JP2011259538A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
スイッチング素子の動作切り替り時に電力損失が増大し、発熱量が増大する。また、スイッチング動作により負荷の浮遊容量へ漏えい電流が流れ伝導ノイズが発生する。
【解決手段】
電力変換装置は交流電力の出力を調整するスイッチング素子と、前記スイッチング素子の動作を制御する制御部と、を有し、一定の周波数で変化する搬送波を用い、パルス幅を変調させて制御信号を出力する第一の制御方式と、出力しようとする交流電力の位相に基づいて制御信号を出力する第二の制御方式とから、前記負荷の運転状態によって、前記制御部で前記第一の制御方式または前記第二の制御方式のいずれかを用いて制御信号を出力し、該制御信号で前記スイッチング動作を制御する。
【選択図】図６

Description

本発明は、直流電力を交流電力に、または交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関する。

直流電力を受け、上記直流電力を回転電機に供給するための交流電力に変換する電力変換装置は、複数のスイッチング素子を備えており、上記スイッチング素子がスイッチング動作を繰り返すことにより、供給された直流電力を交流電力に変換する。上記電力変換装置の多くは、さらに上記スイッチング素子のスイッチング動作により、回転電機に誘起された交流電力を直流電力に変換するためにも使用される。上述のスイッチング素子は、一定の周波数で変化する搬送波を使用したパルス幅変調方式（以下ＰＷＭ方式と記す）に基づいて制御されているものが一般的である。搬送波の周波数を高くすることにより、制御精度が向上し、また回転電機の発生トルクが滑らかになる傾向がある。電力変換装置の一例は、特許文献１に開示されている。

特開昭６３−２３４８７８号公報

しかしながら、上記スイッチング素子は遮断状態から導通状態への切り替り時、あるいは導通状態から遮断状態への切り替り時に電力損失が増大し、発熱量が増大するだけでなく、さらには、前記遮断状態から通電状態への切り替り時、あるいは通電状態から遮断状態への切り替り時のスイッチング動作によりモータ浮遊容量へ漏えい電流が流れ伝導ノイズが発生する。

よって、上述のスイッチング素子の電力損失を低減し、モータ浮遊容量への漏えい電流による伝導ノイズを低減する必要がある。そのためには上記スイッチング素子のスイッチング回数を低減することが望ましい。しかし上述のとおり、一般に使用されているＰＷＭ方式では、上記スイッチング素子の単位時間当たりのスイッチング回数を低減するために搬送波の周波数を低くすると、電力変換装置から出力される電流の歪が大きくなり、トルク脈動の増大につながる。

本発明は、電力変換装置において、トルク脈動の増大を抑制しつつ、上記スイッチング素子のスイッチング回数を低減し、スイッチング損失の低減及び伝導ノイズの低減を図ることを目的とする。

上記目的を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。その一例を挙げるならば、直流電力を交流電力に変換し、負荷へ出力する電力変換装置であって、交流電力の出力を調整するスイッチング素子と、前記スイッチング素子の動作を制御する制御部と、を有し、一定の周波数で変化する搬送波を用い、パルス幅を変調させて制御信号を出力する第一の制御方式と、出力しようとする交流電力の位相に基づいて制御信号を出力する第二の制御方式とから、前記負荷の運転状態によって、前記制御部で前記第一の制御方式または前記第二の制御方式のいずれかを用いて制御信号を出力し、該制御信号で前記スイッチング動作を制御することを特徴とする。

本発明によれば、電力変換装置において、トルク脈動の増大をある程度抑制しながらスイッチング回数を低減でき、さらにスイッチング損失を低減でき、さらには電動機浮遊容量への漏えい電流による伝導ノイズの低減が出来る。

