JP2011530227A - Ｏｆｄｍｆｄｄ通信システムにおける送信経路および受信経路のｉ／ｑ較正 - Google Patents

Abstract

【解決手段】 ＯＦＤＭ ＦＤＤトランシーバの送信および受信両経路のＩ／Ｑ利得および位相不一致が同時に推定される。単側波帯トーンを有する基準信号に対して送信経路がＩＱ変調を実行すると被アップコンバートＲＦ信号が生成される。被アップコンバートＲＦ信号はループバック経路によって受信経路に送信される。被アップコンバートＲＦ信号に対して受信経路がＩＱ復調を実行すると被ダウンコンバート評価信号が生成される。１つの評価信号が、送信経路利得および位相不一致ならびに受信経路利得および位相不一致を割り出すために使用される。データ信号の通常の送信の際には使用されない大きなハードウェアを使用せずに４つのＩ／Ｑ不一致が推定される。データ信号中のＩ／Ｑ不一致は、同相および直交位相信号の被減衰成分同士を加えることによって被アップコンバートＲＦ信号を前処理し且つ被ダウンコンバートＲＦ信号を後処理することによって補正される。
【選択図】 図１

Description

本開示は、概して無線通信装置に関し、より具体的にはＯＦＤＭ ＦＤＤシステムの無線トランシーバの送信経路および受信経路においてＩ／Ｑ利得不一致および位相不一致を同時に推定する方法に関する。

直交振幅変調を使用する無線通信システム用トランシーバは、概してＩ／Ｑ利得不一致（mismatch）および位相不一致を示す。直交変調を使用する通信システムによって送信される予定のデータ信号は、最初に同相（Ｉ相）送信成分および直交位相（Ｑ相）送信成分に変換される。次に、アナログ無線送信器において、データ信号のＩ成分およびＱ成分は無線周波数（ＲＦ）帯域に変換される。同相送信成分が局部発振器信号の同相成分と混合されると、アップコンバートされた（被アップコンバート）同相ＲＦ信号が生成される。同様に、直交位相送信成分が局部発振器信号の直交位相成分と混合されると、被アップコンバート直交位相ＲＦ信号が生成される。次に、同相ＲＦ信号と直交位相ＲＦ信号とが加えられて複合ＲＦ信号が形成され、ＲＦ信号は無線インターフェースを通して送信される。局部発振器信号の同相成分および直交位相成分がちょうど９０度隔てられていないと、および被アップコンバート同相ＲＦ信号の振幅が被アップコンバート直交位相ＲＦ信号の振幅とちょうど等しくないと、送信器のＩの枝とＱの枝との間の位相および利得の不均衡が導入される。同様に、受信されたＲＦ複合信号が局部発振器信号の同相成分および直交位相成分と混合することによってダウンコンバートされる際、アナログ無線受信器のＩの枝とＱの枝との間の位相および利得の不均衡が導入される。受信器中の局部発振器信号の同相成分および直交位相成分がちょうど９０度隔てられていない場合、およびダウンコンバートされた（被ダウンコンバート）同相信号の振幅が被ダウンコンバート直交位相信号の振幅とちょうど等しくない場合、受信器のＩの枝とＱの枝との間の位相不均衡および利得不均衡が起こる。送信器および受信器中の位相および利得の不均衡によって引き起こされた４つの欠陥は、信号のスペクトルの正側帯域と負側帯域との間の干渉を引き起こす。

直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）および時分割２重化（ＴＤＤ）に基づくいくつかの無線通信システムは、現在、送信器および受信器におけるＩ／Ｑ利得欠陥および位相欠陥を推定するための機能を含んでいる。しかしながら、Ｉ／Ｑ不一致を推定する既存の方法は様々な短所を有する。まず、既存の方法は２ステップで実行される。受信経路が較正されることが可能となる前に、送信経路が較正されなければならない。送信Ｉ／Ｑ不一致が推定され、次に、送信経路が補正され、最後に、較正された送信経路が使用されて、受信経路のＩ／Ｑ不一致を推定するための基準信号を提供する。第２に、既存の方法は、ＷＬＡＮとＷｉＭａｘ規格用に使用される現在のＯＦＤＭモデム・トランシーバにおいて、データ信号の通常の送信の際には使用されない付加的なハードウェアを必要とする。別個の専用ハードウェアが、送信経路中の不一致を推定するために必要である。典型的に、このハードウェアはＲＦ包絡線検出器である。専用ハードウェアを使用して、送信経路中のＩ／Ｑ不一致が推定された後、受信器中の局部発振器およびミキサが使用されて受信器中のＩ／Ｑ不一致を推定する。

ＯＦＤＭトランシーバの送信器および受信器の両方におけるＩ／Ｑ利得欠陥および位相欠陥を一度に推定するための方法が求められている。また、通常のデータ信号送信の際に使用されない大きな（significant）ハードウェアを必要とせずに、ＯＦＤＭトランシーバの送信器および受信器の両方におけるＩ／Ｑ利得欠陥および位相欠陥を推定することが可能な装置が求められている。

ＯＦＤＭ ＦＤＤ通信システムの送信器および受信器の両方においてＩ／Ｑ利得不一致および位相不一致を同時に推定する方法は、送信経路の直交ミキサの出力から受信経路の直交ミキサの入力に向かうＲＦループバック経路を使用して実行される。推定方法は、外部ミキサまたは外部包絡線検波器のようなＯＦＤＭ ＦＤＤ ＲＦトランシーバおよびベースバンド・モデムに外部の専用ハードウェアを使用せずに実行される。したがって、推定方法は、ＲＦループバック経路専用の接続を除いて、データ信号の通常の送信においては使用されないハードウェアを使用せずに実行される。いくつかの実施形態では、オンチップ結合が送信経路の出力を受信経路に例えば集積回路の基板を介して中継する場合、専用のループバック経路さえも使用されない。

ＯＦＤＭトランシーバは推定モードおよび補正モードにおいて動作する。推定モードでは、トランシーバは単側波帯トーンを有する評価信号を生成する。逆高速フーリエ変換ブロックは基準信号を同相Ｔｘ成分および直交位相Ｔｘ成分に変換する。トランシーバの送信経路は、同相成分および直交位相成分上でＩＱ変調を実行する。同相Ｔｘ成分は同相送信器発振器信号と混合されて、被アップコンバート同相信号を生成する。直交位相Ｔｘ成分は、直交位相送信器発振器信号と混合されて被アップコンバート直交位相信号を生成する。複合ＲＦ信号は、被アップコンバート同相信号と被アップコンバート直交位相信号とを加えることによって生成される。複合ＲＦ信号は、ＲＦループバック経路によってトランシーバの受信経路へ送信される。受信経路において、受信経路はＩＱ復調を実行する。複合ＲＦ信号は同相受信器発振器信号と混合されて被ダウンコンバート同相信号を生成する。複合ＲＦ信号は直交位相受信器発振器信号とも混合されて被ダウンコンバート直交位相信号を生成する。高速フーリエ変換ブロックは被ダウンコンバート同相信号および被ダウンコンバート直交位相信号を４つの側波帯トーンを有する評価信号に変換する。側波帯トーンはある特徴（例えば振幅）を示す。トランシーバは、４つの側波帯トーンの振幅を使用して、８つの倍数係数（multiplication factor）を算出する。倍数係数は、送信経路および受信経路のＩ成分およびＱ成分が倍数係数に従って相互に加えられた場合に側波帯トーンのうちの１つの振幅が増加するとともに他の３つの側波帯トーンの振幅が減少するように決定される。送信経路および受信経路の両方の利得不一致および位相の不一致を完全に除去する倍数係数は、単側波帯トーンを有しかつ側波帯トーンのうちの３つの振幅が０である評価信号という結果になる。

補正モードでは、データ信号中のＩ／Ｑ不一致は、被アップコンバートＲＦ信号を前処理するとともに被ダウンコンバートＲＦ信号を後処理することによって補正される。一実施形態では、トランシーバは、ディジタル・ベースバンド集積回路（ＩＣ）およびアナログＲＦトランシーバＩＣで構成される。ディジタル・ベースバンドＩＣは、逆高速フーリエ変換ブロックとディジタル・アナログ（ＤＡ）変換器との間の第１補正回路を含んでいる。また、ディジタル・ベースバンドＩＣは、アナログ・ディジタル（ＡＤ）変換器と高速フーリエ変換ブロックとの間の第２補正回路を含んでいる。各補正回路は４つの乗算器および２つの加算器を含んでいる。Ｉ／Ｑ不一致の補正は、同相信信号の減衰された（被減衰）成分と直交位相信号の被減衰成分を相互に加えることによって実行される。例えば、第２補正回路は第１乗算器、第２乗算器、第３乗算器、および第４乗算器、ならびに第１加算器および第２加算器を有する。第１乗算器は、被ダウンコンバート同相信号を受信し、第１被減衰成分信号を生成する。第２乗算器は、被ダウンコンバート直交位相信号を受信し、第２被減衰成分信号を生成する。第３乗算器は、被ダウンコンバート同相信号を受信し、第３被減衰成分信号を生成する。第４乗算器は、被ダウンコンバート直交位相信号を受信し、第４被減衰成分信号を生成する。第１加算器は、第２被減衰成分信号を第１被減衰成分信号に加えることによって、同相成分信号を生成する。第２加算器は、第３被減衰成分信号を第４被減衰成分信号に加えることによって、直交位相成分信号を生成する。

フーリエ変換計算回路は、同相成分信号および直交位相成分信号を使用して、ベースバンド信号を生成する。被減衰信号を生成するために乗算器によって使用される倍数係数は、評価信号に基づいて推定モードにおいて算出され、また補正モードにおいて使用されて同相成分信号および直交位相成分信号を生成する。同相成分信号および直交位相成分信号は結合されて補正された（被補正）ベースバンド信号を生成する。４つの欠陥は被補正ベースバンド信号からは補正され済みである。補正モードにおいて使用される倍数係数は、評価信号の１つの側波帯トーンの振幅が増加するとともに評価信号の他の３つの側波帯トーンの振幅が減少することにつながる。

別の実施形態では、補正回路は、アップコンバートされる予定の信号を前処理せずダウンコンバートされた信号を後処理もせず、それらの起点（ソース、source）でＩ／Ｑ欠陥を補正する。この実施形態では、直交ミキサ中の補正乗算器および補正シフタが、直交ミキサにおいて導入された利得不一致および位相不一致を補償する。

前述したものは概要であって、したがって、必要に応じて、詳細事項の単純化、一般化、および省略を含んでいる。したがって、当業者は、概要が単なる例証であっていかなる点においても制限を行なうことを意味しないことを認識するだろう。本明細書において記述されている装置および／または工程の他の側面、発明的な要素、および利点は、請求項によってのみ定義されており、本明細書において示されている非制限的な詳細な説明において明らかになるだろう。

