CN102090037B - Ofdm fdd通信系统中发射及接收路径的i/q校准 - Google Patents

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Abstract

同时估计OFDM FDD收发器的发射路径与接收路径两者的I/Q增益失配及相位失配。当所述发射路径对具有单个边带频音的参考信号执行IQ调制时，产生经升频转换的RF信号。将所述经升频转换的RF信号经由环回路径发送到所述接收路径。当所述接收路径对所述经升频转换的RF信号执行IQ解调时，产生经降频转换的评估信号。使用所述单个评估信号确定所述发射路径增益失配及相位失配以及所述接收路径增益失配及相位失配。在不使用数据信号的规则发射中原本不使用的重要硬件的情况下估计所述四个I/Q失配。通过将同相信号与正交相位信号的衰减分量彼此相加而预处理所述经升频转换的RF信号及后处理所述经降频转换的RF信号来校正数据信号中的所述I/Q失配。

Description

OFDM FDD通信系统中发射及接收路径的I/Q校准
技术领域
本发明大体上涉及无线通信装置，且更具体来说，涉及一种同时估计OFDM FDD系统的无线电收发器的发射路径及接收路径中的I/Q增益失配及相位失配的方法。
背景技术
用于使用正交调幅的无线通信系统的收发器通常展现I/Q增益失配及相位失配。首先将待由使用正交调制的通信系统发射的数据信号转换为同相(I相)发射分量及正交相位(Q相)发射分量。接着在模拟无线电发射器中，将数据信号的I分量及Q分量升频转换到射频(RF)频带。当混合I相发射分量与本机振荡器信号的I相分量时，产生经升频转换的I相RF信号。类似地，当混合Q相发射分量与本机振荡器信号的Q相分量时，产生经升频转换的Q相RF信号。接着将I相RF信号与Q相RF信号相加以形成经由空中接口而发射的复合RF信号。当本机振荡器信号的I相分量与Q相分量不是被分离刚好90度时且当经升频转换的I相RF信号的振幅不是刚好等于经升频转换的Q相RF信号的振幅时，在发射器的I分支与Q分支之间引入相位不平衡及增益不平衡。同样，当经接收的RF复合信号是通过与本机振荡器信号的I相分量及Q相分量混合而被降频转换时，在模拟无线电接收器的I分支与Q分支之间引入相位不平衡及增益不平衡。当接收器中的本机振荡器信号的I相分量与Q相分量不是被分离刚好90度时且当经降频转换的I相信号的振幅不是刚好等于经降频转换的Q相信号的振幅时，在接收器的I分支与Q分支之间出现相位不平衡及增益不平衡。由发射器及接收器中的相位不平衡及增益不平衡所引起的四个减损(impairment)引起信号频谱的正边带与负边带之间的干扰。
当前，基于正交频分多路复用(OFDM)及时分双工(TDD)的一些无线通信系统包括用以估计发射器及接收器中的I/Q增益减损及相位减损的功能性。然而，估计I/Q失配的现有方法具有各种缺点。第一，现有方法是在两个步骤中执行。必须先校准发射路径然后才能校准接收路径。估计发射I/Q失配；接着校正发射路径；且最后使用经校准的发射路径提供用于估计接收路径的I/Q失配的参考信号。第二，现有方法需要在当前OFDM调制解调器收发器(例如用于WLAN及WiMax标准的收发器)中在数据信号的规则发射中原本不使用的额外硬件。需要单独专用硬件以估计发射路径中的失配。通常，此硬件为RF波封检测器。在使用专用硬件来估计发射路径中的I/Q失配之后，使用接收器中的本机振荡器及混频器估计接收器中的I/Q失配。
寻求一种用于同时估计OFDM收发器的发射器与接收器两者中的I/Q增益减损及相位减损的方法。另外，寻求一种可估计OFDM收发器的发射器与接收器两者中的I/Q增益减损及相位减损而不需要数据信号的规则发射中原本不使用的有效硬件的设备。
发明内容
一种同时估计OFDM FDD通信系统的发射器与接收器两者中的I/Q增益失配及相位失配的方法是使用从发射路径的正交混频器的输出通向接收路径的正交混频器的输入的RF环回路径而执行。估计方法是在不使用在OFDM FDD RF收发器及基带调制解调器外部的专用硬件(例如外部混频器或外部波封检测器)的情况下执行。因此，估计方法是在不使用原本不用于数据信号的规则发射的除了用于RF环回路径的专用连接以外的硬件的情况下执行。在一些实施例中，当芯片上耦合将发射路径的输出中继到接收路径(例如，经由集成电路的衬底)时，甚至不使用专用环回路径。
OFDM收发器在估计模式及校正模式中操作。在估计模式中，收发器产生具有单个边带频音的评估信号。逆快速傅立叶变换块将参考信号变换为同相(I相)及正交相位(Q相)Tx分量。收发器的发射路径对I相及Q相分量执行IQ调制。混合I相Tx分量与I相发射器振荡器信号以产生经升频转换的同相信号。混合Q相Tx分量与Q相发射器振荡器信号以产生经升频转换的正交相位信号。通过将经升频转换的同相信号与经升频转换的正交相位信号相加来产生复合RF信号。将复合RF信号经由RF环回路径而发射到收发器的接收路径，其中接收路径执行IQ解调。混合复合RF信号与I相接收器振荡器信号以产生经降频转换的同相信号。还混合复合RF信号与Q相接收器振荡器信号以产生经降频转换的正交相位信号。快速傅立叶变换块将经降频转换的同相信号及经降频转换的正交相位信号变换为具有四个边带频音的评估信号。每一边带频音展现例如振幅的特性。收发器使用四个边带频音的振幅计算八个乘法因子。确定乘法因子，使得当根据乘法因子而将发射路径与接收路径的I分量与Q分量彼此相加时，边带频音中的一者的振幅增加且另外三个边带频音的振幅减小。完全消除发射路径与接收路径两者的增益失配及相位失配的那些乘法因子导致具有单边带频音的评估信号，其中边带频音中的三者的振幅为零。
在校正模式中，通过预处理经升频转换的RF信号及后处理经降频转换的RF信号来校正数据信号中的I/Q失配。在一个实施例中，收发器包含数字基带集成电路(IC)及模拟RF收发器IC。数字基带IC包括在逆快速傅立叶变换块与数-模转换器之间的第一校正电路。数字基带IC还包括在模-数转换器与快速傅立叶变换块之间的第二校正电路。每一校正电路包括四个乘法器及两个加法器。通过将同相信号与正交相位信号的衰减分量彼此相加来执行I/Q失配的校正。举例来说，第二校正电路具有第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器及第四乘法器以及第一加法器及第二加法器。第一乘法器接收经降频转换的同相信号且产生第一衰减分量信号。第二乘法器接收经降频转换的正交相位信号且产生第二衰减分量信号。第三乘法器接收经降频转换的同相信号且产生第三衰减分量信号。第四乘法器接收经降频转换的正交相位信号且产生第四衰减分量信号。第一加法器通过将第二衰减分量信号加到第一衰减分量信号来产生同相分量信号。第二加法器通过将第三衰减分量信号加到第四衰减分量信号来产生正交相位分量信号。
傅立叶变换计算电路使用同相分量信号及正交相位分量信号来产生基带信号。由乘法器用以产生衰减信号的乘法因子在估计模式中基于评估信号而计算且在校正模式中用以产生同相分量信号及正交相位分量信号，所述信号经组合以产生经校正的基带信号。四个减损已从经校正的基带信号而校正。用于校正模式中的乘法因子为将导致评估信号的一个边带频音的振幅增加且评估信号的另外三个边带频音的振幅减小的乘法因子。
在另一实施例中，校正电路不预处理待升频转换的信号及后处理已被降频转换的信号，而是在其来源处校正I/Q减损。在此实施例中，正交混频器内的校正乘法器及校正移位器补偿由正交混频器所引入的增益失配及相位失配。
上述内容为概述，且因此必然地含有细节的简化、概括及省略；因此，所属领域的技术人员应了解，概述仅为说明性的且不意图以任何方式为限制性的。如仅由权利要求书所界定的本文中所描述的装置及/或过程的其它方面、发明性特征及优点将在本文中所阐述的非限制性详细描述中变得显而易见。
附图说明
相同数字在各实施例的随附图式中指示相同组件。
图1为执行同时估计发射器与接收器两者的增益失配及相位失配的方法的OFDM收发器的简化示意性框图；
图2为用于估计及校正图1的收发器的增益失配及相位失配的步骤的流程图；
图3为展示由图1的收发器所产生的参考信号的频域中的图；
图4为描述由图1的收发器的逆快速傅立叶变换(IFFT)块所输出的I相分量及Q相分量的复方程式；
