JP2008104275A - Constant current controlled dc-dc converter circuit with function for interrupting no-load oscillation - Google Patents

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宏光 水川
Yoshifumi Kuroki
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To inexpensively achieve a function for interrupting a no-load oscillation which interrupts a switching operation when the load is disconnected and an output is abnormally increased in a constant current controlled flyback DC-DC converter circuit. <P>SOLUTION: When a primary current of a transformer T1 is turned off, an increase in a voltage of an output capacitor C5 is reflected on an increase in a voltage of a capacitor C23 for a control power supply by charging the capacitor C23 for the control power supply in an oscillation control circuit IC1 from a secondary flyback winding n4 through a diode D71, and an overvoltage protection circuit embedded in an integrated circuit for composing the oscillation control circuit IC1 interrupts an oscillation. While the oscillation is interrupted in the oscillation control circuit IC1, an input DC power supply Vdc continuously supplies latching power to the capacitor C23 for the control power supply so as to prevent a protection operation from being released in the overvoltage protection circuit. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、無負荷時発振停止機能付きの定電流制御型DC−DCコンバータ回路に関するものであり、調光信号に応じてLEDモジュールを調光制御する用途などに利用されるものである。   The present invention relates to a constant current control type DC-DC converter circuit having a no-load oscillation stop function, and is used for dimming control of an LED module according to a dimming signal.

図6は位相制御可能なLED点灯装置の回路図である。電源装置1の交流入力端子間には、交流電源4と位相制御式の調光器3の直列回路が接続されている。位相制御式の調光器3は、トライアックのような位相制御素子31と、この位相制御素子31をゼロクロス点から所定の位相角で点弧させる位相制御回路32と、点弧位相角を可変制御する調光操作部33を備えている。位相制御素子31は、半サイクル中の所定の点弧位相角で点弧した後は、その半サイクルが終了するまで、所定の位相角にわたり導通し続ける。本明細書では、半サイクルの開始から位相制御素子31が点弧するまでを点弧位相角と呼び、位相制御素子31が点弧してから半サイクルが終了するまでの導通期間(オン期間)を導通位相角と呼ぶことにする。   FIG. 6 is a circuit diagram of an LED lighting device capable of phase control. A series circuit of an AC power supply 4 and a phase control type dimmer 3 is connected between the AC input terminals of the power supply device 1. The phase control dimmer 3 includes a phase control element 31 such as a triac, a phase control circuit 32 that starts the phase control element 31 at a predetermined phase angle from the zero cross point, and a variable control of the ignition phase angle. A light control operation unit 33 is provided. After firing at a predetermined firing phase angle during a half cycle, the phase control element 31 continues to conduct for a predetermined phase angle until the half cycle ends. In this specification, the period from the start of the half cycle until the phase control element 31 is fired is referred to as the firing phase angle, and the conduction period (on period) from when the phase control element 31 is fired until the half cycle is completed. Is called the conduction phase angle.

電源装置1は位相制御された交流電圧の導通位相角に応じた大きさの直流電流を直流出力端子間に出力する。直流出力端子間には例えばLEDモジュール2が接続されている。LEDモジュール2は複数のLEDを直列接続したモジュールであり、電源装置1から出力される直流電流が位相制御式の調光器3により可変制御されることにより、LEDモジュール2の出力光が調光される。   The power supply device 1 outputs a direct current having a magnitude corresponding to the conduction phase angle of the phase-controlled AC voltage between the DC output terminals. For example, the LED module 2 is connected between the DC output terminals. The LED module 2 is a module in which a plurality of LEDs are connected in series. The direct current output from the power supply device 1 is variably controlled by the phase control type dimmer 3 so that the output light of the LED module 2 is dimmed. Is done.

この位相制御可能なLED点灯装置の従来例として、特許文献1(特開2004−273267号公報)には、交流電源に直列に接続され位相制御調光器によって導通位相角が制御される位相制御素子と、入力端子間に交流電源及び位相制御素子の直列回路が接続され、交流電圧を整流して脈流直流電圧に変換する整流回路と、整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサにより平滑された直流電圧をスイッチング素子でスイッチングすることによって所望の電圧値の直流電圧に降圧する直流電源回路と、直流電源回路の出力を電源として複数のLEDを点灯させるLED点灯回路とを備え、直流電源回路の出力を複数のLEDのオン電圧と略同じ電圧とし、位相制御素子によって位相制御された交流電圧を検出することで位相制御素子のオン期間を検出する検出手段と、検出手段の検出結果をもとに位相制御素子のオフ期間に前記直流電源回路からLED点灯回路への電流供給を遮断する遮断手段とを設けて成るLED点灯装置が開示されている。この特許文献1によれば、前記直流電源回路として、絶縁トランスを用いて構成した1石式のスイッチング電源を用いることが提案されている。   As a conventional example of the LED lighting device capable of phase control, Patent Document 1 (Japanese Patent Laid-Open No. 2004-273267) discloses a phase control in which a conduction phase angle is controlled by a phase control dimmer connected in series to an AC power source. A rectifier circuit that rectifies an AC voltage and converts it into a pulsating DC voltage, a smoothing capacitor that smoothes the output of the rectifier circuit, and a smoothing capacitor A DC power supply circuit that steps down the DC voltage smoothed by the switching element to a DC voltage of a desired voltage value, and an LED lighting circuit that lights a plurality of LEDs using the output of the DC power supply circuit as a power source, By making the output of the DC power supply circuit substantially the same voltage as the ON voltage of the plurality of LEDs, and detecting the AC voltage phase-controlled by the phase control element Detection means for detecting the ON period of the phase control element, and blocking means for cutting off current supply from the DC power supply circuit to the LED lighting circuit during the OFF period of the phase control element based on the detection result of the detection means An LED lighting device is disclosed. According to Patent Document 1, it has been proposed to use a one-stone type switching power source configured using an insulating transformer as the DC power source circuit.

特許文献1のLED点灯装置は、簡単で安価な構成でありながら、位相制御素子の全位相角にわたってLED点灯回路に安定した電圧を供給できるから、位相制御式の調光器を用いてLEDを安定に調光できる利点がある。   Although the LED lighting device of Patent Document 1 has a simple and inexpensive configuration, it can supply a stable voltage to the LED lighting circuit over the entire phase angle of the phase control element, so that the LED is controlled using a phase control type dimmer. There is an advantage that light can be dimmed stably.

しかしながら、特許文献1の技術では、LEDが交流電源の半サイクルごとに点滅しているので、出力光がちらつくという問題がある。また、LED点灯回路に給電するための直流電源回路として、絶縁トランスを用いて構成した1石式のスイッチング電源を用いているが、交流電圧の半サイクルごとにスイッチング電源の出力電流を断続させる必要があるので、出力制御方式としては定電流制御ではなく、定電圧制御を採用しており、したがって、LEDのオン電圧のばらつきに対してランプ電流のばらつきを生じる恐れがあった。   However, the technique of Patent Document 1 has a problem that the output light flickers because the LED blinks every half cycle of the AC power supply. Moreover, as a DC power supply circuit for supplying power to the LED lighting circuit, a one-stone switching power supply configured using an insulating transformer is used, but it is necessary to intermittently output current of the switching power supply every half cycle of AC voltage. Therefore, as the output control method, constant voltage control is adopted instead of constant current control. Therefore, there is a possibility that the lamp current varies with respect to the LED on-voltage variation.

そこで、交流電圧の半サイクルごとに位相制御素子のオン期間を検出し、その検出出力に応じてスイッチング電源を定電流制御すれば、ランプ電流は一定化できるので、出力光のちらつきを防止できると共に、LEDのオン電圧のばらつきに対してもランプ電流を精度良く制御できると考えられる。   Therefore, if the ON period of the phase control element is detected every half cycle of the AC voltage, and the switching power supply is controlled at a constant current according to the detected output, the lamp current can be made constant, so that flickering of the output light can be prevented. It is considered that the lamp current can be controlled with high accuracy even with respect to the variation in the on-voltage of the LED.

LED点灯回路に流れるランプ電流を定電流制御するスイッチング電源の従来例として、特許文献2(特開2004−39288号公報)には、図7(a),(b)に示すような回路が開示されている。この従来例は、高周波でスイッチングされるスイッチング素子Tr1と、前記スイッチング素子Tr1を高周波でON・OFF制御する制御回路5と、前記スイッチング素子Tr1を介して入力直流電源Vdcに接続されたインダクタンス要素L1と、前記スイッチング素子Tr1のOFF時に導通する極性で前記インダクタンス要素L1と直列に接続されたダイオードD10と、このダイオードD10を介して前記インダクタンス要素L1と直流電源Vdcに接続された平滑コンデンサC5と、このコンデンサC5とLEDモジュール2の間に挿入された電流検出抵抗R35を備えており、前記電流検出抵抗R35の検出値が目標値に近づく方向に前記制御回路5による前記スイッチング素子Tr1のONデューティをフィードバック制御するべく、前記制御回路5は、図7(b)に示すように、エラーアンプ(E/A)5aと発振器5bと比較器5cとからなるPWM制御回路となっており、制御回路5の入力端子の電圧が一定となるようにスイッチング素子Tr1を高周波(数十〜数百kHz)でスイッチングしている。   As a conventional example of a switching power supply for controlling a lamp current flowing in an LED lighting circuit at a constant current, Patent Document 2 (Japanese Patent Laid-Open No. 2004-39288) discloses a circuit as shown in FIGS. Has been. This conventional example includes a switching element Tr1 that is switched at a high frequency, a control circuit 5 that controls ON / OFF of the switching element Tr1 at a high frequency, and an inductance element L1 that is connected to an input DC power supply Vdc via the switching element Tr1. A diode D10 connected in series with the inductance element L1 with a polarity that conducts when the switching element Tr1 is OFF, and a smoothing capacitor C5 connected to the inductance element L1 and the DC power source Vdc via the diode D10, A current detection resistor R35 inserted between the capacitor C5 and the LED module 2 is provided, and the ON duty of the switching element Tr1 by the control circuit 5 is set so that the detection value of the current detection resistor R35 approaches the target value. Feedback control As shown in FIG. 7B, the control circuit 5 is a PWM control circuit including an error amplifier (E / A) 5a, an oscillator 5b, and a comparator 5c. The switching element Tr1 is switched at a high frequency (several tens to several hundreds kHz) so that the terminal voltage is constant.

また、無負荷時の出力電圧の上限値を制限するために、制御回路5の入力端子をツェナーダイオードZD6と抵抗R39を介して出力コンデンサC5の高電位側に接続してある。LEDが断線した場合には電流検出抵抗R35に電流が流れないので、ダイオードD11と抵抗R13を介して制御回路5の入力端子にフィードバックされる電流検出信号はゼロとなり、制御回路5は出力を増大させるように、スイッチング素子Tr1のONデューティを大きくする。そのため出力電圧は上昇するが、出力電圧がツェナー電圧以上となるとツェナーダイオードZD6がオンするので、出力電圧は略ツェナー電圧に制限される。   In order to limit the upper limit value of the output voltage at no load, the input terminal of the control circuit 5 is connected to the high potential side of the output capacitor C5 via the Zener diode ZD6 and the resistor R39. When the LED is disconnected, no current flows through the current detection resistor R35, so the current detection signal fed back to the input terminal of the control circuit 5 through the diode D11 and the resistor R13 becomes zero, and the control circuit 5 increases the output. As described above, the ON duty of the switching element Tr1 is increased. Therefore, although the output voltage rises, the Zener diode ZD6 is turned on when the output voltage becomes equal to or higher than the Zener voltage, so that the output voltage is limited to approximately the Zener voltage.