ファンの制御ブロックを示す図である。 電気回路の構成を示す図である。 電気回路のモータ部を示す詳細図である。 制御モードの切替を示す図である。 ＰＷＭ制御と矩形波制御を説明する図である。 矩形波制御における交流波形の基本波と高調波成分を示す図である。 基本波と各高調波の振幅の比較を示す図である。 本実施の形態に係る制御回路によるモータ制御系を示す図である。 パルス生成器の構成を示す図である。 テーブル検索によるパルス生成の手順を示すフローチャートである。 リアルタイム演算によるパルス生成の手順を示すフローチャートである。 パルスパターン演算の手順を示すフローチャートである。 位相カウンタによるパルスの生成方法を示す図である。 ＰＨＭ制御モードにおける線間電圧波形の一例を示す図である。（３次,５次,７次高調波削除の線間電圧一例） 線間電圧のパルス幅が他のパルス列と不等である場合の説明図である。 ＰＨＭ制御モードにおける線間電圧波形の一例を示す図である。（３次,５次,７次高調波削除の線間電圧一例） 図１４のＰＨＭ制御モードにおける相電圧波形の一例を示す図である。 線間電圧と相端子電圧の変換表を示す図である。 矩形波制御モードにおける線間電圧パルスを相電圧パルスに変換した例を示す図である。 図１２のＰＨＭ制御モードにおける線間電圧パルスを相電圧パルスに変換した例を示す図である。 ３次,５次高調波削除の線間電圧一例において、変調度を変化させたときの線間電圧パルスにおける基本波と削除対象の高調波成分の振幅の大きさを示した図である。 ３次,５次,７次高調波削除の線間電圧一例において、変調度を変化させたときの線間電圧パルスにおける基本波と削除対象の高調波成分の振幅の大きさを示した図である。 ＰＨＭ制御モードにおける線間電圧波形の一例を示す図である。（３次,５次高調波削除の線間電圧一例） 図２０のＰＨＭ制御モードにおける相電圧波形の一例を示す図である。 ＰＷＭパルス信号の生成方法を説明するための図である。 ＰＷＭ制御モードにおける線間電圧波形の一例を示す図である。 ＰＷＭ制御モードにおける相電圧波形の一例を示す図である。 ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形とＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形との比較における、ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示す図である。 ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形とＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形との比較における、ＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示す図である。 ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とにおけるパルス形状の違いにおいて、ＰＷＭ制御を説明するための図である。 ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とにおけるパルス形状の違いにおいて、ＰＨＭ制御を説明するための図である。 所定の回転電機回転速度におけるＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示す図である。 図２７（ａ）の回転電機回転速度を２倍としたときのＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示す図である。 図２７（ａ）の回転電機回転速度を１/２倍としたときのＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示す図である。 ＰＨＭ制御とＰＷＭ制御においてそれぞれ生成される電気角2π当たりの線間電圧パルス数と、回転電機回転速度との関係を示す図である。 ＰＨＭ制御とＰＷＭ制御においてそれぞれ生成される電気角2π当たりの相電圧パルス数と、回転電機回転速度との関係を示す図である。 第１の実施の形態に係る制御回路によって行われるモータ制御のフローチャートを示す図である。 図２２のｂのＰＷＭ制御のＵ相電圧パルスを台形波近似する図である。 図１８のＰＨＭ制御のＵ相電圧パルスを台形波近似する図である。 ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御のモータ回転数に対するパルス幅変化を示す図である。 ＰＷＭ制御の相電圧スペクトルを示す図である。 ＰＨＭ制御の相電圧スペクトルを示す図である。

以下に、本発明の実施形態を図面を用いて説明する。はじめに、本実施の形態の概要を説明する。

〔スイッチング素子のスイッチング回数の低減〕
本実施の形態で説明する電力変換装置では、一定の周波数で変化する搬送波を使用したパルス幅変調方式であるＰＷＭ制御モードと、直流電力から変換される交流電力の波形の角度すなわち位相に基づいて、上記スイッチング素子で行う導通あるいは遮断のスイッチング動作を制御し、パルスに含まれる高調波で信号を変調する制御モード（以下に、ＰＨＭ制御という）と、を適切に切り替えて回転電機を駆動する。

このような構成および作用により、上記スイッチング素子におけるスイッチング動作の単位時間当たりの回数、あるいは交流電力の１サイクル当たりのスイッチング回数を、一般のＰＷＭ方式に比べ低減できる。スイッチング回数を低減したことで回転電機の中性点電圧変動による漏えい電流（以下コモンモード電流）の発生する回数も低減でき、伝導ノイズ（以下コモンモードノイズ）の発生も抑えられる。工場設備においては、他の機器へのノイズの影響を抑えるために、電力変換器と共にノイズフィルタを設置する場合が多いが、本発明のＰＨＭ制御を採用することによりノイズフィルタの小型化を図ることが可能となる。また、回転電機の中性点電圧変動が発生すると、モータベアリングを介してコモンモード電流が流れ、放電によりベアリングの電食を引き起こす要因となるため、本方式を採用しスイッチング回数の低減を行うことにより、ベアリングの電食抑制の効果を得ることができる。

なお、スイッチング素子としては、動作速度が速く、また制御信号に基づき導通および遮断動作の両方を制御できる素子が望ましく、このような素子として例えばinsulated gate bipolar transistor（以下ＩＧＢＴと記す）や電界効果トランジスタ（ＭＯＳトランジスタ）があり、これらの素子は応答性や制御性の点から望ましい。

上記電力変換装置から出力される交流電力は回転電機などで構成されるインダクタンス回路に供給され、インダクタンスの作用に基づいて交流電流が流れる。本実施の形態ではインダクタンス回路としてモータやジェネレータの作用を為す回転電機を例に挙げ説明している。回転電機を駆動する交流電力を発生するために本発明を使用することは、効果の点から、非常に有用であるが、回転電機以外のインダクタンス回路に交流電力を供給する電力変換装置としても使用できる。

