JP2011518458A - 開ループ空間多重化モードでの信号送受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】開ループ空間多重化（ｏｐｅｎ―ｌｏｏｐ ＳＭ（ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ））モードでの信号送受信方法。
【解決手段】開ループ空間多重化伝送モードで伝送アンテナが２個、ランク２の場合、基地局は、循環遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）方式によってプリコーディングを行い、単位行列に対応する第１の行列（Ｗ）、対角行列に対応する第２の行列（Ｄ）及びユニタリ行列に対応する第３の行列（Ｕ）が順次に掛け算された行列（ＷＤＵ）を用いてプリコーディングした後、プリコーディングされた信号を伝送し、これは、実質的に対角行列に対応する第２の行列（Ｄ）及びユニタリ行列に対応する第３の行列（Ｕ）が掛け算された行列（ＤＵ）を用いてプリコーディングした後、プリコーディングされた信号を伝送するのと同一であると見なせる。端末は、受信されたランク指示子及び伝送アンテナの個数により基地局の伝送方式を推定し信号を受信する。
【選択図】図６

Description

以下の説明は、多重アンテナ方式（ＭＩＭＯ）の移動通信システムに関するもので、具体的に、開ループ空間多重化モードで効率的に信号を送受信する方法に関するものである。

最近、情報通信サービスの普遍化、多様なマルチメディアサービスの登場、及び高品質サービスの出現などにより、速い無線通信サービスに対する要求が急速に増大している。これに能動的に対処するためには通信システムの容量を増大させなければならないが、無線通信環境で通信容量を増加させるための方案としては、可用周波数帯域を新しく探し出す方法と、限定された資源に対する効率性を高める方法を考えることができる。このうち後者の方法では、送受信機に多数のアンテナを装着し、資源活用のための空間的な領域を追加で確保することによってダイバーシティ利得を得たり、それぞれのアンテナを介してデータを並列に伝送することによって伝送容量を増加させる、いわゆる多重アンテナ送受信技術が最近大きな注目を受けながら活発に開発されている。

以下では、このような多重アンテナ送受信技術のうち、特に、直交周波数分割多重化方式（ＯＦＤＭ；Ｏｔｒｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）を用いる多重入力多重出力（ＭＩＭＯ；Ｍｕｌｔｉｐｌｅ―Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ―Ｏｕｔｐｕｔ）システムについて説明する。

図１は、ＯＦＤＭを用いる多重アンテナ送受信システムの一般的な構造を示した図である。

送信端において、チャンネルエンコーダ１０１は、伝送データビットに重複のビットを添付し、チャンネルや雑音によった影響を減少させ、マッパ１０３は、データビット情報をデータシンボル情報に変換し、直列―並列変換器１０５は、データシンボルを多数の副搬送波に載せるために並列化し、多重アンテナエンコーダ１０７は、並列化されたデータシンボルを時空間信号に変換する。受信端での多重アンテナデコーダ１０９、並列―直列変換器１１１、デマッパ１１３及びチャンネルデコーダ１１５は、送信端での多重アンテナエンコーダ１０７、直列―並列変換器１０５、マッパ１０３及びチャンネルエンコーダ１０１の逆機能をそれぞれ行う。

多重アンテナＯＦＤＭシステムでは、データの伝送信頼度を高めるための多様な技術が要求されるが、このうち空間ダイバーシティ利得を高める技法としては、時空間符号（Ｓｐａｃｅ―Ｔｉｍｅ Ｃｏｄｅ；ＳＴＣ）、循環遅延ダイバーシティ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ；ＣＤＤ）などがあり、信号対雑音比（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ；ＳＮＲ）を高めるための技法としては、ビームフォーミング（Ｂｅａｍ Ｆｏｒｍｉｎｇ；ＢＦ）、プリコーディングなどがある。ここで、時空間符号及び循環遅延ダイバーシティは、主に送信端でフィードバック情報を用いることができない開ループシステムの伝送信頼度を高めるために使用され、ビームフォーミング及びプリコーディングは、送信端でフィードバック情報を用いることができる閉ループシステムで該当のフィードバック情報を通して信号対雑音比を最大化するために使用される。

以下、上述した各技法のうち空間ダイバーシティ利得を高めるための技法及び信号対雑音比を高めるための技法として、特に循環遅延ダイバーシティとプリコーディングを説明する。

循環遅延ダイバーシティ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｄｅｌａｙ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ；ＣＤＤ）技法は、多数の送信アンテナを有するシステムでＯＦＤＭ信号を伝送するにおいて、全てのアンテナがそれぞれ異なる遅延又は異なる大きさで信号を伝送することによって、受信端で周波数ダイバーシティ利得を得る技法である。