このように特許文献2の技術では、スイッチング電源を用いてLEDに一定電流が流れるように制御することで、LEDの順方向電圧のばらつきによる光出力のばらつきをなくすことが可能であり、また、LEDの断線時に簡単な構成で出力電圧の上昇を所定値以内に制限できる。
特開2004−273267号公報 特開2004−39288号公報
Thus, in the technique of Patent Document 2, it is possible to eliminate variations in light output due to variations in the forward voltage of the LEDs by controlling the constant current to flow through the LEDs using a switching power supply, When the LED is disconnected, the output voltage can be increased within a predetermined value with a simple configuration.
JP 2004-273267 A JP 2004-39288 A

上述の特許文献2では、LEDの断線時に出力電圧を所定値以内に制限できるものの、通常の出力電圧よりは高い無負荷2次電圧が出力された状態が継続することになる。また、スイッチング素子Tr1も無駄にON・OFFを継続することになり、出力コンデンサC5にも通常よりも高い電圧が印加された状態が継続することになる。そこで、このような無負荷状態が一定時間以上継続した場合には、スイッチング電源の動作を停止させて、電力損失を回避するとともに、回路素子へのストレスを低減することが望ましい。   In Patent Document 2 described above, although the output voltage can be limited to a predetermined value when the LED is disconnected, a state in which a no-load secondary voltage higher than the normal output voltage is output continues. In addition, the switching element Tr1 is continuously turned on and off, and the output capacitor C5 is continuously applied with a higher voltage than usual. Therefore, when such a no-load state continues for a certain period of time or longer, it is desirable to stop the operation of the switching power supply to avoid power loss and reduce stress on the circuit elements.

また、特許文献2の技術では、直流電源Vdcとして自動車用の電池を想定していたので、スイッチング回路として昇圧チョッパ回路を用いている。しかしながら、図6のように位相制御された交流電圧を入力電源とする場合には、特許文献1に示されるように、絶縁トランスを用いた降圧型のDC−DCコンバータを採用することが望まれる。その場合、スイッチング素子が絶縁トランスの1次側に配置されることになるので、絶縁トランスの2次側で生じた異常な電圧上昇を1次側に伝達する手段が必要となる。フォトカプラを用いれば、異常信号を伝達できるが、フォトカプラは出力電流の検出値を2次側から1次側に伝達したり、交流電圧の導通位相角の検出値を1次側から2次側に伝達するためにも必要であり、そのうえに、LEDの断線検知のために専用のフォトカプラを設けるのでは装置の構成が複雑となり、製品コストが上昇してしまう。   In the technique of Patent Document 2, since a battery for automobiles is assumed as the DC power supply Vdc, a boost chopper circuit is used as a switching circuit. However, when an AC voltage controlled in phase as shown in FIG. 6 is used as an input power supply, it is desired to employ a step-down DC-DC converter using an insulating transformer, as shown in Patent Document 1. . In that case, since the switching element is disposed on the primary side of the insulating transformer, a means for transmitting an abnormal voltage rise generated on the secondary side of the insulating transformer to the primary side is required. If a photocoupler is used, an abnormal signal can be transmitted. However, the photocoupler transmits the detected value of the output current from the secondary side to the primary side, or the detected value of the conduction phase angle of the AC voltage from the primary side to the secondary side. In addition, providing a dedicated photocoupler for LED disconnection detection complicates the configuration of the device and increases the product cost.

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、フライバック型のDC−DCコンバータに特有の性質を利用することで、コストを上昇させることなく、無負荷時発振停止機能を付加することを課題とする。   The present invention has been made in view of the above-described points, and uses a characteristic unique to a flyback type DC-DC converter to add a no-load oscillation stop function without increasing the cost. This is the issue.

請求項1の発明にあっては、上記の課題を解決するために、図1〜図3に示すように、高周波でスイッチングされるスイッチング素子Q8(図3参照)と、前記スイッチング素子Q8を高周波でON・OFF制御する発振制御回路IC1と、前記スイッチング素子Q8を介して入力直流電源(平滑コンデンサC2)に1次巻線n1,n2を接続されたトランスT1と、前記スイッチング素子Q8のOFF時に導通する極性で前記トランスT1の第1の2次巻線n5と直列に接続された第1のダイオードD1と、第1のダイオードD1を介して前記トランスT1の第1の2次巻線n5に接続された第1のコンデンサC5と、第1のコンデンサC5と直流負荷2の間に挿入される電流検出回路23と、前記電流検出回路23の検出値が目標値に近づく方向に前記発振制御回路IC1による前記スイッチング素子Q8のONデューティを可変制御するフィードバック制御回路22とを備える定電流制御型フライバックDC−DCコンバータ回路において、前記スイッチング素子Q8のOFF時に導通する極性で前記トランスT1の第2の2次巻線n4と直列に接続された第2のダイオードD71と、第2のダイオードD71を介して前記トランスT1の第2の2次巻線n4に接続された第2のコンデンサC23と、第2のコンデンサC23の電圧Vccの異常上昇を検出すると前記発振制御回路IC1の発振動作を停止状態に保持する保護回路(図3のコンパレータ55とラッチ回路56)とを備えることを特徴とするものである。   In order to solve the above-mentioned problem, the invention according to claim 1 includes a switching element Q8 (see FIG. 3) that is switched at a high frequency and a high-frequency switching element Q8 as shown in FIGS. The oscillation control circuit IC1 that performs ON / OFF control at the time, the transformer T1 in which the primary windings n1 and n2 are connected to the input DC power source (smoothing capacitor C2) via the switching element Q8, and the switching element Q8 when the switching element Q8 is OFF A first diode D1 connected in series with the first secondary winding n5 of the transformer T1 with a conducting polarity, and the first secondary winding n5 of the transformer T1 via the first diode D1 The connected first capacitor C5, the current detection circuit 23 inserted between the first capacitor C5 and the DC load 2, and the detection value of the current detection circuit 23 are close to the target value. In a constant current control type flyback DC-DC converter circuit comprising a feedback control circuit 22 that variably controls the ON duty of the switching element Q8 by the oscillation control circuit IC1 in the direction to which the switching element Q8 is turned off The second diode D71 connected in series with the second secondary winding n4 of the transformer T1, and the second secondary winding n4 of the transformer T1 via the second diode D71. The second capacitor C23 and a protection circuit (the comparator 55 and the latch circuit 56 in FIG. 3) for holding the oscillation operation of the oscillation control circuit IC1 in a stopped state when an abnormal increase in the voltage Vcc of the second capacitor C23 is detected. It is characterized by comprising.

請求項2の発明は、請求項1の発明において、第2のコンデンサC23は前記発振制御回路IC1の制御電源供給用の平滑コンデンサであり、前記保護回路は前記発振制御回路IC1を構成する集積回路に内蔵された過電圧保護回路であることを特徴とする。   According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the second capacitor C23 is a smoothing capacitor for supplying control power to the oscillation control circuit IC1, and the protection circuit is an integrated circuit constituting the oscillation control circuit IC1. It is an overvoltage protection circuit built in.

請求項3の発明は、請求項2の発明において、前記発振制御回路IC1を構成する集積回路は、第2のコンデンサC23の電圧が設定電圧VUL未満になると前記過電圧保護回路の保護動作を解除する手段(図3のコンパレータ59)を備え、第2のコンデンサC23は前記発振制御回路IC1の発振停止期間中は前記設定電圧VUL以上となるように入力直流電源(平滑コンデンサC2)から電源供給されることを特徴とする。 The invention according to claim 3, characterized in that in the invention of claim 2, the integrated circuit constituting the oscillation control circuit IC1 is unprotect operation of the overvoltage protection circuit and the voltage of the second capacitor C23 is less than the set voltage V UL Means (comparator 59 in FIG. 3), and the second capacitor C23 is supplied with power from the input DC power supply (smoothing capacitor C2) so as to be equal to or higher than the set voltage VUL during the oscillation stop period of the oscillation control circuit IC1. It is characterized by being.

請求項1の発明によれば、スイッチング素子のOFF時には第1のフライバック巻線の電圧が第1のダイオードを介して第1のコンデンサの電圧にクランプされるというフライバックDC−DCコンバータに特有の性質を利用して、第2のフライバック巻線に得られる電圧を第2のダイオードを介して第2のコンデンサに取り出すことで2次側の異常な電圧上昇を1次側から検出できるようにしたから、簡単な構成で無負荷時発振停止機能を付加することができ、安全で低コストな定電流電源を実現できる。   According to the first aspect of the present invention, the flyback DC-DC converter is characterized in that when the switching element is OFF, the voltage of the first flyback winding is clamped to the voltage of the first capacitor via the first diode. By taking out the voltage obtained at the second flyback winding to the second capacitor through the second diode, the abnormal voltage rise on the secondary side can be detected from the primary side. Therefore, it is possible to add a no-load oscillation stop function with a simple configuration, and to realize a safe and low-cost constant current power supply.

請求項2の発明によれば、制御電源供給用の平滑コンデンサの容量による電圧上昇の遅れを活用して無負荷時発振停止までの時間を設定できるから、ノイズ等により不用意に発振停止機能が作動することを防止できる。   According to the second aspect of the present invention, since the time until the oscillation stops at the time of no load can be set by utilizing the delay of the voltage rise due to the capacity of the smoothing capacitor for supplying the control power, the oscillation stop function is inadvertently caused by noise or the like It can be prevented from operating.

請求項3の発明によれば、無負荷時に発振停止と発振再開を繰り返すことを防止でき、回路素子のストレスを低減できる。   According to the third aspect of the present invention, it is possible to prevent repetition of oscillation stop and oscillation resumption when there is no load, and the stress of the circuit element can be reduced.

本発明の実施形態1の詳細な回路構成を図1〜図3に示す。図1は1次側の回路構成、図2は2次側の回路構成、図3はスイッチング素子と制御回路を内蔵した集積回路IC1(新電元MR1722)の内部構成を示している。   A detailed circuit configuration of the first embodiment of the present invention is shown in FIGS. FIG. 1 shows a circuit configuration on the primary side, FIG. 2 shows a circuit configuration on the secondary side, and FIG. 3 shows an internal configuration of an integrated circuit IC1 (Shindengen MR1722) incorporating a switching element and a control circuit.

図1に示す1次側回路と図2に示す2次側回路は、トランスT1の部分で電磁的に結合されており、フォトカプラPC1,PC2の部分で光学的に結合されており、雑音防止用コンデンサC3,C4の部分で高周波的に結合されている。したがって、1次側グランドラインG1と2次側グランドラインG2は直流的には絶縁されている。フォトカプラPC1は2次側の出力制御回路22から1次側の制御用集積回路IC1にフィードバック制御信号を帰還させるための絶縁素子であり、フォトカプラPC2は1次側の位相検出回路16により検出された導通位相角を2次側の演算回路21に伝達するための絶縁素子である。   The primary side circuit shown in FIG. 1 and the secondary side circuit shown in FIG. 2 are electromagnetically coupled at the transformer T1, and are optically coupled at the photocouplers PC1 and PC2, thereby preventing noise. The capacitors C3 and C4 are coupled at a high frequency. Therefore, the primary side ground line G1 and the secondary side ground line G2 are insulated in terms of direct current. The photocoupler PC1 is an insulating element for feeding back a feedback control signal from the secondary-side output control circuit 22 to the primary-side control integrated circuit IC1, and the photocoupler PC2 is detected by the primary-side phase detection circuit 16 It is an insulating element for transmitting the conducted phase angle to the arithmetic circuit 21 on the secondary side.