本実施の形態では、回転電機の回転速度の速いまたは制御回路が出力しようとする交流電力周波数の速い第１の動作範囲では、出力しようとする交流波形の位相に基づいて、スイッチング素子のスイッチング動作を制御するＰＨＭ制御を用い、一方上記第１の動作範囲より回転電機の回転速度が遅いまたは制御回路が出力しようとする交流電圧周波数の遅い第２の動作領域では、一定周波数の搬送波に基づいてスイッチング素子の動作を制御するＰＷＭ方式で上記スイッチング素子を制御する。上記第２の動作領域には上記回転電機の回転子が停止状態を含めることができる。

〔基本的制御〕
本実施の形態では、基本的制御として、交流電力を供給する回転電機の低速運転状態あるいは供給しようとする交流電力の周波数が低い状態ではＰＷＭ制御で、上記交流電力を発生し、回転電機の回転速度が上昇した状態あるいは供給しようとする交流周波数の周波数が高い状態では、ＰＨＭ制御による交流電力の発生制御に移行する。これにより歪の影響をできるだけ押さえ、スイッチング素子のスイッチング回数低減を実現できる。

また上記基本制御とは別の観点で、回転電機の高速運転状態または高出力運転では、ＰＨＭ制御の内のスイッチング回数が最少となる、以下に説明の矩形波制御に移行する。

ＰＨＭ制御では、出力する交流波形の位相に対応してスイッチングタイミングが制御され、変調度を高くするにつれて交流電力の半周期（電気角のゼロからπ、あるいはπから２π）におけるスイッチング回数が徐々に減少し、最後は、半周期に1回導通するだけとなる矩形波制御に移行する。
すなわちＰＨＭ制御では、モータ線間電圧から削除する削除対象高調波次数の数を減らしていくと、例えば（３次,５次,７次,１１次,１３次）→（３次,５次,７次,１１次）→（３次,５次,７次）→（３次,５次）→無（矩形波）交流電力の半周期（電気角のゼロからπ、あるいはπから２π）におけるスイッチング回数が徐々に減少し、最後は、半周期に1回導通するだけとなる矩形波制御に移行する。
このように本実施の形態では、スイッチング素子のスイッチング回数が最少となる矩形波制御にスムーズに移行できるメリットもあり、このため制御性に優れている。

以下に、本発明の実施形態に係る電力変換装置について、図面を参照しながら詳細に説明する。本発明の実施形態に係る電力変換装置は、産業用途として工場の設備を駆動する回転電機、特にファンやポンプに供給する交流電力を発生するための産業用の電力変換装置に適用した例である。代表例として、本発明の実施形態に係る電力変換装置をファンに適用した場合の制御構成と電力変換装置の回路構成について、図１と図２（ａ）を用いて説明する。図１はファンの制御ブロックを示すもの図である。

本発明の実施形態に係る電力変換装置では、ファンに交流電力を供給する電力変換装置について説明する。特に、工場内設備として室内の天井に設置され、清浄空気を室内に供給させ室内を清浄に保つために利用されるファン駆動用電力変換装置を例に挙げて説明する。前記ファンについては、工場の稼働に合わせ運転を継続するため、年間の稼働時間が長くランニングコストを重視するため、高効率化の要求が高い。また、ファン・ポンプ用途の運転範囲は、一般に定常時の運転域は（最低回転数）：（最高回転数）の比率が、１：３から１：２であり、中高速域における運転が主たる運転範囲となる。

この電力変換装置は、単相もしくは三相の電源より得られた交流電力を整流回路、主にダイオード整流回路を用い、直流電力に変換し平滑用コンデンサに蓄え、直流電力を所定の交流電力に変換し、得られた交流電力を回転電機に供給し、ファンを駆動する。

なお、本実施形態の構成は、ファンやポンプなどを駆動するための交流電力を供給する電力変換装置として適している。しかし、これら以外の電力変換装置、例えば電車や船舶、航空機などの電力変換装置、さらに工場の設備を駆動する上記ファンやポンプ以外の回転電機、例えば圧縮機や運搬・搬送用コンベア等に供給する交流電力を発生する為の産業用の電力変換装置、或いは家庭の太陽光発電システムや家庭の電化製品を駆動する回転電機の制御装置に用いられたりする電力変換装置に対しても適用可能である。
また、回転電機を外力（エンジン・風水力など）により駆動することにより、発電機として使用し、交流電力を発生させて交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に対しても適用可能である。

図１において、電源１１０は設置される工場設備の単相もしくは３相の商用電源である。電源１１０より供給される交流電力は、整流回路１１２により直流電力に変換され、平滑用コンデンサ５００に一時的に蓄えられる。整流回路１１２については、一般にダイオードによる整流回路が適用される。平滑用コンデンサ５００を介して供給される直流電力を電力変換装置２００により、所定の交流電力へと変換し、回転電機１９２に供給することにより、回転軸１１６等により回転電機１９２に接続されたファン１１４の駆動を行う。

