JP2011516016A - 非絶縁ｄｃ−ｄｃ分割を伴う電源 - Google Patents

Abstract

本発明は、交互配置されたｎ個の変換セルＢＣ_１，ＢＣ_２，ＢＣ_３を備える、非絶縁ＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源に関する。各セルの分割スイッチＳは共振回路１０内に設置される。共振回路は、ゼロ電流及びゼロ電圧において前記スイッチを開放状態へ切り替えることを可能にする。入力及び出力におけるリップルは最小化され、効率は改善される。とりわけ、各セルの電荷移動ループにおける配線インダクタンスは、もはや効率に対してマイナスの影響を持たない。セルはブースト、バック、バック／ブースト、Ｃｕｋ、又はＳＥＰＩＣトポロジーに基づいてもよい。本発明は燃料電池への適用が可能である。
【選択図】 図４

Description

本発明は、とりわけ燃料電池用の非絶縁ＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源に関する。

燃料電池は多くの用途に用いられる。それらは例えば電気自動車におけるエネルギー源として、又はバッテリー充電用、例えば携帯機器（例えば電話機）のバッテリー充電用に使われる。

燃料電池により生み出される電気エネルギーは通常、直接的には使用出来ない。事実、セルは定電圧を供給しない。生み出される電圧は利用のために必要であるよりも通常は乏しく、燃料電池のセル数は通常、技術的及び価格的判定基準によって最適化されている。最後に、出力電圧は電流と共に変化する。

従って非絶縁ＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源が、燃料電池により供給される電圧を調整し、必要とされるレベルに至らせるために用いられる。

変換器又はチョッパとも呼ばれるこれらの電源は、数ボルトから数千ボルトの電圧範囲にわたり、１つの直流電圧から別の直流電圧への変換を可能にする。より一般的には、それらは電源のトポロジーに応じて、１つの直流電圧を別のより高いか低くなり得る、そして同じ極性か逆の極性であり得る直流電圧に変換することを可能にする。

ＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源は通常、入力端子、出力端子、及び共通端子を有する三極の電気回路である。この電気回路は少なくとも１つのスイッチ、１つのダイオード、及び１つのエネルギー貯蔵素子、典型的にはインダクタを備える。入力電圧は入力端子と共通端子との間に加えられる。出力コンデンサは出力端子と共通端子との間に接続される。入力から出力へのエネルギー移動は、エネルギーを蓄え、次にそれをスイッチの開放状態へ、及び閉じた状態への切り替え速度で放出する、エネルギー貯蔵素子を用いて行われる。電圧は分割スイッチの伝導時間（閉じた状態）によって調整される。

或る用途のために求められる電力の範囲及びゲインに応じて、様々な良く知られた電源トポロジーが提案される。これらは「ブースト」（"ｂｏｏｓｔ"）と呼ばれる昇圧トポロジー、「バック」（"ｂｕｃｋ"）と呼ばれる降圧トポロジー、「バック・ブースト」（"ｂｕｃｋ−ｂｏｏｓｔ"）と呼ばれる、電圧インバータ及び昇圧／降圧トポロジーもしくはその発明者の名前からの「Ｃｕｋ」トポロジー、又は昇圧／降圧もしくはＳＥＰＩＣ（「シングルエンド主要誘導子変換器」（"Ｓｉｎｇｌｅ ｅｎｄｅｄ ｐｒｉｍａｒｙ ｉｎｄｕｃｔｏｒ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ"））トポロジーである。

スイッチＳは通常、電界効果トランジスタにより製作される。それが、開放状態もしくはオフ状態、及び閉じた状態もしくはオン状態におけるスイッチに対して、区別なく述べられる理由である。一般的に数ボルトから数千ボルトまでの入力電圧及び出力電圧では、その端子において高電圧に耐えられる、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｓｏｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ））が使用されることが望ましい。この技術的解決策は、構成部品の価格を最小限にする一方で、変換器の信頼性確保を可能にする。