図２は、ＣＤＤ技法を用いる多重アンテナシステムの送信端構成を示している。

ＯＦＤＭシンボルは、直列―並列変換器及び多重アンテナエンコーダを通して各アンテナ別に分離して伝達された後、チャンネル間干渉を防止するための循環前処理部（ＣＰ；Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）が添付されて受信端に伝送される。このとき、１番目のアンテナに伝達されるデータシーケンスは、そのまま受信端に伝送されるが、その次の順番のアンテナに伝達されるデータシーケンスは、直ぐ前の順番のアンテナに比べて一定サンプルだけ循環遅延されて伝送される。

一方、このような循環遅延ダイバーシティ技法を周波数領域で具現すれば、前記循環遅延は位相シーケンスの積で表現することができる。

図３は、図２に示すようなＣＤＤ技法を周波数領域で具現する方法を説明するための図である。

図３に示すように、周波数領域での各データシーケンスにアンテナ別に互いに異なるように設定される所定の位相シーケンス（位相シーケンス１〜位相シーケンスＭ）を掛け算した後、高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行い、このデータシーケンスを受信端に伝送することができるが、これを位相遷移ダイバーシティ技法という。

位相遷移ダイバーシティ技法を用いれば、フラットフェーディングチャンネル（ｆｌａｔ ｆａｄｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌ）を周波数選択性チャンネルに変化させることができ、チャンネル符号を通して周波数ダイバーシティ利得を得たり、周波数選択的スケジューリングを通して多重ユーザダイバーシティ利得を得ることができる。

一方、プリコーディング技法には、閉ループシステムでフィードバック情報が有限である場合に用いられるコードブック基盤のプリコーディング方式と、チャンネル情報を量子化してフィードバックする方式がある。このうちコードブック基盤のプリコーディングは、送受信端で既に知っているプリコーディング行列のインデックスを送信端にフィードバックすることによって、信号対雑音比（ＳＮＲ）利得を得る方式である。

図４は、コードブック基盤のプリコーディングを用いる多重アンテナシステムの送受信端構成を示している。

ここで、送信端及び受信端は、それぞれ有限なプリコーディング行列（Ｐ_１〜Ｐ_Ｌ）を有しており、受信端では、チャンネル情報を用いて最適のプリコーディング行列インデックス（ｌ）を送信端にフィードバックし、送信端では、フィードバックされたインデックスに該当するプリコーディング行列を伝送データ（Ｘ_１〜Ｘ_Ｍｔ）に適用することができる。

このような位相遷移ダイバーシティ技法又はＣＤＤ技法では、フィードバック情報の要求有無による開ループ方式と閉ループ方式でそれぞれ異なる要求事項が存在し得る。すなわち、開ループＣＤＤ方式又は閉ループＣＤＤ方式によって異なるプリコーディング行列を用いることが望ましい。

このような仮定下で、各ＣＤＤ方式によって十分な周波数ダイバーシティ利得を獲得すると同時に、具現の複雑度を最小化するように適切なプリコーディング行列を選択し、これによって効率的に信号を送受信する方法に対する明確な規定が必要である。

上述したような課題を解決するための本発明の一側面では、各伝送モードによって多様なチャンネル環境下で十分な周波数ダイバーシティ利得を獲得しながらも簡単に具現することができるプリコーディング行列を選択する方法を提供しようとする。

また、本発明の一側面では、上述したように選択されたプリコーディング行列を用いてＣＤＤ方式によって送受信端間に効率的に信号を送受信する方法を提供しようとする。

上述したような課題を解決するための本発明の一側面では、開ループ空間多重化（ｏｐｅｎ―ｌｏｏｐ ＳＭ（ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ））伝送モードでユーザ器機（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ；ＵＥ）が信号を受信する方法を提供する。本方法は、基地局からランク指示子（ＲＩ）及びアンテナ個数情報を受信し、伝送アンテナの個数が２である場合、前記基地局の信号伝送が、単位行列（Ｉｄｅｎｔｉｔｙ Ｍａｔｒｉｘ）に対応する第１の行列（Ｗ）、対角行列に対応する第２の行列（Ｄ）及びユニタリ行列（Ｕｎｉｔａｒｙ Ｍａｔｒｉｘ）に対応する第３の行列（Ｕ）が順次掛け算された行列（ＷＤＵ）によるプリコーディングを経て行われたと推定し、前記推定によって信号を受信することを含む。このとき、前記ランク指示子が１より大きい場合、前記基地局の信号伝送が循環遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）方式によって行われたと推定することをさらに含むことができる。