图5展示描述图1的收发器的同相发射混频器及正交相位发射混频器的输出的方程式；
图6为描述通过混合由IFFT块所输出的I分量及Q分量与图1的收发器的同相发射混频器的输出的实数部分而产生的经升频转换的同相信号的方程式；
图7展示描述在与复合RF信号混合之前仅基于本机振荡器信号的图1的收发器的接收混频器的输出的方程式；
图8展示描述接收混频器的输出与图1的收发器的RF环回路径的特性的卷积的方程式；
图9为表示当混合复合RF信号与图1的收发器的接收器的本机振荡器信号时产生的基带信号的方程式；
图10为展示使用参考信号而产生的评估信号的四个复频率系数的量值的在频域中的图；
图11为表示作为发射器及接收器的增益失配及相位失配以及RF环回路径的时间延迟的函数的图10的复频率系数的方程式；
图12展示描述增益分量与增益失配之间的关系的方程式；
图13展示描述相位分量与相位失配之间的关系的方程式；
图14展示描述图11的方程式中所描述的复振幅的实数部分及虚数部分的方程式；
图15展示将增益分量及相位分量表示为图11的方程式中所描述的复振幅的实数部分及虚数部分的线性组合的方程式；
图16展示依据从评估信号105测量的复频率系数而表达增益分量的方程式；
图17展示依据增益分量而描述发射器的增益减损及接收器的增益减损的方程式；
图18展示依据从评估信号105测量的复频率系数而表达相位分量的方程式；
图19为表示在升频转换及降频转换之后复数据信号的基带分量的方程式。
图20展示对应于图1的收发器的校正电路中的乘法器的乘法因子的逆矩阵的系数；
图21为将Q矩阵的系数表达为图1的收发器的发射器的增益失配及相位失配的函数的的方程式；
图22为将逆矩阵的乘法因子表达为图1的收发器的发射器的增益失配及相位失配的函数的方程式；
图23为将Q矩阵的系数表达为图1的收发器的接收器的增益失配及相位失配的函数的方程式；
图24为将逆矩阵的乘法因子表达为图1的收发器的接收器的增益失配及相位失配的函数的方程式；
图25为图1的收发器的另一实施例的示意性框图，其中校正电路位于模拟集成电路中；及
图26为图1的收发器的又一实施例的示意性框图，其中增益减损及相位减损未被校正电路预处理及后处理，而是在正交混频器中在其来源处被校正。
具体实施方式
现在将详细地参考各种实施例，所述实施例的实例在随附图式中说明。
图1为收发器10的简化框图，其执行用于使用频分双工(FDD)的基于正交频分多路复用(OFDM)的无线通信系统的IQ调制及解调。收发器10包括从发射路径的正交混频器到接收路径的正交混频器的RF环回路径11。RF环回路径11用以执行同时估计发射器与接收器两者的同相路径及正交相位路径中的增益失配及相位失配的方法。I/Q校准方法是在不使用在收发器10外部的任何额外硬件的情况下执行。同时估计发射器与接收器两者中的I/Q增益失配(减损)及相位失配(减损)的方法特别适合于FDD调制解调器收发器，因为这些接收器独立地产生发射频率及接收频率。此外，所述方法特别适合于OFDM调制解调器收发器，因为OFDM接收器包括能够执行所述方法的I/Q失配估计的信号产生装置及处理装置。因此，在以下无线通信标准下操作的装置可在无有效额外硬件的情况下执行所述方法：3GPP长期演进(LTE)、也被称为演进数据优化版C的超移动宽带(UMB)，及FDD WiMax(IEEE 802.16)。在一个实例中，收发器10为例如手机或个人数字助理(PDA)的移动通信装置的一部分。在另一实例中，收发器10为从移动通信装置接收信号及将信号发射到移动通信装置的基站的一部分。
收发器10包括RF环回路径11、发射器12、接收器13、数字信号处理器(DSP)14、串行外围接口(SPI)总线15及I/Q校准寄存器16。收发器10耦合到双工器17及天线18。发射器12基于OFDM而执行IQ调制，且接收器13基于OFDM而执行IQ解调。在一个实施例中，发射器12及接收器13的功能是在模拟射频(RF)收发器集成电路(IC)19上及在数字基带IC 20两者上执行。RF收发器IC 19及数字基带IC 20经由SPI串行总线15而通信。I/Q校准寄存器16可从SPI串行总线15被写入且用以控制RF环回路径11。在一些实施例中，用RF收发器IC 19与数字基带IC 20之间的并行接口替换SPI串行总线15。IC 19与IC 20之间的通信在并行接口上比在例如SPI串行总线15的单引脚接口上快。
在图1未展示的收发器10的另一实施例中，收发器10的模拟功能与数字功能两者均在被称为芯片上系统(SOC)的单个集成电路上执行。芯片上系统包括发射路径及接收路径的正交混频器，以及基带处理块及数字控制块。基带处理块执行I/Q校准方法的计算，且数字控制块控制发射操作及接收操作以校正发射器及接收器中的I/Q增益失配及相位失配。
在图1的实施例中，发射器12包括逆快速傅立叶变换(IFFT)块21、第一校正电路22、第一数-模转换器(DAC)23、第二DAC 24、第一低通滤波器25、第二低通滤波器26、发射本机振荡器27、发射频率合成器28、发射移相器29、同相发射混频器30、正交相位发射混频器31、求和器32及功率放大器33。接收器13包括低噪声放大器34、接收本机振荡器35、接收频率合成器36、接收移相器37、同相接收混频器38、正交相位接收混频器39、第三低通滤波器40、第四低通滤波器41、第一模-数转换器(ADC)42、第二ADC 43、第二校正电路44及快速傅立叶变换(FFT)块45。数字基带IC 20通过控制由发射频率合成器28供应到混频器30到31的本机振荡器(LO)信号46的频率ωa及由接收频率合成器36供应到混频器38到39的LO信号47的频率ωb来调谐发射器12及接收器13。发射本机振荡器27产生振荡信号，且发射频率合成器28调整振荡信号以产生LO信号46。类似地，接收频率合成器36调节由接收本机振荡器35所输出的振荡信号以产生LO信号47。
在同时估计接收I/Q失配与发射I/Q失配两者的方法中，收发器10使用FDD通信系统的发射器与接收器之间的频率偏移以使发射器I/Q失配的确定与接收器I/Q失配的确定分开，且借此再现可在一组计算中解析的四个失配的确定。收发器10同时估计发射器中的I/Q增益失配及相位失配与接收器中的I/Q增益失配及相位失配两者，而非首先估计发射器的I/Q失配、接着校准发射路径及接着估计接收器的I/Q失配。
在发射器与接收器使用相同频率(例如在时分双工(TDD)系统中)的情况下，在不使用额外硬件的情况下不能与接收器的I/Q失配分开解析发射器的I/Q失配。因此，用于TDD系统的I/Q估计方法使用额外硬件以在不同于接收器将RF发射信号降频转换时的频率的频率下将RF发射信号降频转换。用于TDD系统与FDD系统两者的常规I/Q估计方法在估计接收路径的I/Q失配之前已首先校准发射路径。因为同时估计接收I/Q失配与发射I/Q失配两者的方法同时执行对于所有四个I/Q失配估计的处理，所以所述估计方法比常规I/Q估计方法快至少两倍。
图2为展示方法48的步骤的流程图，OFDM收发器的发射路径及接收路径的所有四个I/Q减损是通过方法48而被同时估计且被校正。结合图2中所列出的步骤49到61详细地解释如图1所示的收发器10的操作。收发器10在两个模式中操作：估计模式及校正模式。估计模式对应于方法48的第一阶段，其中估计四个I/Q减损。校正模式对应于方法48的第二阶段，其中使用第一校正电路22及第二校正电路44来校正四个I/Q减损。在第一步骤49中，同时估计接收I/Q失配与发射I/Q失配两者的方法48使用DSP 14中的资源产生参考信号62。参考信号62是在频域中产生且具有单个边带频音。
图3为展示参考信号62的各种“频段”(frequency bin)的振幅的在频域中的图。在一个示范性实施方案中，存在六十四个频段。图3说明参考信号62在频率ω0下具有仅在频段63中的振幅。参考信号62的频段的振幅在图1中表示为(0，0，1，0...0，0，0)。因此，参考信号62在ω0下具有单个边带频音。
在步骤50中，逆快速傅立叶变换块21将参考信号62从频域变换为时域。IFFT 21以实数I相Tx分量64及虚数Q相Tx分量65的形式输出参考信号62的时域变换。I相Tx分量64可表示为cos(ω0t)，且Q相Tx分量65可表示为jsin(ω0t)。