図１は従って昇圧変換器ＢＣ（ブースト）を例示している。それは（バック又はバック・ブースト変換器に関して）スター型トポロジーを有する三極である。：スイッチＳ、インダクタＬ、及びダイオードＤは各々三極の１つの分岐を形成する。それらの分岐は全て共通のノードＡから始まり、それらの終点は三極の３つの端子の１つを形成する。

昇圧タイプの変換器において、スイッチＳはノードＡと共通端子Ｂ_３との間に接続される。ダイオードはノードＡに接続されたその陽極と、出力端子Ｂ_２に接続されたその陰極を有する。インダクタＬは入力端子Ｂ_１とノードＡとの間に接続される。

スイッチは交互にそれを開放状態と閉じた状態に置く、一定周波数のパルス信号により、通常は制御される。

スイッチＳの閉じた及び開いた２つの状態に対応する、そのような変換器の２つの動作段階は次の通りである：
−スイッチＳが閉じているとき：インダクタＬは入力電圧源に対して並列であり、電流はインダクタ内で増加する。これはエネルギー貯蔵段階である。ダイオードＤは次にブロックされる。等価な回路図は図１ｂに例示されている。
−スイッチＳが開いているとき：インダクタＬは入力電圧源Ｕ_ｅと直列である。電流はインダクタＬを通り、ダイオードＤ及び出力コンデンサＣ_ｓは充電される。これはエネルギー移動段階である。等価な回路図は図１ｃに例示されている。

出力コンデンサＣ_ｓの端子における電圧は入力電圧よりも高くなる。出力電圧レベルは実際にスイッチの開放時及び閉鎖時の持続時間に依存する。分割電源が一定周波数ｆ及び連続的伝導モードで機能する（すなわち、インダクタを通る電流が決して消滅しない）場合、出力電圧Ｕｓはα^＊Ｕｅに等しく、ここでαはスイッチが閉じた時とサイクルの完了時期との間のサイクル比（１／ｆ＝ｔ）である。

既知のやり方で、分割電源は出力コンデンサ内、及び入力において電流のリップルを生じる欠点を有する。リップルの振幅はその上、そのような電源の品質を測定するための１つの判定基準の１つである。

例えば燃料電池のような、一定の電気エネルギー源は、その稼働寿命を短くする影響を有する、そのような電流のリップルに耐えない。

この問題を解決するため、交互配置されたセルを有する分割電源を使用することは既知の慣例である。各セルは変換器である。交互配置の発想は、セルが出力コンデンサに順番に導電するということから来る。

図２は、図１ａの昇圧（ブースト）変換器のトポロジーにおける、そのような交互配置されたセルを有する分割電源を例示している。とりわけ、それはセルが全て同じ出力コンデンサＣ_ｓに接続された、第１の実施形態を例示する。

その例において、電源はｎ＝３の同一セルＢＣ_１，ＢＣ_２，ＢＣ_３（Ｌ，Ｓ，Ｄ）を並列に含む。それらの端子Ｂ_１は共に接続されている。それらの端子Ｂ_２は共に接続されている。それらの端子Ｂ_３は共に接続されている。電源は、各セルの出力端子Ｂ_２と共通端子Ｂ_３との間に接続された単一の出力コンデンサＣ_ｓを備える。入力電圧Ｕ_ｅは各セルの入力端子Ｂ_１と共通端子Ｂ_３との間に加えられる。

ｎ個のスイッチは各々、各セル間の位相差２π／ｎｆに対応する、固定された持続期間の時間ずれを用いて、図１ａで上に示されるように制御される。負荷によって見られる電流及び電圧の周波数は、従って単一のセルで得られるよりもｎ倍大きい。入力における、及び出力コンデンサ内のリップルは低減される。

図２の例示的実施形態において、ｎ個の交互配置されたセルに対して単一の出力コンデンサＣ_ｓが存在する。それは従って大容量のコンデンサである。各セルにおいて、スイッチＳ、ダイオードＤ、コンデンサＣ_ｓのループの配線インダクタンスＬ_ｗが存在する。コンデンサが大容量であるため、各ループを作るために必要な接続は長い。これらの理由により、配線インダクタンスＬ_ｗは大きく、相当な損失をもたらす。電源の効率は低下する。