次に、図２（ａ）を用いて電力変換装置と回転電気の電気回路構成を説明する。尚、図２（ａ）に示す実施形態では、電源１１０とそれを整流し直流電力を供給する整流回路１１２部分を直流電源１３６として示している。

本実施形態に係る電力変換装置２００は、パワースイッチング回路１４４と制御部１７０とを有している。また、パワースイッチング回路１４４は、上アームとして動作するスイッチング素子と下アームとして動作するスイッチング素子を有している。この実施の形態ではスイッチング素子としてＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）を使用している。上アームとして動作するＩＧＢＴ３２８はダイオード１５６と並列接続されており、下アームとして動作するＩＧＢＴ３３０はダイオード１６６と並列接続されている。上下アームの直列回路１５０を複数有し（図２（ａ）の例では３つの上下アームの直列回路１５０）、それぞれの上下アームの直列回路１５０の中点部分（接続点１６９）から交流端子１５９を通して回転電機１９２への交流電力線（交流バスバー）１８６と接続する構成である。また、制御部１７０はパワースイッチング回路１４４を駆動制御するドライバ回路１７４と、ドライバ回路１７４へ信号線１７６を介して制御信号を供給する制御回路１７２と、を有している。

上アームと下アームのＩＧＢＴ３２８や３３０は、スイッチング素子であり、制御部１７０から出力された駆動信号を受けて動作し、直流電源１３６から供給された直流電力を三相交流電力に変換する。この変換された電力は回転電機１９２の電機子巻線に供給される。

パワースイッチング回路１４４は３相のブリッジ回路により構成されている。直流電源１３６の正極側と負極側には、直流正極端子３１４と直流負極端子３１６が電気的に接続されている。直流正極端子３１４と直流負極端子３１６の間には、各相に対応する上下アームの直列回路１５０，１５０，１５０がそれぞれ電気的に並列に接続されている。ここで、上下アームの直列回路１５０をアームと記載する。各アームは、上アーム側のスイッチング素子３２８及びダイオード１５６と、下アーム側のスイッチング素子３３０及びダイオード１６６とを備えている。

本実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ３２８や３３０を用いることを例示している。ＩＧＢＴ３２８や３３０は、コレクタ電極１５３，１６３、エミッタ電極（信号用エミッタ電極端子１５５，１６５）、ゲート電極（ゲート電極端子１５４，１６４）を備えている。ＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極１５３，１６３とエミッタ電極との間には、ダイオード１５６，１６６が図示するように電気的に並列に接続されている。ダイオード１５６，１６６は、カソード電極及びアノード電極の２つの電極を備えている。ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極からコレクタ電極に向かう方向が順方向となるように、カソード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極に、アノード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極にそれぞれ電気的に接続されている。スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ）を用いてもよい。この場合は、ダイオード１５６やダイオード１６６は不要となる。

上下アームの直列回路１５０は、３相の回転電機１９２に供給する交流電力の各相に対応しており、各直列回路１５０，１５０，１５０は、ＩＧＢＴ３２８のエミッタ電極とＩＧＢＴ３３０のコレクタ電極１６３を接続する接続点１６９はそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電力を出力するのに使用される。各相の上記接続点１６９がそれぞれ交流端子１５９とコネクタ１８８を介して、回転電機１９２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線（同期電動機では固定子巻線）と接続されることにより、上記電機子巻線にＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流が流れる。上記上下アームの直列回路同士は電気的に並列接続されている。上アームのＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３は、正極端子（Ｐ端子）１５７を介してコンデンサ５００の正極側コンデンサ電極に、下アームのＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極は、負極端子（Ｎ端子）１５８を介してコンデンサ５００の負極側コンデンサ電極に、それぞれ直流バスバーなどを介して電気的に接続されている。

コンデンサ５００は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作によって生じる直流電圧の変動を抑制する平滑回路を構成するためのものである。コンデンサ５００の正極側コンデンサ電極５０６には直流電源１３６の正極側が、コンデンサ５００の負極側コンデンサ電極５０４には直流電源１３６の負極側が、電気的に接続されている。これにより、コンデンサ５００は、上アームＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３と直流電源１３６の正極側との間と、下アームＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極と直流電源１３６の負極側との間で接続され、直流電源１３６と上下アームの直列回路１５０に対して電気的に並列接続される。

制御部１７０は、ＩＧＢＴ３２８，３３０を導通や遮断の作動を制御する働きをし、制御部１７０は、他の制御装置やセンサなどからの入力情報に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを制御するためのタイミング信号を生成する制御回路１７２と、制御回路１７２から出力されたタイミング信号に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０をスイッチング動作させるためのドライブ信号を生成するドライブ回路１７４とを備えている。