類似の数字は、様々な実施形態の添付図面中の類似の構成要素（component）を示している。
送信器および受信器の両方の利得不一致および位相の不一致を同時に推定する方法を実行するＯＦＤＭトランシーバの簡略化された概略的なブロック図である。 図１のトランシーバの利得不一致および位相の不一致を推定および補正するためのステップのフローチャートである。 図１のトランシーバによって生成された基準信号を示す周波数領域の図である。 図１のトランシーバの逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ブロックによって出力された同相成分および直交位相成分を記述する複素数式である。 図１のトランシーバの同相送信ミキサおよび直交位相送信ミキサの出力を記述する等式を示している。 ＩＦＦＴブロックによるＩ成分およびＱ成分出力を図１のトランシーバの同相送信ミキサの出力の実数部で混合することによって生成された被アップコンバート同相信号を記述する等式である。 複合ＲＦ信号と混合する前の局部発振器信号にのみ基づいた図１のトランシーバの受信ミキサの出力を記述する等式を示している。 受信ミキサの出力の図１のトランシーバのＲＦループバック経路の特徴との畳み込みを記述する等式を示している。 複合ＲＦ信号が図１のトランシーバの受信器の局部発振器信号と混合された結果得られるベースバンド信号を表わす等式である。 基準信号を使用して生成された評価信号の４つの複素周波数係数の振幅を示す周波数領域の図である。 図１０の複素の周波数係数を送信器および受信器の利得不一致および位相不一致ならびにＲＦループバック経路の時間遅延の関数として表わす等式である。 利得成分と利得不一致との関係を記述する等式を示している。 位相成分と位相不一致との関係を記述する等式を示している。 図１１の等式に記述されている複素振幅の実数部および虚数部を記述する等式を示している。 利得成分および位相成分を図１１の等式に記述されている複素振幅の実数部および虚数部の１次結合として表わす等式を示している。 利得成分を評価信号１０５から測定された複素周波数係数の項で表現する等式を示している。 送信器の利得欠陥および受信器の利得欠陥を利得成分の項で記述する等式を示している。 位相成分を評価信号１０５から測定された複素周波数係数の項で表現する等式を示している。 アップコンバーションおよびダウンコンバージョン後の複素データ信号のベースバンド成分を表わす等式である。 図１のトランシーバの補正回路中の乗算器の倍数係数に相当する、逆行列の係数を示している。 Ｑ行列の係数を図１のトランシーバの送信器の利得不一致および位相不一致の関数として表現する等式である。 逆行列の倍数係数を図１のトランシーバの送信器の利得不一致および位相不一致の関数として表現する等式である。 Ｑ行列の係数を図１のトランシーバの受信器の利得不一致および位相不一致の関数として表現する等式である。 逆行列の倍数係数を図１のトランシーバの受信器の利得不一致および位相不一致の関数として表現する等式である。 補正回路がアナログ集積回路内に置かれている、図１のトランシーバの別の実施形態の概略的なブロック図である。 利得欠陥および位相欠陥が補正回路によって前処理および後処理されずに直交ミキサ中のそれらのソースで補正される、図１のトランシーバのさらに別の実施形態の概略的なブロック図である。

詳細な説明

様々な実施形態が次に詳細に言及される。それらの例は添付図面において例示されている。

図１は、周波数分割二重化（ＦＤＤ）を使用した直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）に基づく無線通信システム用のＩＱ変調およびＩＱ復調を実行するトランシーバ１０の簡略的なブロック図である。トランシーバ１０は、送信経路の直交ミキサから受信経路の直交ミキサまでのＲＦループバック経路１１を含んでいる。ＲＦループバック経路１１は、送信器および受信器の両方の同相経路および直交位相経路中の利得不一致および位相不一致を同時に推定する方法を実行するために使用される。Ｉ／Ｑ較正法は、トランシーバ１０の外部のさらなるハードウェアを全く使用せずに実行される。送信器および受信器の両方においてＩ／Ｑ利得不一致（欠陥）および位相不一致を同時に推定する方法は、特にＦＤＤモデム・トランシーバに適している。なぜなら、これらの受信器が送信周波数および受信周波数を独立して生成するからである。また、方法は特にＯＦＤＭモデム・トランシーバに適している。なぜなら、ＯＦＤＭ受信器が、方法のＩ／Ｑ不一致推定の実行が可能な信号生成装置および処理装置を含んでいるからである。したがって、以下の無線通信規格の下で動作する装置は、大きなさらなるハードウェア無しで方法を実行することが可能である。すなわち、３ＧＰＰロング・ターム・エボルーション（Long-Term Evolution）（ＬＴＥ）、発展データ最適修正版Ｃ（Evolution-Data Optimized Revison C）としても知られているウルトラ・モバイル・ブロードバンド（ＵＭＢ）およびＦＤＤ ＷｉＭａｘ（ＩＥＥＥ８０２．１６）である。一例では、トランシーバ１０は、携帯電話または携帯情報端末（ＰＤＡ）のような移動通信装置の一部である。別の例では、トランシーバ１０は信号を移動通信装置から受信し移動通信装置に送信する基地局の一部である。

トランシーバ１０はＲＦループバック経路１１、送信器１２、受信器１３、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１４、シリアル周辺インターフェース（ＳＰＩ）バス１５、およびＩ／Ｑ較正レジスタ１６を含んでいる。トランシーバ１０は、デュプレクサ１７およびアンテナ１８に結合されている。送信器１２はＯＦＤＭに基づいてＩＱ変調を実行し、また、受信器１３はＯＦＤＭに基づいてＩＱ復調を実行する。一実施形態では、送信器１２および受信器１３の機能は、アナログ無線周波数（ＲＦ）トランシーバ集積回路（ＩＣ）１９およびディジタル・ベースバンドＩＣ２０の両方において実行される。ＲＦトランシーバＩＣ１９およびディジタル・ベースバンドＩＣ２０は、ＳＰＩシリアルバス１５上で通信する。Ｉ／Ｑ較正レジスタ１６は、ＳＰＩシリアルバス１５から書き込まれることが可能であり、またＲＦループバック経路１１を制御するために使用される。いくつかの実施形態では、ＳＰＩシリアルバス１５は、ＲＦトランシーバＩＣ１９とディジタル・ベースバンドＩＣ２０との間のパラレルインターフェースで置換されている。ＩＣ１９とＩＣ２０との間の通信は、ＳＰＩシリアルバス１５のような１つのピンのインターフェース上でよりもパラレルインターフェース上での方が速い。

図１中のトランシーバ１０の別の実施形態（図示せず）では、トランシーバ１０のアナログ機能およびディジタル機能は、両方とも、システム・オン・チップ（ＳＯＣ）と呼ばれる１つの集積回路上で実行される。システム・オン・チップは、送信経路および受信経路の直交ミキサ、ならびにベースバンド処理ブロックおよびディジタル制御ブロックを含んでいる。ベースバンド処理ブロックは、Ｉ／Ｑ較正法の計算を実行し、また、ディジタル制御ブロックは、送信器および受信器におけるＩ／Ｑ利得不一致および位相不一致を補正するための送信動作および受信動作を制御する。

図１の実施形態において、送信器１２は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ブロック２１、第１補正回路２２、第１ディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）２３、第２ＤＡＣ２４、第１低域フィルタ２５、第２低域フィルタ２６、送信局部発振器２７、送信周波数合成器（シンセサイザ、synthesizer）２８、送信移相器（位相シフタ、phase shifter）２９、同相送信ミキサ（混合器、mixer）３０、直交位相送信ミキサ３１、加算器３２、および電力アンプ３３を含んでいる。受信器１３は、低ノイズ・アンプ３４、受信局部発振器３５、受信周波数合成器３６、受信移相器３７、同相受信ミキサ３８、直交位相受信ミキサ３９、第３低域フィルタ４０、第４低域フィルタ４１、第１アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）４２、第２ＡＤＣ４３、第２補正回路４４、および高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロック４５を含んでいる。ディジタル・ベースバンドＩＣ２０は、送信周波数合成器２８によってミキサ３０〜３１に供給された局部発振器（ＬＯ）信号４６の周波数ω_ａ、および受信周波数合成器３６によってミキサ３８〜３９に供給されたＬＯ信号４７の周波数ω_ｂを制御することによって、送信器１２と受信器１３とを同調させる。送信局部発振器２７は発振信号を生成し、送信周波数合成器２８は発振信号を調整してＬＯ信号４６を生成する。同様に、受信周波数合成器３６は、受信局部発振器３５による発振信号出力を調整してＬＯ信号４７を生成する。

受信Ｉ／Ｑ不一致および送信Ｉ／Ｑ不一致の両方を同時に推定する方法において、トランシーバ１０は、ＦＤＤ通信システムの送信器と受信器との間の周波数オフセットを使用して送信器Ｉ／Ｑ不一致の割り出しを受信器Ｉ／Ｑ不一致の割り出しから分離し、それによって、４つの不一致の割り出しを１組の計算において解決可能なものにする。トランシーバ１０は、まず送信器のＩ／Ｑ不一致を推定し、次に送信経路を較正し、次に受信器のＩ／Ｑ不一致を推定する代わりに、送信器中のＩ／Ｑ利得不一致および位相不一致ならびに受信器中のＩ／Ｑ利得不一致および位相不一致の両方を同時に推定する。

送信器と受信器が時分割２重化（ＴＤＤ）システム中でのように同じ周波数を使用する場合には、送信器のＩ／Ｑ不一致は付加的なハードウェアを使用すること無しに受信器のＩ／Ｑ不一致と別々に解決されることが可能ではない。したがって、ＴＤＤ方式用のＩ／Ｑ推定方法は、受信器がＲＦ送信信号をダウンコンバートする周波数と異なる周波数でＲＦ送信信号をダウンコンバートするために付加的なハードウェアを使用する。ＴＤＤシステムおよびＦＤＤシステムの両方向けの従来のＩ／Ｑ推定方法は、受信経路のＩ／Ｑ不一致を推定する前にまず送信経路を較正していた。受信Ｉ／Ｑ不一致および送信Ｉ／Ｑ不一致の両方を同時に推定する方法が４つのＩ／Ｑ不一致推定すべてについての処理を一度に実行するので、本推定方法は従来のＩ／Ｑ推定方法より少なくとも２倍高速である。

図２は、ＯＦＤＭトランシーバの送信経路および受信経路の４つのＩ／Ｑ欠陥が全て同時に推定されるとともに補正される方法４８の諸ステップを示すフローチャートである。図１において示されているトランシーバ１０の動作は、図２に列挙されているステップ４９〜６１との関連において詳細に説明される。トランシーバ１０は２つのモード、すなわち推定モードおよび補正モードで動作する。推定モードは方法４８の第１段階に相当し、ここで４つのＩ／Ｑ欠陥が推定される。補正モードは方法４８の第２段階に相当し、ここで４つのＩ／Ｑ欠陥が第１補正回路２２および第２補正回路４４を使用して補正される。最初のステップ４９において、受信Ｉ／Ｑ不一致および送信Ｉ／Ｑ不一致の両方を同時に推定する方法４８は、ＤＳＰ１４中の資源を使用して基準信号６２を生成する。基準信号６２は周波数領域で生成され、単側波帯トーンを有する。

図３は、基準信号６２の様々な「周波数ビン（frequency bin）」の振幅を示す周波数領域における図である。１つの典型的な実現形態では、６４の周波数ビンがある。図３は、基準信号６２が、周波数ω_０にある周波数ビン６３中のみで振幅を有することを例示している。基準信号６２の周波数ビンの振幅は、（０，０，１，０，…０，０，０）として図１において表わされている。したがって、基準信号６２はω_０において単側波帯トーンを有している。

ステップ５０において、逆高速フーリエ変換ブロック２１は基準信号６２を周波数領域から時間領域に変換する。ＩＦＦＴ２１は、基準信号６２の時間領域変換形態（transform）を、実数の同相Ｔｘ成分６４および虚数の直交位相Ｔｘ成分６５の形態で出力する。同相Ｔｘ成分６４はｃｏｓ（ω_０ｔ）として表わされることが可能であり、直交位相Ｔｘ成分６５はｊｓｉｎ（ω_０ｔ）として表わされることが可能である。

図４は、ＩＦＦＴ２１によって出力された同相成分６４および直交位相成分６５を記述する複素数等式６６である。等式６６は、時間領域成分６４および６５をω_０の点からｘ（ｔ）として記述した。ここで、ｊは虚数単位である。