さらに、これらの構成部品により放散される熱損失の排出を可能にするため、スイッチ及びダイオードをヒートシンク又は水入りプレートの表面に置く用意が、通常なされる。この排出を効果的にするため、スイッチ及びダイオードを、それらの間に一定の距離を確保するように、ヒートシンク又は水入りプレートの上にわたって分散させることが必要である。ｎ個のセルに共通の単一の出力コンデンサを伴うこれらの条件において、複数のスイッチ及びダイオード間の距離は増加し、それはまた配線インダクタンスを増す影響を有する。

この問題を解決する１つの方法は、図３に例示されるように各セルＢＣ_１，ＢＣ_２，ＢＣ_３に対して、出力コンデンサＣ_ｓ１，Ｃ_ｓ２，Ｃ_ｓ３を備えることである。ループの配線インダクタンスＬ_ｗは、そのとき各セルの構成部品の関連するコンデンサとの近さによって低減される。各種のスイッチ及びダイオードは、これらのインダクタンスＬ_ｗを悪化させることなく、冷却装置の表面上により良く分散させられることができ、これら構成部品の熱損失の最適化された排出を可能にする。各コンデンサは関連するダイオード及びスイッチの近傍に設置される。

しかし、この手順はコンデンサ間に追加の配線インダクタンスＬ’_ｗを生じる（図３）。これらの配線インダクタンスはコンデンサ間の電流交換に対抗し、交互配置の有効性を制限する欠点を有する。各コンデンサにおける有効電流はより大きく、それは電源の効率を低下させ、出力コンデンサにおける電流のリップル、及び出力電圧のリップルはより大きい。

本発明はセル内の構成部品間の配線インダクタンス、すなわち効率低下、入力と出力における電流のリップル、及び熱排出の問題により提起される、技術的問題の解決を提案する。

１つの技術的解決策は、各スイッチの開放状態への切り替えがゼロ電流及びゼロ電圧において行われ得るように、各スイッチと共振回路の組合せにおいて見出されている。これは小さいリップルと高い効率を有する、交互配置のＤＣ−ＤＣセルを用いたＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源を生み出す。

本発明はそれゆえ、ｎが少なくとも２つに等しいｎ個の並列に交互配置された変換セルを備え、各セルが、そのセルの第１ノードと第２ノードとの間の導電路をそれぞれ閉じるか又は開くために、閉じた状態及び開放状態へ切り替えるための指令を受けるスイッチを備え、それぞれ貯蔵素子内にエネルギーを蓄えるための段階と、セルの出力端子と共通端子との間に接続された出力コンデンサにエネルギーを移す段階とを可能にし、前記スイッチが共振回路内の前記第１と第２のノード間に設置されることを特徴とする、入力に加えられる直流電圧に基づく直流電圧を供給するための、非絶縁ＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源に関する。

共振回路は、共振段階を始動させるための補助スイッチを備える。この共振段階は、ゼロ電流及びゼロ電圧において、対応するセルのスイッチの開放状態への切り替えを可能にする。

本発明はまた燃料電池を含む、負荷に給電するシステムと、出力において調整されたレベルの直流電圧を負荷に供給できる、ＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源とに関する。

本発明のその他の利点及び特徴は、限定されない例として与えられている本発明の実施形態の例示図面に関連して、以下の記述において詳細に説明される。

既述であるが、ブーストタイプの昇圧セルを例示する。 既述であるが、ブーストタイプの昇圧セルの動作段階を例示する。 既述であるが、ブーストタイプの昇圧セルの動作段階を例示する。 先行技術による、交互配置されたセルを有するＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源の実施形態を例示する。 先行技術による、交互配置されたセルを有するＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源の実施形態を例示する。 本発明による、分割スイッチと関連する共振回路を備えた、昇圧セルの回路図である。 本発明による、そのようなセルにおける電流及び電圧の波形を例示する。 本発明による、そのようなセルにおける電流及び電圧の波形を例示する。 本発明による、そのようなセルにおける電流及び電圧の波形を例示する。 交互配置されたセルを有するＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源の、対応する例示的実施形態を表わす。 交互配置されたセルを有するＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源の、対応する例示的実施形態を表わす。 本発明による、分割電源の２つの変換セルのスイッチＳ及び補助スイッチＳａｕｘを制御する信号のタイミングチャートである。