图4为描述由IFFT 21所输出的I相分量64及Q相分量65的复方程式66。方程式66依据ω0而将时域中的分量64及65描述为x(t)，其中j为虚数单位。
I相Tx分量64及Q相Tx分量65由第一校正电路22接收。第一校正电路22包括四个乘法器67到70及两个加法器71到72。I相Tx分量64由第一乘法器67及第三乘法器69接收，且Q相Tx分量65由第二乘法器68及第四乘法器70接收。第一加法器71接收第一乘法器67及第二乘法器68的输出，而第二加法器72接收第三乘法器69及第四乘法器70的输出。在方法48的估计四个I/Q减损的第一阶段中且在校正所述减损之前，第一校正电路22仅仅将未经改变的I相分量64及Q相分量65继续传递到数-模转换器23到24。在第一阶段中，当收发器10正在估计模式中操作时，将第二乘法器68及第三乘法器69的乘法因子设定为零。第一DAC 23接收I相Tx分量64且输出模拟I相Tx分量。第二DAC 24接收Q相Tx分量65且输出模拟Q相Tx分量。模拟Tx分量由数字基带IC 20输出且由模拟RF收发器IC 19接收。模拟I相Tx分量由第一低通滤波器25滤波，且模拟Q相Tx分量由第二低通滤波器26滤波。
在步骤51中，通过混合经转换及滤波的I相Tx分量与发射器LO信号46而将所述I相Tx分量升频转换。发射频率合成器28产生具有频率ωa的发射器LO信号46且将同相发射器LO信号73提供到同相发射混频器30。同相发射混频器30产生经升频转换的同相信号74。在步骤52中，通过正交相位发射混频器31将经转换及滤波的Q相Tx分量升频转换。发射移相器29接收发射器LO信号46、将相位延迟90度且输出正交相位发射器LO信号75。混频器31混合正交相位发射器LO信号75与经转换及滤波的Q相Tx分量，且输出经升频转换的正交相位信号76。在图1中，发射移相器29被描绘为将发射器LO信号46的相位移位“”。另外，同相发射器LO信号73被描绘为具有从发射器LO信号46移位“”的相位。表示经升频转换的正交相位信号76与经升频转换的同相信号74相比未被移位刚好90度的相位减损。类似地，乘以“1+εa/2”的乘法器77及乘以“1-εa/2”的乘法器78表示发射器的同相路径与正交相位路径之间的增益失配。εa表示经升频转换的同相信号74的振幅大于经升频转换的正交相位信号76的振幅的增益减损。
图5展示描述仅基于同相发射器LO信号73且在与从实数I相Tx分量64获得的经转换及滤波的I相Tx分量混合之前的同相发射混频器30的输出的方程式79。图5还展示描述仅基于正交相位发射器LO信号75且在与从虚数Q相Tx分量65获得的经转换及滤波的Q相Tx分量混合之前的正交相位发射混频器31的输出的方程式80。方程式79描述作为发射器LO信号46的频率ωa、相位失配及增益失配εa的函数的发射混频器的输出的实数部分，且方程式80描述作为发射器LO信号46的频率ωa、相位失配及增益失配εa的函数的发射混频器的输出的虚数部分。
在步骤53中，求和器32将经升频转换的同相信号74与经升频转换的正交相位信号76相加且输出复合RF信号81。在估计模式中，没有信号经由天线双工器17传送且由天线18发射。在估计模式中，复合RF信号81是经由RF环回路径11而从发射器12的正交混频器传送到接收器13的正交混频器。在方法48的第一阶段中，RF环回路径11中的开关82闭合。在方法48的第二阶段中，开关82打开。在一个实施例中，开关82包含两个晶体管。当断言了切换信号83时，开关82闭合。在一个实施例中，当将数字一写入到I/Q校准寄存器16的第六位中时，断言切换信号83。数字基带IC 20通过跨越SPI串行总线15而通信且将数字一写入到I/Q校准寄存器16的第六位中来控制开关82。
在另一实施例中，没有专用环回路径用以将复合RF信号81从发射器12的正交混频器传送到接收器13的正交混频器。实情为，IC 19及IC 20的衬底或芯片上系统(SOC)的衬底充当RF环回路径，且复合RF信号81是经由衬底耦合而在发射器与接收器之间传送。或者，信号从发射器12到接收器13的耦合可经由变换器而执行。在又一实施例中，芯片外耦合器用以将复合RF信号81从发射器12的正交混频器传送到接收器13的正交混频器。
图6展示描述发射器12的正交混频器的经升频转换的输出的方程式84。方程式84描述经升频转换的同相信号74与经升频转换的正交相位信号76两者。经升频转换的同相信号74为描述由IFFT 21所输出的I分量64及Q分量65的方程式66乘以描述用同相发射器LO信号73产生的同相发射混频器30的输出的实数部分的方程式79的乘积。经升频转换的正交相位信号76为描述I分量64及Q分量65的方程式66乘以描述用正交相位发射器LO信号75产生的正交相位发射混频器31的输出的虚数部分的方程式80的乘积。方程式84将经升频转换的信号74及76描述为参考信号62的单个边带频音的频率ω0、发射器LO信号46的频率ωa、发射相位失配及发射增益失配εa的函数
在步骤54中，通过混合复合RF信号81与接收器LO信号47而将复合RF信号81降频转换。接收频率合成器36产生具有频率ωb的接收器LO信号47且将同相接收器LO信号85提供到同相接收混频器38。同相接收混频器38产生经降频转换的同相信号86。在步骤55中，还通过混合复合RF信号81与正交相位接收LO信号87而将复合RF信号81降频转换。接收移相器37接收接收器LO信号47、将相位延迟90度且输出正交相位接收LO信号87。混频器39混合正交相位接收LO信号87与复合RF信号81且输出经降频转换的正交相位信号88。在图1中，接收移相器37被描绘为将接收器LO信号47的相位移位“”。另外，同相接收LO信号85被描绘为具有从接收器LO信号47移位“”的相位。表示经降频转换的正交相位信号88与经降频转换的同相信号86相比未被移位刚好90度的相位减损。类似地，乘以“1+εb/2”的乘法器89及乘以“1-εb/2”的乘法器90表示接收器的同相路径与正交相位路径之间的增益失配。εb表示经降频转换的同相信号86的振幅大于经降频转换的正交相位信号88的振幅的增益减损。
图7展示描述仅基于同相接收器LO信号85且在与复合RF信号81混合之前的同相接收混频器38的输出的方程式91。图7还展示描述仅基于正交相位接收器LO信号87且在与复合RF信号81混合之前的正交相位接收混频器39的输出的方程式92。方程式91描述作为接收器LO信号47的频率ωb、相位失配及增益失配εb的函数的接收器13的正交混频器的输出的实数部分，且方程式92描述作为接收器LO信号47的频率ωb、相位失配及增益失配εb的函数的接收器13的正交混频器的输出的虚数部分。
当为了估计I/Q失配而表征在接收器13的正交混频器中被降频转换的复合RF信号81时，通过考虑由RF环回路径11所引入的复合RF信号81中的衰减及延迟来获得更准确估计。RF环回路径11引入未知增益、相位及延迟误差。RF环回路径11引起跨越从发射器12到接收器13的信道连接的增益缩放及时间延迟。信道连接的特性通过以下方程式描述：
c(t)＝β·δ(t-τ)                                                    (93)
其中β表示增益缩放，δ表示相移，且τ表示时间延迟。函数δ(t)表示狄拉克(Dirac)脉冲。为了更准确地描述经降频转换的同相信号86及经降频转换的正交相位信号88，在计算复合RF信号81与接收器LO信号47的乘积之前，首先将接收混频器38到39的输出与信道连接的特性卷积。
图8展示描述接收混频器38到39的输出与RF环回路径11的特性的卷积的方程式94到95。方程式94展示且表示方程式93与由方程式91描述的接收器13的正交混频器的输出的实数部分的卷积。方程式95展示且表示方程式93与方程式92中所描述的虚数部分的卷积。
图9展示表示当混合复合RF信号81与接收器LO信号47且将复合RF信号81降频转换时产生的基带信号的方程式96。方程式96为(表示经升频转换的同相信号74的实数部分的方程式84)与{c(t)*b(t)}(表示接收混频器38到39与RF环回路径11的卷积的实数部分及虚数部分的方程式94到95)的乘积。因此，方程式96为乘积为了简化I/Q失配的计算，方程式96仅考虑经升频转换的同相信号74同混频器38到39与RF环回路径11的特性的卷积的乘积，其属于基带带宽内。属于频率(ωa+ωb)处的方程式84与方程式94到95的相乘的信号分量被忽略，因为频率(ωa+ωb)大约为复合RF信号21的载波频率的两倍且被假定为由第三低通滤波器40及第四低通滤波器41过滤掉。