同相Ｔｘ成分６４および直交位相Ｔｘ成分６５は第１補正回路２２によって受信される。第１補正回路２２は４つの乗算器６７〜７０および２つの加算器７１〜７２を含んでいる。同相Ｔｘ成分６４は第１乗算器６７および第３乗算器６９によって受信され、直交位相Ｔｘ成分６５は第２乗算器６８および第４乗算器７０によって受信される。第１加算器７１は第１乗算器６７および第２乗算器６８の出力を受信し、他方、第２加算器７２は第３乗算器６９および第４乗算器７０の出力を受信する。４つのＩ／Ｑ欠陥が推定される方法４８の欠陥が補正される前の第１段階においては、第１補正回路２２は、同相成分６４および直交位相成分６５をそのままＤＡ変換器２３〜２４に渡すだけである。第１段階においてトランシーバ１０が推定モードで動作している間、第２および第３乗算器６８〜６９の倍数係数は０に設定されている。第１ＤＡＣ２３は、同相Ｔｘ成分６４を受信し、アナログ同相Ｔｘ成分を出力する。第２ＤＡＣ２４は、直交位相Ｔｘ成分６５を受信し、アナログ直交位相Ｔｘ成分を出力する。アナログＴｘ成分はディジタル・ベースバンドＩＣ２０によって出力され、アナログＲＦトランシーバＩＣ１９によって受信される。アナログ同相Ｔｘ成分は第１低域フィルタ２５によって濾波され、アナログ直交位相Ｔｘ成分は第２低域フィルタ２６によって濾波される。

ステップ５１において、変換および濾波された同相Ｔｘ成分は、これを送信器ＬＯ信号４６と混合することによってアップコンバートされる。送信周波数合成器２８は、周波数ω_ａを有する送信器ＬＯ信号４６を生成し、同相送信器ＬＯ信号７３を同相送信ミキサ３０に提供する。同相送信ミキサ３０は被アップコンバート同相信号７４を生成する。ステップ５２において、変換および濾波された直交位相Ｔｘ成分は、直交位相送信ミキサ３１によってアップコンバートされる。送信移相器２９は送信器ＬＯ信号４６を受信し、位相を９０度遅らせ、直交位相送信器ＬＯ信号７５を出力する。ミキサ３１は、直交位相送信器ＬＯ信号７５を変換および濾波された直交位相Ｔｘ成分と混合し、被アップコンバート直交位相信号７６を出力する。図１では、送信移相器２９は、送信器ＬＯ信号４６の位相を「９０°−φ_ａ／２」シフト（移相、shift）することとして描かれている。また、同相送信器ＬＯ信号７３は、送信器ＬＯ信号４６から「＋φ_ａ／２」シフトされた位相を有するものとして描かれている。φ_ａは、被アップコンバート直交位相信号７６が被アップコンバート同相信号７４と比較してちょうど９０度シフトされていない分である位相欠陥を表現している。同様に、「１＋ε_ａ／２」を乗じる乗算器７７、および「１−ε_ａ／２」を乗じる乗算器７８は、送信器の同相経路と直交位相経路と間の利得不一致を表現している。ε_ａは、被アップコンバート同相信号７４の振幅が被アップコンバート直交位相信号７６の振幅より大きい分である利得欠陥を表現している。

図５は、同相送信器ＬＯ信号７３にのみ基づいているとともに実数である同相Ｔｘ成分６４から得られた変換および濾波された同相Ｔｘ成分と混合する前の同相送信ミキサ３０の出力を記述する等式７９を示している。図５は、また、直交位相送信器ＬＯ信号７５にのみ基づいているとともに虚数である直交位相Ｔｘ成分６５から得られた変換および濾波された直交位相Ｔｘ成分と混合する前の直交位相送信ミキサ３１の出力を記述する等式８０を示している。送信器ＬＯ信号４６の周波数ω_ａ、位相不一致φ_ａ、および利得不一致ε_ａの関数として、等式７９は送信ミキサの出力の実数部を記述し、また等式８０は虚数部を記述している。

ステップ５３において、加算器３２は被アップコンバート同相信号７４と被アップコンバート直交位相信号７６とを加え、複合ＲＦ信号８１を出力する。推定モードでは、信号はアンテナ・デュプレクサ１７によって伝達されず、アンテナ１８によって送信もされない。推定モードでは、複合ＲＦ信号８１は、送信器１２の直交ミキサから受信器１３の直交ミキサまで、ＲＦループバック経路１１によって伝達される。方法４８の第１段階では、ＲＦループバック経路１１中のスイッチ８２は閉じている。方法４８の第２段階では、スイッチ８２は開いている。一実施形態では、スイッチ８２は２つのトランジスタで構成されている。切り替え信号８３が論理的に有効にされていると、スイッチ８２は閉じている。一実施形態では、切り替え信号８３は、ディジタルの１がＩ／Ｑ較正レジスタ１６の６番目のビットに書き込まれている場合、論理的に有効にされている。ディジタル・ベースバンドＩＣ２０は、ＳＰＩシリアルバス１５上で通信するとともにＩ／Ｑ較正レジスタ１６の６番目のビットにディジタルの１を書き込むことによって、スイッチ８２を制御する。

別の実施形態では、専用のループバック経路は送信器１２の直交ミキサから受信器１３の直交ミキサまで複合ＲＦ信号８１を伝達するために使用されない。代わりに、ＩＣ１９およびＩＣ２０の基板またはシステム・オン・チップ（ＳＯＣ）の基板が、ＲＦループバック経路として働き、複合ＲＦ信号８１は基板カップリングによって送信器と受信器との間で伝達される。あるいは、送信器１２からの信号を受信器１３に結合することは変圧器によって実行されてもよい。また別の実施形態では、オフ・チップ結合器が使用されて送信器１２の直交ミキサから受信器１３の直交ミキサまで複合ＲＦ信号８１を伝達する。

図６は、送信器１２の直交ミキサの被アップコンバート出力を記述する等式８４を示している。等式８４は、アップコンバートされた同相信号７４および被アップコンバート直交位相信号７６の両方を記述している。被アップコンバート同相信号７４は、ＩＦＦＴ２１によって出力されたＩ成分およびＱ成分６４〜６５を記述する等式６６が同相送信器ＬＯ信号７３によって生成された同相送信ミキサ３０の出力の実数部を記述する等式７９によって乗じられた積である。被アップコンバート直交位相信号７６は、Ｉ成分およびＱ成分６４〜６５を記述する等式６６が直交位相送信器ＬＯ信号７５によって生成された直交位相送信ミキサ３１の出力の虚数部を記述する等式８０によって乗じられた積である。等式８４は、アップコンバートされた信号７４および７６を、基準信号６２の単側波帯トーンの周波数ω_０、送信器ＬＯ信号４６の周波数ω_ａ、送信位相不一致φ_ａ、および送信利得不一致ε_ａの関数Ｒ｛ｘ（ｔ）・ａ（ｔ）｝として記述している。

ステップ５４において、複合ＲＦ信号８１はこれを受信器ＬＯ信号４７と混合することによってダウンコンバートされる。受信周波数合成器３６は、周波数ω_ｂを有する受信器ＬＯ信号４７を生成し、同相受信ミキサ３８に同相受信器ＬＯ信号８５を提供する。同相受信ミキサ３８は被ダウンコンバート同相信号８６を生成する。ステップ５５において、複合ＲＦ信号８１はまた、これを直交位相受信ＬＯ信号８７と混合することによってダウンコンバートされる。受信移相器３７は受信器ＬＯ信号４７を受信し、９０度位相を遅らせて、直交位相受信ＬＯ信号８７を出力する。ミキサ３９は、直交位相受信ＬＯ信号８７を複合ＲＦ信号８１と混合し、被ダウンコンバート直交位相信号８８を出力する。図１では、受信移相器３７は、受信器ＬＯ信号４７の位相を「９０°−φ_ｂ／２」シフトすることとして描かれている。また、同相受信ＬＯ信号８５は、受信器ＬＯ信号４７から「＋φ_ｂ／２』シフトされた位相を有するものとして描かれている。φ_ｂは、被ダウンコンバート直交位相信号８８が被ダウンコンバート同相信号８６と比較してちょうど９０度シフトされていない分である位相欠陥を表現している。同様に、「１＋ε_ｂ／２」を乗じる乗算器８９、および「１−ε_ｂ／２」を乗じる乗算器９０は、受信器の同相経路と直交位相経路との間の利得不一致を表現している。ε_ｂは、被ダウンコンバート同相信号８６の振幅が被ダウンコンバート直交位相信号８８の振幅より大きい分である利得欠陥を表現している。

図７は、同相受信器ＬＯ信号８５にのみ基づいているとともに複合ＲＦ信号８１と混合する前の同相受信ミキサ３８の出力を記述する等式９１を示している。図７は、また、直交位相受信器ＬＯ信号８７にのみ基づいているとともに複合ＲＦ信号８１と混合する前の直交位相受信ミキサ３９の出力を記述する等式９２を示している。受信器ＬＯ信号４７の周波数ω_ｂ、位相不一致φ_ｂ、および利得不一致ε_ｂの関数として、等式９１は受信器１３の直交ミキサの出力の実数部を記述し、また等式９２は虚数部を記述している。

受信器１３の直交ミキサにおいてダウンコンバートされる複合ＲＦ信号８１をＩ／Ｑ不一致を推定する目的で特徴づけると、より正確な推定が、ＲＦループバック経路１１によって導入された複合ＲＦ信号８１の減衰および遅延を検討することによって得られる。ＲＦループバック経路１１は未知の利得誤差、位相誤差、および遅延誤差を導入する。ＲＦループバック経路１１は、送信器１２から受信器１３へのチャネル接続において利得スケーリングおよび時間遅延をもたらす。チャネル接続の特徴は以下の等式によって記述される。

ｃ（ｔ）＝β・δ（ｔ−τ） （９３）
ここでβは利得スケーリングを表わし、δは位相シフトを表わし、τは時間遅延を表わしている。関数δ（ｔ）はディラック・インパルス（Dirac impulse）を表わしている。被ダウンコンバート同相信号８６および被ダウンコンバート直交位相信号８８をより正確に記述するために、複合ＲＦ信号８１と受信器ＬＯ信号４７との積が算出される前に、受信ミキサ３８〜３９の出力はまずチャネル接続の特徴と畳み込みされる。

図８は、受信ミキサ３８〜３９の出力のＲＦループバック経路１１の特徴との畳み込みを記述する等式９４〜９５を示している。等式９４は、Ｒ｛ｃ（ｔ）^＊ｂ（ｔ）｝を示しており、また、等式９３と等式９１によって記述されている受信器１３の直交ミキサの出力の実数部との畳み込みを表わしている。等式９５は、Ｔ｛ｃ（ｔ）^＊ｂ（ｔ）｝を示しており、また、等式９３と等式９２において記述されている虚数部との畳み込みを表わしている。

図９は、複合ＲＦ信号８１が受信器ＬＯ信号４７と混合されてダウンコンバートされた結果得られるベースバンド信号を表わす等式９６を示している。等式９６は、Ｒ｛ｘ（ｔ）・ａ（ｔ）｝（被アップコンバート同相信号７４の実数部を表わしている等式８４）と｛ｃ（ｔ）^＊ｂ（ｔ）｝（受信ミキサ３８〜３９とＲＦループバック経路１１との畳み込みの実数部および虚数部を表わしている等式９４〜９５）との積である。したがって、等式９６は、積Ｒ｛ｘ（ｔ）・ａ（ｔ）｝・｛ｂ（ｔ）^＊ｃ（ｔ）｝である。Ｉ／Ｑ不一致の計算を簡略化するために、等式９６は、被アップコンバート位相信号７４およびミキサ３８〜３９のＲＦループバック経路１１（これは、ベースバンド帯域幅以内にある）との畳み込みの特徴のみを検討している。等式８４と等式９４〜９５との積の周波数（ω_ａ＋ω_ｂ）にある信号成分は無視される。なぜなら、周波数（ω_ａ＋ω_ｂ）が複合ＲＦ信号２１の搬送周波数のおよそ２倍であって第３低域フィルタ４０および第４低域フィルタ４１によって濾波により除去されると考えられるからである。