1次側回路には入力コネクタCON1を備え、2次側回路には出力コネクタCON2を備えている。入力コネクタCON1には、図6に示すように、交流電源4と位相制御素子31の直列回路が接続され、位相制御された交流電圧が印加される。出力コネクタCON2には、LEDモジュール2のような直流負荷が接続され、位相制御された交流電圧の導通位相角に応じた直流電流が出力される。   The primary side circuit is provided with an input connector CON1, and the secondary side circuit is provided with an output connector CON2. As shown in FIG. 6, a series circuit of an AC power supply 4 and a phase control element 31 is connected to the input connector CON1 and a phase-controlled AC voltage is applied. A direct current load such as the LED module 2 is connected to the output connector CON2, and a direct current corresponding to the conduction phase angle of the phase-controlled alternating voltage is output.

入力コネクタCON1には、フィルタ回路11を介して整流平滑回路12における全波整流器DBの交流入力端子が接続されている。全波整流器DBの直流出力端子には突入電流防止回路13を介して平滑コンデンサC2が接続されている。平滑コンデンサC2には平滑化された直流電圧Vdcが得られる。   An AC input terminal of the full-wave rectifier DB in the rectifying / smoothing circuit 12 is connected to the input connector CON1 through the filter circuit 11. A smoothing capacitor C2 is connected to the DC output terminal of the full-wave rectifier DB via an inrush current prevention circuit 13. A smoothed DC voltage Vdc is obtained at the smoothing capacitor C2.

突入電流防止回路13は、サーミスタPTHとサイリスタQ5の並列回路を備え、電源投入直後はサーミスタPTHを介して平滑コンデンサC2が充電されることにより突入電流が防止される。トランスT1の1次巻線n1,n2の励磁が開始されると、1次巻線n1の電圧によりダイオードD8、抵抗R21,R43,R42を介してコンデンサC17が充電され、サイリスタQ5が導通する。これにより通常動作中にはサーミスタPTHによる電力ロスは生じない。   The inrush current prevention circuit 13 includes a parallel circuit of a thermistor PTH and a thyristor Q5, and immediately after the power is turned on, the inrush current is prevented by charging the smoothing capacitor C2 via the thermistor PTH. When excitation of the primary windings n1 and n2 of the transformer T1 is started, the capacitor C17 is charged via the diode D8 and the resistors R21, R43, and R42 by the voltage of the primary winding n1, and the thyristor Q5 is turned on. As a result, power loss due to the thermistor PTH does not occur during normal operation.

フィルタ回路11はラインフィルタLF1と雑音防止用コンデンサC1を備えると共に、過電圧防止用の非線形抵抗素子ZNR、過電流遮断用のフューズFSを備えている。本回路では、雑音防止用コンデンサC1に流れる進相電流が交流電源4と直列接続された位相制御素子31の消弧を妨げないように、交流電圧のゼロクロス付近で雑音防止用コンデンサC1を抵抗により短絡せしめる位相補正回路17が設けられている。また、位相制御された交流電圧の導通位相角を検出するために位相検出回路16が設けられている。位相補正回路17と位相検出回路16の詳細な構成及び動作については後述する。   The filter circuit 11 includes a line filter LF1 and a noise preventing capacitor C1, and also includes a non-linear resistance element ZNR for preventing overvoltage and a fuse FS for interrupting overcurrent. In this circuit, the noise preventing capacitor C1 is connected by a resistor near the zero cross of the AC voltage so that the phase advance current flowing through the noise preventing capacitor C1 does not hinder the extinction of the phase control element 31 connected in series with the AC power supply 4. A phase correction circuit 17 for short-circuiting is provided. Further, a phase detection circuit 16 is provided for detecting the conduction phase angle of the phase-controlled AC voltage. Detailed configurations and operations of the phase correction circuit 17 and the phase detection circuit 16 will be described later.

平滑コンデンサC2の直流電圧Vdcは、トランスT1と制御用集積回路IC1を用いたDC−DCコンバータにより電圧変換され、2次側回路(図2)の平滑コンデンサC5に直流出力電圧Voutが得られる。このDC−DCコンバータは、平滑コンデンサC2からトランスT1の1次巻線n1,n2に供給される1次電流を高周波で断続し、1次電流が流れている期間にトランスT1に電磁エネルギーを蓄積し、1次電流が遮断されている期間にトランスT1の2次巻線n5に得られる逆起電圧によりダイオードD1を介して平滑コンデンサC5を充電する、いわゆるフライバック型のDC−DCコンバータである。   The DC voltage Vdc of the smoothing capacitor C2 is converted into a voltage by a DC-DC converter using the transformer T1 and the control integrated circuit IC1, and a DC output voltage Vout is obtained at the smoothing capacitor C5 of the secondary circuit (FIG. 2). In this DC-DC converter, the primary current supplied from the smoothing capacitor C2 to the primary windings n1 and n2 of the transformer T1 is intermittent at high frequency, and electromagnetic energy is accumulated in the transformer T1 during the period when the primary current is flowing. And a so-called flyback type DC-DC converter that charges the smoothing capacitor C5 via the diode D1 by the back electromotive voltage obtained in the secondary winding n5 of the transformer T1 during the period when the primary current is cut off. .

以下、フライバック型のDC−DCコンバータの回路構成及び動作について詳述する。平滑コンデンサC2の正極はトランスT1の1次巻線n1,n2を介して集積回路IC1のドレイン端子(5番ピン)に接続されている。集積回路IC1のドレイン端子(5番ピン)とグランド端子(3番ピン)には、図3に示すように、MOSFETよりなるスイッチング素子Q8のドレイン端子とソース端子がそれぞれ接続されている。平滑コンデンサC2の負極は1次側回路のグランドラインG1に接続されている。   Hereinafter, the circuit configuration and operation of the flyback type DC-DC converter will be described in detail. The positive electrode of the smoothing capacitor C2 is connected to the drain terminal (5th pin) of the integrated circuit IC1 through the primary windings n1 and n2 of the transformer T1. As shown in FIG. 3, the drain terminal and the source terminal of the switching element Q8 made of MOSFET are connected to the drain terminal (5th pin) and the ground terminal (3rd pin) of the integrated circuit IC1, respectively. The negative electrode of the smoothing capacitor C2 is connected to the ground line G1 of the primary circuit.

スイッチング素子Q8は集積回路IC1に内蔵された制御回路により高周波でON・OFF駆動される。スイッチング素子Q8がONすると、平滑コンデンサC2の正極からトランスT1の1次巻線n1,n2、スイッチング素子Q8のドレイン端子・ソース端子、1次側グランドラインG1、平滑コンデンサC2の負極の経路で1次電流が流れる。この1次電流は直線的に増加して行き、トランスT1に電磁エネルギーが蓄積される。   The switching element Q8 is ON / OFF driven at a high frequency by a control circuit built in the integrated circuit IC1. When the switching element Q8 is turned ON, the path from the positive electrode of the smoothing capacitor C2 to the primary windings n1 and n2 of the transformer T1, the drain terminal / source terminal of the switching element Q8, the primary side ground line G1, and the negative electrode of the smoothing capacitor C2 Next current flows. The primary current increases linearly, and electromagnetic energy is accumulated in the transformer T1.

スイッチング素子Q8のON幅は集積回路IC1内部のコンパレータ51によりON幅タイマ52の電圧とフィードバック端子(2番ピン)の電圧を比較することにより決定され、コンパレータ51の出力によりラッチ回路53がリセットされると、スイッチング素子Q8はOFFされる。   The ON width of the switching element Q8 is determined by comparing the voltage of the ON width timer 52 with the voltage of the feedback terminal (second pin) by the comparator 51 in the integrated circuit IC1, and the latch circuit 53 is reset by the output of the comparator 51. Then, the switching element Q8 is turned off.

スイッチング素子Q8がOFFすると、トランスT1に蓄積された電磁エネルギーが放出され、2次巻線n5に誘起される逆起電圧によりダイオードD1を介して2次側回路の平滑コンデンサC5が充電される。また、このとき、2次巻線n4に誘起される逆起電圧によりダイオードD71を介して制御用電源電圧Vccを供給するための平滑コンデンサC23が充電される。   When the switching element Q8 is turned OFF, the electromagnetic energy accumulated in the transformer T1 is released, and the smoothing capacitor C5 of the secondary side circuit is charged via the diode D1 by the counter electromotive voltage induced in the secondary winding n5. At this time, the smoothing capacitor C23 for supplying the control power supply voltage Vcc via the diode D71 is charged by the back electromotive voltage induced in the secondary winding n4.

スイッチング素子Q8がOFFしている期間に、トランスT1の2次電流は直線的に減少して行き、トランスT1に蓄積された電磁エネルギーの放出が完了すると、2次巻線n4の誘起電圧が消失する。2次巻線n4の誘起電圧は抵抗R22を介して集積回路IC1のゼロクロス検出端子(1番ピン)に入力されている。同端子とグランド間のコンデンサC22は誤動作防止用のコンデンサである。集積回路IC1のゼロクロス検出端子(1番ピン)には、図3に示すように、ゼロ電流検出回路54が接続されており、トランスT1の2次電流の消失が検出されると、ラッチ回路53をセットして、スイッチング素子Q8を再びONさせる。   During the period when the switching element Q8 is OFF, the secondary current of the transformer T1 decreases linearly, and when the release of the electromagnetic energy accumulated in the transformer T1 is completed, the induced voltage of the secondary winding n4 disappears. To do. The induced voltage of the secondary winding n4 is input to the zero cross detection terminal (first pin) of the integrated circuit IC1 through the resistor R22. A capacitor C22 between the terminal and the ground is a capacitor for preventing malfunction. As shown in FIG. 3, a zero current detection circuit 54 is connected to the zero cross detection terminal (first pin) of the integrated circuit IC1, and when the disappearance of the secondary current of the transformer T1 is detected, the latch circuit 53 is detected. Is set and the switching element Q8 is turned on again.

このように、本回路のDC−DCコンバータは、いわゆる境界モードで動作するので、電力変換効率が高くなる。また、部分共振用のコンデンサC20をドレイン端子(5番ピン)とグランド端子(3番ピン)の間に並列接続し、スイッチング素子Q8のドレイン・ソース間電圧が略ゼロとなるタイミングでスイッチング素子Q8がONするように定数設定しているので、スイッチング損失の低減による高効率化を実現している。   Thus, since the DC-DC converter of this circuit operates in what is called a boundary mode, the power conversion efficiency is increased. Further, a partial resonance capacitor C20 is connected in parallel between the drain terminal (5th pin) and the ground terminal (3rd pin), and the switching element Q8 is switched at a timing when the drain-source voltage of the switching element Q8 becomes substantially zero. Since the constant is set to turn ON, high efficiency is realized by reducing switching loss.