制御回路１７２は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータを備えている。このマイクロコンピュータには、入力情報として、回転電機１９２に対して要求される目標速度値、上下アームの直列回路１５０から回転電機１９２の電機子巻線に供給される電流値、及び回転電機１９２の回転子の磁極位置が入力される。目標速度値は、不図示の上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。電流値は、電流センサ１８０から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。磁極位置は、回転電機１９２に設けられた回転磁極センサ１９３から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。本実施形態では３相の電流値を検出する場合を例に挙げて説明するが、２相分の電流値を検出するようにしても構わない。また、磁極位置については、回転磁極センサ１９３を用いた実測値ではなく、電流センサ１８０などの電流検出値を用い、位置・速度の推定演算により推定した磁極位置を利用しても実現可能である。よって、マイクロコンピュータにより位置・速度の推定演算を行えば、回転磁極センサ１９３を使用しなくてもよい。

制御回路１７２内のマイクロコンピュータは、入力された目標速度値に基づいて回転電機１９２のｄ，ｑ軸の電流指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電流指令値と、検出されたｄ，ｑ軸の電流値との差分に基づいてｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、このｄ，ｑ軸の電圧指令値からパルス状の駆動信号を生成する。制御回路１７２は後述するように２種類の方式の駆動信号を発生する機能を有する。この２種類の方式の駆動信号は、インダクタンス負荷である回転電機１９２の状態に基づいて、あるいは変換しようとする交流電力の周波数、などに基づいて、選択される。

上記２種類の方式の内の１つは、出力しようとする交流波形の位相に基づいて、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０のスイッチング動作を制御するＰＨＭ制御方式である。上記２種類の方式の内の他の１つは、一般にＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれる変調方式である。

ドライバ回路１７４は、下アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する下アームのＩＧＢＴ３３０のゲート電極に出力する。また、上アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからパルス状の変調波の信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する上アームのＩＧＢＴ３２８のゲート電極に出力する。これにより、各ＩＧＢＴ３２８，３３０は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。こうして制御部１７０からの駆動信号（ドライブ信号）に応じて行われる各ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作により、電力変換装置２００は、直流電源１３６から供給される電圧を、電気角で2π/3 rad毎にずらしたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力電圧に変換し、３相交流モータである回転電機１９２に供給する。なお、電気角とは、回転電機１９２の回転状態、具体的には回転子の位置に対応するものであって、0から2πの間で周期的に変化する。この電気角をパラメータとして用いることで、回転電機１９２の回転状態に応じて、各ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング状態、すなわちＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力電圧を決定することができる。

また、制御部１７０は、異常検知（過電流、過電圧、過温度など）を行い、上下アームの直列回路１５０を保護している。このため、制御部１７０にはセンシング情報が入力されている。例えば各アームの信号用エミッタ電極端子１５５，１６５からは各ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極に流れる電流の情報が、対応する駆動部（ＩＣ）に入力されている。これにより、各駆動部（ＩＣ）は過電流検知を行い、過電流が検知された場合には対応するＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、対応するＩＧＢＴ３２８，３３０を過電流から保護する。上下アームの直列回路１５０に設けられた温度センサ（不図示）からは上下アームの直列回路１５０の温度の情報がマイクロコンピュータに入力されている。また、マイクロコンピュータには上下アームの直列回路１５０の直流正極側の電圧の情報が入力されている。マイクロコンピュータは、それらの情報に基づいて過温度検知及び過電圧検知を行い、過温度或いは過電圧が検知された場合には全てのＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作を停止させ、上下アームの直列回路１５０、引いては、この回路１５０を含む半導体モジュール、を過温度或いは過電圧から保護する。

図２（ａ）において、上下アームの直列回路１５０は、上アームのＩＧＢＴ３２８及び上アームのダイオード１５６と、下アームのＩＧＢＴ３３０及び下アームのダイオード１６６との直列回路である。ＩＧＢＴ３２８，３３０は、スイッチング用半導体素子である。パワースイッチング回路１４４の上下アームのＩＧＢＴ３２８，３３０の導通および遮断動作が一定の順で切り替わる。この切り替わり時の回転電機１９２の固定子巻線の電流は、ダイオード１５６，１６６によって作られる回路を流れる。

上下アームの直列回路１５０は、図示するように、Ｐｏｓｉｔｉｖｅ端子（Ｐ端子、正極端子）１５７、Ｎｅｇａｔｉｖｅ端子（Ｎ端子、負極端子）１５８、上下アームの接続点１６９からの交流端子１５９、上アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）１５５、上アームのゲート電極端子１５４、下アームの信号用端子（信号用エミッタ電極端子）１６５、下アームのゲート端子電極１６４、を備えている。また、電力変換装置２００は、入力側に直流コネクタ１３８を有し、出力側に交流コネクタ１８８を有して、それぞれのコネクタ１３８と１８８を通して直流電源１３６と回転電機１９２にそれぞれ接続される。また、回転電機へ出力する３相交流の各相の出力を発生する回路として、各相に２つの上下アームの直列回路を並列接続する回路構成の電力変換装置であってもよい。