被ダウンコンバート同相信号８６は第３低域フィルタ４０によって濾波され、被ダウンコンバート直交位相信号８８は第４低域フィルタ４１によって濾波される。次に、ＲＦトランシーバＩＣ１９は濾波された被ダウンコンバート信号８６および８８をディジタル・ベースバンドＩＣ２０に渡す。第１アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）４２は濾波された被ダウンコンバート同相信号８６をディジタル化し、第２ＡＤＣ４３は濾波された被ダウンコンバート直交位相信号８８をディジタル化する。

ディジタル化および濾波された被ダウンコンバート信号８６および８８は、第２補正回路４４によって受信される。第２補正回路４４は４つの乗算器９７〜１００および２つの加算器１０１〜１０２を含んでいる。ディジタル化および濾波された同相信号８６は第５乗算器９７および第７乗算器９９によって受信され、ディジタル化および濾波された直交位相信号８８は第６乗算器９８および第８乗算器１００によって受信される。第３加算器１０１は第５乗算器９７および第６乗算器９８の出力を受信し、他方、第４加算器１０２は第７乗算器９９および第８乗算器１００の出力を受信する。４つのＩ／Ｑ不一致が推定される方法４８の不一致が補正される前の第１段階においては、第２補正回路４４は、ディジタル化および濾波された同相信号８６およびディジタル化および濾波された直交位相信号８８をそのまま高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロック４５に渡すだけである。第１段階においてトランシーバ１０が推定モードで動作している間、第６および第７乗算器９８〜９９の倍数係数は０に設定されている。推定モードでは、第２補正回路４４は、同相Ｒｘ成分１０３を、第２補正回路４４がＡＤＣ４２から受信したディジタル化および濾波された同相信号８６と実質的に同じ形態で出力する。推定モードでは、第２補正回路４４は、直交位相Ｒｘ成分１０４を、第２補正回路４４がＡＤＣ４３から受信したディジタル化および濾波された直交位相信号８８と実質的に同じ形態で出力する。

ステップ５６において、ＦＦＴブロック４５はディジタル化および濾波された被ダウンコンバート信号８６および８８を受信し、それらを評価信号１０５に変換する。被ダウンコンバート同相信号８６および被ダウンコンバート直交位相信号８８は、ＦＦＴブロック４５によって時間領域において受信され、ＦＦＴブロック４５は、評価信号１０５を周波数領域において出力する。基準信号６２は単側波帯トーンを有するが、評価信号１０５は４つの側波帯トーンを有する。４つの側波帯トーンの各々は、振幅、位相、および他の特徴を示す。側波帯トーンの特徴は、図１において示されている周波数ビン（０，０…Ｃ_＋１…Ｃ_＋２…Ｃ_−１…Ｃ_−２…０，０，０）に対応する複素周波数係数Ｃ_＋１、Ｃ_＋２、Ｃ_−１、およびＣ_−２によって表現される。ω_ａ＞ω_ｂおよびω_０＜（ω_ａ−ω_ｂ）を仮定すると、複素フーリエ係数Ｃ_＋１、Ｃ_＋２、Ｃ_−１、およびＣ_−２によって定義される振幅の特徴を有する４つの側波帯トーンは、それぞれ周波数（ω_ａ−ω_ｂ＋ω_０）、（ω_ａ−ω_ｂ−ω_０）、−（ω_ａ−ω_ｂ＋ω_０）、および−（ω_ａ−ω_ｂ−ω_０）に帰する。

図１０は、周波数領域での評価信号１０５の図であり、４つの対応する周波数ビンでの複素周波数係数Ｃ_＋１、Ｃ_＋２、Ｃ_−１、およびＣ_−２の振幅を示している。推定モードでは、複素周波数係数の振幅は評価信号１０５を測定することによって割り出される。

ステップ５７において、ＤＳＰ１４は、第１側波帯トーンの第１特徴Ｃ_＋１、第２側波帯トーンの第２特徴Ｃ_＋２、第３側波帯トーンの第３特徴Ｃ_−１、および第４側波帯トーンの第４特徴Ｃ_−２を割り出す。４つのＩ／Ｑ欠陥を全て同時に推定する方法４８は、評価信号１０５の側波帯の複素振幅Ｃ_＋１、Ｃ_＋２、Ｃ_−１、およびＣ_−２を使用して補正回路２２および４４の８つの乗算器のための倍数係数を算出する。倍数係数は、複素振幅Ｃ_＋１、Ｃ_＋２、Ｃ_−１、およびＣ_−２の１つが増加するとともに他の３つの複素振幅が減少するように相互に加えられることが可能な、補正回路２２および４４への同相および直交位相の入力の振幅に相当する。１つの複素振幅が増加するとともに他の３つの複素振幅が減少することは、４つのＩ／Ｑ欠陥が減少することに相当する。

図１１は、複素周波数係数Ｃ_＋１、Ｃ_＋２、Ｃ_−１、およびＣ_−２の振幅を、送信器１２の利得不一致および位相不一致ε_ａおよびφ_ａ、受信器１３の利得不一致および位相不一致ε_ｂおよびφ_ｂ、ならびにＲＦループバック経路１１の時間遅延τの関数として表わす等式１０６を示している。補正回路２２および４４の８つの乗算器のための倍数係数を決定することは、評価信号１０５の側波帯の観察された複素振幅Ｃ_＋１、Ｃ_＋２、Ｃ_−１、およびＣ_−２を使用した複数の計算において実行される。まず、等式１０６は、利得成分Ｋ_＋＋、Ｋ_＋−、Ｋ_−＋、およびＫ₋₋ならびに位相成分φ_＋およびφ₋の項に書き直される。また、時間遅延τはγの項で表現される。ここで、γ＝ω_ｂ・τである。図１２は、利得成分Ｋ_＋＋、Ｋ_＋−、Ｋ_−＋、およびＫ₋₋と利得不一致ε_ａおよびε_ｂとの関係を記述する等式を示している。図１３は、位相成分φ_＋およびφ₋と位相不一致φ_ａおよびφ_ｂとの関係を記述する等式を示している。

次に、等式１０６に記述されている複素振幅は、それらの実数部および虚数部に分割される。図１４は、等式１０６の複素振幅の実数部を記述する等式１０７を示している。図１４は、また、等式１０６の複素振幅の虚数部を記述する等式１０８を示している。次に、等式１０７は利得成分Ｋ_＋＋、Ｋ_＋−、Ｋ_−＋、およびＫ₋₋ならびに位相成分φ_＋およびφ₋を複素振幅Ｃ_＋１、Ｃ_＋２、Ｃ_−１、およびＣ_−２の実数部の１次結合として表現するように書き直される。図１５は、利得成分および位相成分を複素振幅の実数部の１次結合として表わす等式１０９を示している。図１５は、また、利得成分および位相成分を複素振幅の虚数部の１次結合として表わす等式１１０を示している。

次に、等式１０９および１１０は、利得成分Ｋ_＋＋、Ｋ_＋−、Ｋ_−＋、およびＫ₋₋について解決するために使用される。等式１０９および１１０の各行の利得成分は、Ｋ＝（Ｒ｛ｒｏｗ｝^２＋Ｔ｛ｒｏｗ｝^２）^１／２として算出される。図１６は、利得成分Ｋ_＋＋、Ｋ_＋−、Ｋ_−＋、およびＫ₋₋を評価信号１０５からの測定された（被測定）複素周波数係数Ｃ_＋１、Ｃ_＋２、Ｃ_−１およびＣ_−２の点から表現する等式１１１〜１１４を示している。利得成分の値は複素周波数係数の測定値を使用して算出される。

次に、送信器１２の直交ミキサの利得欠陥ε_ａおよび受信器１３の直交ミキサの利得欠陥ε_ｂが、図１２の等式をε_ａとε_ｂについて解決するとともに等式１１１〜１１４から得られた利得成分Ｋ_＋＋、Ｋ_＋−、Ｋ_−＋、およびＫ₋₋についての値を挿入することによって割り出される。利得成分Ｋ_＋＋、Ｋ＋、Ｋ_−＋、およびＫ₋₋は、等式１１１〜１１４において、複素振幅Ｃ_＋１、Ｃ_＋２、Ｃ_−１、およびＣ_−２の点で表現された。したがって、利得欠陥ε_ａおよびε_ｂは、観察された複素振幅Ｃ_＋１、Ｃ_＋２、Ｃ_−１、およびＣ_−２から割り出される。

図１７は、利得欠陥ε_ａを、利得成分Ｋ_＋＋、Ｋ_＋−、Ｋ_−＋、およびＫ₋₋の項で表現する２つの等式１１５〜１１６を示している。２つの等式１１５〜１１６の結果は、トランシーバ１０によって導入されたノイズゆえに恐らく同一ではないだろう。したがって、送信器１２中の利得欠陥ε_ａの２つの値が両方の等式を使用して割り出され、それらの結果が平均される。図１７は、また、受信器１３の中の利得欠陥ε_ｂを利得成分Ｋ_＋＋、Ｋ_＋−、Ｋ_−＋、およびＫ₋₋の項で表現する２つの等式１１７〜１１８を示している。２つの等式１１７〜１１８の結果も利得欠陥ε_ｂを得るために平均される。等式１１５〜１１８中のε_ａおよびε_ｂについての値が利得スケーリング係数β（これは等式１１１〜１１４中では存在する）によって表わされるチャネル接続の利得にもはや依存しないことに注意されたい。

次に、送信器１２の直交ミキサの位相不一致φ_ａおよび受信器１３の直交ミキサの位相不一致φ_ｂが割り出される。図１３の等式を使用して、位相不一致φ_ａおよびφ_ｂは以下のように位相成分φ_＋およびφ₋の項で表現される。

φ_ａ＝φ_＋＋φ₋ （１１９）
φ_ａ＝φ_＋−φ₋ （１２０）
次に位相成分φ_＋およびφ₋が、図１５の等式１０９および１１０から抽出される。等式１１０の４つの行の各々が等式１０９の対応する行によって除される。次に、位相がｔａｎ^−１を付することによって抽出される。次に、チャネル接続で導入された回転は、行１および４ならびに行２および３を加えることによって除去される。図１８は、位相成分φ_＋およびφ₋を、複素周波数係数Ｃ_＋１、Ｃ_＋２、Ｃ_−１、およびＣ_−２の項で表現する等式１２１および１２２を示している。このように、位相不一致φ_ａおよびφ_ｂは、観察された複素振幅Ｃ_＋１、Ｃ_＋２、Ｃ_−１、およびＣ_−２から割り出される。

方法４８の第１段階の最後のステップでトランシーバ１０がまだ推定モードで動作している間、第２段階において使用されるための倍数係数が割り出される。次に、方法４８の第２段階においてトランシーバ１０が補正モードで動作している間、乗算器６７〜７０および９７〜１００が、４つのＩ／Ｑ欠陥（利得欠陥ε_ａおよびε_ｂ、ならびに位相不一致φ_ａおよびφ_ｂ）を補正するために倍数係数を使用して設定される。