なお、2次巻線n3,n4は2次巻線でありながら1次側回路に接続されているが、本明細書では、トランスT1の1次巻線、2次巻線とはそれぞれ入力巻線、出力巻線のことを意味するものとし、1次側回路、2次側回路というときは入力コネクタCON1側のグランドラインG1に接続されている回路を1次側回路、出力コネクタCON2側のグランドラインG2に接続されている回路を2次側回路と呼ぶことにする。   Although the secondary windings n3 and n4 are secondary windings and are connected to the primary circuit, in this specification, the primary winding and the secondary winding of the transformer T1 are respectively input windings. It means a line and an output winding. When a primary side circuit or a secondary side circuit is used, a circuit connected to the ground line G1 on the input connector CON1 side is connected to the primary side circuit or the output connector CON2 side. A circuit connected to the ground line G2 is referred to as a secondary circuit.

集積回路IC1の電源端子(4番ピン)には、平滑コンデンサC23から制御用電源電圧Vccが供給されている。この平滑コンデンサC23に制御用電源電圧Vccを供給するための制御用電源回路は3種類設けられており、そのうち、第1の制御用電源回路は、上述のダイオードD71を介して2次巻線n4の出力により平滑コンデンサC23を充電する回路である。平滑コンデンサC23は電解コンデンサであり、これに並列接続されたコンデンサC21は、2次巻線n4からダイオードD71を介する高周波電流をバイパスするための小容量のコンデンサである。DC−DCコンバータの出力が大きい時にはトランスT1に蓄積される電磁エネルギーが大きくなるので、2次巻線n4の誘起電圧も高くなる。したがって、負荷であるLEDモジュール2の全点灯時には、第1の制御用電源回路により制御用電源電圧Vccが供給される。   A power supply voltage Vcc for control is supplied from the smoothing capacitor C23 to the power supply terminal (4th pin) of the integrated circuit IC1. Three types of control power supply circuits for supplying the control power supply voltage Vcc to the smoothing capacitor C23 are provided. Of these, the first control power supply circuit is connected to the secondary winding n4 via the diode D71. Is a circuit that charges the smoothing capacitor C23 with the output of. The smoothing capacitor C23 is an electrolytic capacitor, and the capacitor C21 connected in parallel thereto is a small-capacitance capacitor for bypassing the high-frequency current from the secondary winding n4 through the diode D71. When the output of the DC-DC converter is large, the electromagnetic energy accumulated in the transformer T1 increases, so that the induced voltage of the secondary winding n4 also increases. Therefore, the control power supply voltage Vcc is supplied by the first control power supply circuit when the LED module 2 as the load is fully lit.

第2の制御用電源回路14は、2次巻線n3の出力によりダイオードD5、トランジスタQ4、ダイオードD7を介して平滑コンデンサC23を充電する回路である。2次巻線n3のターン数は2次巻線n4よりも多く設定されており、誘起電圧は大きい。また、2次巻線n3に直列接続されたダイオードD5はトランスT1に1次電流が流れている期間に導通する極性となるように接続されており、2次巻線n4がフライバック巻線として機能するのに対して、2次巻線n3はフィードフォワード巻線として機能する。ここで、フライバック巻線である2次巻線n4は、2次側回路の出力電圧Voutを反映した電圧で平滑コンデンサC23を充電するのに対して、フィードフォワード巻線である2次巻線n3は、1次側回路の入力電圧Vdc(平滑コンデンサC2の充電電圧)を反映した電圧で平滑コンデンサC23を充電することができる。したがって、負荷であるLEDモジュール2の調光点灯時に、フライバック巻線である2次巻線n4による平滑コンデンサC23の充電電圧が低下しても、フィードフォワード巻線である2次巻線n3から平滑コンデンサC23を充電することで制御用電源電圧Vccを供給できる。   The second control power supply circuit 14 is a circuit that charges the smoothing capacitor C23 through the diode D5, the transistor Q4, and the diode D7 by the output of the secondary winding n3. The number of turns of the secondary winding n3 is set larger than that of the secondary winding n4, and the induced voltage is large. The diode D5 connected in series to the secondary winding n3 is connected so as to have a polarity that conducts during the period when the primary current flows through the transformer T1, and the secondary winding n4 serves as a flyback winding. In contrast, the secondary winding n3 functions as a feedforward winding. Here, the secondary winding n4 which is a flyback winding charges the smoothing capacitor C23 with a voltage reflecting the output voltage Vout of the secondary side circuit, whereas the secondary winding which is a feedforward winding. n3 can charge the smoothing capacitor C23 with a voltage reflecting the input voltage Vdc (charging voltage of the smoothing capacitor C2) of the primary circuit. Therefore, even if the charging voltage of the smoothing capacitor C23 by the secondary winding n4 that is the flyback winding decreases during dimming of the LED module 2 that is the load, the secondary winding n3 that is the feedforward winding The control power supply voltage Vcc can be supplied by charging the smoothing capacitor C23.

第2の制御用電源回路14は2次巻線n4から制御用電源電圧を確保できる間は2次巻線n3からの制御用電源電圧の供給を遮断する遮断回路を備えている。この遮断回路は、トランジスタQ4とツェナーダイオードZD1とバイアス抵抗R9を含んで構成されており、ダイオードD71を介して2次巻線n4から充電される平滑コンデンサC23の電圧VccがツェナーダイオードZD1のツェナー電圧よりも高いときにはトランジスタQ4のベース・エミッタ間が逆バイアスされることによりトランジスタQ4が遮断状態となり、第2の制御用電源回路14による平滑コンデンサC23の充電は阻止される。一方、平滑コンデンサC23の電圧VccがツェナーダイオードZD1のツェナー電圧よりも低くなり、トランジスタQ4のベース・エミッタ間とダイオードD7が順バイアスされると、トランジスタQ4は導通状態となり、2次巻線n3からダイオードD5、トランジスタQ4、ダイオードD7を介して平滑コンデンサC23が充電される。なお、コンデンサC29は2次巻線n3からダイオードD5を介する高周波電流をバイパスするための小容量のコンデンサである。   The second control power supply circuit 14 includes a cutoff circuit that cuts off the supply of the control power supply voltage from the secondary winding n3 while the control power supply voltage can be secured from the secondary winding n4. This cutoff circuit includes a transistor Q4, a Zener diode ZD1, and a bias resistor R9. The voltage Vcc of the smoothing capacitor C23 charged from the secondary winding n4 via the diode D71 is the Zener voltage of the Zener diode ZD1. When the voltage is higher, the base Q-emitter of the transistor Q4 is reverse-biased so that the transistor Q4 is cut off, and charging of the smoothing capacitor C23 by the second control power supply circuit 14 is prevented. On the other hand, when the voltage Vcc of the smoothing capacitor C23 becomes lower than the Zener voltage of the Zener diode ZD1 and the base-emitter of the transistor Q4 and the diode D7 are forward-biased, the transistor Q4 becomes conductive, and from the secondary winding n3. The smoothing capacitor C23 is charged through the diode D5, the transistor Q4, and the diode D7. The capacitor C29 is a small-capacitance capacitor for bypassing the high-frequency current from the secondary winding n3 via the diode D5.

このように、負荷であるLEDモジュール2の調光点灯時には、第2の制御用電源回路14により制御用電源電圧が供給されるものであるが、さらに調光が深くなり、位相制御された交流電圧の導通位相角が狭くなると、平滑コンデンサC2の直流電圧Vdcが低下して行く。そうなると、フィードフォワード巻線である2次巻線n3は1次側回路の入力電圧Vdcを反映した電圧により平滑コンデンサC23を充電するので、第2の制御用電源回路14でも制御用電源電圧Vccを十分に供給できない場合がある。   As described above, when the LED module 2 as a load is dimmed, the control power supply voltage is supplied from the second control power supply circuit 14, but the dimming becomes deeper and the phase-controlled alternating current is supplied. As the voltage conduction phase angle becomes narrower, the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor C2 decreases. Then, the secondary winding n3, which is a feedforward winding, charges the smoothing capacitor C23 with a voltage reflecting the input voltage Vdc of the primary circuit, so that the control power supply voltage Vcc is also applied to the second control power supply circuit 14. There may be cases where sufficient supply is not possible.

そこで、本回路では、整流平滑回路12の直流出力端から制御用電源電圧を供給する第3の制御用電源回路15を設けている。この第3の制御用電源回路15は、フィードフォワード巻線である2次巻線n3から制御用電源電圧を確保できる間は、整流平滑回路12の直流出力端からの制御用電源電圧の供給を遮断する遮断回路を備えている。この遮断回路は、トランジスタQ10とツェナーダイオードZD4とバイアス抵抗R44,R52を含んで構成されており、ツェナーダイオードZD4のツェナー電圧は、第2の制御用電源回路14のツェナーダイオードZD1のツェナー電圧よりも低く設定されている。第2の制御用電源回路14から制御用電源電圧Vccが供給されている期間中は、トランジスタQ10のベース・エミッタ間が逆バイアスされることによりトランジスタQ10が遮断状態となり、第3の制御用電源回路15による平滑コンデンサC23の充電は阻止される。一方、平滑コンデンサC23の電圧VccがツェナーダイオードZD4のツェナー電圧よりも低くなり、トランジスタQ10のベース・エミッタ間とダイオードD2が順バイアスされると、トランジスタQ10は不飽和の導通状態となり、整流平滑回路12の平滑コンデンサC2からトランジスタQ10のコレクタ・エミッタ間抵抗を介して平滑コンデンサC23が充電される。位相制御された交流電圧の導通位相角が変化すると、整流平滑回路12の平滑コンデンサC2の直流電圧Vdcは大きく変動するが、トランジスタQ10のコレクタ・エミッタ間抵抗により直流電圧Vdcと制御用電源電圧Vccとの電圧差が吸収されることにより、ツェナーダイオードZD4のツェナー電圧を基準として安定化された制御用電源電圧Vccが供給される。   Therefore, in this circuit, a third control power supply circuit 15 that supplies a control power supply voltage from the DC output terminal of the rectifying and smoothing circuit 12 is provided. The third control power supply circuit 15 supplies the control power supply voltage from the DC output terminal of the rectifying and smoothing circuit 12 while the control power supply voltage can be secured from the secondary winding n3 that is the feedforward winding. It has a cut-off circuit to cut off. The cutoff circuit includes a transistor Q10, a Zener diode ZD4, and bias resistors R44 and R52. The Zener voltage of the Zener diode ZD4 is higher than the Zener voltage of the Zener diode ZD1 of the second control power supply circuit 14. It is set low. During the period when the control power supply voltage Vcc is supplied from the second control power supply circuit 14, the base Q and the emitter of the transistor Q10 are reverse-biased so that the transistor Q10 is cut off, and the third control power supply The smoothing capacitor C23 is prevented from being charged by the circuit 15. On the other hand, when the voltage Vcc of the smoothing capacitor C23 becomes lower than the Zener voltage of the Zener diode ZD4 and the base-emitter of the transistor Q10 and the diode D2 are forward-biased, the transistor Q10 becomes an unsaturated conductive state, and the rectifying and smoothing circuit The smoothing capacitor C23 is charged from the 12 smoothing capacitors C2 through the collector-emitter resistance of the transistor Q10. When the conduction phase angle of the phase-controlled AC voltage changes, the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor C2 of the rectifying and smoothing circuit 12 varies greatly, but the DC voltage Vdc and the control power supply voltage Vcc are controlled by the collector-emitter resistance of the transistor Q10. Is absorbed, the control power supply voltage Vcc stabilized with reference to the Zener voltage of the Zener diode ZD4 is supplied.