図２（ａ）において回転電機のＵ相,Ｖ相,Ｗ相の３相コイルと中性点１９２ｎに間に生じる各相の相電圧をＶｕ,Ｖｖ,Ｖｗとすれば中性点電圧Ｖｎは、
Ｖｎ＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）/３・・・・（１）
と表すことが出来る。

中性点電圧Ｖｎは、制御部１７０が、ドライブ回路１７４が制御回路１７２から出力されたタイミング信号に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０をスイッチング動作させるためのドライブ信号を生成し、実際にＩＧＢＴ３２８，３３０がスイッチング動作始めると、Ｕ,Ｖ,Ｗ相コイルに現れる相電圧Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗの変化に伴って（１）式に基づいて値が変動する。

制御部１７０の制御回路１７２は、２種類の方式の駆動信号を発生する機能を有しており、上記２種類の方式の内の１つは、出力しようとする交流波形の位相に基づいて、スイッチング素子であるＩＧＢＴ３２８、３３０のスイッチング動作を制御するＰＨＭ制御方式である。上記２種類の方式の内の他の１つは、一般にＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれる変調方式である。中性点電圧Ｖｎの変動はＰＨＭ方式とＰＷＭ方式とで変動パターンが異なる。

次に図３を用い、電力変換装置２００において行われる制御モードの切り替えについて説明する。電力変換装置２００は、回転電機１９２の回転速度または出力しようとする交流電力の周波数に応じて、ＰＷＭ制御方式とＰＨＭ制御方式と、を切り替えて使用する。

図３は、電力変換装置２００における制御モードの切り替えの様子を示しており、横軸は回転電機の回転数（r/min）、または出力しようとする交流電力の周波数(Hz)、縦軸は回転電機のトルク(Nm)を表している。
尚、出力しようとする交流電力の周波数と回転電機回転数は、式（２）のように表せる。
（出力しようとする交流電力周波数）
＝（回転電機極対数）×（回転数）/60 (Hz)・・・・（２）
なお、制御モードを切り替える回転速度または周波数は任意に変更可能である。

以下に説明するＰＨＭ制御は、回転電機１９２の回転速度が停止状態を含む低速状態では、ＰＷＭ制御に比べスイッチング素子のスイッチング回数が少ないために、出力する交流電力によって、回転電機１９２のインダクタンス回路に流れる電流波形の歪が大きくなるが、回転電機１９２のインダクタンス負荷が大きくなる中高速度域では、出力しようとする交流電力から特定の高調波成分を削除すれば、スイッチング回数を低減させても、インダクタンス回路に流れる電流波形歪みを低減させることができる。よってスイッチング素子の電力損失及びモータ浮遊容量への漏えい電流による伝導ノイズを低減できるといった効果がある。そこでＰＷＭ制御方式による制御と組み合わせることで、それぞれ制御方式の利点を活かした制御を行うことができる。

例えば、回転電機１９２に接続されるファン１１４などの回転翼の慣性（イナーシャ）が大きい場合において、供給される交流電力に高調波歪成分が多いと滑らかな起動が出来ず、過電流などが発生する。そのため制御部で異常が検知され、起動が停止される可能性がある。このような起動時の問題を解決するためには、前記回転電機１９２に供給する交流電力の歪を少なくすることが望ましく、ＰＷＭ制御方式でパワースイッチング回路１４４が有するスイッチング素子のスイッチング動作を制御する。

ＰＷＭ方式による制御とＰＨＭ制御との切り換えにおいて、回転電機１９２の回転速度は特に制限されるものではないが、回転電機１９２のインダクタンス負荷の大きい中高速領域ではＰＨＭ方式の制御に大変適する運転領域であり、この領域では、ＰＷＭ方式による制御に対してＰＨＭ方式の制御の方がスイッチング素子のスイッチング回数が少なく、損失の低減効果及びコモンモード電流によるコモンモードノイズ低減の効果が大きい。上記の用途のファンにおいては、連続運転時間が長く、運転範囲が中高速域となるため、ＰＨＭ制御を取り入れたことによるスイッチング損失の低減がランニングコストに大きな効果を生み出す。また、コモンモード電流によるコモンモードノイズ低減については、モータベアリングでコモンモード電流により、発生する放電によるベアリングの電食に対して大きな抑制効果が期待できる。

本実施例では、ＰＷＭ制御モードは、回転電機１９２の回転速度が比較的低い領域で使用し、一方比較的回転速度が高い領域ではＰＨＭ制御モードを使用する。

ＰＷＭ制御モードにおいて、電力変換装置２００は前述したようなＰＷＭ信号を用いた制御を行う。すなわち、制御回路１７２内のマイクロコンピュータにより、入力された目標速度値に基づいて回転電機１９２のｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、これをＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値に変換する。そして、各相の電圧指令値に応じた正弦波を基本波として、これを搬送波である所定周期の三角波と比較し、その比較結果に基づいて決定したパルス幅を有するパルス状の変調波をドライバ回路１７４に出力する。この変調波に応じた駆動信号をドライバ回路１７４から各相の上下アームにそれぞれ対応するＩＧＢＴ３２８，３３０へ出力することにより、直流電源１３６から出力された直流電圧が３相交流電圧に変換され、回転電機１９２へ供給される。