本発明はｎ個のセルの交互配置を有する、ＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源に関する。それは昇圧すなわちブーストのトポロジーの例を、さらに詳しく取り上げることにより説明される。しかし、それは昇圧（ブースト）、降圧（バック）、昇圧／降圧（ＳＥＰＩＣ）、又は昇圧／降圧及びインバータ（バック／ブースト、Ｃｕｋ）タイプであろうと、ＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源の全てのトポロジーに、より一般的に適用される。これらの様々なトポロジーは良く知られている。それらは、閉じた状態へのその切り替えがエネルギー貯蔵段階を制御し、開放状態へのその切り替えが出力コンデンサへのエネルギー移動段階を制御する、分割スイッチを備えた変換セルを含む。

さらに詳しくは、これらのトポロジーにおいて、変換セルは、その閉じた（オン）状態及び開放（オフ）状態が、セルの第１ノードと第２ノードとの間の導電路をそれぞれ閉じるか又は開き、貯蔵素子内にエネルギーを蓄える段階と、出力コンデンサへエネルギーを移動する段階とをそれぞれ可能にするスイッチを含む。

本発明によれば、各セルにおいて、分割スイッチは共振回路内に設置される。

この共振回路は、貯蔵段階から移動段階へ切り替えるために、分割スイッチがゼロ電流においてオフ状態にあることを可能にする。オフ状態はまたゼロ電圧においても生じる。損失なしにオフ状態によって生み出される技術的効果は、電荷移動ループの配線インダクタンスＬ_ｗを、電源の効率に対して影響を持たないようにする。従って、例えそれらが大きいとしても、もはや変換には関与しない。それゆえ、それらを無視し、全てのセルに共通の大出力コンデンサを使用し、そして構成部品、特にダイオード及びスイッチを、熱の排出に関してスペース内に最適なやり方で設置することが可能である。

セルの交互配置との、及び各セルの分割スイッチに関連する共振回路との、トポロジーの組合せは、それゆえ小さいリップルと高効率を有するＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源を得ることを可能にする。

図４は、ｎ個の交互配置されたセルＢＣ_ｉを有する、ＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源の昇圧タイプのセルＢＣ_ｉに適用されている、本発明の実施形態を例示し、ｎは少なくとも２に等しい整数である。

セルＢＣ_ｉは、図１ａに関して既に上述されたような、スター形に接続された分割スイッチＳ、インダクタＬ，及びダイオードＤを含む。スイッチＳはとりわけノードＡとノードＢ_３との間に接続される。それが閉じた状態に切り替えられた時、それはこれら２つのノードＡとＢ_３との間の導電路を閉じ、従ってインダクタＬと電圧源Ｕ_ｅの閉回路を構成する。これはエネルギー貯蔵段階である。それが開放（もしくはオフ）状態に切り替えられた時、それはＡとＢ_３との間のこの導電路を開放し、エネルギーを出力コンデンサＣ_ｓへと移す段階を始動させる。

スイッチＳは共振回路１０内に設置される。この共振回路１０の機能は、ゼロ電流においてスイッチＳの開放状態への切り替えを可能にすることである。閉じた状態から開放状態への移行もまたゼロ電圧において行われる。スイッチＳの開放は、従って損失なしに行われる。これらの条件において、エネルギー移動ループＳ，Ｄ，Ｃ_ｓ（図２）の配線インダクタンスＬ_ｗは、そのときセルの効率に対して影響を持たない。従ってｎ個の交互配置されたセル、及びｎ個のセルに共通の出力コンデンサＣｓを有する分割電源を、最適な効率で実現することが可能である。