ステップ５８において、利得および位相欠陥ε_ａおよびφ_ａを補正するために相互に加えられる同相Ｔｘ成分６４の振幅および直交位相Ｔｘ成分６５の振幅が割り出される。例えば、乗算器６７の倍数係数によって決定されるような同相Ｔｘ成分６４の振幅および乗算器６８の倍数係数によって決定されるような直交位相Ｔｘ成分６５の振幅は、諸周波数係数のうちの２つ（Ｃ＋１およびＣ−１）が増加するとともに他の２つの係数（Ｃ＋２およびＣ−２）が減少するように、加えられる。（受信経路の利得および位相欠陥ε_ｂおよびφ_ｂを補正することは、周波数係数Ｃ_＋１も減じさせる。）周波数係数の増加は、評価信号１０５の対応する側波帯トーンの特徴（例えば側波帯トーンの振幅）の増加を表わす。また、ステップ５８で、ディジタル化および濾波された被ダウンコンバート同相信号８６および被ダウンコンバート直交位相信号８８の振幅が、４つの側波帯トーンの周波数係数Ｃ＋１、Ｃ＋２、Ｃ−１、およびＣ−２によって表わされている１つの側波帯トーンの特徴が増加するとともに他の３つの側波帯トーンの特徴が減じるように、割り出される。基準信号６２が、特定の周波数ビン（０，０，１，０…０，０，０）において単側波帯トーンを有し、その結果、評価信号１０５が様々な周波数ビン（０，０…Ｃ_＋１…Ｃ_＋２…Ｃ_−１…Ｃ_−２０，０，０）において側波帯トーンを有する実現形態については、増加する周波数係数はＣ_−１である。別の周波数ビンが使用される他の実現形態では、増加する周波数係数はＣ_−２である。

乗算器６７〜７０および９７〜１００のための倍数係数は、理想的なアップコンバーションおよびダウンコンバージョンにつながる単位行列Ｑを仮定することによって算出される。トランシーバ１０によって送受信される複素データ信号は次のように表現される。

ｘ＾（ｔ）＝［Ｒ｛ｘ（ｔ）・ａ（ｔ）｝・ｂ（ｔ）］_ＢＢ （１２３）
等式１２３は、実数成分および虚数成分を分離するとともに単位行列Ｑを含めることによって書き直される。図１９は、ａ（ｔ）によるアップコンバーションおよびｂ（ｔ）によるダウンコンバージョン後の複素データ信号のベースバンド成分を表わす、書き直された結果得られる等式１２４を示している。ここで、ω_ａ＝ω_ｂである。単位行列Ｑによる乗算が理想的なアップコンバーションおよびダウンコンバージョンにつながるので、実際の行列Ｑを逆行列（Ｑ^−１）で乗じることは、単位行列につながり、あらゆるＩ／Ｑ利得および位相不一致を補償するだろう。したがって、Ｉ／Ｑ欠陥を補正することは、データ信号を逆行列Ｑ^−１の利得係数に対応する倍数係数を乗じることによって達成される。図２０は、乗算器６７〜７０および９７〜１００の倍数係数に対応する逆行列Ｑ^−１の係数を示している。

送信器１２の直交ミキサのＩ／Ｑ利得不一致および位相不一致を補正するために使用される乗算器６７〜７０のための倍数係数を決定するために、受信器１３の直交ミキサは欠陥ε_ｂ＝φ_ｂ＝０の理想的なものと仮定される。次に、Ｑが等式１２４について解決され、Ｒ｛ａ（ｔ）｝およびＴ｛ａ（ｔ）｝の値が等式７９および８０から挿入され、Ｒ｛ｂ（ｔ）｝およびＴ｛ｂ（ｔ）｝の値が等式９１および９２から挿入される。受信器１３の直交ミキサのＩ／Ｑ利得不一致および位相不一致を補正するために使用される乗算器９７〜１００のための倍数係数を決定するために、送信器１２の欠陥は０にセットされる、すなわち、ε_ａ＝φ_ａ＝０とされる。したがって、ε_ｂ＝φ_ｂ＝０でかつ利得欠陥ε_ａおよび位相不一致φ_ａが計算において使用されれば、乗算器６７の第１倍数係数が図２０の行列位置１１における係数であり、乗算器６８の第２倍数係数が行列位置１２における係数であり、乗算器６９の第３倍数係数が行列位置２１における係数であり、乗算器７０の第４倍数係数が行列位置２２における係数である。ε_ａ＝φ_ａ＝０でかつ利得欠陥ε_ｂおよび位相不一致φ_ｂが計算において使用されれば、乗算器９７の第５倍数係数が行列位置１１での係数であり、乗算器９８の第６倍数係数が行列位置１２での係数であり、乗算器９９の第７倍数係数が行列位置２１での係数であり、乗算器１００の第８倍数係数が行列位置２２での係数である。

ε_ｂ＝φ_ｂ＝０かつ利得欠陥ε_ａおよび位相不一致φ_ａが計算において使用される場合、等式１２４中のＱについて解決することは、図２１の等式１２５につながる。次に、Ｑの逆行列が、送信器１２の利得欠陥および位相欠陥を補正するために第１補正回路２２によって使用される利得係数に帰するために算出される。図２２は、４つの乗算器６７〜７０の倍数係数を記述する等式１２６を示している。例えば、乗算器６７のための第１倍数係数を決定するためには、等式１２６の公倍数が行列位置１１（これは、（１− ε_ａ／２）・ｃｏｓ（φ_ａ／２）に等しい）で乗じられる。

受信器１３の直交ミキサのＩ／Ｑ利得不一致および位相不一致を補正するために使用される乗算器９７〜１００のための倍数係数を決定するために、送信器１２の直交ミキサは欠陥ε_ａ＝φ_ａ＝０の理想的なものと仮定される。次に、送信器補正係数に関しては、Ｑが等式１２４について解決され、Ｒ｛ａ（ｔ）｝、Ｔ｛ａ（ｔ）｝、Ｒ｛ｂ（ｔ）｝、およびＴ｛ｂ（ｔ）｝が等式７９、８０、９１、および９２から挿入される。

ε_ａ＝φ_ａ＝０でかつ利得欠陥ε_ｂおよび位相不一致φ_ｂが計算において使用される場合、等式１２４においてＱについて解決することは、図２３の等式１２７につながる。次に、Ｑの逆行列が、受信器１３の利得欠陥および位相欠陥を補正するために第２補正回路４４によって使用される利得係数に帰するために算出される。図２４は、４つの乗算器９７〜１００の倍数係数を記述する等式１２８を示している。例えば、乗算器９８のための第６倍数係数を決定するためには、等式１２８の公倍数が行列位置１２（これは、−（１＋ε_ｂ／２）・ｓｉｎ（φ_ｂ／２）に等しい）で乗じられる。

要約すると、方法４８のトランシーバ１０が推定モードにおいて動作している第１段階において、基準信号６２が生成され、また評価信号１０５が観察される。複素周波数係数Ｃ_＋１、Ｃ_＋２、Ｃ_−１、およびＣ_−２が、評価信号１０５を測定することによって割り出される。ＤＳＰ１４において実行される一連の計算において、利得成分Ｋ_＋＋、Ｋ_＋−、Ｋ_−＋、およびＫ₋₋ならびに位相成分φ_＋およびφ₋が算出される。利得成分および位相成分を使用して、１つの基準信号に基づいて、４つのＩ／Ｑ欠陥（利得欠陥ε_ａおよびε_ｂ、ならびに位相不一致φ_ａおよびφ_ｂ）が全て一度に割り出される。４つの欠陥は、トランシーバが補正モードにおいて動作している場合、方法４８の第２段階において使用される８つの倍数係数を算出するために使用される。第１の４つの倍数係数は、送信器１２の利得欠陥ε_ａおよび位相欠陥φ_ａを補正するために、第１補正回路２２の乗算器によって使用され、また、第２の４つの倍数係数は、受信器１３の利得欠陥ε_ｂおよび位相欠陥φ_ｂを補正するために、第２補正回路４４の乗算器によって使用される。

データ信号が補正モードにおいて送信される際、諸Ｉ／Ｑ欠陥は、データ信号を第１補正回路２２によって前処理して送信器１２の利得欠陥および位相欠陥を補正することによってかつ受信された（被受信）データ信号を第２補正回路４４によって後処理して受信器１３の利得欠陥および位相欠陥を補正することによって補正される。例えば、前処理は、フーリエ逆変換計算回路２１がＯＦＤＭ通信システムのユーザによって送信された情報を含んだデータ信号１２９を受信した後に実行される。ＩＦＦＴ２１は、同相Ｔｘ成分６４および直交位相Ｔｘ成分６５を生成する。同相Ｔｘ成分６４は第１乗算器６７および第３乗算器６９によって受信され、直交位相Ｔｘ成分６５は第２乗算器６８および第４乗算器７０によって受信される。方法４８の４つのＩ／Ｑ欠陥が補正される第２段階においては、第１補正回路２２は、同相成分６４および直交位相成分６５を単にそのまま通さない。代わりに、推定モードにおいて算出された倍数係数が、成分６４および６５のうちのどれだけが別の成分に相互に加えられるかを決定する。

ステップ５９において、同相Ｔｘ成分６４の減衰された（被減衰）成分が第１倍数係数を使用して生成される。ＤＳＰ１４は、第１倍数係数を含んだディジタル制御信号１３０を乗算器６７に送信する。乗算器６７は、第１倍数係数に対応する量によって同相Ｔｘ成分６４の振幅を減じる（減衰させる）。一実施形態では、倍数係数はみな、乗算器に対して成分６４および６５を減じさせる。別の実施形態では、倍数係数は、乗算器に対して成分６４および６５を増幅させるかまたは減じさせる。

ステップ６０において、乗算器６８が第２倍数係数に対応する量によって直交位相Ｔｘ成分６５の振幅を減じると、直交位相Ｔｘ成分６５の被減衰成分が生成される。

ステップ６１において、同相Ｔｘ成分６４の被減衰成分が直交位相Ｔｘ成分６５の被減衰成分に加えられる。第１加算器７１は、第１乗算器６７の出力および第２乗算器６８の出力を受信し、補正された（被補正）同相Ｔｘ成分１３１を生成する。

また、乗算器６９は同相Ｔｘ成分６４を第３倍数係数に対応する量によって減じ、乗算器７０は直交位相Ｔｘ成分６５を第４倍数係数に対応する量によって減じる。第２加算器７２は、第３乗算器６９の出力および第４乗算器７０の出力を受信し、被補正直交位相Ｔｘ成分１３２を生成する。少量の直交位相成分を同相成分に加えることおよびその逆によって、各成分の位相および振幅の両方が変更され、これによって補正される。データ信号１２９は、まず、後に送信直交ミキサによって導入されるＩ／Ｑ利得および位相欠陥を補償するために前処理され、次に、補正された送信信号１３３としてアップコンバートされ、送信される。

補正モードは、受信直交ミキサで導入されたＩ／Ｑ利得および位相欠陥を補償するためにダウンコンバートされた被受信信号を後処理することも含んでいる。第２補正回路４４は、受信器１３の直交ミキサのＩ／Ｑ不一致を補償するために受信された（被受信）ＲＦ複合信号を補正する。ＲＦ受信信号１３４は、アンテナ１８上で受信され、デュプレクサ１７を通過し、低ノイズ・アンプ３４によって増幅され、次いで受信器１３の直交ミキサによってダウンコンバートされる。直交ミキサは被ダウンコンバート同相信号８６および被ダウンコンバート直交位相信号８８を出力する。次に、信号８６および８８は濾波およびディジタル化される。ディジタル化および濾波された同相信号８６は第５乗算器９７および第７乗算器９９によって受信され、ディジタル化および濾波された直交位相信号８８は第６乗算器９８および第８乗算器１００によって受信される。次に、推定モードにおいて算出された倍数係数が信号８６および８８の各々のどれだけが第２補正回路４４によって他方の信号に加えられるかを規定するために使用される。