经降频转换的同相信号86由第三低通滤波器40滤波，且经降频转换的正交相位信号88由第四低通滤波器41滤波。RF收发器IC 19接着将经滤波的经降频转换的信号86及88传递到数字基带IC 20。第一模-数转换器(ADC)42将经滤波的经降频转换的同相信号86数字化，且第ADC 43将经滤波的经降频转换的正交相位信号88数字化。
经数字化及滤波的经降频转换的信号86及88由第二校正电路44接收。第二校正电路44包括四个乘法器97到100及两个加法器101到102。经数字化及滤波的同相信号86由第五乘法器97及第七乘法器99接收，且经数字化及滤波的正交相位信号88由第六乘法器98及第八乘法器100接收。第三加法器101接收第五乘法器97及第六乘法器98的输出，而第四加法器102接收第七乘法器99及第八乘法器100的输出。在方法48的估计四个I/Q失配的第一阶段中且在校正所述失配之前，第二校正电路44仅仅将未经改变的经数字化及滤波的同相信号86及经数字化及滤波的正交相位信号88继续传递到快速傅立叶变换(FFT)块45。在第一阶段中，当收发器10正在估计模式中操作时，将第六乘法器98及第七乘法器99的乘法因子设定为零。在估计模式中，第二校正电路44以与第二校正电路44从ADC 42接收的经数字化及滤波的同相信号86大体上相同的形式来输出I相Rx分量103。在估计模式中，第二校正电路44以与第二校正电路44从ADC 43接收的经数字化及滤波的正交相位信号88大体上相同的形式来输出Q相Rx分量104。
在步骤56中，FFT块45接收经数字化及滤波的经降频转换的信号86及88，且将其变换为评估信号105。经降频转换的同相信号86及经降频转换的正交相位信号88在时域中由FFT块45接收，且FFT块45在频域中输出评估信号105。尽管参考信号62具有单个边带频音，但评估信号105具有四个边带频音。四个边带频音中的每一者展现振幅、相位及其它特性。边带频音的特性由对应于图1所指示的各种频段(0，0...C+1...C+2...C-1...C-2...0，0，0)的复频率系数C+1、C+2、C-1及C-2来表示。假定ωa＞ωb且ω0＜(ωa-ωb)，则具有由复傅立叶系数C+1、C+2、C-1及C-2所界定的量值中的特性的四个边带频音分别属于频率(ωa-ωb+ω0)、(ωa-ωb-ω0)、-(ωa-ωb+ω0)及-(ωa-ωb-ω0)处。
图10为在频域中的评估信号105的图，其展示在四个相应频段处的复频率系数C+1、C+2、C-1及C-2的量值。在估计模式中，复频率系数的量值是通过测量评估信号105而确定。
在步骤57中，DSP 14确定第一边带频音的第一特性C+1、第二边带频音的第二特性C+2、第三边带频音的第三特性C-1及第四边带频音的第四特性C-2。同时估计所有四个I/Q减损的方法48使用评估信号105的边带的复振幅C+1、C+2、C-1及C-2来计算校正电路22及44的八个乘法器的乘法因子。乘法因子对应于到校正电路22及44的I相输入及Q相输入的振幅，其可彼此相加，使得复振幅C+1、C+2、C-1及C-2中的一者增加且另外三个复振幅减小。一个复振幅的增加及另外三个复振幅的减小对应于四个I/Q减损的降低。
图11展示表示作为发射器12的增益失配εa及相位失配、接收器13的增益失配εb及相位失配以及RF环回路径11的时间延迟τ的函数的复频率系数C+1、C+2、C-1及C-2的量值的方程式106。校正电路22及44的八个乘法器的乘法因子的确定是在若干计算中使用评估信号105的边带的所观测的复振幅C+1、C+2、C-1及C-2而执行。首先，依据增益分量K++、K+-、K-+及K--以及相位分量及而重写方程式106。此外，依据γ表达时间延迟τ，其中γ＝ωb·τ。图12展示描述增益分量K++、K+-、K-+及K--与增益失配εa及εb之间的关系的方程式。图13展示描述相位分量及与相位失配及之间的关系的方程式。
接着，将方程式106中所描述的复振幅划分为其实数部分及虚数部分。图14展示描述方程式106的复振幅的实数部分的方程式107。图14还展示描述方程式106的复振幅的虚数部分的方程式108。接着重写方程式107以将增益分量K++、K+-、K-+及K--以及相位分量及表达为复振幅C+1、C+2、C-1及C-2的实数部分的线性组合。图15展示将增益分量及相位分量表示为复振幅的实数部分的线性组合的方程式109。图15还展示将增益分量及相位分量表示为复振幅的虚数部分的线性组合的方程式110。
接着使用方程式109及110以求解出增益分量K++、K+-、K-+及K--。方程式109及110的每一行的增益分量被计算为图16展示依据从评估信号105测量的复频率系数C+1、C+2、C-1及C-2表达增益分量K++、K+-、K-+及K--的方程式111到114。增益分量的值是使用复频率系数的测量值计算。
其次，通过针对εa及εb而求解图12的方程式且针对增益分量K++、K+-、K-+及K--而插入从方程式111到114所获得的值来确定发射器12的正交混频器的增益减损εa及接收器13的正交混频器的增益减损εb。在方程式111到114中依据复振幅C+1、C+2、C-1及C-2表达增益分量K++、K+-、K-+及K--。因此，从所观测的复振幅C+1、C+2、C-1及C-2确定增益减损εa及εb。
图17展示依据增益分量K++、K+-、K-+及K--表达增益减损εa的两个方程式115到116。两个方程式115到116的结果将可能由于收发器10引入的噪声而不相同。因此，发射器12中的增益减损εa的两个值是使用所述两个方程式确定，且对结果求平均值。图17还展示依据增益分量K++、K+-、K-+及K--而表达接收器13中的增益减损εb的两个方程式117到118。也对两个方程式117到118的结果求平均值以获得增益减损εb。应注意，方程式115到118中的εa及εb的值不再取决于由存在于方程式111到114中的增益比例因子β所表示的信道连接的增益。
其次，确定发射器12的正交混频器的相位失配及接收器13的正交混频器的相位失配。通过使用图13的方程式，依据相位分量及表达相位失配及，如下：
接着，从图15的方程式109及110提取相位分量及。将方程式110的四个行中的每一者除以方程式109的相应行。接着通过应用tan-1来提取相位。接着，通过将行一及四与行二及三相加来移除由信道连接所引入的旋转。图18展示依据复频率系数C+1、C+2、C-1及C-2而表达相位分量及的方程式121及122。因此，相位失配及是从所观测的复振幅C+1、C+2、C-1及C-2确定。
在方法48的第一阶段的最后步骤中且当收发器10仍正在估计模式中操作时，确定待用于第二阶段中的乘法因子。接着，在方法48的第二阶段中，当收发器10正在校正模式中操作时，使用乘法因子来设定乘法器67到70及97到100，以便校正四个I/Q减损(增益减损εa及εb以及相位失配及)。
在步骤58中，确定彼此相加以校正增益减损εa及相位减损的I相Tx分量64及Q相Tx分量65的振幅。举例来说，将如由乘法器67的乘法因子支配的I相Tx分量64的振幅与如由乘法器68的乘法因子支配的Q相Tx分量65的振幅相加，使得频率系数(C+1及C-1)中的两者增加且另外两个系数(C+2及C-2)减小。(接收路径的增益减损εb及相位减损的校正接着也引起频率系数C+1减小。)频率系数的增加表示评估信号105的相应边带频音的特性(例如边带频音的振幅)的增加。又，在步骤58中，确定经数字化及滤波的经降频转换的同相信号86及经降频转换的正交相位信号88的振幅，在所述振幅下，一个边带频音的特性增加且另外三个边带频音的所述特性减小，如由所述四个边带频音的频率系数C+1、C+2、C-1及C-2所表示。对于参考信号62在特定频段(0，0，1，0...0，0，0)处具有单边带频音的实施方案(其产生在各种频段(0，0...C+1...C+2...C-1...C-2...0，0，0)处具有边带频音的评估信号105)，增加的频率系数为C-1。在使用不同频段的其它实施方案中，增加的频率系数为C-2。