共振回路は、スイッチＳが閉じている間のエネルギー貯蔵段階中に、それにより共振段階が始動する補助スイッチＳａｕｘを特に備える。

共振はスイッチＳにおける電流を打ち消すことを可能にする。スイッチＳはそのとき開放状態へ切り替えられることができ、電源をエネルギー移動段階へ切り替える。

有利なことに、それはまた（ゼロ電流において）損失なしにオフ状態へ切り替えられ得る補助スイッチＳａｕｘにおける電流を打ち消すことを可能にする。

好適な実施形態において、共振回路１０は：
−スイッチＳとノードＡとの間に直列に接続されているインダクタＬ_２と、ノードＢ_３に接続されているその陽極及びスイッチＳとインダクタＬ_２との間の接続点１１につながれているその陰極を有し、スイッチに並列に接続されているダイオードＤｐと、
−ノードＡとＢ_３との間に直列に接続されているダイオードＤ_２及び共振コンデンサＣｒｅｓと、
−共振コンデンサＣｒｅｓと第２のダイオードとの間の接続点１２につながれているインダクタＬｒｅｓ及び、共振コンデンサＣｒｅｓに対して並列の補助スイッチＳａｕｘと、
−補助スイッチＳａｕｘとインダクタＬｒｅｓとの間の接続点１３につながれているその陰極を有し、補助スイッチＳａｕｘに対して並列の第２ダイオードＤａｕｘとを備える。

実際、ダイオードＤａｕｘ及びＤｐは、関連するＩＧＢＴトランジスタと並列に、すなわちＳａｕｘ及びＳに対して並列に設置された、あるいはこのトランジスタと同一のパッケージ内に統合された、別個の構成部品により実現され得る。

本発明による共振回路１０を有するセルＢＣ_ｉの様々な動作段階は、次の通りである：
−エネルギー貯蔵段階ＳＴ（図５〜７）：スイッチＳは閉じた（オン）状態に制御される。ダイオードＤは遮断される。セルのインダクタＬは、電磁的形態で電気エネルギーを蓄える。
−共振段階Ｒ（図５〜７）：スイッチＳａｕｘは閉じた（オン）状態へ切り替えられる。ダイオードＤは遮断される。スイッチＳは常に閉じられている。

スイッチＳａｕｘの閉じた状態への切り替えは、コンデンサＣｒｅｓとインダクタＬｒｅｓとの間で確立される。コンデンサＣｒｅｓの端子における電圧は、それが反転させられるまで低下する。そしてダイオードＤ２は、その陰極（ノード１２）の電圧がその陽極（ノードＡ）の電圧よりも低くなるとき、導通状態にされる。ダイオードＤ２を通る電流は、スイッチＳにおける電流の打ち消しを可能にする。スイッチＳは開放状態へ切り替えられることができ、変換セルをエネルギー移動段階へ切り替える。

スイッチＳにおける電流が打ち消されるとき、並列のダイオードＤｐは、そのときダイオードＤｐが導通しているため関与するようになるインダクタＬ２を用いて、逆電流が通り共振段階を終わらせることを可能にする。スイッチＳの端子における電圧もまた、Ｄｐの導通によってゼロである。スイッチＳの開放状態への切り替えは、それゆえエネルギー損失のない穏やかな切り替えであり得る。

スイッチＳが開放段階へ切り替えられると共に、エネルギー移動段階が始まる：
−エネルギー移動段階Ｔ（図５〜７）：
ダイオードＤは導通しており、スイッチＳは開き、そしてスイッチＳａｕｘは開いている。エネルギーはインダクタＬから出力コンデンサＣ_ｓへ移される。コンデンサＣｒｅｓは出力電圧Ｕ_ｓにおいて充電される。

従来技術と比較して、これはエネルギー貯蔵段階ＳＴの終わりにおいて、追加の段階である共振段階Ｒを有する。この共振段階は、補助スイッチＳａｕｘの閉じた状態への切り替えにより始動する。この共振段階は、スイッチＳにおける電流の打ち消しを可能にする。それはまた、その端子における電圧の打ち消しを可能にする。スイッチＳの開放状態への切り替えは、それゆえ損失無しに行われ得る。