一方、本発明の他の一側面では、開ループ空間多重化（ｏｐｅｎ―ｌｏｏｐ ＳＭ（ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ））伝送モードで基地局が信号を伝送する方法を提供する。本方法は、伝送ランクが１より大きい場合、循環遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）方式によって信号を伝送することを含み、前記信号伝送は、伝送アンテナの個数が２である場合、伝送信号に単位行列に対応する第１の行列（Ｗ）、対角行列に対応する第２の行列（Ｄ）及びユニタリ行列に対応する第３の行列（Ｕ）が順次に掛け算された行列（ＷＤＵ）によるプリコーディングを行い、前記プリコーディングされた信号を資源要素にマッピングして伝送することを含む。

このような各実施形態において、前記第２の行列（Ｄ）は、前記伝送アンテナの個数が２で、ランク指示子（ＲＩ）によるランクが２である場合、２×２の形態を有することができる。また、前記開ループ空間多重化（ｏｐｅｎ―ｌｏｏｐ ＳＭ）伝送モードで、前記基地局は、前記第１の行列（Ｗ）を
に固定して使用し、前記ユーザ機器は、前記基地局にプリコーディング行列インデックス（ＰＭＩ）をフィードバックしないことが望ましい。

一方、上述した各実施形態は、開ループ空間多重化伝送モードで基地局が信号を伝送するにおいて、伝送アンテナの個数が２で、伝送ランクが２である場合、循環遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）方式によって伝送信号をプリコーディングし、対角行列に対応する第１の行列（Ｄ）とユニタリ行列に対応する第２の行列（Ｕ）が順次掛け算された行列（ＤＵ）によってプリコーディングを行い、プリコーディングされた信号を資源要素にマッピングして伝送することもできる。

上述したような本発明の各実施形態によれば、伝送モード別に十分なダイバーシティ利得を獲得しながらも簡単に具現することができる。

ＯＦＤＭを用いる多重アンテナ送受信システムの一般的な構造を示した図である。 ＣＤＤ技法を用いる多重アンテナシステムの送信端構成を示した図である。 図２に示すようなＣＤＤ技法を周波数領域で具現する方法を説明するための図である。 コードブック基盤のプリコーディングを用いる多重アンテナシステムの送受信端構成を示した図である。 ３ＧＰＰ ＬＴＥシステムでダウンリンク物理チャンネルの伝送過程を概略的に示した概念図である。 ＩＴＵ―ＰｅｄＡチャンネル下の開ループＳＭに対して、２Ｔｘコードブックのランク２に対するインデックス０とインデックス１を用いる場合の性能を比較するグラフである。 ６―Ｒａｙ ＴＵチャンネル下の開ループＳＭに対して２ＴＸコードブック内のランク２に対応するインデックス０を用いる場合とインデックス１を用いる場合の性能を比較したグラフである。

以下、本発明に係る好適な実施形態を添付の図面を参照して詳細に説明する。添付の図面と共に以下で開示する詳細な説明は、本発明の例示的な実施形態を説明するためのもので、本発明が実施され得る唯一の実施形態を示すためのものではない。例えば、以下の説明は、理解を促進するために３ＧＰＰ ＬＴＥ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）システムに適用される具体的な例を挙げて説明するが、本発明は、３ＧＰＰ ＬＴＥのみならず、一般的な多重アンテナシステムを用いる任意の無線通信システムに同一の原理によって適用される。また、以下の説明において、基地局は、「Ｎｏｄｅ Ｂ」、「ｅＮｏｄｅ Ｂ」などの他の用語に取り替えられて適用され、端末は、「ユーザ機器（ＵＥ）」、「移動局（ＭＳ）」などの用語に取り替えられて適用される。

以下の詳細な説明は、本発明の完全な理解を提供するために具体的な詳細事項を含む。しかし、当業者であれば、本発明がこのような具体的な詳細事項なしにも実施され得ることを知ることができる。いくつかの場合、本発明の概念が曖昧になることを避けるために、公知の構造及び装置が省略されたり、各構造及び装置の核心機能を中心にしたブロック図の形式で示される。また、本明細書全般にわたって同一の構成要素については、同一の図面符号を使用して説明する。

上述したように、本発明の一側面では、各伝送モードによって多様なチャンネル環境下で十分な周波数ダイバーシティ利得を獲得しながらも簡単に具現することができるプリコーディング行列を選択し、これを用いて効率的に信号を送受信する方法を提供しようとする。このために、以下では、まず、上述した３ＧＰＰ ＬＴＥシステムのダウンリンクを例に挙げて各伝送モード別に具体的に説明し、これに基づいて、特定の場合、例えば、開ループ空間多重化伝送モードでプリコーディング行列を効率的に構成し、ＣＤＤ方式によって信号を送受信する方法について説明する。ただし、３ＧＰＰ ＬＴＥシステムのダウンリンクは、例示的なものに過ぎず、本発明は他の無線通信状況にも適用される。