乘法器67到70及97到100的乘法因子是通过假定产生理想升频转换及降频转换的单位矩阵Q而计算。由收发器10所发射及接收的复数据信号表达为：
通过分离实数分量与虚数分量且包括单位矩阵Q来重写方程式123。图19展示表示在通过a(t)的升频转换且通过b(t)的降频转换之后复数据信号的基带分量的所得重写方程式124，其中ωa＝ωb。因为与单位矩阵Q的相乘导致理想升频转换及降频转换，所以与实际矩阵Q的逆矩阵(Q-1)的相乘将产生单位矩阵且补偿任何I/Q增益失配及相位失配。因此，I/Q减损的校正是通过将数据信号乘以对应于逆矩阵Q-1的增益系数的乘法因子而实现。图20展示对应于乘法器67到70及97到100的乘法因子的逆矩阵Q-1的系数。
为了确定用以校正发射器12的正交混频器的I/Q增益失配及相位失配的乘法器67到70的乘法因子，将接收器13的正交混频器假定为理想的，其中减损接着，在方程式124中求解出Q，且从方程式79及80插入及的值及从方程式9l及92插入及的值。为了确定用以校正接收器13的正交混频器的I/Q增益失配及相位失配的乘法器97到100的乘法因子，将发射器12的减损设定为零，即，因此，当且在计算中使用增益减损εa及相位失配时，乘法器67的第一乘法因子为在图20的矩阵位置11处的系数；乘法器68的第二乘法因子为在矩阵位置12处的系数；乘法器69的第三乘法因子为在矩阵位置21处的系数；且乘法器70的第四乘法因子为在矩阵位置22处的系数。当且在计算中使用增益减损εb及相位失配时，乘法器97的第五乘法因子为在矩阵位置11处的系数；乘法器98的第六乘法因子为在矩阵位置12处的系数；乘法器99的第七乘法因子为在矩阵位置21处的系数；且乘法器100的第八乘法因子为在矩阵位置22处的系数。
当且在计算中使用增益减损εa及相位失配时，在方程式124中求解出Q会产生图21的方程式125。接着计算Q的逆矩阵以达到由第一校正电路22用以校正发射器12的增益减损及相位减损的增益系数。图22展示描述四个乘法器67到70的乘法因子的方程式126。举例来说，为了确定乘法器67的第一乘法因子，将方程式126的公倍数乘以矩阵位置11，其等于
为了确定用以校正接收器13的正交混频器的I/Q增益失配及相位失配的乘法器97到100的乘法因子，将发射器12的正交混频器假定为理想的，其中减损接着，关于发射器校正因子，在方程式124中求解出Q，且从方程式79、80、91及92插入 的值。
当且在计算中使用增益减损εb及相位失配时，在方程式124中求解出Q会产生图23的方程式127。接着计算Q的逆矩阵以达到由第二校正电路44用以校正接收器13的增益减损及相位减损的增益系数。图24展示描述四个乘法器97到100的乘法因子的方程式128。举例来说，为了确定乘法器98的第六乘法因子，将方程式128的公倍数乘以矩阵位置12，其等于
总之，在方法48的第一阶段中，当收发器10在估计模式中操作时，产生参考信号62且观测评估信号105。通过测量评估信号105来确定复频率系数C+1、C+2、C-1及C-2。在DSP 14中所执行的一系列计算中，计算增益分量K++、K+-、K-+及K--以及相位分量及。通过使用增益分量及相位分量，同时基于单个参考信号而确定所有四个I/Q减损(增益减损εa及εb以及相位失配及)。四个减损是用以计算当收发器正在校正模式中操作时用于方法48的第二阶段中的八个乘法因子。最初四个乘法因子是由第一校正电路22的乘法器用以校正发射器12的增益减损εa及相位减损，且其次四个乘法因子是由第二校正电路44的乘法器用以校正接收器13的增益减损εb及相位减损。
当在校正模式中发射数据信号时，通过用第一校正电路22预处理数据信号以校正发射器12的增益减损及相位减损及通过后处理用第二校正电路44接收的数据信号以校正接收器13的增益减损及相位减损来校正I/Q减损。举例来说，在逆傅立叶变换计算电路21接收含有由OFDM通信系统的用户所发射的信息的数据信号129之后执行预处理。IFFT 21产生I相Tx分量64及Q相Tx分量65。I相Tx分量64由第一乘法器67及第三乘法器69接收，且Q相Tx分量65由第二乘法器68及第四乘法器70接收。在方法48的校正四个I/Q减损的第二阶段中，第一校正电路22不仅仅让未经改变的I相分量64及Q相分量65通过。实情为，在估计模式中所计算的乘法因子确定分量64及65中的每一者有多少将被加到另一分量。
在步骤59中，使用第一乘法因子来产生I相Tx分量64的衰减分量。DSP 14将包括第一乘法因子的数字控制信号130发送到乘法器67。乘法器67将I相Tx分量64的振幅衰减对应于第一乘法因子的量。在一个实施例中，所有乘法因子均引起乘法器将分量64及65衰减。在另一实施例中，乘法因子引起乘法器放大或衰减分量64及65。
在步骤60中，当乘法器68将Q相Tx分量65的振幅衰减对应于第二乘法因子的量时，产生Q相Tx分量65的衰减分量。
在步骤61中，将I相Tx分量64的衰减分量加到Q相Tx分量65的衰减分量。第一加法器71接收第一乘法器67及第二乘法器68的输出，且产生经校正的I相Tx分量131。
另外，乘法器69将I相Tx分量64衰减对应于第三乘法因子的量，且乘法器70将Q相Tx分量65衰减对应于第四乘法因子的量。第二加法器72接收第三乘法器69及第四乘法器70的输出，且产生经校正的Q相Tx分量132。通过将少量正交相位分量加到同相分量且反之亦然，每一分量的相位与振幅两者被修改且借此被校正。首先预处理数据信号129以补偿稍后由发射正交混频器所引入的I/Q增益减损及相位减损，且接着将数据信号129升频转换且作为经校正的发射信号133而发射。
校正模式还涉及后处理经降频转换的所接收信号以补偿由接收正交混频器所引入的I/Q增益减损及相位减损。第二校正电路44校正所接收的RF复合信号以补偿接收器13的正交混频器的I/Q失配。RF接收信号134被接收到天线18上、通过双工器17、由低噪声放大器34放大，且接着由接收器13的正交混频器降频转换。正交混频器输出经降频转换的同相信号86及经降频转换的正交相位信号88。接着将信号86及88滤波及数字化。经数字化及滤波的同相信号86由第五乘法器97及第七乘法器99接收，且经数字化及滤波的正交相位信号88由第六乘法器98及第八乘法器100接收。接着使用在估计模式中所计算的乘法因子以支配信号86及88中的每一者有多少将由第二校正电路44加到另一信号。
举例来说，使用第五乘法因子来产生经数字化及滤波的同相信号86的衰减分量。DSP 14将包括第五乘法因子的数字控制信号135发送到乘法器97。乘法器97将经数字化及滤波的同相信号86衰减对应于第五乘法因子的量。另外，当乘法器98将经数字化及滤波的经降频转换的正交相位信号88的振幅衰减对应于第六乘法因子的量时，产生经数字化及滤波的经降频转换的正交相位信号88的衰减分量。接着，将信号88的衰减分量加到信号86的衰减分量。第三加法器101接收第五乘法器97及第六乘法器98的输出，且产生经校正的I相Rx分量136。
另外，乘法器99将经数字化及滤波的同相信号86衰减对应于第七乘法因子的量，且乘法器100将经数字化及滤波的经降频转换的正交相位信号88衰减对应于第八乘法因子的量。第四加法器102接收第七乘法器99及第八乘法器100的输出，且产生经校正的Q相Rx分量137。傅立叶变换计算电路45接着将经校正的I相Rx分量136及经校正的Q相Rx分量137变换为经校正的基带信号138。接着将经校正的基带信号138的数字流转换为符号以用于后续数字信号处理。第二校正电路44已从经校正的基带信号138移除由接收器13的正交混频器所引入的增益减损εb及相位减损。因此，在校正模式中，收发器10既预处理待发射的数据信号又后处理所接收的数据信号，以校正由发射器及接收器的正交混频器所引入的四个I/Q增益失配及相位失配。第一校正电路22在升频转换及发射数据信号129之前预处理数据信号129，以便校正将由发射器12所引入的增益减损εa及相位失配。第二校正电路44在接收及降频转换RF接收信号134之后后处理信号134，以便校正由接收器13所引入的增益减损εb及相位失配。如由方程式107所指示，当第一校正电路22及第二校正电路44通过将同相分量与正交相位分量彼此相加来补偿I/Q减损时，频率系数C-1增加且频率系数C+1、C+2及C-2减小。在第一校正电路22及第二校正电路44完全校正四个I/Q减损的理想状况下，频率系数C+1、C+2及C-2不具有振幅。在此理想状况下，图10的图将仅展现一个峰值，所述峰值接近于对应于频率系数C-1的频段-40。在信道连接的特性不理想的情况下，且在RF环回路径11引起跨越信道连接的增益缩放及时间延迟的情况下，信道连接的减损会影响频率系数。因此，信道连接的减损同等地改变所有边带的相位且不改变频率系数的相对量值。
