または出力を抑制させる制御回路とを有することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。 A power factor correction circuit connected to an AC power source, a power conversion circuit that converts the output of the power factor correction circuit to power and supplies current to the semiconductor light emitting element, an abnormality detection circuit that detects an abnormality of the semiconductor light emitting element, And a control circuit for stopping the operation of the power factor correction circuit or suppressing the output when an abnormality is detected by the detection circuit. 請求項1において、異常検出回路は半導体発光素子の開放または電力変換回路から半導体発光素子までの配線の開放を異常として検出することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。 2. The lighting device for a semiconductor light emitting element according to claim 1, wherein the abnormality detection circuit detects an opening of the semiconductor light emitting element or an opening of the wiring from the power conversion circuit to the semiconductor light emitting element as an abnormality. 請求項1において、異常検出回路は半導体発光素子の短絡または電力変換回路から半導体発光素子までの配線の短絡を異常として検出することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。 2. The lighting device for a semiconductor light emitting element according to claim 1, wherein the abnormality detection circuit detects a short circuit of the semiconductor light emitting element or a short circuit of the wiring from the power conversion circuit to the semiconductor light emitting element as an abnormality. 請求項1〜3のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具。 The lighting device which comprises the lighting device of the semiconductor light-emitting element in any one of Claims 1-3, and the semiconductor light-emitting element supplied with an electric current from this lighting device.
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