例えば、ディジタル化および濾波された同相信号８６の被減衰成分が、第５倍数係数を使用して生成される。ＤＳＰ１４は、第５倍数係数を含んだディジタル制御信号１３５を乗算器９７に送信する。乗算器９７は第５倍数係数に対応する量によってディジタル化および濾波された同相信号８６を減じる（減衰させる）。また、乗算器９８が第６倍数係数に対応する量によってディジタル化および濾波された被ダウンコンバート直交位相信号８８の振幅を減じると、ディジタル化および濾波された被ダウンコンバート直交位相信号８８の被減衰成分が生成される。次に、信号８８の被減衰成分は信号８６の被減衰成分に加えられる。第３加算器１０１は、第５乗算器９７および第６乗算器９８の出力を受信し、被補正同相Ｒｘ成分１３６を生成する。

また、乗算器９９はディジタル化および濾波された同相信号８６を第７倍数係数に対応する量によって減じ、乗算器１００はディジタル化および濾波された被ダウンコンバート直交位相信号８８を第８倍数係数に対応する量によって減じる。第４加算器１０２は、第７乗算器９９および第８乗算器１００の出力を受信し、被補正直交位相Ｒｘ成分１３７を生成する。次に、フーリエ変換計算回路４５は被補正同相Ｒｘ成分１３６および被補正直交位相Ｒｘ成分１３７を被補正ベースバンド信号１３８に変換する。次に、被補正ベースバンド信号１３８のディジタルストリームは後続のディジタル信号処理用のシンボルに変換される。第２補正回路４４が、受信器１３の直交ミキサで導入された利得および位相欠陥ε_ｂおよびφ_ｂを被補正ベースバンド信号１３８から除去済みである。したがって、補正モードでは、トランシーバ１０は、送信されるデータ信号を前処理するとともに被受信データ信号を後処理して送信器の直交ミキサおよび受信器の直交ミキサで導入された４つのＩ／Ｑ利得不一致および位相不一致を補正する。第１補正回路２２は、データ信号１２９が送信器１２で導入されるはずの利得欠陥ε_ａおよび位相不一致φ_ａを補正するように、アップコンバートおよび送信される前にデータ信号１２９を前処理する。第２補正回路４４は、信号１３４が受信器１３で導入された利得欠陥ε_ｂおよび位相不一致φ_ｂを補正するように、受信およびダウンコンバートされた後にＲＦ受信信号１３４を後処理する。等式１０７によって示されているように、第１補正回路２２および第２補正回路４４が同相成分および直交位相成分を相互に加えることによってＩ／Ｑ欠陥を補償すると、周波数係数Ｃ_−１は増加するとともに周波数係数Ｃ_＋１、Ｃ_＋２、およびＣ_−２は減少する。第１補正回路２２および第２補正回路４４が４つのＩ／Ｑ欠陥を完全に補正する理想的なケースでは、周波数係数Ｃ_＋１、Ｃ_＋２、およびＣ_−２は振幅を有さない。この理想的なケースでは、図１０の線は１つのピーク（周波数係数Ｃ_−１に対応する周波数ビン−４０付近のピーク）のみを示すだろう。チャネル接続の特徴が理想的でない場合、およびＲＦループバック経路１１がチャネル接続上で利得スケーリングおよび時間遅延を引き起こす場合、チャネル接続の欠陥は諸周波数係数に影響を与える。したがって、チャネル接続の欠陥は、全ての側波帯の位相は同等に変化させるが、周波数係数の相対的な振幅は変化させない。

一実施形態では、通常動作中、ＯＦＤＭ方式のユーザがデータ信号を送信および受信している間、トランシーバ１０の動作はユーザ・データの送信と送信チェーンおよび受信チェーンの再較正とを交互に行なう。データ信号が所定の期間にわたって送信および受信されると、トランシーバ１０は推定モードに入る。一実現形態では、周波数合成器３６は、推定モードにおいて使用されるＬＯ信号４７の周波数ω_ｂを、被受信データ信号をダウンコンバートするために使用される周波数から変化させる。例えば、周波数ω_ｂは、送信周波数合成器２８によって生成された周波数ω_ａから約１００キロヘルツ以内にあるように変化させられ、また、送信された信号をアップコンバートするために使用される。次に、トランシーバ１０は基準信号６２を生成し、評価信号１０５を評価し、倍数係数を決定する。次に、送信チェーンおよび受信チェーンが再較正された後、トランシーバ１０は補正モードに交替し、音声およびデータ通信を含んだデータ信号を送信および受信する。補正モードでは、トランシーバ１０は、政府のスペクトル使用許諾機関によって規定されているＬＯ信号４７の元々の周波数ω_ｂを使用する。別の実施形態では、トランシーバ１０は、トランシーバ１０を含んだ移動通信装置に電源投入した際にのみ補正モードに入る。電源投入時の較正後、トランシーバは補正モードにおいて動作する。

図２５は、ディジタル・ベースバンドＩＣ２０に代えてアナログＲＦトランシーバＩＣ１９中に補正回路が位置するトランシーバ１０の実施形態の概略的なブロック図である。したがって、送信器と受信器の両方の利得不一致および位相不一致を同時に推定する方法は、アナログ領域でＩ／Ｑ欠陥を補正する。第１補正回路２２はアナログＲＦトランシーバＩＣ１９中に位置しており、第１ＤＡＣ２３によって出力されるアナログ同相Ｔｘ成分およびＤＡＣ２４によって出力されるアナログ直交位相Ｔｘ成分の両方を受信する。同相Ｔｘ成分６４の被減衰成分および直交位相Ｔｘ成分６５の被減衰成分は、アナログ領域において相互に加えられるとともに補正された同相Ｔｘ成分１３１および補正された直交位相Ｔｘ成分１３２として出力される。同様に、第２補正回路４４もアナログＲＦトランシーバＩＣ１９に位置しており、濾波された被ダウンコンバート同相信号８６および濾波された被ダウンコンバート直交位相信号８８を受信する。次に、第２補正回路４４は、信号８６および８８の被減衰成分同士を加え、また、被補正同相Ｒｘ成分１３６および被補正直交位相Ｒｘ成分１３７を出力する。次に、被補正同相Ｒｘ成分１３６はＡＤＣ４２によってディジタル化され、被補正直交位相Ｒｘ成分１３７はＡＤＣ４３によってディジタル化される。

図２５の実施形態のアナログ補正回路は、Ｉ／Ｑ補正レジスタによって制御される。ディジタル・ベースバンドＩＣ２０は、ＳＰＩシリアルバス１５上でＩ／Ｑ補正レジスタを介して補正回路に倍数係数および他の補正情報を伝達する。例えば、図２５は、第２補正回路４４の乗算器９７〜１００を制御するＩ／Ｑ補正レジスタ１３９を示している。第１補正回路２２を制御するＩ／Ｑ補正レジスタは、図２５に示されていない。一側面では、乗算器９７は、Ｉ／Ｑ補正レジスタ１３９から受信された補正信号によって制御される。ディジタルの１がＩ／Ｑ補正レジスタ１３９の第８ビットに書き込まれている場合、制御信号１４０が論理的に有効にされ、ディジタルの１がＩ／Ｑ補正レジスタ１３９の第７ビットに書き込まれている場合、制御信号１４１が論理的に有効にされる。別の側面では、２つを超える制御信号が各乗算器の倍数係数を設定するために使用される。ディジタル・ベースバンドＩＣ２０は、ＳＰＩシリアルバス１５上で通信するとともにディジタル値００、０１、１０、または１１をＩ／Ｑ補正レジスタ１３９の第７ビットおよび第８ビットに書き込むことによって、乗算器９７の倍数係数を設定する。

図２６は、Ｉ／Ｑ欠陥が前処理も後処理もされずにそれらのソースで補正される、トランシーバ１０の別の実施形態の概略的なブロック図である。図２６の実施形態は、利得不一致および位相不一致を補償する直交ミキサにおいて補正乗算器および補正シフタを含んでいる。補正無しでは、同相送信器ＬＯ信号７３は直交位相送信器ＬＯ信号７５からφ_ａシフトされた位相を有する。図２６において、送信移相器２９中の「９０°−φ_ａ／２」および移相器２９の上方の「＋φ_ａ／２」は、送信器１２の直交ミキサで導入された位相不一致φ_ａを表わしている。一実施形態では、アナログ送信移相器２９はＩ／Ｑ補正レジスタからの補正信号によって制御される。送信移相器２９によって生成された位相シフトは、位相不一致φ_ａが除去されるように変化させられる。ＤＳＰ１４は、等式１１９から得られた位相不一致φ_ａを使用して、Ｉ／Ｑ補正レジスタのビットを書き込むことによって送信移相器２９を制御する。別の実施形態では、補正シフタ１４２は、直交ミキサで導入された＋φ_ａ位相不一致を補正する量−φ_ａによって直交位相送信器ＬＯ信号７５の位相をシフトするために、直交ミキサに加えられる。

図２６において、乗算器７７および７８は、被アップコンバート同相信号７４と被アップコンバート直交位相信号７６との間の利得不一致ε_ａを表わしている。アナログ式の電圧制御される（電圧制御型）補正アンプ１４３が、信号７４を直交ミキサによって信号７４へ導入された＋ε_ａ／２利得不一致を補正する量−ε_ａ／２によって減じるために直交ミキサに加えられている。同様に、アナログ式電圧制御型補正アンプ１４４が、信号７６を直交ミキサによって信号７６へ導入された−ε_ａ／２利得不一致を補正する量＋ε_ａ／２によって増幅するために直交ミキサに加えられている。ＤＳＰ１４は、図１７中の等式１１５から得られた利得不一致ε_ａを使用して、Ｉ／Ｑ補正レジスタのビットを書き込むことによって、電圧制御型アンプ１４３および１４４を制御する。いくつかの実現形態では、利得不一致ε_ａは負の量であり、アンプ１４３は信号７４を増幅し、アンプ１４４は信号７６を減じる。

図２６の実施形態は、また、受信器１３の直交ミキサにおいて補正乗算器および補正シフタを含んでいる。一実施形態では、送信経路および受信経路の両方の直交ミキサは、補正シフタ１４２のような、１つのミキサへのＬＯ信号をφ_ａまたはφ_ｂによってシフトする１つの補正シフタを有する。別の実施形態では、各直交ミキサは、各々が２つのミキサのうちの１つへのＬＯ信号をφ／２によってシフトする２つの補正シフタを有する。図２６は、受信器１３の直交ミキサに関してダブル・シフタの実施形態を例示している。補正シフタ１４５は、同相受信器ＬＯ信号８５の位相を直交ミキサによって信号８５へ導入された＋φ_ｂ／２位相不一致を補正する量−φ_ｂ／２によってシフトするために、受信直交ミキサに加えられている。同様に、補正シフタ１４６は、直交位相受信器ＬＯ信号８７の位相を直交ミキサによって信号８７へ導入された−φ_ｂ／２位相不一致を補正する量＋φ_ｂ／２によってシフトするために、受信直交ミキサに加えられている。また、補正アンプ１４７は、被ダウンコンバート同相信号８６を直交ミキサによって信号８６へ導入された＋ε_ａ／２利得不一致を補正する量−ε_ａ／２によって減じるために、直交ミキサに加えられている。同様に、補正アンプ１４８は、被ダウンコンバート直交位相信号８８を直交ミキサによって信号８８へ導入された−ε_ａ／２利得不一致を補正する量＋ε_ａ／２によって増幅するために、直交ミキサに加えられている。