なお、第3の制御用電源回路15は電源投入直後の動作開始時に制御用集積回路IC1に初期電源電圧を供給するためにも用いられる。すなわち、制御用集積回路IC1が動作を開始する前は、トランスT1に入力電流が流れていないので、第1の制御用電源回路(ダイオードD71)や第2の制御用電源回路14は制御用電源電圧Vccを供給できない。この場合、第3の制御用電源回路15が初期電源電圧を供給することにより制御用集積回路IC1が発振動作を開始し、トランスT1に入力電流が流れることにより第2の制御用電源回路14が電源供給を開始する。これにより、第3の制御用電源回路15が遮断状態となり、さらに第1の制御用電源回路(ダイオードD71)が電源供給を開始すると、第2の制御用電源回路14が遮断状態となる。   The third control power supply circuit 15 is also used to supply an initial power supply voltage to the control integrated circuit IC1 at the start of operation immediately after power-on. That is, before the operation of the control integrated circuit IC1, the input current does not flow through the transformer T1, and therefore the first control power supply circuit (diode D71) and the second control power supply circuit 14 are used as the control power supply. The voltage Vcc cannot be supplied. In this case, when the third control power supply circuit 15 supplies the initial power supply voltage, the control integrated circuit IC1 starts oscillating operation, and when the input current flows through the transformer T1, the second control power supply circuit 14 Start power supply. As a result, when the third control power supply circuit 15 is cut off, and when the first control power supply circuit (diode D71) starts supplying power, the second control power supply circuit 14 is cut off.

また、第3の制御用電源回路15は、無負荷検出による保護動作後に制御用集積回路IC1を動作停止状態に保持しておくためのラッチ用電源としても用いられる。この無負荷検出による保護動作については、後述の定電流制御と関連して後述することとし、定電流制御のもとになる位相制御された交流電圧の導通位相角の検出について先に説明する。   The third control power supply circuit 15 is also used as a latch power supply for holding the control integrated circuit IC1 in the operation stop state after the protective operation by no-load detection. The protection operation by this no-load detection will be described later in connection with the constant current control described later, and the detection of the conduction phase angle of the phase-controlled AC voltage that is the basis of the constant current control will be described first.

図4は位相検出回路16の動作説明のための波形図であり、(a)は入力コネクタCON1に供給される位相制御された交流電圧の波形、(b)は位相検出回路16の検出電圧Voの波形である。図中、t1〜t4のサイクルでは、位相制御素子31の導通開始タイミングが早く、導通している期間が長い。一方、t4〜t7のサイクルでは、位相制御素子31の導通開始タイミングが遅く、導通している期間が短い。ここで、導通している期間(t2〜t3、t5〜t6)の占める位相角を上述のように導通位相角と呼ぶことにすると、導通位相角が大きいほど負荷電流が大きくなるように制御されるものとする。   4A and 4B are waveform diagrams for explaining the operation of the phase detection circuit 16. FIG. 4A is a waveform of a phase-controlled AC voltage supplied to the input connector CON1, and FIG. 4B is a detection voltage Vo of the phase detection circuit 16. It is a waveform. In the figure, in the cycle from t1 to t4, the conduction start timing of the phase control element 31 is early, and the conduction period is long. On the other hand, in the cycle from t4 to t7, the conduction start timing of the phase control element 31 is late and the conduction period is short. Here, if the phase angle occupied by the conducting period (t2 to t3, t5 to t6) is referred to as the conducting phase angle as described above, the load current is controlled to increase as the conducting phase angle increases. Shall.

この位相検出回路16は、位相制御された交流電圧の一方の半波について導通位相角を検出しており、他方の半波については導通位相角を検出しない。これは、位相検出回路16の後段にマイクロコンピュータIC4を含む高精度な演算回路21(図2参照)を配置したことと関連しており、この前提において、正負両方の半波についてそれぞれ導通位相角を検出すると、光出力が交流電圧の半波ごとに細かく変動して、特に低出力時において、光出力のちらつきを生じさせる原因となっていた。このようにマイクロコンピュータIC4を含む高精度な演算回路21を用いると、光出力を最大出力に対して5〜100%の範囲で例えば256段階に調節することが可能となる。ところが、特に光出力が低い領域では、1段階の調光レベルの相違でも人間の目に知覚されやすく、導通位相角の検出値が正負の半サイクルごとに変動すると、交流電圧の半周期ごとに光出力がちらつくことになる。   The phase detection circuit 16 detects the conduction phase angle for one half wave of the phase-controlled AC voltage and does not detect the conduction phase angle for the other half wave. This is related to the fact that a high-precision arithmetic circuit 21 (see FIG. 2) including the microcomputer IC4 is arranged at the subsequent stage of the phase detection circuit 16. Under this assumption, the conduction phase angle for both positive and negative half-waves. Is detected, the light output fluctuates finely every half wave of the AC voltage, causing flickering of the light output, particularly at low output. As described above, when the high-precision arithmetic circuit 21 including the microcomputer IC4 is used, the optical output can be adjusted to, for example, 256 steps within a range of 5 to 100% with respect to the maximum output. However, especially in the region where the light output is low, even if there is a difference in the dimming level in one step, it is easily perceived by the human eye, and if the detected value of the conduction phase angle fluctuates every positive and negative half cycles, The light output will flicker.

本来ならば、位相制御された交流電圧の導通位相角は正負の各半サイクルについて均等となるように制御されるはずであるが、位相制御回路32の電気特性や位相制御素子31の感度の問題で正負の導通位相角が厳密には一致しない場合がある。もちろんマイクロコンピュータIC4の平均化処理により複数回の検出値を平均化することも考えられるが、それでは調光操作により導通位相角が変更されたときにも平均化されることになり、制御の遅れを生じさせる恐れがある。そこで、本回路では、位相制御された交流電圧の一方の半波について導通位相角を検出し、他方の半波については同じ導通位相角であるものとして、次に導通位相角が検出されるまでマイクロコンピュータIC4が同じ検出値を保持し続けるように制御することで、光出力のちらつきを防止している。   Originally, the conduction phase angle of the phase-controlled AC voltage should be controlled to be equal for each positive and negative half cycle. However, there are problems with the electrical characteristics of the phase control circuit 32 and the sensitivity of the phase control element 31. In some cases, the positive and negative conduction phase angles do not exactly match. Of course, it is conceivable to average the detected values a plurality of times by the averaging process of the microcomputer IC4. However, in this case, the averaging is performed even when the conduction phase angle is changed by the dimming operation. There is a risk of causing. Therefore, in this circuit, the conduction phase angle is detected for one half wave of the phase-controlled AC voltage, and the same conduction phase angle is detected for the other half wave until the next conduction phase angle is detected. By controlling the microcomputer IC 4 to keep the same detection value, the flickering of the light output is prevented.

位相検出回路16は導通位相角を高精度に検出するために、電圧検出精度の高いリセット用IC(ローム製BD4943G)よりなる電圧検出回路IC5を用いている。この電圧検出回路IC5は、電圧入力端子VDD(2番ピン)とグランド端子(3番ピン)の間に印加される電圧が基準電圧以上になると、出力端子Vo(1番ピン)がHレベルとなり、基準電圧未満になると、出力端子Vo(1番ピン)がLレベルとなるように動作する。   In order to detect the conduction phase angle with high accuracy, the phase detection circuit 16 uses a voltage detection circuit IC5 made of a reset IC (Rohm BD4943G) with high voltage detection accuracy. In the voltage detection circuit IC5, when the voltage applied between the voltage input terminal VDD (No. 2 pin) and the ground terminal (No. 3 pin) exceeds the reference voltage, the output terminal Vo (No. 1 pin) becomes H level. When the voltage is lower than the reference voltage, the output terminal Vo (the 1st pin) operates so as to become L level.

全波整流器DBの一方の交流入力端子には、ダイオードD9のアノードが接続されており、ダイオードD9のカソードには抵抗R15、R18、R19の直列回路よりなる抵抗分圧回路が接続され、この抵抗分圧回路は1次側回路のグランドラインG1を介して全波整流器DBの負極側の直流出力端子に接続されている。抵抗R19には過電圧防止用のツェナーダイオードZD2と雑音防止用のコンデンサC11が並列接続されている。ダイオードD9の順方向の極性に交流電圧が印加されると、抵抗R19に入力交流電圧を分圧した電圧が印加され、電圧検出回路IC5の基準電圧以上の期間では、出力端子VoがHレベルとなり、MOSFETよりなるスイッチング素子Q2がONとなる。この期間にのみ、制御用電源電圧VccからフォトカプラPC2の発光素子、抵抗R33、スイッチング素子Q2を介して電流が流れて、フォトカプラPC2の受光素子が導通する。したがって、2次側回路に導通位相角に応じたパルス幅の矩形波信号を伝達することができる。   One AC input terminal of the full-wave rectifier DB is connected to the anode of a diode D9, and the cathode of the diode D9 is connected to a resistance voltage dividing circuit composed of a series circuit of resistors R15, R18, and R19. The voltage dividing circuit is connected to the DC output terminal on the negative side of the full-wave rectifier DB via the ground line G1 of the primary circuit. A zener diode ZD2 for preventing overvoltage and a capacitor C11 for preventing noise are connected in parallel to the resistor R19. When an AC voltage is applied to the forward polarity of the diode D9, a voltage obtained by dividing the input AC voltage is applied to the resistor R19, and the output terminal Vo becomes H level in a period longer than the reference voltage of the voltage detection circuit IC5. The switching element Q2 made of MOSFET is turned on. Only during this period, a current flows from the control power supply voltage Vcc through the light emitting element of the photocoupler PC2, the resistor R33, and the switching element Q2, and the light receiving element of the photocoupler PC2 becomes conductive. Therefore, a rectangular wave signal having a pulse width corresponding to the conduction phase angle can be transmitted to the secondary side circuit.

次に、2次側回路では、フォトカプラPC2の受光素子と抵抗R53の直列回路を2次側の制御用電源電圧Vddと2次側のグランドラインG2の間に接続している。フォトカプラPC2の受光素子と抵抗R53の接続点は、演算回路21を構成するマイクロコンピュータIC4(NEC製μPD78F9212)の入力ポートである端子TIO10(16番ピン)に接続されている。フォトカプラPC2の受光素子が導通している間、マイクロコンピュータIC4の端子TIO10はLレベルとなるので、このLレベルである時間を計測することにより導通位相角を計測することができる。このマイクロコンピュータIC4は、計測された導通位相角に応じて、LEDモジュール2への出力電流を決定するメモリテーブルを有しており、メモリテーブルから読み出された出力電流の設定値を出力制御回路22に与えるべく、端子TOH1(1番ピン)にPWM信号を出力する。このPWM信号は例えば1kHz程度の矩形波電圧信号であり、出力制御回路22のスイッチング素子Q6を出力電流の設定値に応じたデューティ比でON・OFFさせることで、コンデンサC18を充放電し、コンデンサC18のアナログ電位として出力電流の目標値を与えるものである。なお、マイクロコンピュータIC4の電源端子(5番ピン)とグランド端子(4番ピン)の間には、2次側の制御用電源電圧Vddが供給されている。   Next, in the secondary side circuit, a series circuit of the light receiving element of the photocoupler PC2 and the resistor R53 is connected between the control power supply voltage Vdd on the secondary side and the ground line G2 on the secondary side. A connection point between the light receiving element of the photocoupler PC2 and the resistor R53 is connected to a terminal TIO10 (16th pin) which is an input port of the microcomputer IC4 (NEC µPD78F9212) constituting the arithmetic circuit 21. Since the terminal TIO10 of the microcomputer IC4 is at the L level while the light receiving element of the photocoupler PC2 is conducting, the conduction phase angle can be measured by measuring the time at the L level. The microcomputer IC4 has a memory table that determines an output current to the LED module 2 according to the measured conduction phase angle, and outputs a set value of the output current read from the memory table to an output control circuit. The PWM signal is output to the terminal TOH1 (the 1st pin) to be supplied to the terminal 22. This PWM signal is a rectangular wave voltage signal of about 1 kHz, for example, and the capacitor C18 is charged / discharged by turning on / off the switching element Q6 of the output control circuit 22 with a duty ratio corresponding to the set value of the output current. A target value of output current is given as an analog potential of C18. A secondary control power supply voltage Vdd is supplied between the power supply terminal (5th pin) and the ground terminal (4th pin) of the microcomputer IC4.