さらに、スイッチＳが導通状態にされたとき、ダイオードＤは直ちにオフ状態にはならない。それは逆過電流時間として知られる時間の間、逆電流を伝導させる。この逆過電流時間の間、スイッチＳの端子における電圧は、そのとき出力電圧である。共振回路のインダクタＬ_２無しでは、大きな消散を生じる高レベルの電流がそれを横切るであろう。この逆過電流段階の間、インダクタＬ_２はダイオードＤ及びスイッチＳにおける電流の増加を遅らせる効果を有する。インダクタＬ_２は従ってダイオードＤの逆過電流段階において、その端子における過電圧の低減により、スイッチＳにおける損失を制限し、ダイオードＤのオフ状態への、より穏やかな切り替えを許容することができる。これはまた伝導又は放射された電磁的損失の最小化を可能にする。

より詳細な方法において、スイッチが導通状態に置かれるとき、確立され始めた電流がその端子を横切る間、電圧はその端子において或る速度で降下することに注意されたい。高電圧が構成部品の端子において示され、一方でその端子を既に電流が横切っているこの段階の間、スイッチはそれゆえ相当な内部消散を有する。

本発明の共振回路１０のインダクタＬ_２は、スイッチＳにおける電流の増加速度の制限を可能にする。電流のレベルは従って、スイッチの端子における電圧低下段階の間に低くなり、スイッチの内部損失は大幅に低減される。

ダイオードのオフモードへの切り替えは、その間にそれを通過する逆電流をブロック出来ない、逆過電流段階を通ることに注意されたい。この段階は担体電子と正孔が排出されておらず、又は再結合されない限り続く。この段階の持続時間は逆過電流時間と呼ばれ、通常ｔｒｒと略称される。

図１ａにおけるセルＢＣを考慮すると、スイッチＳの導電に対する設定の間、ダイオードＤはそれゆえ自身を直ちに遮断出来ない。それは導電性のまま留まり、逆過電流段階が続く限り、逆電流が横切る。この段階の間、（ダイオードが逆に導通しているため）スイッチＳの端子における電圧は出力電圧Ｕ_ｓである。例えばセルにおける公称電流の約１／３の高レベルの電流がそれを横切る。スイッチの端子において非常に高い電圧及び電流が同時に存在するため、逆過電流段階は高度に散逸的である。

図４に例示されているような、本発明の共振回路１０のインダクタＬ_２は、この逆過電流段階において、（オン状態にある）スイッチＳにおける電流の増加速度を遅くすることができる。このようにして、スイッチにおける損失は低減される。

ダイオードにおける逆電流の増加速度もまた遅くされる。これは電流による担体の排出よりも、むしろダイオードにおけるこれらの担体の再結合の推進を可能にする。この結果は、ダイオードのより穏やかな遮断及び、ダイオードの端子における過電圧の低減である。このようにして、ダイオードはより少ない損失で遮断される。

オン状態への切り替えの間のメインスイッチＳにおける損失は、それゆえ低減される。その切り替えは穏やかである。

同様のやり方で、本発明による共振回路１０は、ダイオードＤａｕｘが導通するとき、ゼロ電流及びゼロ電圧において損失なしに補助スイッチＳａｕｘを遮断させ、インダクタＬｒｅｓによる、その導通への設定を助けることを可能にする。インダクタＬｒｅｓはスイッチＳａｕｘにおける電流の上昇を減速させ、それはこのスイッチにおける損失を低減し、穏やかな切り替えを持つことを可能にする。図１０のタイミングチャートに例示しているように、各セルにおいて：
−各セルのスイッチＳａｕｘは、固定された持続時間ｔ_ａｕｘの間、そのスイッチＳａｕｘが導通する（閉じられる）ように、制御信号により制御される。
−スイッチＳは期間αｔ＋ｔ_ａｕｘの間、導通するように制御される。
−２つのスイッチＳ及びＳａｕｘは、同期したやり方で開放状態もしくはオフ状態に切り替える。