在一个实施例中，在正常操作期间，当OFDM系统的用户正发送及接收数据信号时，收发器10的操作在发射用户数据与重新校准发射链及接收链之间交替。在已发射及接收数据信号达预定时间量之后，收发器10进入其估计模式。在一个实施方案中，频率合成器36从用以降频转换所接收的数据信号的频率改变用于估计模式中的LO信号47的频率ωb。举例来说，将频率ωb改变为在由发射频率合成器28所产生的频率ωa的约100千赫内且用以升频转换待发射的信号。收发器10接着产生参考信号62、评估评估信号105且确定乘法因子。接着，在已重新校准发射链及接收链之后，收发器10交替回到校正模式且发射及接收含有语音通信及数据通信的数据信号。在校正模式中，收发器10再次使用由政府频谱授权机构所规定的LO信号47的原始频率ωb。在另一实施例中，收发器10仅在为包括收发器10的移动通信装置加电时才进入其估计模式。在加电时的校准之后，收发器在校正模式中操作。
图25为收发器10的实施例的示意性框图，其中校正电路位于模拟RF收发器IC 19中，而非位于数字基带IC 20中。因此，同时估计发射器与接收器两者的增益失配及相位失配的方法在模拟域中校正I/Q减损。第一校正电路22位于模拟RF收发器IC 19上且接收由第一DAC 23所输出的模拟I相Tx分量以及由DAC 24所输出的模拟Q相Tx分量两者。I相Tx分量64与Q相Tx分量65的衰减分量在模拟域中彼此相加且作为经校正的I相Tx分量131及经校正的Q相Tx分量132而输出。类似地，第二校正电路44也位于模拟RF收发器IC 19上且接收经滤波的经降频转换的同相信号86及经滤波的经降频转换的正交相位信号88。第二校正电路44接着将信号86与信号88的衰减分量彼此相加且输出经校正的I相Rx分量136及经校正的Q相Rx分量137。接着通过ADC42将经校正的I相Rx分量136数字化，且通过ADC 43将经校正的Q相Rx分量137数字化。
图25的实施例的模拟校正电路由I/Q校正寄存器控制。数字基带IC 20将乘法因子及其它校正信息跨越SPI串行总线15、通过I/Q校正寄存器传达到校正电路。举例来说，图25展示控制第二校正电路44的乘法器97到100的I/Q校正寄存器139。图25中未展示控制第一校正电路22的I/Q校正寄存器。在一个方面中，乘法器97由从I/Q校正寄存器139接收的校正信号控制。当将数字一写入到I/Q校正寄存器139的第八位中时断言控制信号140，且当将数字一写入到I/Q校正寄存器139的第七位中时断言控制信号141。在其它方面中，使用两个以上控制信号以设定每一乘法器的乘法因子。数字基带IC 20通过跨越SPI串行总线15进行通信且将数字值00、01、10或11写入到I/Q校正寄存器139的第七位及第八位中来设定乘法器97的乘法因子。
图26为收发器10的另一实施例的示意性框图，其中I/Q减损未经预处理及后处理，而是在其来源处经校正。图26的实施例包括在正交混频器内的校正乘法器及校正移位器，其补偿增益失配及相位失配。在无校正的情况下，同相发射器LO信号73具有从正交相位发射器LO信号75移位的相位。在图26中，发射移相器29中的“” 及移相器29上方的“”表示由发射器12的正交混频器所引入的相位失配。在一个实施例中，模拟发射移相器29由来自I/Q校正寄存器的校正信号控制。改变由发射移相器29所产生的相移，以便消除相位失配。DSP 14通过写入I/Q校正寄存器的位而使用从方程式119获得的相位失配控制发射移相器29。在另一实施例中，将校正移位器142加到正交混频器，以便将正交相位发射器LO信号75的相位移位量，其校正由正交混频器所引入的相位失配。
在图26中，乘法器77及78表示经升频转换的同相信号74与经升频转换的正交相位信号76之间的增益失配εa。将模拟压控校正放大器143加到正交混频器，以便将信号74衰减量-εa/2，其校正由正交混频器引入到信号74中的+εa/2增益失配。类似地，将模拟压控校正放大器144加到正交混频器，以便将信号76放大量+εa/2，其校正由正交混频器引入到信号76中的-εa/2增益失配。DSP 14通过向I/Q校正寄存器的位进行写入而使用从图17中的方程式115获得的增益失配εa来控制压控放大器143及144。在一些实施方案中，增益失配εa为负数量，使得放大器143放大信号74且放大器144将信号76衰减。
图26的实施例还包括在接收器13的正交混频器内的校正乘法器及校正移位器。在一个实施例中，发射路径及接收路径的正交混频器两者均具有将LO信号向一个混频器移位或的单个校正移位器，例如校正移位器142。在另一实施例中，每一正交混频器具有两个校正移位器，其中的每一者将LO信号向两个混频器中的一者移位。图26说明关于接收器13的正交混频器的双移位器实施例。将校正移位器145加到接收正交混频器，以便将同相接收器LO信号85的相位移位量，其校正由正交混频器引入到信号85中的相位失配。类似地，将校正移位器146加到接收正交混频器，以便将正交相位接收器LO信号87的相位移位量，其校正由正交混频器引入到信号87中的相位失配。另外，将校正放大器147加到正交混频器，以便将经降频转换的同相信号86衰减量-εa/2，其校正由正交混频器引入到信号86中的+εa/2增益失配。类似地，将校正放大器148加到正交混频器，以便将经降频转换的正交相位信号88放大量+εa/2，其校正由正交混频器引入到信号88中的-εa/2增益失配。
图26的实施例的校正移位器及校正乘法器由I/Q校正寄存器控制。数字基带IC 20将校正信息跨越SPI串行总线15、通过I/Q校正寄存器传达到校正移位器及校正乘法器。校正信息包括从图17中的方程式115到118获得的增益失配εa及εb以及从方程式119到120获得的相位失配及。举例来说，图26展示控制接收器13的正交混频器的校正移位器145到146及校正乘法器147到148的I/Q校正寄存器149。图26中未展示控制发射器12的正交混频器的校正移位器及校正乘法器的I/Q校正寄存器。校正移位器及校正乘法器由从I/Q校正寄存器149接收的校正信号控制。举例来说，当将数字一写入到I/Q校正寄存器149的第八位中时断言控制信号150，且当将数字一写入到I/Q校正寄存器149的第七位中时断言控制信号151。在其它实例中，使用两个以上控制信号来设定校正乘法器147的衰减量。数字基带IC 20通过跨越SPI串行总线15而通信且将数字值写入到I/Q校正寄存器149的八个位中来设定校正乘法器147到148的衰减量及放大量以及校正移位器145到146的相位延迟。
在一个或一个以上示范性实施例中，所描述的功能可以硬件、软件、固件或其任何组合来实施。如果以软件实施，则所述功能可作为一个或一个以上指令或代码而存储于计算机可读媒体上或经由计算机可读媒体而传输。计算机可读媒体包括计算机存储媒体与通信媒体两者，通信媒体包括促进将计算机程序从一个位置传送到另一位置的任何媒体。存储媒体可为可由计算机存取的任何可用媒体。通过实例而非限制，这些计算机可读媒体可包含RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储装置、磁盘存储装置或其它磁性存储装置，或可用以载运或存储指令或数据结构的形式的所要程序代码且可由计算机存取的任何其它媒体。又，可恰当地将任何连接称作计算机可读媒体。举例来说，如果使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字用户线(DSL)或例如红外线、无线电及微波的无线技术从网站、服务器或其它远程源传输软件，则同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL或例如红外线、无线电及微波的无线技术包括于媒体的定义中。如本文中所使用的磁盘及光盘包括压缩光盘(CD)、激光光盘、光盘、数字化通用光盘(DVD)、软性磁盘及蓝光光盘，其中磁盘通常以磁性方式再生数据，而光盘利用激光以光学方式再生数据。以上的组合也应包括于计算机可读媒体的范围内。