図５は、３ＧＰＰ ＬＴＥシステムでのダウンリンク物理チャンネルの伝送過程を概略的に示した概念図である。

チャンネルコーディングを通して生成されたコードワードは、変調前にスクランブラ５０１によってスクランブリングが行われ、スクランブリングされたビットブロックを生成する。このように生成されたビットブロックは、以後、変調マッパ５０２によってＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ又は６４ＱＡＭに変調された変調シンボルとして生成される。一方、このように変調された各シンボルは、レイヤマッパ５０３によって一つ以上のレイヤにマッピングされる。３ＧＰＰ ＬＴＥシステムでは、同時に２個のコードワードまで伝送され、この２個のコードワードは、４個以下のレイヤに所定基準によってそれぞれマッピングされる。

このようにレイヤマッピングが完了した各シンボルには、プリコーダ５０４によってプリコーディングが行われる。プリコーディングには、（１）空間多重化（Ｓｐａｔｉａｌ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；ＳＭ）のためのプリコーディングと、（２）空間伝送ダイバーシティのためのプリコーディングが存在し、空間多重化のためのプリコーディングには、（ａ）ＣＤＤの適用なしに空間多重化（ＳＭ）のためのプリコーディングと、（ｂ）大きい遅延ＣＤＤ（Ｌａｒｇｅ Ｄｅｌａｙ ＣＤＤ）のためのプリコーディングとがある。開ループ空間多重化伝送モードの場合、一般的に、伝送ランクが１より大きいとき、基地局は、ＣＤＤ基盤のプリコーディング方式によって信号を伝送する。また、伝送アンテナが２であるシステム（２Ｔｘシステム）の場合、固定された特定プリコーディング行列に基づいたプリコーディングを通して信号を伝送し、伝送アンテナが４であるシステム（４Ｔｘシステム）の場合、基地局は、各資源要素ごとに循環的に異なるプリコーディング方式を適用して信号を伝送することができる。

このようなプリコーディングが完了した各伝送シンボルは、資源要素マッパ５０５によって適切な資源要素にマッピングされ、その後、ＯＦＤＭ信号生成器５０６を経て伝送アンテナを介して伝送される。

一方、上述したプリコーディング方式のうち空間多重化のためのプリコーディングの場合、送受信側間に予め決定されたコードブック内の特定プリコーディング行列を用いることによって、シグナリングオーバーヘッドを減少させる方式が用いられ、これらのうち、特に大きい遅延ＣＤＤのためのプリコーディング方式について、以下でより具体的に説明する。併せて、以下の説明において、大きい遅延ＣＤＤのためのプリコーディングは、混同がない限り、「ＣＤＤ基盤のプリコーディング」、「ＣＤＤ方式のプリコーディング」又は「位相遷移基盤のプリコーディング」と称することもできる。

（ＣＤＤ基盤のプリコーディングの基本構造―ＤＵ構造）

位相遷移基盤のプリコーディングは、伝送しようとする全てのストリームをアンテナ全体を介して伝送し、それぞれ異なる位相のシーケンスを掛け算して伝送する。一般的に、循環遅延値を使用して位相シーケンスを生成すれば、受信機で見るとき、チャンネルに周波数選択性が生じながら周波数領域によってチャンネルの大きさが増加又は減少するようになる。

位相遷移基盤のプリコーディング行列（Ｐ）は、次のように表現することができる。

ここで、ｋは、資源インデックスを示し、一例として、副搬送波のインデックス、又は仮想時間―周波数資源又は特定周波数帯域のインデックスを示し、
は、ｋによって決定される複素加重値を示す。また、Ｎ_ｔは、送信アンテナの個数を示し、Ｒは、空間多重化率を示す。ここで、複素加重値は、アンテナに掛け算されるＯＦＤＭシンボル及び該当の副搬送波のインデックスによって異なる値を有することができる。前記複素加重値は、チャンネル状況及びフィードバック情報の有無のうち少なくとも一つによって決定される。

一方、前記数学式１のプリコーディング行列（Ｐ）は、多重アンテナシステムでのチャンネル容量の損失を減少させるように設計されることが望ましい。このために、多重アンテナ開ループシステムのチャンネル容量を数学式で表現すれば、次に示す通りである。

ここで、Ｈは、Ｎ_ｒ×Ｎ_ｔ大きさの多重アンテナチャンネル行列で、Ｎ_ｒは、受信アンテナの個数を示す。前記数学式２に前記数学式１に示すような位相遷移基盤のプリコーディング行列（Ｐ）を適用すれば、次に示す通りである。