セル、例えばセルＢＣ_ｉのスイッチＳの開放状態への移行は、別のセル、例えばＢＣ_ｉ＋１のスイッチＳの開放状態への移行から、

だけずらされている。

実際には、（一般的にαｔ、又はαｔ＋ｔａｕｘを生成するための）パルス幅変調回路、及びシミュレーションにより決定される持続時間を用いた（一般的にｔａｕｘ及び

の持続時間の間の）、固定持続時間タイムシフト回路のような回路による、既知の方法で様々な制御信号が生成される。一つの変形として、例えば、電流又はゼロ電圧を検出する回路のような、開放又は閉じた状態を検出するための回路を備えることができる。これらの応用は慣用的な技術である。

図５、６、及び７の曲線は、本発明による分割スイッチと関連する共振回路を備えるセルＢＣ_ｉに対して得られた波形を示す。

図５では、曲線１と２はスイッチＳの端子における電圧、及びそれを通る電流を示す。特に時間ｔ１での、ゼロ電流及びゼロ電圧における開放状態への切り替えに注意されたい。

図６では、スイッチＳの端子における電圧を示す上記曲線１が再び現われ、スイッチＳａｕｘの端子における電圧を示す曲線３が存在する。

図７では、スイッチＳの端子における電圧を示す曲線１が再び現われ、０Ｖに関連するダイオードＤの陽極（ノードＡ）の電圧Ｖ（Ａ）を示す曲線４が存在する。
図３は貯蔵ＳＴ、共振Ｒ、及びエネルギー移動Ｔの３つの動作段階を明確に示す。図５〜７に示される瞬間ｔ１は、エネルギー移動段階（Ｔ）への移行及び共振段階（Ｒ）の終わりを表示する、スイッチＳ及びＳａｕｘの開放又は閉じた状態への同期した移行に対応する。

図８及び９は各セル内に分割スイッチＳの共振回路を備える、ｎ＝３個の交互配置されたセルを有するＤＣ−ＤＣ分割を伴う、電源の２つの実施形態を例示している。

図８は単一の出力コンデンサＣ_ｓを伴う、好適な構成に対応する。本発明は配線インダクタンスの値を気にせずに、単一の出力コンデンサを有する、そのような交互配置された構成を実現することを可能にする。さらに、構成部品の配置と冷却の制約は尊重され得る。

図９はｎ個の交互配置されたセル及び、セルあたり１つあるｎ個の出力コンデンサを有する構成に対応する。

確かに、本発明は先行技術の欠点なしに、ｎ個の出力コンデンサを有するそのような構成を実現することを可能にする。事実、コンデンサ間の配線インダクタンスＬ’_ｗ（図３）は共振インダクタＬ２の構成要素である部分となり、従って共振段階に関与する。さらに、本発明の共振回路は電荷移動ループ（Ｓ，Ｄ，Ｃｓ）の配線インダクタンスＬ_ｗを最小化する必要性を取り除く。

１つの又は別の構成の選択は、実際には標準構成部品の入手性の判定基準又はスペースの判定基準に応じてなされるであろう。

各セルの分割スイッチを有する共振回路に関連する、ｎ個の交互配置されたセルを伴う構成は、それゆえ配線インダクタンスに対する構成の許容範囲と共に、入力電流と出力コンデンサの非常に小さいリップル、構成部品の幾何学的設置に関する自由度、及び変換器の熱管理の容易さ、そしてより高い効率をもたらす、改善された性能を有する電源を得ることを可能にする。

それはまた以下の追加的利点を有する：
−各セルにおける分割トランジスタＳ及び補助Ｓａｕｘのスイッチング損失の最小化と、
−各セルの向上した変換効率と、
−遮断の速度における小さな制約による、ダイオードＤの低減された損失と、
−伝導及び放射された電磁妨害の最小化。

本発明によるＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源は、とりわけ燃料電池ＰＣ（図４）により供給される電圧に基づき、負荷Ｚに調整された電圧を供給するために適用可能である。

Claims (10)