尽管已出于指导目的而结合某些特定实施例来描述在观测单个评估信号之后确定发射路径与接收路径两者的增益失配及相位失配的收发器，但收发器不限于此。举例来说，收发器10被描述为在数字信号处理器中执行估计模式的计算。在其它实施例中，所述计算是在数字基带IC的其它部分中执行。举例来说，所述计算在嵌入式微控制器中或在嵌入式可编程逻辑中执行。收发器10被描述为使用从寄存器发送的控制信号来控制校正电路、校正移位器及校正乘法器。在其它实施例中，直接从数字基带IC发送控制信号。同时计算所有四个I/Q减损的方法被描述为在移动通信装置中执行。在其它实施例中，所述方法是在从移动通信装置接收信号及将信号发射到移动通信装置的基站中执行。提供所揭示实施例的先前描述以使任何所属领域的技术人员均能够制造或使用步进式增益混频器。在不偏离所揭示标的物的精神或范围的情况下，对这些实施例的各种修改对于所属领域的技术人员来说将是显而易见的，且可将本文中所定义的一般原理应用于其它实施例。因此，用于在观测单个评估信号之后确定发射路径与接收路径两者的增益失配及相位失配的所揭示方法不意图限于本文中所展示的实施例，而应符合与本文中所揭示的原理及新颖特征一致的最广范围。

Claims (39)

1.一种无线通信方法，其包含：
(a)将具有单个边带频音的参考信号接收到发射路径的正交混频器中，其中所述发射路径展现增益失配及相位失配；
(b)使用所述参考信号产生经升频转换的RF信号；
(c)将所述经升频转换的RF信号经由RF环回路径发射到接收路径的正交混频器，其中所述接收路径展现增益失配及相位失配；
(d)使用所述经升频转换的RF信号产生经降频转换的评估信号，其中，所述经降频转换的评估信号的产生是(a)中接收到所述参考信号的结果；以及
(e)使用所述经降频转换的评估信号一次实质上同时地确定所述发射路径的所述增益失配及所述发射路径的所述相位失配以及所述接收路径的所述增益失配及所述接收路径的所述相位失配，其中所述评估信号具有：具有第一振幅的第一边带频音、具有第二振幅的第二边带频音、具有第三振幅的第三边带频音，及具有第四振幅的第四边带频音，且其中基于所述第一振幅、所述第二振幅、所述第三振幅及所述第四振幅而确定所述发射路径的所述增益失配及所述相位失配以及所述接收路径的所述增益失配及所述相位。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述发射路径的所述正交混频器为基于正交频分多路复用(OFDM)及频分双工(FDD)进行通信的通信装置的一部分。
3.根据权利要求2所述的方法，其中所述通信装置执行数据信号的规则发射，且其中在不使用除了所述RF环回路径以外的硬件的情况下执行所述确定所述发射路径的所述增益失配及所述相位失配以及所述接收路径的所述增益失配及所述相位失配，该除了所述RF环回路径以外的硬件是在数据信号的所述规则发射中原本不使用的。
4.一种无线通信方法，其包含：
(a)产生参考信号；
(b)将所述参考信号变换为同相Tx分量及正交相位Tx分量；
(c)通过混合所述同相Tx分量与同相发射器振荡器信号来产生经升频转换的同相信号；
(d)通过混合所述正交相位Tx分量与正交相位发射器振荡器信号来产生经升频转换的正交相位信号；
(e)通过将所述经升频转换的同相信号与所述经升频转换的正交相位信号相加来产生复合RF信号；
(f)通过混合所述复合RF信号与同相接收器振荡器信号来产生经降频转换的同相信号；
(g)通过混合所述复合RF信号与正交相位接收器振荡器信号来产生经降频转换的正交相位信号；
(h)将所述经降频转换的同相信号及所述经降频转换的正交相位信号变换为评估信号，其中所述评估信号具有：具有第一特性的第一边带频音、具有第二特性的第二边带频音、具有第三特性的第三边带频音，及具有第四特性的第四边带频音；
(i)确定所述第一特性、所述第二特性、所述第三特性及所述第四特性；以及
(j)确定所述经降频转换的同相信号的振幅及所述经降频转换的正交相位信号的振幅，在所述振幅下，所述第一特性增加且所述第二特性、所述第三特性及所述第四特性中的每一者减小，其中，所述特性是复振幅。
5.根据权利要求4所述的方法，其中所述同相发射器振荡器信号具有第一频率且所述同相接收器振荡器信号具有第二频率，且其中所述第一频率不同于所述第二频率。
6.根据权利要求4所述的方法，其中所述第一特性为所述第一边带频音的振幅与相位的组合。
7.根据权利要求6所述的方法，其中由复傅立叶系数界定所述第一特性。
8.根据权利要求4所述的方法，其中在频域中产生所述参考信号且所述参考信号具有仅在一个频段中的振幅。
9.根据权利要求4所述的方法，其中所述参考信号具有单个边带频音。
10.根据权利要求4所述的方法，其进一步包含：
(k)产生所述经降频转换的同相信号的衰减分量；
(l)产生所述经降频转换的正交相位信号的衰减分量；以及
(m)将所述经降频转换的正交相位信号的所述衰减分量加到所述经降频转换的同相信号的所述衰减分量。
11.根据权利要求4所述的方法，其中在模拟集成电路上执行(e)中的所述产生，且其中在数字集成电路上执行(h)中的所述变换。
12.根据权利要求4所述的方法，其中在时域中执行(e)中的所述产生，且其中在频域中执行(h)中的所述变换。
13.根据权利要求4所述的方法，其中所述同相Tx分量具有振幅且其中所述正交相位Tx分量具有振幅，所述方法进一步包含：
(k)调整所述同相Tx分量的所述振幅及所述正交相位Tx分量的所述振幅；以及
(l)将所述经调整的同相Tx分量加到所述经调整的正交相位Tx分量。
14.一种接收机中的无线通信电路，所述无线通信电路包含：
第一乘法器，其接收经降频转换的同相信号且产生具有振幅的第一衰减分量信号；
第二乘法器，其接收经降频转换的正交相位信号且产生具有振幅的第二衰减分量信号，其中具有单个边带频音的数据信号经发射且用以产生所述经降频转换的同相信号及所述经降频转换的正交相位信号；
第三乘法器，其接收所述经降频转换的同相信号且产生具有振幅的第三衰减分量信号；
第四乘法器，其接收所述经降频转换的正交相位信号且产生具有振幅的第四衰减分量信号；
第一加法器，其通过将所述第二衰减分量信号加到所述第一衰减分量信号来产生同相分量信号；
第二加法器，其通过将所述第三衰减分量信号加到所述第四衰减分量信号来产生正交相位分量信号；以及
傅立叶变换计算电路，其使用所述同相分量信号及所述正交相位分量信号来产生经校正的信号，其中所述经校正的信号具有：具有第一特性的第一边带频音、具有第二特性的第二边带频音、具有第三特性的第三边带频音，及具有第四特性的第四边带频音，且其中所述第一乘法器调整所述第一衰减分量信号的所述振幅，所述第二乘法器调整所述第二衰减分量信号的所述振幅，所述第三乘法器调整所述第三衰减分量信号的所述振幅且所述第四乘法器调整所述第四衰减分量信号的所述振幅，均使得所述第一特性增加且所述第二特性、所述第三特性及所述第四特性减小，其中，所述特性是复振幅。
15.根据权利要求14所述的电路，其中所述经校正的信号为评估信号。
16.根据权利要求14所述的电路，其中所述第一特性是由复傅立叶系数界定。
17.根据权利要求14所述的电路，其中所述经降频转换的同相信号是在由所述第一乘法器及所述第三乘法器接收之前经滤波及数字化，且其中所述经降频转换的正交相位信号是在由所述第二乘法器及所述第四乘法器接收之前经滤波及数字化。
18.根据权利要求14所述的电路，其中由所述第一乘法器及所述第三乘法器接收的所述经降频转换的同相信号为经数字化的经降频转换的同相信号，且其中由所述第二乘法器及所述第四乘法器接收的所述经降频转换的正交相位信号为经数字化的经降频转换的正交相位信号，所述电路进一步包含：
第一模-数转换器，其接收模拟经降频转换的同相信号且输出所述经数字化的经降频转换的同相信号；以及
第二模-数转换器，其接收模拟经降频转换的正交相位信号且输出所述经数字化的经降频转换的正交相位信号。
19.根据权利要求18所述的电路，其中所述模拟经降频转换的同相信号是在由所述第一模-数转换器接收之前经滤波。
20.根据权利要求14所述的电路，其进一步包含：