出力制御回路22は、定電流制御用の集積回路IC3(新日本無線NJM2146)を備えている。集積回路IC3の電源端子(8番ピン)とグランド端子(4番ピン)の間には、2次側の制御用電源電圧Vddが供給されている。この集積回路IC3は、2−3番ピン間と5−6番ピン間をそれぞれ差動入力とする2個のオペアンプを内蔵しており、前者に電流検出回路23の検出値を与えて定電流制御すると共に、後者に電圧検出回路24の検出値を与えて過電圧検出している。集積回路IC3は内部に基準電圧発生回路を備え、7番ピンから基準電圧が出力されており、スイッチング素子Q6がOFFのときには抵抗R4、R56を介してコンデンサC18が充電される。スイッチング素子Q6がONのときには、抵抗R23,R11の直列回路と抵抗R56の並列回路によりコンデンサC18が放電される。この時定数回路により、集積回路IC3の入力端子(2番ピン)には定電流制御の目標値が入力される。   The output control circuit 22 includes an integrated circuit IC3 (New Japan Radio NJM2146) for constant current control. A secondary-side control power supply voltage Vdd is supplied between the power supply terminal (8th pin) and the ground terminal (4th pin) of the integrated circuit IC3. This integrated circuit IC3 includes two operational amplifiers having differential inputs between the 2-3rd pin and the 5-6th pin, respectively, and gives the detection value of the current detection circuit 23 to the former to provide a constant current. While controlling, the detection value of the voltage detection circuit 24 is given to the latter, and the overvoltage is detected. The integrated circuit IC3 includes a reference voltage generation circuit therein, and a reference voltage is output from the 7th pin. When the switching element Q6 is OFF, the capacitor C18 is charged via the resistors R4 and R56. When the switching element Q6 is ON, the capacitor C18 is discharged by the series circuit of the resistors R23 and R11 and the parallel circuit of the resistor R56. With this time constant circuit, a target value for constant current control is input to the input terminal (second pin) of the integrated circuit IC3.

集積回路IC3に内蔵された2個のオペアンプのうち、定電流制御用のオペアンプの一対の入力端子は2番ピンと3番ピン、出力端子は1番ピンに接続されている。集積回路IC3の入力端子(3番ピン)には、入力抵抗R13を介して電流検出回路23の検出値が入力されており、集積回路IC3の出力端子(1番ピン)との間には帰還インピーダンスとして抵抗R6とコンデンサC27の直列回路が接続されている。電流検出回路23は出力コネクタCON2とグランドラインG2の間に直列に挿入された電流検出抵抗R35であり、平滑コンデンサC5から出力コネクタCON2を介して外部のLEDモジュール2に出力される電流に応じた電圧を生成する。   Of the two operational amplifiers built in the integrated circuit IC3, the pair of input terminals of the operational amplifier for constant current control are connected to the 2nd and 3rd pins, and the output terminal is connected to the 1st pin. The detection value of the current detection circuit 23 is input to the input terminal (third pin) of the integrated circuit IC3 via the input resistor R13, and feedback is provided to the output terminal (first pin) of the integrated circuit IC3. A series circuit of a resistor R6 and a capacitor C27 is connected as an impedance. The current detection circuit 23 is a current detection resistor R35 inserted in series between the output connector CON2 and the ground line G2, and corresponds to the current output from the smoothing capacitor C5 to the external LED module 2 via the output connector CON2. Generate voltage.

なお、電圧検出回路24は抵抗R39,R40,R41の直列回路よりなる分圧回路を備え、分圧された電圧は集積回路IC3の5−6番ピン間のオペアンプにより7番ピンの基準電圧と比較され、出力電圧Voutが過大になると出力を抑制する方向に制御される。電圧検出回路24の分圧比はトランジスタQ7により切換可能であり、演算回路21のマイクロコンピュータIC4の出力ポート(14番ピン)によりトランジスタQ7をON状態またはOFF状態に切り換えることで、出力電圧Voutの設定を変更可能となっている。   The voltage detection circuit 24 includes a voltage dividing circuit composed of a series circuit of resistors R39, R40, and R41, and the divided voltage is compared with the reference voltage at the 7th pin by an operational amplifier between the 5th and 6th pins of the integrated circuit IC3. When the output voltage Vout becomes excessive, the output is controlled to be suppressed. The voltage dividing ratio of the voltage detection circuit 24 can be switched by the transistor Q7, and the output voltage Vout is set by switching the transistor Q7 to the ON state or the OFF state by the output port (14th pin) of the microcomputer IC4 of the arithmetic circuit 21. Can be changed.

集積回路IC3の2−3番ピン間のオペアンプは、コンデンサC18に設定される定電流制御の目標値と電流検出回路23の検出値とが一致する方向に集積回路IC3の出力端子(1番ピン)の電位を可変制御する。これにより、集積回路IC3の出力端子(1番ピン)の電位に応じて、2次側回路の制御用電源電圧Vddから抵抗R17を介してフォトカプラPC1の発光素子に電流が流れて、その電流値に応じてフォトカプラPC1の受光素子の抵抗値が変化する。   The operational amplifier between the 2nd and 3rd pins of the integrated circuit IC3 is connected to the output terminal (1st pin) of the integrated circuit IC3 in the direction in which the target value of constant current control set in the capacitor C18 and the detection value of the current detection circuit 23 match. ) Is variably controlled. As a result, a current flows from the control power supply voltage Vdd of the secondary circuit to the light emitting element of the photocoupler PC1 via the resistor R17 in accordance with the potential of the output terminal (first pin) of the integrated circuit IC3. The resistance value of the light receiving element of the photocoupler PC1 changes according to the value.

1次側回路では、フォトカプラPC1の受光素子は制御用集積回路IC1のフィードバック端子(2番ピン)に接続されており、図3に示すように、内蔵の定電流源から2番ピンを介して電流が流出することにより、抵抗R29、コンデンサC24、フォトカプラPC1の受光素子の並列回路には制御目標となる電圧値が生成される。この電圧値に応じて制御用集積回路IC1はスイッチング素子Q8のON幅を可変制御する。これにより、電流検出回路23により検出される出力電流が交流電圧の導通位相角に応じて決定される一定電流となるように制御されるものである。   In the primary circuit, the light receiving element of the photocoupler PC1 is connected to the feedback terminal (No. 2 pin) of the control integrated circuit IC1, and as shown in FIG. 3, the built-in constant current source passes through the No. 2 pin. As a result, a voltage value as a control target is generated in the parallel circuit of the resistor R29, the capacitor C24, and the light receiving element of the photocoupler PC1. In accordance with this voltage value, the control integrated circuit IC1 variably controls the ON width of the switching element Q8. Thus, the output current detected by the current detection circuit 23 is controlled to be a constant current determined according to the conduction phase angle of the AC voltage.

ところで、出力コネクタCON2の接触不良や配線の断線によりLEDモジュール2が外れることがある。また、LEDモジュール2は複数個のLEDの直列回路を内蔵しているので、いずれかのLEDが故障してリード線の断線等が生じることがある。すると、電流検出回路23の検出値はゼロとなるが、出力電流を目標値に収束せしめるように制御しているので、制御用集積回路IC1は内蔵のスイッチング素子Q8のON幅を増大させる方向に制御され、DC−DCコンバータの出力コンデンサである平滑コンデンサC5の電圧は異常昇圧することになる。   By the way, the LED module 2 may come off due to poor contact of the output connector CON2 or disconnection of wiring. Further, since the LED module 2 has a built-in series circuit of a plurality of LEDs, one of the LEDs may break down and a lead wire may be disconnected. Then, the detection value of the current detection circuit 23 becomes zero, but since the output current is controlled to converge to the target value, the control integrated circuit IC1 tends to increase the ON width of the built-in switching element Q8. The voltage of the smoothing capacitor C5, which is controlled and is the output capacitor of the DC-DC converter, is abnormally boosted.

このような無負荷状態による異常昇圧状態が継続することを防止するために、本回路では、制御用集積回路IC1の過電圧保護回路を利用している。上述のように、制御用集積回路IC1は、フライバック巻線である2次巻線n4から制御用電源電圧Vccを供給されているので、2次側回路の出力コンデンサである平滑コンデンサC5の電圧が異常昇圧するようなことがあれば、その電圧上昇を反映して、2次巻線n4の電圧も上昇することになり、結果的に、制御用電源電圧Vccが上昇する。図3に示すように、集積回路IC1に内蔵された過電圧保護回路のコンパレータ55は4番ピンの制御用電源電圧Vccと過電圧保護用の基準電圧VOVP とを比較しており、制御用電源電圧Vccが過電圧保護用の基準電圧VOVP を越えると、コンパレータ55の出力がHレベルとなる。これにより、ORゲートを介してラッチ回路56がセットされ、そのQ出力を反転回路57により反転した信号によりゲート58を閉じることによりスイッチング素子Q8をOFF状態に保持することができる。 In order to prevent the abnormal boosting state due to such a no-load state from continuing, this circuit uses the overvoltage protection circuit of the control integrated circuit IC1. As described above, since the control integrated circuit IC1 is supplied with the control power supply voltage Vcc from the secondary winding n4 that is a flyback winding, the voltage of the smoothing capacitor C5 that is the output capacitor of the secondary side circuit. If the voltage rises abnormally, the voltage of the secondary winding n4 also rises reflecting the voltage rise, and as a result, the control power supply voltage Vcc rises. As shown in FIG. 3, the comparator 55 of the overvoltage protection circuit built in the integrated circuit IC1 compares the control power supply voltage Vcc of the 4th pin with the reference voltage V OVP for overvoltage protection. When Vcc exceeds the reference voltage V OVP for overvoltage protection, the output of the comparator 55 becomes H level. Thereby, the latch circuit 56 is set through the OR gate, and the switching element Q8 can be held in the OFF state by closing the gate 58 with a signal obtained by inverting the Q output by the inverting circuit 57.

ラッチ解除用のコンパレータ59は制御用電源電圧Vccと基準電圧VULを比較しており、制御用電源電圧Vccが基準電圧VUL以下になると、コンパレータ59の出力がHレベルとなり、ラッチ回路56がリセットされ、過電圧保護のラッチが解除される。 The comparator 59 for releasing the latch compares the control power supply voltage Vcc and the reference voltage VUL . When the control power supply voltage Vcc becomes lower than the reference voltage VUL , the output of the comparator 59 becomes H level, and the latch circuit 56 It is reset and the overvoltage protection latch is released.