数学式３から分かるように、チャンネル容量の損失をなくすためには、ＰＰ^Ｈが単位行列になるべきであるので、位相遷移基盤のプリコーディング行列（Ｐ）は、次のような条件を満足することが望ましい。

すなわち、位相遷移基盤のプリコーディング行列（Ｐ）は、ユニタリ行列に基づくことが望ましい。

以上説明した位相遷移基盤のプリコーディング行列は、アンテナの数がＮ_ｔ（Ｎ_ｔは、２以上の自然数）で、空間多重化率がＲ（Ｒは、１以上の自然数）であるシステムに対し、次の数学式５のような形態で表現される。これは、従来の位相遷移ダイバーシティ技法を一般化して表現したものと見られるので、以下では、数学式５による多重アンテナ技法を一般化された位相遷移ダイバーシティ（Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ；ＧＰＳＤ）と称することにする。

ここで、
は、Ｎ_ｔ個の送信アンテナとＲの空間多重化率を有するＭＩＭＯ―ＯＦＤＭ信号のｋ番目みら資源インデックスに対するＧＰＳＤ行列を示し、
を満足するユニタリ行列（第２の行列）として、各アンテナに相応する副搬送波シンボル間の干渉を最小化するために使用される。特に、位相遷移のための対角行列（第１の行列；Ｄ）のユニタリ行列特性をそのまま維持するために、
自身もユニタリ行列の条件を満足することが望ましい。

数学式５で、周波数領域の位相角θ_ｉ、ｉ＝１、…、Ｎ_ｔは、時間領域の遅延時間τ_ｉ、ｉ＝１、…、Ｎ_ｔと次のような関係を有する。

ここで、Ｎ_ｆｆｔは、ＯＦＤＭ信号の副搬送波の個数を示す。

前記数学式５に示すように、対角行列（Ｄ）に対応する第１の行列とユニタリ行列（Ｕ）に対応する第２の行列との積の形態で規定されるプリコーディング行列を、以下では「ＣＤＤ基盤のプリコーディングの基本構造」又は「ＤＵ構造」と称することにする。

（一般化された位相遷移ダイバーシティの拡張―ＰＤＵ／ＷＤＵ構造）

上述したＤＵ構造に対する実施形態で、対角行列（Ｄ）とユニタリ行列（Ｕ）で構成されたＣＤＤ基盤のプリコーディングの基本構造に、送受信側間に予め決定されたコードブックから選択されたプリコーディング行列に該当する行列（Ｐ）を追加し、拡張されたＣＤＤ基盤のプリコーディング行列を構成することができる。これを数学式で表現すれば、次に示す通りである。

拡張されたＣＤＤ基盤のプリコーディング行列は、前記数学式５と比べたとき、Ｎ_ｔ×Ｒ大きさのプリコーディング行列（Ｐ）が対角行列の前に追加され、その結果、対角行列の大きさがＲ×Ｒに変更されることを特徴とする。前記追加されるプリコーディング行列

は、特定周波数帯域又は特定副搬送波シンボルに対して異なるように設定され、開ループシステムでは、上述したように、固定された特定行列を用いるように設定されることが望ましい。このようなプリコーディング行列
の追加により、より最適化された信号対雑音比（ＳＮＲ）利得を得ることができる。

また、追加されるプリコーディング行列は、３ＧＰＰ ＬＴＥシステムのコードブックから選択される行列として「Ｗ」と表記される。

以下では、上述したように拡張されたＣＤＤ基盤のプリコーディング行列を「ＰＤＵ構造」又は「ＷＤＵ」構造と称することにする。

（コードブック部分集合制限技法）

３ＧＰＰ ＬＴＥシステムで、２Ｔｘと４Ｔｘのために送受信端間に予め設定されたコードブックは、次に示す通りである。

前記表１は、２Ｔｘシステムで用いられるコードブックを示し、前記表２は、４Ｔｘシステムで用いられるコードブックを示す。

一方、
個のプリコーディング行列を含むコードブックは、基地局又は端末によってコードブックの一定部分のみを使用するコードブック部分集合制限技法を適用して使用する場合が存在し得る。この場合、
個のプリコーディング行列は、
の個数のプリコーディング行列に減少させて使用することができる。ここで、コードブック部分集合制限技法は、多重セル干渉を減少させるために使用されたり、複雑度を減少させるために使用される。ここで、
の条件を満足すると仮定する。例えば、コードブックの全体のプリコーディング行列の個数が
であると仮定すれば、全体集合のコードブック
と、一例として、６個のプリコーディング行列のうち４個のプリコーディング行列のみを使用するように決定されたコードブック
は、下記の数学式８のように表現することができる。