逆傅立叶变换计算电路，其接收所述数据信号且产生同相分量及正交相位分量，其中所述同相分量及所述正交相位分量是用以产生所述经降频转换的同相信号及所述经降频转换的正交信号。
21.根据权利要求14所述的电路，其中所述电路为基于正交频分多路复用(OFDM)及频分双工(FDD)进行通信的通信装置的一部分。
22.一种在第一模式中及在第二模式中操作的无线通信电路，其包含：
逆傅立叶变换计算电路，其输出I相Tx分量及Q相Tx分量；
第一校正电路，其具有接收所述I相Tx分量的第一乘法器及第三乘法器且具有接收所述Q相Tx分量的第二乘法器及第四乘法器；
第二校正电路，其具有接收经降频转换的同相信号的第五乘法器及第七乘法器且具有接收经降频转换的正交相位信号的第六乘法器及第八乘法器，其中所述第二校正电路产生I相Rx分量及Q相Rx分量；
傅立叶变换计算电路，其接收所述I相Rx分量及所述Q相Rx分量；以及
数字信号处理器，其中在所述第一模式中，所述逆傅立叶变换计算电路接收参考信号且所述傅立叶变换计算电路产生评估信号，其中所述评估信号具有：具有第一特性的第一边带频音、具有第二特性的第二边带频音、具有第三特性的第三边带频音，及具有第四特性的第四边带频音，其中所述数字信号处理器使用所述评估信号确定所述第一特性、所述第二特性、所述第三特性及所述第四特性，其中所述数字信号处理器确定所述第一乘法器及所述第三乘法器将所述I相Tx分量衰减的第一乘法因子及第三乘法因子、所述第二乘法器及所述第四乘法器将所述Q相Tx分量衰减的第二乘法因子及第四乘法因子、所述第五乘法器及所述第七乘法器将所述经降频转换的同相信号衰减的第五乘法因子及第七乘法因子以及所述第六乘法器及所述第八乘法器将所述经降频转换的正交相位信号衰减的第六乘法因子及第八乘法因子，且其中所述数字信号处理器确定所述第一乘法因子、第二乘法因子、第三乘法因子、第四乘法因子、第五乘法因子、第六乘法因子、第七乘法因子及第八乘法因子，使得所述第一特性增加且所述第二特性、所述第三特性及所述第四特性中的每一者减小，其中，所述特性是复振幅。
23.根据权利要求22所述的电路，其中在所述第二模式中，所述逆傅立叶变换计算电路接收数据信号且所述傅立叶变换计算电路输出经校正的基带信号，且其中在第一模式中及在第二模式中操作的所述电路使用在所述第一模式中确定的所述第一乘法因子、第二乘法因子、第三乘法因子、第四乘法因子、第五乘法因子、第六乘法因子、第七乘法因子及第八乘法因子产生在所述第二模式中由所述傅立叶变换计算电路接收的所述I相Rx分量及所述Q相Rx分量。
24.根据权利要求22所述的电路，其中所述第一特性为所述第一边带频音的振幅与相位的组合。
25.根据权利要求22所述的电路，其中所述第一特性是由复傅立叶系数界定。
26.根据权利要求22所述的电路，其中所述经降频转换的同相信号是在由所述第五乘法器及所述第七乘法器接收之前经滤波及数字化，且其中所述经降频转换的正交相位信号是在由所述第六乘法器及所述第八乘法器接收之前经滤波及数字化。
27.根据权利要求22所述的电路，其中所述第一校正电路进一步包含第一加法器及第二加法器，其中所述第一加法器耦合到所述第一乘法器及所述第三乘法器，其中所述第二加法器耦合到所述第二乘法器及所述第四乘法器，其中所述第二校正电路进一步包含第三加法器及第四加法器，其中所述第三加法器耦合到所述第五乘法器及所述第六乘法器，且其中所述第四加法器耦合到所述第七乘法器及所述第八乘法器。
28.根据权利要求22所述的电路，其中所述第一校正电路输出I发射分量及Q发射分量，且其中所述第二校正电路接收I接收分量及Q接收分量，所述电路进一步包含：
发射正交混频器，其接收所述I发射分量及Q发射分量且输出复合RF信号；
接收正交混频器，其接收所述复合RF信号且输出所述I接收分量及Q接收分量；以及
RF环回路径，所述复合RF信号是经由所述RF环回路径而从所述发射正交混频器传送到所述接收正交混频器。
29.根据权利要求27所述的电路，其中所述电路为数字基带集成电路的一部分。
30.一种无线通信设备，其包含：
(a)用于产生参考信号的模块；
(b)用于将所述参考信号变换为同相Tx分量及正交相位Tx分量的模块；
(c)用于通过混合所述同相Tx分量与同相发射器振荡器信号来产生经升频转换的同相信号的模块；
(d)用于通过混合所述正交相位Tx分量与正交相位发射器振荡器信号来产生经升频转换的正交相位信号的模块；
(e)用于通过将所述经升频转换的同相信号与所述经升频转换的正交相位信号相加来产生复合RF信号的模块；
(f)用于通过混合所述复合RF信号与同相接收器振荡器信号来产生经降频转换的同相信号的模块；
(g)用于通过混合所述复合RF信号与正交相位接收器振荡器信号来产生经降频转换的正交相位信号的模块；
(h)用于将所述经降频转换的同相信号及所述经降频转换的正交相位信号变换为评估信号的模块，其中所述评估信号具有：具有第一特性的第一边带频音、具有第二特性的第二边带频音、具有第三特性的第三边带频音，及具有第四特性的第四边带频音；
(i)用于确定所述第一特性、所述第二特性、所述第三特性及所述第四特性的模块；以及
(j)用于确定所述经降频转换的同相信号的振幅及所述经降频转换的正交相位信号的振幅的模块，在所述振幅下，所述第一特性增加且所述第二特性、所述第三特性及所述第四特性中的每一者减小，其中，所述特性是复振幅。
31.根据权利要求30所述的无线通信设备，其中所述同相发射器振荡器信号具有第一频率且所述同相接收器振荡器信号具有第二频率，且其中所述第一频率不同于所述第二频率。
32.根据权利要求30所述的无线通信设备，其中所述第一特性为所述第一边带频音的振幅与相位的组合。
33.根据权利要求30所述的无线通信设备，其中所述参考信号是在频域中产生且具有仅在一个频段中的振幅。
34.根据权利要求30所述的无线通信设备，其中所述参考信号具有单个边带频音。
35.根据权利要求30所述的无线通信设备，其中，所述同相Tx分量具有振幅且其中所述正交相位Tx分量具有振幅，所述设备进一步包括：
(k)用于调整所述同相Tx分量的振幅及所述正交相位Tx分量的振幅的模块；以及
(l)用于将所述经调整的同相Tx分量加到所述经调整的正交相位Tx分量的模块。
36.一种无线通信电路，其包含：
(a)第一校正电路，其校正经升频转换的同相信号与经升频转换的正交相位信号之间的升频转换相位失配与升频转换增益失配两者，其中，所述第一校正电路处在发射机中，其中所述第一校正电路将I相Tx分量乘以第一乘法因子及第三乘法因子，且其中所述第一校正电路将Q相Tx分量乘以第二乘法因子及第四乘法因子；
(b)第二校正电路，其校正经降频转换的同相信号与经降频转换的正交相位信号之间的降频转换相位失配与降频转换增益失配两者，其中，所述第二校正电路处在接收机中，其中所述第二校正电路将所述经降频转换的同相信号乘以第五乘法因子及第七乘法因子，其中所述第二校正电路将所述经降频转换的正交相位信号乘以第六乘法因子及第八乘法因子；以及
(c)用于基于评估单个评估信号而确定所述第一乘法因子、第二乘法因子、第三乘法因子、第四乘法因子、第五乘法因子、第六乘法因子、第七乘法因子及第八乘法因子的装置。
37.根据权利要求36所述的电路，其中所述单个评估信号是从单个参考信号产生的，且其中所述单个参考信号具有单个边带频音。
38.根据权利要求36所述的电路，其中所述第一校正电路包含第一加法器及第二加法器，其中所述第一加法器耦合到第一乘法器及第三乘法器，其中所述第二加法器耦合到第二乘法器及第四乘法器，其中所述第二校正电路包含第三加法器及第四加法器，其中所述第三加法器耦合到第五乘法器及第六乘法器，其中所述第四加法器耦合到第七乘法器及第八乘法器，且其中所述第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器、第五乘法器、第六乘法器、第七乘法器及第八乘法器分别应用所述第一乘法因子、第二乘法因子、第三乘法因子、第四乘法因子、第五乘法因子、第六乘法因子、第七乘法因子及第八乘法因子。
39.根据权利要求36所述的电路，其中所述电路为基于正交频分多路复用(OFDM)及频分双工(FDD)进行通信的通信装置的一部分。
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