本回路では、過電圧保護回路によりラッチ回路56がセットされた後、制御用電源電圧Vccが基準電圧VULよりも高く保持されるように、第3の制御用電源回路15のツェナーダイオードZD4のツェナー電圧を設定している。すなわち、過電圧保護回路によりラッチ回路56がセットされて、DC−DCコンバータの発振が停止されると、第1の制御用電源回路(ダイオードD71)と第2の制御用電源回路14による電源供給は停止されるので、過電圧となっていた制御用電源電圧Vccは低下して行く。このとき、第3の制御用電源回路15の出力電圧が低過ぎると、制御用電源電圧Vccが基準電圧VUL以下になった時点で発振動作が再開することになり、発振停止と発振再開を繰り返すことになる。これを防止するために、本回路では、第3の制御用電源回路15の電圧をラッチ解除の基準電圧VULよりも高く設定しておくことで、電源投入期間中は発振停止が解除されないようにしている。 In this circuit, after the latch circuit 56 is set by the overvoltage protection circuit, as higher is retained than the control power supply voltage Vcc is the reference voltage V UL, zener zener diode ZD4 of third control power supply circuit 15 The voltage is set. That is, when the latch circuit 56 is set by the overvoltage protection circuit and the oscillation of the DC-DC converter is stopped, the power supply by the first control power circuit (diode D71) and the second control power circuit 14 is Since it is stopped, the control power supply voltage Vcc, which has been overvoltage, decreases. At this time, if the output voltage of the third control power supply circuit 15 is too low, the oscillation operation is resumed when the control power supply voltage Vcc becomes equal to or lower than the reference voltage VUL. Will repeat. To prevent this, in this circuit, by leaving a voltage of the third control power supply circuit 15 is set higher than the reference voltage V UL unlatching, during power-up period so that the oscillation is unsuspended I have to.

従来の蛍光灯用のインバータ回路であれば、蛍光灯が外れたりフィラメントが断線したときには、無負荷状態を検出してインバータ回路の発振動作を停止させ、ユーザーが蛍光灯を交換すると、自動的にインバータ回路の発振動作を再開させていた。これにより電源の再投入操作を不要とし、ユーザーの使い勝手を改善していた。しかしながら、LEDモジュールは蛍光灯に比べると寿命時間が圧倒的に長いので、ユーザーがLEDモジュールを交換するような場合は想定していない。仮にLEDモジュールが故障するようなことがあっても、修理業者が交流電源を切ってから交換作業を行うことになるので、本回路では交流電源を切るまで過電圧保護のラッチが解除されないようにしている。   If it is a conventional fluorescent lamp inverter circuit, when the fluorescent lamp comes off or the filament breaks, it automatically detects when no load is detected and the inverter circuit oscillates and the user replaces the fluorescent lamp. The oscillation operation of the inverter circuit was resumed. This eliminates the need to turn on the power again, improving the user-friendliness. However, since the lifetime of LED modules is overwhelmingly longer than that of fluorescent lamps, it is not assumed that the user will replace the LED modules. Even if the LED module breaks down, the repairer will perform the replacement work after turning off the AC power supply. In this circuit, make sure that the overvoltage protection latch is not released until the AC power supply is turned off. Yes.

なお、過電圧保護のラッチが解除されるのに要する時間は、交流電源を切ってから平滑コンデンサC2が放電され、これにより平滑コンデンサC23の充電電圧が基準電圧VUL以下になるまでの時間であるが、LEDモジュールの交換に要する時間よりは短いと考えられるので、実使用上の問題は生じない。 The time required for releasing the overvoltage protection latch is the time from when the AC power is turned off until the smoothing capacitor C2 is discharged, and thereby the charging voltage of the smoothing capacitor C23 becomes equal to or lower than the reference voltage VUL. However, since it is considered that the time required for replacing the LED module is shorter, there is no problem in actual use.

次に、本回路の特徴である位相補正回路17について説明する。この位相補正回路17は、雑音防止用コンデンサC1に流れる進相電流が交流電源4と直列接続された位相制御素子31の消弧を妨げないように、交流電圧のゼロクロス付近で雑音防止用コンデンサC1を抵抗により短絡せしめる回路である。図1に示すように、フィルタ回路11には、入力コネクタCON1と並列に雑音防止用コンデンサC1が接続されている。このコンデンサC1には常に進相の無効電流が流れているが、小容量のコンデンサであるので、仮に、有効電流である抵抗負荷への電流が常に流れていれば、無効電流の影響は無視できる。そこで、コンデンサC1と並列に抵抗負荷を並列接続することが考えられるが、それでは、抵抗負荷による電力損失が常に生じることになり、効率が低下することになる。   Next, the phase correction circuit 17 that is a feature of this circuit will be described. This phase correction circuit 17 prevents the noise prevention capacitor C1 near the zero cross of the AC voltage so that the phase advance current flowing in the noise prevention capacitor C1 does not hinder the extinction of the phase control element 31 connected in series with the AC power supply 4. Is a circuit that short-circuits with a resistor. As shown in FIG. 1, a noise prevention capacitor C1 is connected to the filter circuit 11 in parallel with the input connector CON1. Although the phase reactive current always flows through the capacitor C1, since it is a small-capacitance capacitor, if the current to the resistive load, which is an effective current, always flows, the influence of the reactive current can be ignored. . Therefore, it is conceivable to connect a resistive load in parallel with the capacitor C1, but in this case, a power loss due to the resistive load always occurs, resulting in a reduction in efficiency.

全波整流器DBに引き込まれる電流が常に流れていれば、抵抗負荷の代わりになると考えられるが、本回路では平滑コンデンサC2によるコンデンサ入力型の平滑回路を用いているので、位相制御された交流電圧のピーク付近でしか入力電流は流れない。そうすると、交流電圧のゼロクロス付近では雑音防止用コンデンサC1に流れる進相電流が支配的となり、交流電圧の半サイクルが終了したときには既に次の半サイクルの進相電流が流れ始めている。この進相電流が位相制御素子の保持電流を超えていると、位相制御素子が消弧できないことがあり、その場合、次の半サイクルの全期間にわたり位相制御素子が導通することになるので、調光出力時に光出力が急増することになる。   If the current drawn into the full-wave rectifier DB always flows, it can be considered that the resistive load is substituted. However, in this circuit, since the capacitor input type smoothing circuit using the smoothing capacitor C2 is used, the phase-controlled AC voltage is used. Input current flows only near the peak. Then, in the vicinity of the zero cross of the AC voltage, the phase advance current flowing through the noise prevention capacitor C1 becomes dominant, and when the half cycle of the AC voltage is completed, the phase advance current of the next half cycle has already started to flow. If this phase advance current exceeds the holding current of the phase control element, the phase control element may not be extinguished, and in that case, the phase control element will be conductive for the entire period of the next half cycle. The light output increases rapidly during dimming output.

そこで、本回路では、位相制御された交流入力電圧が設定電圧より小さくなると、全波整流器DBの交流入力端子間を抵抗にて短絡せしめるように構成している。このようにすれば、位相制御された交流入力電圧が設定電圧より高い期間では抵抗負荷が接続されないので、電力損失を少なくすることができ、回路効率を高めることができ、また、コンデンサC1に流れる進相電流が問題となる半サイクルの終わりの期間では必ず抵抗負荷がコンデンサC1と並列に接続されているので、位相制御素子31を確実に消弧することができる。   Therefore, in this circuit, when the phase-controlled AC input voltage becomes smaller than the set voltage, the AC input terminals of the full-wave rectifier DB are short-circuited by resistors. In this way, since the resistive load is not connected during a period in which the phase-controlled AC input voltage is higher than the set voltage, power loss can be reduced, circuit efficiency can be increased, and the capacitor C1 flows. Since the resistive load is always connected in parallel with the capacitor C1 during the end of the half cycle in which the phase advance current is a problem, the phase control element 31 can be reliably extinguished.

位相補正回路17は、ダイオードD3,D4と全波整流器DBの負極側ダイオード(図示せず)を介して、スイッチング素子Q1と抵抗R1,R25,R27の直列回路をフィルタ回路11の出力端に接続したものであり、交流電圧のゼロクロス付近でもスイッチング素子Q1をONし続けることができるように、制御用電源電圧Vccからゲートバイアス電圧を供給する抵抗R10を設けている。また、スイッチング素子Q1をOFF制御するためのトランジスタQ3及びゲート電荷放電用抵抗R51を備えると共に、トランジスタQ3をON制御するためのツェナーダイオードZD5と抵抗R7,R8,R16を備えている。   The phase correction circuit 17 connects the series circuit of the switching element Q1 and resistors R1, R25, and R27 to the output terminal of the filter circuit 11 via the diodes D3 and D4 and the negative-side diode (not shown) of the full-wave rectifier DB. Thus, a resistor R10 for supplying a gate bias voltage from the control power supply voltage Vcc is provided so that the switching element Q1 can be kept ON even near the zero cross of the AC voltage. In addition, a transistor Q3 for turning off the switching element Q1 and a gate charge discharging resistor R51 are provided, and a Zener diode ZD5 and resistors R7, R8, and R16 for turning on the transistor Q3 are provided.

図5は位相補正回路17の動作説明図であり、(a)は全波整流器DBの出力電圧、(b)はトランジスタQ3のON/OFF状態、(c)はスイッチング素子Q1のON/OFF状態、(d)は抵抗R1の電流である。ここではダイオードD3,D4と全波整流器DBの電圧降下を無視して概念的に説明すると、全波整流器DBの出力電圧がツェナーダイオードZD5のツェナー電圧VZD5 +トランジスタQ3のベース・エミッタ間オン電圧VBE3 を越えると、トランジスタQ3がONとなり、スイッチング素子Q1がOFFとなる。この期間では、抵抗R1,R25,R27は全波整流器DBの交流入力端子から切り離されるので、抵抗による電力ロスは生じない。 5A and 5B are diagrams for explaining the operation of the phase correction circuit 17. FIG. 5A shows the output voltage of the full-wave rectifier DB, FIG. 5B shows the ON / OFF state of the transistor Q3, and FIG. 5C shows the ON / OFF state of the switching element Q1. , (D) is the current of the resistor R1. Here, conceptually ignoring the voltage drop of the diodes D3 and D4 and the full-wave rectifier DB, the output voltage of the full-wave rectifier DB is the Zener voltage V ZD5 of the Zener diode ZD5 + the base-emitter on-voltage of the transistor Q3. When V BE3 is exceeded, the transistor Q3 is turned on and the switching element Q1 is turned off. During this period, the resistors R1, R25, and R27 are disconnected from the AC input terminal of the full-wave rectifier DB, so that no power loss due to the resistors occurs.

一方、全波整流器DBの出力電圧がツェナーダイオードZD5のツェナー電圧VZD5 +トランジスタQ3のベース・エミッタ間オン電圧VBE3 よりも低くなると、トランジスタQ3がOFFとなり、スイッチング素子Q1がONとなる。交流電圧のゼロクロス付近では全波整流器DBの交流入力端子側にはスイッチング素子Q1のON状態を維持するための電源が得られないが、本回路では、DC−DCコンバータの制御用電源電圧Vccを活用することでスイッチング素子Q1のON状態を維持している。したがって、雑音防止用コンデンサC1の進相電流が問題となる交流電圧のゼロクロス付近では、スイッチング素子Q1をONさせて、全波整流器DBの交流入力端子間を抵抗R1,R25,R27の直列回路を介して短絡せしめることにより、進相電流を打ち消して、位相制御素子31を確実に消弧せしめることができる。 On the other hand, when the output voltage of the full-wave rectifier DB is lower than the base-emitter ON voltage V BE3 of the Zener voltage V ZD5 + transistor Q3 of the Zener diode ZD5, the transistor Q3 is turned OFF, the switching element Q1 is turned ON. In the vicinity of the zero cross of the AC voltage, a power source for maintaining the ON state of the switching element Q1 cannot be obtained on the AC input terminal side of the full-wave rectifier DB. However, in this circuit, the control power supply voltage Vcc for the DC-DC converter is By utilizing this, the ON state of the switching element Q1 is maintained. Therefore, in the vicinity of the zero crossing of the AC voltage where the phase advance current of the noise preventing capacitor C1 is a problem, the switching element Q1 is turned on, and a series circuit of resistors R1, R25, and R27 is connected between the AC input terminals of the full-wave rectifier DB. By short-circuiting, the phase advance current can be canceled and the phase control element 31 can be surely extinguished.