前記数学式８で、
コードブックのインデックスを再び配列した等価コードブックである。

一方、特定時間で送受信期間に決定しておいたプリコーディング行列集合が予め定義されている場合、数学式９のように表現することができる。

前記数学式９で、プリコーディング行列の集合は、
個のプリコーディング行列を含んでいる。前記数学式９は、下記の数学式１０のような形態で単純化することができる。

すなわち、数学式８と数学式９は、コードブックを示す
内のプリコーディング行列を副搬送波又は資源インデックスによって循環反復して使用する方法を示す。そして、前記数学式１０で、
は、データストリームを混合する役割をするが、
は、データストリーム置換行列と称することができ、前記数学式９に示すように、空間多重化率（Ｒ）よって選択される。
は、下記の数学式１１のような簡単な形態で表現することもできる。

上述したコードブック内で各プリコーディング行列を循環反復して使用する方法は、コードブック制限技法が適用されたコードブック内でも使用される。例えば、数学式８の
を適用すれば、前記数学式１０は、下記の数学式１２のように表現される。

前記数学式１２のｋは、資源インデックスを示し、上記の場合、
である。すなわち、数学式１２は、プリコーディング行列が制限されたコードブックを示す
内の各プリコーディング行列を副搬送波又は資源インデックスによって循環反復して使用する方法を示す。

一方、上述したように、開ループ空間多重化伝送モードを用いる２Ｔｘシステムで全体のランクを用いてＣＤＤ基盤のプリコーディングを行う場合、大きい遅延ＣＤＤ自体によって十分な周波数ダイバーシティ利得を獲得できるので、プリコーディング行列（Ｗ）は、いずれか一つに固定して使用することによって、簡単に具現することができる。したがって、以下の実施形態では、このように固定されたプリコーディング行列に基づいてＣＤＤ基盤のプリコーディングを行う場合、好適なプリコーディング行列を選択する方法について説明する。

（開ループ空間多重化モードでのＣＤＤ基盤のプリコーディング方法）

開ループＳＭモードの大きい遅延ＣＤＤプリコーディングは、前記数学式７のようにＰＤＵ構造又はＷＤＵ構造によって行われる。ここで、上述した循環適用概念を説明するために、これを再び表現すれば、次に示す通りである。

ここで、
は、コードブックサブセット内のプリコーディング行列の個数を示し、
は、同一のプリコーディング行列を用いる連続的な資源要素（ＲＥ）の個数を示し、ｉは、前記ｋのように資源インデックスを示す。したがって、プリコーディング行列は、
資源インデックスごとに変わり、
個のプリコーディング行列が循環的に用いられる。開ループの大きい遅延ＣＤＤ方式に対する追加的な事項は、次に示す通りである。

（１）プリコーディング行列インデックス（ＰＭＩ）が用いられない。

（２）２Ｔｘシステムで、
は１に設定される。

（３）４Ｔｘシステムで、
は４に設定され、ランクと関係なしに、行列インデックスは、前記表２の｛１２，１３，１４，１５｝を用いる。

（４）開ループの大きい遅延ＣＤＤ方式は、ランクが１より大きい場合に限って適用され、ランク１に対しては伝送ダイバーシティ方式が用いられる。

（５）伝送ダイバーシティ方式と開ループＳＭ方式との間に動的なランク適応が可能である。

４Ｔｘアンテナの場合、十分なダイバーシティ利得を獲得しながらもデコーディング複雑度を減少させるために、ランクと関係なしに、前記表２に規定された１６個の行列のうち４個の行列のみが用いられる。しかし、２Ｔｘ開ループＳＭの場合、前記表１でランク２に対する３個の行列のうち一つの行列のみを用いるようになる。したがって、このような場合に用いられる行列を正しく選択するのが非常に重要であり、本実施形態では、このように２Ｔｘ開ループＳＭ方式で大きい遅延ＣＤＤ基盤のプリコーディングのためのプリコーディング行列を選択する方法を提案しようとする。