ＰＨＭ制御モードにおいては、制御回路１７２により生成された変調波がドライバ回路１７４に出力される。これにより、当該変調波に応じた駆動信号がドライバ回路１７４から各相の対応するＩＧＢＴ３２８，３３０へ出力される。その結果、直流電源１３６から出力された直流電圧が３相交流電圧に変換され、回転電機１９２へ供給される。

次にＰＨＭ制御方式について説明する。また、前述のＰＷＭ制御とＰＨＭ制御方式の一形態である矩形波制御について図４を参照して説明する。

本実施の形態で用いるＰＨＭ制御では、実際にインバータが制御する回転電機の線間電圧に着目し、出力しようとする回転電機の線間電圧から高調波成分をある程度削除することで、回転電機の交流電流が有する高調波成分を制御の状態に応じてある程度削減した交流電力を出力し、これにより、回転電機制御のトルク脈動の影響を小さくし、一方使用上問題が無い範囲で回転電機の交流電流に高調波成分が含まれている状態とすることで、スイッチング回数を低減し、スイッチング損失を低減するようにしている。このような制御方式がＰＨＭ制御方式である。

ＰＨＭ制御方式ではスイッチング回数が最小となる回転電機の制御状態として、回転電機の電気角2πごとに各相のスイッチング素子を１回ずつオンオフする矩形波による制御状態がある。この矩形波による制御状態は、ＰＨＭ制御方式においては、変換される交流電力波形における変調度の増大に従って減少する半周期あたりのスイッチング回数の最終的な状態として、ＰＨＭ制御方式の一制御形態として捉えることができる。

前述のＰＷＭ制御の場合は一定周波数の搬送波と出力しようとする交流波形との大小比較に基づいて、スイッチング素子の導通や遮断のタイミングを定め、スイッチング素子を制御する方式であり、ＰＷＭ制御を用いることで脈動の少ない交流電力をモータに供給でき、トルク脈動が少ない回転電機制御が可能となる。一方単位時間当たりあるいは交流波形の周期毎のスイッチング回数が多いためにスイッチング損失やコモンモード電流によるコモンモードノイズが大きくなる。

このＰＷＭ制御方式に対して、極端な例として、１パルスの矩形波を用いてスイッチング素子を制御する矩形波制御の場合は、スイッチング回数が少ないためにスイッチング損失を少なくでき、コモンモード電流によるコモンモードノイズも低減できる。ただし、変換される交流波形はインダンタンス負荷の影響を無視すると矩形波状となり、正弦波に対して５次、７次、１１次、・・・等の高調波成分が含まれた状態と見ることができる。よって、矩形波をフーリエ展開すると基本正弦波に加え、５次、７次、１１次、・・・等の高調波成分があらわれ、この高調波成分がトルク脈動の原因となる電流歪を生じることとなる。このように、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御方式の一形態である矩形波制御は互いに対極的な関係にある。

矩形波状にスイッチング素子の導通および遮断を制御したと仮定した場合に、交流電力に生じる高調波成分の例を図５に示す。図５（ａ）は、矩形波状に変化する交流波形を基本波である正弦波と５次、７次、１１次、・・・等の高調波成分に分解した例である。図５（ａ）に示す矩形波のフーリエ級数展開は、式（３）のように表される。
f(ωt)＝4/π×{sinωt＋(sin3ωt)/3＋(sin5ωt)/5＋(sin7ωt)/7＋・・・} （３）
式（３）は、4/π・（sinωt）で表される基本波の正弦波と、これの高調波成分である３次、５次、７次・・・の各成分とにより、図５（ａ）に示す矩形波が形成されることを示している。このように、基本波に対してより高次の高調波を合成していくことで矩形波に近づくことが分かる。

図５（ｂ）は、基本波、３次高調波、５次高調波の各振幅をそれぞれ比較した様子を示している。図５（ａ）の矩形波の振幅を１とすると、基本波の振幅は１．２７、３次高調波の振幅は０．４２、５次高調波の振幅は０．２５とそれぞれ表される。このように、高調波の次数が上がるほどその振幅は小さくなるため、矩形波制御における影響が小さくなることが分かる。

矩形波形状にスイッチング素子を導通および遮断した場合に発生する可能性があるトルク脈動の観点から、影響の大きい高次の高調波成分を削除しつつ、一方影響が小さい高次の高調波成分に対してその影響を無視してこれら高調波成分を含めることで、スイッチング回数を低減し、スイッチング損失が少なくしかもトルク脈動の増大を低く抑えることができ電力変換装置を実現できる。