1. 非絶縁ＤＣ‐ＤＣ分割を伴う電源であって、
   ｎが少なくとも２つに等しいｎ個の並列に交互配置された変換セル（ＢＣ_ｉ）を備え、各セルが、セルの第１節点（Ａ）と第２節点（Ｂ_３）との間の導電路をそれぞれ閉じるか又は開くために、閉じた状態及び開放状態へ切り替えるための指令を受けるメインスイッチ（Ｓ）を備え、それぞれ貯蔵素子（Ｌ）内にエネルギーを蓄えるための段階と、セルの出力端子（Ｂ_２）と共通端子（Ｂ_３）との間に接続された出力コンデンサ（Ｃｓ）にエネルギーを移す段階とを可能にし、メインスイッチ（Ｓ）が、共振回路の共振段階を始動させることを可能にする補助スイッチ（Ｓａｕｘ）を備えた、共振回路の部分を形成し、
   対象のセルのメインスイッチ（Ｓ）が閉じた状態にある間に、セルの前記メインスイッチ（Ｓ）における電流の打ち消しを可能にする共振段階を始動させる手段と、この電流の打ち消しの間にメインスイッチを開放する手段とを備えることを特徴とする、入力に加えられる直流電圧（Ｖｅ）に基づく直流電圧（Ｖｓ）を供給するための、非絶縁ＤＣ‐ＤＣ分割を伴う電源。
2. 前記共振段階が前記補助スイッチ（Ｓａｕｘ）における電流の打ち消しを可能にし、前記補助スイッチの開放状態への切り替えを可能にすることを特徴とする、請求項１に記載の非絶縁ＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源。
3. セルの前記メインスイッチ（Ｓ）の開放状態への切り替えが、対象のセルの共振回路の補助スイッチ（Ｓａｕｘ）の開放状態への切り替えと同期する、請求項２に記載の非絶縁ＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源。
4. 前記共振回路（１０）が：
   −前記メインスイッチと前記第１節点との間に直列に接続された第１のインダクタ（Ｌ２）と、前記第２節点に接続されたその陽極及び、スイッチと前記第１のインダクタとの間の接続点につながれたその陰極を有し、前記スイッチに並列に接続された第１のダイオード（Ｄｐ）と、
   −前記第１と第２の節点間に直列に接続された、第２のダイオード（Ｄ２）及び共振コンデンサ（Ｃｒｅｓ）と、
   −前記共振コンデンサ（Ｃｒｅｓ）に対して並列の、前記共振コンデンサと前記第２のダイオードとの間の接続点につながれている第２のインダクタ（Ｌｒｅｓ）、及び前記補助スイッチ（Ｓａｕｘ）と、
   −前記補助スイッチ（Ｓａｕｘ）と前記第２のインダクタ（Ｌｒｅｓ）との間の接続点につながれたその陰極を有し、前記補助スイッチに対して並列の第２のダイオード（Ｄａｕｘ）と
   を備える、請求項１〜３のいずれか一項に記載の非絶縁ＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源。
5. 全てのセル（ＢＣ_ｉ）に共通の、単一の出力コンデンサ（Ｃ_ｓ）を備えることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか一項に記載の非絶縁ＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源。
6. セル（ＢＣ_ｉ）当たり１つの出力コンデンサ（Ｃｓ_ｉ）を備えることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか一項に記載の非絶縁ＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源。
7. 昇圧タイプの、請求項１〜６のいずれか一項に記載の非絶縁ＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源。
8. 降圧タイプの、請求項１〜６のいずれか一項に記載の非絶縁ＤＣ‐ＤＣ分割を伴う電源。
9. 電圧インバータ及び／又は降圧／昇圧タイプの、請求項１〜６のいずれか一項に記載の非絶縁ＤＣ−ＤＣ分割を伴う電源。
10. 負荷（Ｚ）に給電するシステムであって、調整されたレベルの直流電圧を前記負荷に供給するため、請求項１〜９のいずれか一項に記載の、非絶縁ＤＣ−ＤＣ分割を伴う少なくとも１つの電源が後に続く燃料電池（ＰＣ）を備えた、システム。

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