まず、前記表１でランク２である場合を考慮すれば、次に示す通りである。

前記数学式１４で、インデックス１とインデックス２の場合、大きい遅延ＣＤＤと結合されるとき、列交換（Ｃｏｌｕｍｎ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）を行う単位行列と類似した機能を行う。しかし、大きい遅延ＣＤＤ基盤のプリコーディングに前記インデックス０のプリコーディング行列を用いる場合、開ループＳＭは、列交換を行うＤFＴ行列として機能し、良好な相関チャンネルでより高いＳＮＲ利得を獲得することができる。したがって、本発明の好適な一実施形態では、開ループ空間多重化伝送モード２Ｔｘでランクが２である場合のプリコーディングを、前記数学式１４のインデックス０の単位行列に対応する第１の行列（Ｗ）、対角行列に対応する第２の行列（Ｄ）及びユニタリ行列に対応する第３の行列（Ｕ）が順次に掛け算された行列（ＷＤＵ又はＰＤＵ）によって行い、信号を伝送することを提案する。前記第１の行列（Ｗ）としてインデックス０の行列を用いる場合、インデックス１又は２を用いる場合に比べて如何なる性能差を示すかについて、本発明者は下記のようなシミュレーションを行った。

＜シミュレーション結果＞

上述したように、開ループＣＤＤ基盤のプリコーディングにおいて、前記数学式１４のインデックス１を用いる場合とインデックス２を用いる場合に類似した性能を示すが、本シミュレーションでは、ＷＤＵ構造のうちＷは、前記数学式１４のインデックス０を使用する場合とインデックス１を使用する場合に対してのみ比較した。本シミュレーションでは、ランク２行列インデックス、ＭＣＳレベル及びチャンネルモードによる２Ｔｘ開ループＳＭの性能を比較した。また、速いチャンネルアップデート環境下で安定性を提供するために、分散伝送モードの長期間リンク適応が一般的に用いられる高い時変チャンネル（Ｔｉｍｅ Ｖａｒｙｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ）を仮定した。下記の表３は、本リンクレベルシミュレーションの残りの仮定を示す。

図６は、ＩＴＵ―ＰｅｄＡチャンネル下の開ループＳＭに対し、２Ｔｘコードブックのランク２に対するインデックス０とインデックス１を用いる場合の性能を比較するグラフである。

図６を通して確認できるように、非相関空間チャンネル（ｕｎｃｏｒｒｅｌａｔｅｄ ｓｐａｔｉａｌ ｃｈａｎｎｅｌ）下でインデックス０を用いる場合とインデックス１を用いる場合には、それほど性能差を示さないことが分かる。しかし、高い相関チャンネル下では、本実施形態によって２Ｔｘコードブックのランク２に対するインデックス０を用いる場合、インデックス１を用いる場合に比べて相当の性能改善を示すことが分かる。これは、ＤＦＴ行列がビームを形成し、２個のビームを平均化することによってＳＮＲ利得を提供するためである。また、高い変調レベルが用いられる場合、本実施形態によって２Ｔｘコードブックのランク２に対するインデックス０を用いることによって、より高い性能向上を示すことを確認することができる。

図７は、６―Ｒａｙ ＴＵチャンネル下の開ループＳＭに対し、２ＴＸコードブック内のランク２に対応するインデックス０を用いる場合とインデックス１を用いる場合の性能を比較したグラフである。

すなわち、図７は、チャンネルモードを除いて、図６と類似した性能比較を示している。図７を通して確認できるように、本実施形態によってインデックス０を用いる場合、豊富な周波数ダイバーシティチャンネル下でもより良好な性能利得を提供することが分かる。

以下、上述した説明を、本発明の一側面で端末が基地局から信号を受信する方法として整理する。開ループ空間多重化伝送モードで端末が信号を受信するにおいて、まず、端末は、基地局からランク指示子（ＲＩ）をダウンリンク制御情報などを通して受信するようになる。受信されたランク指示子が１である場合、端末は、基地局が伝送ダイバーシティ方式によって信号を伝送したと推定し、ランク指示子が１より大きい場合、端末は、基地局がＣＤＤ方式によって信号を伝送したと推定する。

ランク指示子が１より大きい場合、すなわち、基地局がＣＤＤ方式によって信号を伝送した場合、伝送アンテナの個数が２であるか、それとも４であるかによって受信方式が変わり得る。４Ｔｘの場合、端末は、基地局が、上述したように、１６個のコードブックのうち４個のプリコーディング行列をＰＤＵ／ＷＤＵ構造のＰ又はＷに循環的に適用してプリコーディングを行ったと推定し、信号を受信するようになる。一方、２Ｔｘの場合、端末は、基地局が前記数学式１４のインデックス０に該当する単位行列をＰＤＵ／ＷＤＵ構造のＰ又はＷに適用してプリコーディングを行ったと推定し、信号を受信するようになる。このような推定結果によって、端末は信号を受信するようになる。