図２６の実施形態の補正シフタおよび補正乗算器は、Ｉ／Ｑ補正レジスタによって制御される。ディジタル・ベースバンドＩＣ２０は、ＳＰＩシリアルバス１５上でＩ／Ｑ補正レジスタを介して補正シフタおよび補正乗算器に補正情報を伝達する。補正情報は、図１７の中の等式１１５〜１１８から得られた利得不一致ε_ａおよびε_ｂならびに等式１１９〜１２０から得られた位相不一致φ_ａおよびφ_ｂを含んでいる。例えば、図２６は、受信器１３の直交ミキサの補正シフタ１４５〜１４６および補正乗算器１４７〜１４８を制御するＩ／Ｑ補正レジスタ１４９を示している。送信器１２の直交ミキサの補正シフタおよび補正乗算器を制御するＩ／Ｑ補正レジスタは、図２６に示されていない。補正シフタおよび補正乗算器は、Ｉ／Ｑ補正レジスタ１４９から受信された補正信号によって制御される。例えば、ディジタルの１がＩ／Ｑ補正レジスタ１４９の第８ビットに書き込まれている場合、制御信号１５０が論理的に有効にされ、ディジタルの１がＩ／Ｑ補正レジスタ１４９の第７ビットに書き込まれている場合、制御信号１５１が論理的に有効にされる。別の例では、２つを超える制御信号が補正乗算器１４７のための減衰量を設定するために使用される。ディジタル・ベースバンドＩＣ２０は、ＳＰＩシリアルバス１５上で通信するとともにＩ／Ｑ補正レジスタ１４９の第８ビットにディジタル値を書き込むことによって、補正乗算器１４７〜１４８のための減衰量および増幅量ならびに補正シフタ１４５〜１４６のための位相遅れを設定する。

１つ以上の例示的な実施形態において、記述されている機能は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはそれらのあらゆる組合せにおいて実現され得る。ソフトウェアにおいて実現される場合、関数は１つまたは複数の指示またはコードとして、コンピュータ可読媒体上で格納または送信され得る。コンピュータ可読媒体は、コンピュータ記憶装置媒体、およびコンピュータ・プログラムのある位置から別の位置への移動を容易にするあらゆる媒体を含む通信媒体、の両方を含んでいる。記憶媒体は、コンピュータによってアクセスされることが可能なあらゆる利用可能な物理的媒体であり得る。限定ではなく例として、そのようなコンピュータ可読媒体は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭまたは他の光学ディスク記憶装置、磁気ディスク記憶装置または他の磁気記憶装置、または命令またはデータ構造の形態の所望のプログラム・コードを運ぶか格納するために使用されることが可能で且つコンピュータによってアクセスされることが可能な他のあらゆる媒体を具備し得る。また、あらゆる接続も当然、コンピュータ可読媒体と称される。例えば、ソフトウェアが、同軸ケーブル、光ファイバーケーブル、撚線対、ディジタル加入者線（ＤＳＬ）、または赤外線、無線およびマイクロ波のような無線技術を使用して、ウェブサイト、サーバ、または他の遠隔ソースから送信される場合、この同軸ケーブル、光ファイバーケーブル、撚線対、ＤＳＬ、または赤外線、無線およびマイクロ波のような無線技術は、媒体の定義に含まれている。本明細書において使用されているディスク（ｄｉｓｋ）とディスク（ｄｉｓｃ）は、コンパクト・ディスク（ＣＤ）、レーザーディスク（登録商標）、光ディスク、ディジタル多用途ディスク（ＤＶＤ）、フロッピー（登録商標）・ディスクおよびブルーレイ・ディスクを含んでいる。ここで、ディスク（ｄｉｓｋ）は通常磁気的にデータを再生し、他方、ディスク（ｄｉｓｃ）はレーザーでデータを光学的に再生する。上記のものの組合せもコンピュータ可読媒体の範囲に含まれるべきである。

１つの評価信号を観察した後に送信経路および受信経路の両方の利得不一致および位相の不一致を決定するトランシーバが、教示目的用の特定の具体的な実施形態に関して記述されたが、トランシーバはそれに制限されない。例えば、トランシーバ１０は、ディジタル信号プロセッサ中の推定モードの計算を実行することとして記述される。別の実施形態では、計算はディジタル・ベースバンドＩＣの別の部分において実行される。例えば、その計算は埋込み型マイクロコントローラ、または埋込み型プログラマブル・ロジック中で実行される。トランシーバ１０は、レジスタから送信される制御信号を使用して補正回路、補正シフタ、および補正乗算器を制御することとして記述される。別の実施形態では、制御信号は、ディジタル・ベースバンドＩＣから直接送信される。４つのＩ／Ｑ欠陥を全て同時に算出する方法は、移動通信装置中で実行されることとして記述されている。別の実施形態では、方法は、移動通信装置から信号を受信し移動通信装置に信号を送信する基地局で実行される。上に開示されている実施形態の記述は、あらゆる当業者がステップ型利得ミキサを実行または使用することを可能にするために提供されている。これらの実施形態に対する様々な修正は当業者にとって容易に明らかになり、また、本明細書において定義されている包括的な原理は、開示されている主題の思想または範囲から逸脱することなく別の実施形態に適用され得る。したがって、１つの評価信号を観察した後に送信経路および受信経路の両方の利得不一致および位相不一致を割り出す開示の方法は、本明細書において示されている実施形態に限定されることを意図されず、本明細書において開示されている原理および新規な要素と一貫している最も広い範囲と一致するべきである。

Claims (43)