なお、抵抗R1,R25,R27に流れる有効電流とコンデンサC1に流れる無効電流の合計がゼロクロス付近において、位相制御素子31の保持電流を下回るように設定する必要があるので、電源と並列に接続される抵抗としては比較的に低い抵抗値に設定する必要があるが、本回路では、交流電圧が低い期間にのみ接続されるので、電力ロスは大きくならない。試作機では、雑音防止用コンデンサC1の容量が0.01μFであるとき、抵抗R1,R25,R27として、4.3kΩ×3を用いることで問題なく動作することが確認できた。   Since the total of the effective current flowing through the resistors R1, R25, and R27 and the reactive current flowing through the capacitor C1 needs to be set to be lower than the holding current of the phase control element 31 in the vicinity of the zero cross, it is connected in parallel with the power source. It is necessary to set a relatively low resistance value as the resistor, but in this circuit, since the AC voltage is connected only during a low period, power loss does not increase. In the prototype, when the capacitance of the noise prevention capacitor C1 is 0.01 μF, it was confirmed that the resistor R1, R25, and R27 operate without problems by using 4.3 kΩ × 3.

最後に、2次側回路の制御用電源回路について説明する。2次側回路では、マイクロコンピュータIC4を含む高精度な演算回路21を有するうえに、フォトカプラPC1によるアナログ信号の伝送にも高精度の電源電圧を必要とするので、三端子レギュレータIC2により安定な制御用電源電圧Vddを生成している。三端子レギュレータIC2の入力側の平滑用コンデンサC26は、第4の制御用電源回路25または第5の制御用電源回路26により充電される。第4の制御用電源回路25はトランスT1のフィードフォワード巻線である2次巻線n6から抵抗R31とダイオードD61を介して平滑コンデンサC26を充電する回路であり、LEDモジュール2の全点灯時ならびに比較的出力の大きい調光時に用いられる。第5の制御用電源回路26はDC−DCコンバータの出力コンデンサである平滑コンデンサC5の充電電圧からトランジスタQ9とダイオードD6を介して平滑コンデンサC26を充電する回路であり、比較的出力の小さい調光時に用いられる。   Finally, the control power supply circuit of the secondary side circuit will be described. The secondary side circuit has a high-precision arithmetic circuit 21 including a microcomputer IC4 and also requires a high-precision power supply voltage for analog signal transmission by the photocoupler PC1, so that the three-terminal regulator IC2 is more stable. A control power supply voltage Vdd is generated. The smoothing capacitor C26 on the input side of the three-terminal regulator IC2 is charged by the fourth control power supply circuit 25 or the fifth control power supply circuit 26. The fourth control power supply circuit 25 is a circuit that charges the smoothing capacitor C26 from the secondary winding n6 that is the feedforward winding of the transformer T1 via the resistor R31 and the diode D61. Used for dimming with relatively large output. The fifth control power supply circuit 26 is a circuit that charges the smoothing capacitor C26 through the transistor Q9 and the diode D6 from the charging voltage of the smoothing capacitor C5 that is the output capacitor of the DC-DC converter, and the dimming with a relatively small output. Sometimes used.

第5の制御用電源回路26は、第4の制御用電源回路25により平滑コンデンサC26の充電電流を十分に確保できる期間にはダイオードD6を介する電流の供給を遮断する遮断回路を含む。この遮断回路は、ツェナーダイオードZD3とトランジスタQ9とバイアス抵抗R5を含み、平滑コンデンサC26の充電電圧がツェナーダイオードZD3のツェナー電圧よりも高いときには、トランジスタQ9のベース・エミッタ間が逆バイアスされることによりトランジスタQ9は遮断状態となる。また、平滑コンデンサC26の充電電圧がツェナーダイオードZD3のツェナー電圧よりも低くなり、トランジスタQ9のベース・エミッタ間とダイオードD6が順バイアスされると、トランジスタQ9は不飽和の導通状態となり、そのコレクタ・エミッタ間の抵抗を介して平滑コンデンサC5から平滑コンデンサC26に充電電流が流れる。   The fifth control power supply circuit 26 includes a cut-off circuit that cuts off the supply of current through the diode D6 during a period when the fourth control power supply circuit 25 can sufficiently secure the charging current of the smoothing capacitor C26. This cutoff circuit includes a Zener diode ZD3, a transistor Q9, and a bias resistor R5. When the charging voltage of the smoothing capacitor C26 is higher than the Zener voltage of the Zener diode ZD3, the base-emitter of the transistor Q9 is reverse-biased. Transistor Q9 is turned off. Further, when the charging voltage of the smoothing capacitor C26 becomes lower than the Zener voltage of the Zener diode ZD3, and the diode D6 is forward-biased between the base and the emitter of the transistor Q9, the transistor Q9 becomes an unsaturated conductive state, and its collector- A charging current flows from the smoothing capacitor C5 to the smoothing capacitor C26 via the resistance between the emitters.

なお、本回路の電源装置1はLEDモジュール2と共に照明器具の筐体内に収納しても良いし、照明器具の筐体内にはLEDモジュール2のみを収納し、電源装置1は器具本体とは別に外付けとしても良い。   The power supply device 1 of this circuit may be housed in the housing of the lighting fixture together with the LED module 2, or only the LED module 2 is housed in the housing of the lighting fixture, and the power supply device 1 is separate from the fixture body. It may be external.

本発明の実施形態1の1次側の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the primary side of Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態1の2次側の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the secondary side of Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態1に用いる集積回路の内部構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the internal structure of the integrated circuit used for Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態1の位相検出回路の動作説明のための波形図である。It is a wave form diagram for operation | movement description of the phase detection circuit of Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態1の位相補正回路の動作説明のための波形図である。It is a wave form diagram for operation | movement description of the phase correction circuit of Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態1の使用状態を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the use condition of Embodiment 1 of this invention. 従来例の回路図であり、(a)は定電流制御型スイッチング電源回路の回路図、(b)はその制御回路の回路図である。It is a circuit diagram of a conventional example, (a) is a circuit diagram of a constant current control type switching power supply circuit, (b) is a circuit diagram of the control circuit.

符号の説明Explanation of symbols

C2 平滑コンデンサ(入力直流電源用)
Q8 スイッチング素子(IC1内蔵)
T1 トランス
n5 第1の2次巻線
D1 第1のダイオード
C5 第1のコンデンサ(出力コンデンサ)
n4 第2の2次巻線
D71 第2のダイオード
C23 第2のコンデンサ(制御電源用)
IC1 制御用集積回路
22 出力制御回路
23 電流検出回路
55 コンパレータ
56 ラッチ回路
C2 smoothing capacitor (for input DC power supply)
Q8 Switching element (IC1 built-in)
T1 transformer n5 first secondary winding D1 first diode C5 first capacitor (output capacitor)
n4 Second secondary winding D71 Second diode C23 Second capacitor (for control power supply)
IC1 Integrated circuit for control 22 Output control circuit 23 Current detection circuit 55 Comparator 56 Latch circuit

Claims (3)

高周波でスイッチングされるスイッチング素子と、前記スイッチング素子を高周波でON・OFF制御する発振制御回路と、前記スイッチング素子を介して入力直流電源に1次巻線を接続されたトランスと、前記スイッチング素子のOFF時に導通する極性で前記トランスの第1の2次巻線と直列に接続された第1のダイオードと、第1のダイオードを介して前記トランスの第1の2次巻線に接続された第1のコンデンサと、第1のコンデンサと直流負荷の間に挿入される電流検出回路と、前記電流検出回路の検出値が目標値に近づく方向に前記発振制御回路による前記スイッチング素子のONデューティを可変制御するフィードバック制御回路とを備える定電流制御型フライバックDC−DCコンバータ回路において、
前記スイッチング素子のOFF時に導通する極性で前記トランスの第2の2次巻線と直列に接続された第2のダイオードと、第2のダイオードを介して前記トランスの第2の2次巻線に接続された第2のコンデンサと、第2のコンデンサの電圧の異常上昇を検出すると前記発振制御回路の発振動作を停止状態に保持する保護回路とを備えることを特徴とする無負荷時発振停止機能付きの定電流制御型フライバックDC−DCコンバータ回路。
A switching element that is switched at a high frequency, an oscillation control circuit that controls ON / OFF of the switching element at a high frequency, a transformer having a primary winding connected to an input DC power source via the switching element, A first diode connected in series with the first secondary winding of the transformer with a polarity that conducts when OFF, and a first diode connected to the first secondary winding of the transformer via the first diode 1 capacitor, a current detection circuit inserted between the first capacitor and the DC load, and the ON duty of the switching element by the oscillation control circuit is varied in a direction in which the detection value of the current detection circuit approaches a target value. In a constant current control type flyback DC-DC converter circuit comprising a feedback control circuit to control,
A second diode connected in series with the second secondary winding of the transformer with a polarity that conducts when the switching element is OFF, and the second secondary winding of the transformer via the second diode A no-load oscillation stop function comprising: a connected second capacitor; and a protection circuit that holds the oscillation operation of the oscillation control circuit in a stopped state when an abnormal rise in the voltage of the second capacitor is detected. Constant current control type flyback DC-DC converter circuit.
請求項1において、第2のコンデンサは前記発振制御回路の制御電源供給用の平滑コンデンサであり、前記保護回路は前記発振制御回路を構成する集積回路に内蔵された過電圧保護回路であることを特徴とする無負荷時発振停止機能付きの定電流制御型フライバックDC−DCコンバータ回路。 2. The second capacitor according to claim 1, wherein the second capacitor is a smoothing capacitor for supplying control power to the oscillation control circuit, and the protection circuit is an overvoltage protection circuit built in an integrated circuit constituting the oscillation control circuit. A constant current control type flyback DC-DC converter circuit with a no-load oscillation stop function. 請求項2において、前記発振制御回路を構成する集積回路は、第2のコンデンサの電圧が設定電圧未満になると前記過電圧保護回路の保護動作を解除する手段を備え、第2のコンデンサは前記発振制御回路の発振停止期間中は前記設定電圧以上となるように入力直流電源から電源供給されることを特徴とする無負荷時発振停止機能付きの定電流制御型フライバックDC−DCコンバータ回路。 3. The integrated circuit constituting the oscillation control circuit according to claim 2, further comprising means for canceling the protection operation of the overvoltage protection circuit when the voltage of the second capacitor becomes lower than a set voltage, and the second capacitor includes the oscillation control circuit. A constant current control type flyback DC-DC converter circuit with a no-load oscillation stop function, wherein power is supplied from an input DC power supply so as to be equal to or higher than the set voltage during an oscillation stop period of the circuit.
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