上述した方式のうち２Ｔｘランク（Ｒ）２の場合、ＰＤＵ／ＷＤＵ構造のうち対角行列部分は２×２の形態を有するようになる。すなわち、ＰＤＵ／ＷＤＵ構造のうち「Ｐ」又は「Ｗ」として単位行列が用いられ、伝送アンテナの個数とランクの個数が同一になるので、実質的に上述した実施形態のうちＣＤＤ基盤のプリコーディング基本行列又はＤＵ構造をそのまま適用すると見ることもできる。

上述したように開示された本発明の好適な各実施形態に対する詳細な説明は、当業者が本発明を具現して実施できるように提供された。上記では、本発明の好適な各実施形態を参照して説明したが、該当技術分野の熟練した当業者であれば、下記の特許請求の範囲に記載された本発明の思想及び領域から逸脱しない範囲内で本発明を多様に修正及び変更可能であることを理解できるであろう。したがって、本発明は、ここに示した各実施形態に制限されるものでなく、ここで開示された原理及び新規の特徴と一致する最広の範囲を与えるものである。

上述したような本発明の各実施形態に係る信号送受信方法によれば、各伝送モードによって効率的にプリコーディング行列を選択して十分なダイバーシティ利得を獲得しながらも、具現が複雑になることを防止することができる。このような方式は、上述した３ＧＰＰ ＬＴＥシステムのみならず、ＣＤＤ基盤のプリコーディングを用いる任意の多重アンテナ通信システムにも同一の原理によって適用される。

Claims (8)

1. 開ループ空間多重化（ｏｐｅｎ―ｌｏｏｐ ＳＭ（ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ））伝送モードでユーザ器機（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ；ＵＥ）が信号を受信する方法において、
   基地局からランク指示子（ＲＩ）及びアンテナ個数情報を受信し、
   伝送アンテナの個数が２である場合、前記基地局の信号伝送が、単位行列に対応する第１の行列（Ｗ）、対角行列に対応する第２の行列（Ｄ）及びユニタリ行列に対応する第３の行列（Ｕ）が順次に掛け算された行列（ＷＤＵ）によるプリコーディングを経て行われたと推定し、
   前記推定によって信号を受信することを含む、信号受信方法。
2. 前記ランク指示子が１より大きい場合、前記基地局の信号伝送が循環遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）方式によって行われたと推定することをさらに含む、請求項１に記載の信号受信方法。
3. 前記第２の行列（Ｄ）は、
   前記伝送アンテナの個数が２で、ランク指示子（ＲＩ）によるランクが２である場合、２×２の形態を有する、請求項１に記載の信号受信方法。
4. 前記開ループ空間多重化（ｏｐｅｎ―ｌｏｏｐ ＳＭ）伝送モードで、前記基地局は、前記第１の行列（Ｗ）を、
   に固定して使用し、
   前記ユーザ機器は、前記基地局にプリコーディング行列インデックス（ＰＭＩ）をフィードバックしない、請求項１に記載の信号受信方法。
5. 開ループ空間多重化（ｏｐｅｎ―ｌｏｏｐ ＳＭ（ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ））伝送モードで基地局が信号を伝送する方法において、
   伝送ランクが１より大きい場合、循環遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）方式によって信号を伝送することを含み、
   前記信号伝送は、
   伝送アンテナの個数が２である場合、伝送信号に、単位行列に対応する第１の行列（Ｗ）、対角行列に対応する第２の行列（Ｄ）及びユニタリ行列に対応する第３の行列（Ｕ）が順次に掛け算された行列（ＷＤＵ）によるプリコーディングを行い、
   前記プリコーディングされた信号を資源要素にマッピングして伝送することを含む、信号伝送方法。
6. 前記第２の行列（Ｄ）は、
   前記伝送アンテナの個数が２で、前記伝送ランクが２である場合、２×２の形態を有する、請求項５に記載の信号伝送方法。
7. 前記開ループ空間多重化（ｏｐｅｎ―ｌｏｏｐ ＳＭ）伝送モードで、前記基地局は、前記第１の行列（Ｗ）を、
   に固定して使用し、
   前記基地局にユーザ器機からプリコーディング行列インデックス（ＰＭＩ）がフィードバックされない、請求項５に記載の信号伝送方法。
8. 開ループ空間多重化（ｏｐｅｎ―ｌｏｏｐ ＳＭ（ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ））伝送モードで基地局が信号を伝送する方法において、
   伝送アンテナの個数が２で、伝送ランクが２である場合、循環遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）方式によって伝送信号をプリコーディングし、対角行列に対応する第１の行列（Ｄ）とユニタリ行列に対応する第２の行列（Ｕ）が順次掛け算された行列（ＤＵ）によってプリコーディングを行い、
   前記プリコーディングされた信号を資源要素にマッピングして伝送することを含む、信号伝送方法。