1. （ａ）基準信号を送信経路の直交ミキサへ受信することであって、前記送信経路は利得不一致および位相不一致を示す、受信することと、
   （ｂ）被アップコンバートＲＦ信号を生成するために前記基準信号を使用することと、
   （ｃ）前記被アップコンバートＲＦ信号をＲＦループバック経路を介して受信経路の直交ミキサへ送信することであって、前記受信経路は利得不一致および位相不一致を示す、送信することと、
   （ｄ）被ダウンコンバート評価信号を生成するために前記被アップコンバートＲＦ信号を使用することと、
   （ｅ）前記送信経路の前記利得不一致および前記位相不一致ならびに前記受信経路の前記利得不一致および前記位相不一致を割り出すために前記被ダウンコンバート評価信号を使用することと、
   を具備する方法。
2. 前記送信経路の前記直交ミキサが直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）および周波数分割２重化（ＦＤＤ）に基づいて通信する通信装置の一部である、
   請求項１の方法。
3. 前記通信装置がデータ信号の通常の送信を実行し、
   前記送信経路の前記利得不一致および前記位相不一致ならびに前記受信経路の前記利得不一致および前記位相不一致を割り出すことが、前記ＲＦループバック経路を除いて前記データ信号の前記通常の送信の際に使用されないハードウェアを使用せずに実行される、
   請求項２の方法。
4. 前記評価信号が、第１振幅を有する第１側波帯トーン、第２振幅を有する第２側波帯トーン、第３振幅を有する第３側波帯トーン、および第４振幅を有する第４側波帯トーンを有し、
   前記送信経路の前記利得不一致および前記位相不一致ならびに前記受信経路の前記利得不一致および位相が前記第１振幅、第２振幅、第３振幅、および第４振幅に基づいて割り出される、
   請求項１の方法。
5. （ａ）基準信号を生成することと、
   （ｂ）前記基準信号を同相Ｔｘ成分および直交位相Ｔｘ成分に変換するることと、
   （ｃ）前記同相Ｔｘ成分を同相送信器発振器信号と混合することによって被アップコンバート同相信号を生成することと、
   （ｄ）前記直交位相Ｔｘ成分を直交位相送信器発振器信号と混合することによって被アップコンバート直交位相信号を生成することと、
   （ｅ）前記被アップコンバート同相信号と前記被アップコンバート直交位相信号とを加えることによって複合ＲＦ信号を生成することと、
   （ｆ）前記複合ＲＦ信号を同相受信器発振器信号と混合することによって被ダウンコンバート同相信号を生成することと、
   （ｇ）前記複合ＲＦ信号を直交位相受信器発振器信号と混合することによって被ダウンコンバート直交位相信号を生成することと、
   （ｈ）前記被ダウンコンバート同相信号および前記被ダウンコンバート直交位相信号を評価信号へ変換することであって、前記評価信号は、第１特徴を有する第１側波帯トーン、第２特徴を有する第２側波帯トーン、第３特徴を有する第３側波帯トーン、および第４特徴を有する第４側波帯トーンを有する、変換することと、
   （ｉ）前記第１特徴、前記第２特徴、前記第３特徴、および前記第４特徴を割り出すことと、
   （ｊ）前記第１特徴が増加するとともに前記第２特徴、前記第３特徴、および前記第４特徴の各々が減少する前記被ダウンコンバート同相信号の振幅および前記被ダウンコンバート直交位相信号の振幅を決定することと、
   を具備する方法。
6. 前記同相送信器発振器信号が第１周波数を有し、
   前記同相受信器発振器信号が第２周波数を有し、
   前記第１周波数が前記第２周波数と異なる、
   請求項５の方法。
7. 前記特徴が振幅である、
   請求項５の方法。
8. 前記第１特徴が前記第１側波帯トーンの振幅および位相の組合せである、
   請求項５の方法。
9. 前記第１特徴が複素フーリエ係数によって定められる、
   請求項８の方法。
10. 前記基準信号が、周波数領域において生成され、また１つの周波数ビン中のみで振幅を有する、
    請求項５の方法。
11. 前記基準信号が単側波帯トーンを有する、
    請求項５の方法。
12. （ｋ）前記被ダウンコンバート同相信号の被減衰成分を生成することと、
    （ｌ）前記被ダウンコンバート直交位相信号の被減衰成分を生成することと、
    （ｍ）前記被ダウンコンバート直交位相信号の前記被減衰成分を前記被ダウンコンバート同相信号の前記被減衰成分に加えることと、
    をさらに具備する、請求項５の方法。
13. （ｅ）における前記生成することがアナログ集積回路上で実行され、
    （ｈ）における前記変換することがディジタル集積回路上で実行される、
    請求項５の方法。
14. （ｅ）における前記生成することが時間領域において実行され、
    （ｈ）における前記変換することが周波数領域において実行される、
    請求項５の方法。
15. 前記同相Ｔｘ成分が振幅を有し、前記直交位相Ｔｘ成分が振幅を有し、
    （ｋ）前記同相Ｔｘ成分の前記振幅および前記直交位相Ｔｘ成分の前記振幅を調整することと、
    （ｌ）前記調整された同相Ｔｘ成分を前記調整された直交位相Ｔｘ成分に加えることと、
    をさらに具備する、請求項５の方法。
16. 被ダウンコンバート同相信号を受信し、振幅を有する第１被減衰成分信号を生成する第１乗算器と、
    被ダウンコンバート直交位相信号を受信し、振幅を有する第２被減衰成分信号を生成する第２乗算器であって、前記被ダウンコンバート同相信号および前記被ダウンコンバート直交位相信号を生成するために単側波帯トーンを有するデータ信号が送信および使用される、第２乗算器と、
    前記被ダウンコンバート同相信号を受信し、振幅を有する第３被減衰成分信号を生成する第３乗算器と、
    前記被ダウンコンバート直交位相信号を受信し、振幅を有する第４被減衰成分信号を生成する第４乗算器と、
    前記第２被減衰成分信号を前記第１被減衰成分信号に加えることによって同相成分信号を生成する第１加算器と、
    前記第３被減衰成分信号を前記第４被減衰成分信号に加えることによって直交位相成分信号を生成する第２加算器と、
    前記同相成分信号および前記直交位相成分信号を使用して被補正信号を生成するフーリエ変換計算回路であって、前記被補正信号は、第１特徴を有する第１側波帯トーン、第２特徴を有する第２側波帯トーン、第３特徴を有する第３側波帯トーン、および第４特徴を有する第４側波帯トーンを有し、前記第１特徴が増加するとともに前記第２特徴、前記第３特徴、および前記第４特徴が減少するように、前記第１乗算器は前記第１被減衰成分信号の振幅を調整し、前記第２乗算器は第２被減衰成分信号の振幅を調整し、前記第３乗算器は前記第３被減衰成分信号の振幅を調整し、前記第４乗算器は前記第４被減衰成分信号の振幅を調整する、フーリエ変換計算回路と、
    を具備する回路。
17. 前記被補正信号が評価信号である、
    請求項１６の回路。
18. 前記特徴が振幅である、
    請求項１６の回路。
19. 前記第１特徴が複素フーリエ係数によって定められる、
    請求項１６の回路。
20. 前記被ダウンコンバート同相信号が、第１乗算器および第３乗算器によって受信される前に濾波およびディジタル化され、
    前記被ダウンコンバート直交位相信号が、第２乗算器および第４乗算器によって受信される前に濾波およびディジタル化される、
    請求項１６の回路。
21. 前記第１乗算器および前記第３乗算器によって受信された被ダウンコンバート同相信号が、ディジタル化された被ダウンコンバート同相信号であり、
    前記第２乗算器および前記第４乗算器によって受信された被ダウンコンバート直交位相信号が、ディジタル化された被ダウンコンバート直交位相信号であり、
    アナログ被ダウンコンバート同相信号を受信し、ディジタル化された被ダウンコンバート同相信号を出力する第１アナログ・ディジタル変換器と、
    アナログ被ダウンコンバート直交位相信号を受信し、ディジタル化された被ダウンコンバート直交位相信号を出力するする第２アナログ・ディジタル変換器と、
    をさらに具備する、請求項１６の回路。
22. 前記アナログ被ダウンコンバート同相信号が、前記第１アナログ・ディジタル変換器によって受信される前に濾波される、
    請求項２１の回路。
23. データ信号を受信し、同相成分および直交位相成分を生成するフーリエ逆変換計算回路であって、前記同相成分および前記直交位相成分が前記被ダウンコンバート同相信号および前記被ダウンコンバート直交位相信号を生成するために使用される、フーリエ逆変換計算回路、
    をさらに具備する、請求項１６の回路。
24. 前記回路が、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）および周波数分割２重化（ＦＤＤ）に基づいて通信する通信装置の一部である、
    請求項１６の回路。
25. 第１モードおよび第２モードで動作する回路であって、
    同相Ｔｘ成分および直交位相Ｔｘ成分を出力するフーリエ逆変換計算回路と、
    前記同相Ｔｘ成分を受信する第１乗算器および第３乗算器を有し、前記直交位相Ｔｘ成分を受信する第２乗算器および第４乗算器を有する、第１補正回路と、
    被ダウンコンバート同相信号を受信する第５乗算器および第７乗算器を有し、被ダウンコンバート直交位相信号を受信する第６乗算器および第８乗算器を有し、同相Ｒｘ成分および直交位相Ｒｘ成分を生成する、第２補正回路と、
    前記同相Ｒｘ成分および前記直交位相Ｒｘ成分を受信するフーリエ変換計算回路と、
    ディジタル信号プロセッサであって、前記第１モードにおいて前記フーリエ逆変換計算回路は基準信号を受信するとともに前記フーリエ変換計算回路は評価信号を生成し、前記評価信号は、第１特徴を有する第１側波帯トーン、第２特徴を有する第２側波帯トーン、第３特徴を有する第３側波帯トーン、および第４特徴を有する第４側波帯トーンを有し、前記ディジタル信号プロセッサは、前記第１特徴、前記第２特徴、前記第３特徴、および前記第４特徴を割り出すために前記評価信号を使用し、前記ディジタル信号プロセッサは、前記第１および第３乗算器が前記同相Ｔｘ成分を減じる量である第１倍数係数および第３倍数係数、前記第２および第４乗算器が前記直交位相Ｔｘ成分を減じる量である第２倍数係数および第４倍数係数、前記第５および第７乗算器が前記被ダウンコンバート同相信号を減じる量である第５倍数係数および第７倍数係数、ならびに前記第６および第８乗算器が前記被ダウンコンバート直交位相信号を減じる量である第６倍数係数および第８倍数係数を決定し、前記ディジタル信号プロセッサは、前記第１、第２、第３、第４、第５、第６、第７、および第８倍数係数を、前記第１特徴が増加するとともに前記第２特徴、前記第３特徴、および前記第４特徴の各々が減少するように決定する、ディジタル信号プロセッサと、
    を具備する回路。
26. 前記第２モードにおいて、前記フーリエ逆変換計算回路がデータ信号を受信し、前記フーリエ変換計算回路が被補正ベースバンド信号を出力し、
    前記第１モードおよび前記第２モードで動作する前記回路が、前記第２モードにおいて、前記第１モードにおいて決定された前記第１、第２、第３、第４、第５、第６、第７、および第８倍数係数を前記フーリエ変換計算回路によって受信される前記同相Ｒｘ成分および前記直交位相Ｒｘ成分を生成するために使用する、
    請求項２５の回路。
27. 前記特徴が振幅である、
    請求項２５の回路。
28. 前記第１特徴が振幅および第１側波帯トーンの位相の組合せである、
    請求項２５の回路。
29. 前記第１特徴が複素フーリエ係数によって定められる、
    請求項２５の回路。
30. 前記被ダウンコンバート同相信号が、前記第５乗算器および前記第７乗算器によって受信される前に濾波およびディジタル化され、
    前記被ダウンコンバート直交位相信号が、前記第６乗算器および前記第８乗算器によって受信される前に濾波およびディジタル化される、
    請求項２５の回路。
31. 前記第１補正回路が第１加算器および第２加算器をさらに具備し、
    前記第１加算器が前記第１乗算器および前記第３乗算器に結合されており、
    前記第２加算器が前記第２乗算器および前記第４乗算器に結合されており、
    前記第２補正回路が第３加算器および第４加算器をさらに具備し、
    前記第３加算器が前記第５乗算器および前記第６乗算器に結合されており、
    前記第４加算器が前記第７乗算器および前記第８乗算器に結合されている、
    請求項２５の回路。
32. 前記第１補正回路がＩ送信成分およびＱ送信成分を出力し、
    前記第２補正回路がＩ受信成分およびＱ受信成分を受信し、
    前記Ｉ送信成分および前記Ｑ送信成分を受信し、複合ＲＦ信号を出力する送信直交ミキサと、
    前記複合ＲＦ信号を受信し、前記Ｉ受信成分および前記Ｑ受信成分を出力する受信直交ミキサと、
    前記複合ＲＦ信号を前記送信直交ミキサから前記受信直交ミキサまで伝達するＲＦループバック経路と、
    をさらに具備する、請求項２５の回路。
33. 前記回路がディジタル・ベースバンド集積回路の一部である、
    請求項３１の回路。
34. （ａ）基準信号を生成し、
    （ｂ）前記基準信号を同相Ｔｘ成分および直交位相Ｔｘ成分へ変換することであって、前記同相Ｔｘ成分を同相送信器発振器信号と混合することによって被アップコンバート同相信号が生成され、前記直交位相Ｔｘ成分を直交位相送信器発振器信号と混合することによって被アップコンバート直交位相信号が生成され、前記被アップコンバート同相信号と前記被アップコンバート直交位相信号とを加えることによって複合ＲＦ信号が生成され、前記複合ＲＦ信号を同相受信器発振器信号と混合することによって被ダウンコンバート同相信号が生成され、前記複合ＲＦ信号を直交位相受信器発振器信号と混合することによって被ダウンコンバート直交位相信号が生成される、変換し、
    （ｃ）前記被ダウンコンバート同相信号および前記被ダウンコンバート直交位相信号を評価信号へ変換することであって、前記評価信号は、第１特徴を有する第１側波帯トーン、第２特徴を有する第２側波帯トーン、第３特徴を有する第３側波帯トーン、および第４特徴を有する第４側波帯トーンを有する、変換し、
    （ｄ）前記第１特徴、前記第２特徴、前記第３特徴、および前記第４特徴を割り出し、
    （ｅ）前記第１特徴が増加するとともに前記第２特徴、前記第３特徴、および前記第４特徴の各々が減少する前記被ダウンコンバート同相信号の振幅および前記被ダウンコンバート直交位相信号の振幅を決定する、
    ための無線装置内で動作可能な命令を格納するためのプロセッサ可読媒体。
35. 前記同相送信器発振器信号が第１周波数を有し、
    前記同相受信器発振器信号が第２周波数を有し、
    前記第１周波数が前記第２周波数と異なる、
    請求項３４のプロセッサ可読媒体。
36. 前記第１特徴が前記第１側波帯トーンの振幅および位相の組合せである、
    請求項３４のプロセッサ可読媒体。
37. 前記基準信号が、周波数領域において生成され、また１つの周波数ビン中のみで振幅を有する、
    請求項３４のプロセッサ可読媒体。
38. 前記基準信号が単側波帯トーンを有する、
    請求項３４のプロセッサ可読媒体。
39. （ｋ）前記同相Ｔｘ成分の振幅および前記直交位相Ｔｘ成分の振幅を調整し、
    （ｌ）前記調整された同相Ｔｘ成分を前記調整された直交位相Ｔｘ成分に加える、
    ための無線装置において動作可能な命令をさらに格納するための、請求項３４のプロセッサ可読媒体。
40. （ａ）被アップコンバート同相信号と被アップコンバート直交位相信号との間のアップコンバーション位相不一致およびアップコンバーション利得不一致の両方を補正する第１補正回路であって、前記第１補正回路は同相Ｔｘ成分を第１倍数係数および第３倍数係数で乗じ、前記第１補正回路は直交位相Ｔｘ成分を第２倍数係数および第４倍数係数で乗じる、第１補正回路と、
    （ｂ）被ダウンコンバート同相信号と被ダウンコンバート直交位相信号との間のダウンコンバージョン位相不一致およびダウンコンバージョン利得不一致の両方を補正する第２補正回路であって、前記第２補正回路は前記被ダウンコンバート同相信号を第５倍数係数および第７倍数係数で乗じ、前記第２補正回路は前記被ダウンコンバート直交位相信号を第６倍数係数および第８倍数係数で乗じる、第２補正回路と、
    （ｃ）１つの評価信号を評価することに基づいて前記第１、第２、第３、第４、第５、第６、第７、および第８倍数係数を決定するための手段と、
    を具備する回路。
41. 前記１つの評価信号が１つの基準信号から生成され、前記１つの基準信号が単側波帯トーンを有する、
    請求項４０の回路。
42. 前記第１補正回路が第１加算器および第２加算器を具備し、
    前記第１加算器が第１乗算器および第３乗算器に結合されており、
    前記第２加算器が第２乗算器および第４乗算器に結合されており、
    前記第２補正回路が第３加算器および第４加算器を具備し、
    前記第３加算器が第５乗算器および第６乗算器に結合されており、
    前記第４加算器が第７乗算器および第８乗算器に結合されており、
    前記第１、第２、第３、第４、第５、第６、第７、および第８乗算器が、それぞれ第１、第２、第３、第４、第５、第６、第７、および第８倍数係数を適用する、
    請求項４０の回路。
43. 前記回路が、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）および周波数分割２重化（ＦＤＤ）に基づいて通信する通信装置の一部である、
    請求項４０の回路。

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