また、ＰＨＭ制御方式における高調波の影響が大きいあるいは制御性が悪くなる回転電機低回転域、つまり低周波の交流電力を出力している状態で、ＰＷＭ制御方式を使用するようにしている。
具体的には、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とをモータの回転速度に応じて切り替え、回転速度の低い領域でＰＷＭ方式を使用して制御することで、低速回転域と高速回転域のそれぞれにおいて望ましいモータ制御を行うようにしている。

または、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とを出力しようとしている交流電力の周波数に応じて切り替え、周波数の低い領域でＰＷＭ方式を使用して制御することで、低周波数域と高周波数域のそれぞれにおいて望ましいモータ制御を行うようにしている。

次に、本実施の形態に係る制御回路１７２による回転電機制御系を図６を用いて説明する。制御回路１７２には、上位の制御装置より、目標速度として、速度指令値ω*が入力される。速度制御器（ＡＳＲ）４１０は、入力された速度指令値ω*と、回転磁極センサ１９３により検出された磁極位置信号θに基づく回転速度情報とに基づき、ｄ軸電流指令信号Id*およびｑ軸電流指令信号Iq*を求める。速度制御器（ＡＳＲ）４１０において求められたｄ軸電流指令信号Id*およびｑ軸電流指令信号Iq*は、電流制御器（ＡＣＲ）４２０、４２１にそれぞれ出力される。前記の磁極位置信号θについては、回転磁極センサ１９３からの実測値ではなく、電流センサ１８０などの電流検出値より位置・速度の演算器（不図示）により推定した磁極位置信号を利用しても実現可能である。よって、位置・速度の演算器（不図示）を用いれば、回転磁極センサ１９３を使用しなくても本発明は実現可能である。

電流制御器（ＡＣＲ）４２０、４２１は、速度制御器（ＡＳＲ）４１０から出力されたｄ軸電流指令信号Id*およびｑ軸電流指令信号Iq*と、電流センサ１８０により検出された回転電機１９２の相電流検出信号lu、lv、lwが制御回路１７２上の図示しない３相２相変換器において回転センサ−からの磁極位置信号によりｄ,ｑ軸上に変換されたＩｄ,Ｉｑ電流信号とに基づいて、回転電機１９２を流れる電流がｄ軸電流指令信号Id*およびｑ軸電流指令信号Iq*に追従するように、ｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*をそれぞれ演算する。電流制御器（ＡＣＲ）４２０において求められたｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*は、ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０へ出力される。一方、電流制御器（ＡＣＲ）４２１において求められたｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*は、ＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０へ出力される。

ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０は、電圧位相差演算器４３１、変調度演算器４３２、パルス生成器４３４により構成される。電流制御器４２０から出力されたｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*は、パルス変調器４３０において電圧位相差演算器４３１と変調度演算器４３２に入力される。

電圧位相差演算器４３１は、回転電機１９２の磁極位置とｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*が表す電圧位相との位相差、すなわち電圧位相差を算出する。この電圧位相差をδとすると、電圧位相差δは式（４）で表される。
δ=arctan(-Vd*/Vq*) ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（４）
電圧位相差演算器４３１は、さらに上記の電圧位相差δに回転磁極センサ１９３からの磁極位置信号θが表す磁極位置を加算することで、電圧位相を算出する。そして、算出した電圧位相に応じた電圧位相信号θvをパルス生成器４３４へ出力する。この電圧位相信号θvは、磁極位置信号θが表す磁極位置をθeとすると式（５）で表される。
θv=δ+θe＋π・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（５）
変調度演算器４３２は、ｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*が表すベクトルの大きさを直流電源１３６の電圧で正規化することにより変調度を算出し、その変調度に応じた変調度信号ａをパルス生成器４３４へ出力する。この実施の形態では、上記変調度信号aは、図２（ａ）に示すパワースイッチング回路１４４に供給される直流電圧に基づいて定められることになり、直流電圧が高くなると変調度ａは小さくなる傾向となる。また指令値の振幅値が大きくなると変調度ａは大きくなる傾向となる。具体的には直流電源の電圧をVdcとすると式（６）で表される。なお、式（６）において、Vdはｄ軸電圧指令信号Vd*の振幅値、Vqはｑ軸電圧指令信号Vq*の振幅値をそれぞれ表す。
a=（√(2/3)）(√（Vd^2+Vq^2）)/ (Vdc/2)・・・・・・・・・・・・・・・（６）
パルス生成器４３４は、電圧位相差演算器４３１からの電圧位相信号θvと、変調度演算器４３２からの変調度信号aとに基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各上下アームにそれぞれ対応する６種類のＰＨＭ制御に基づくパルス信号を生成する。そして、生成したパルス信号を切換器４５０へ出力し、切換器４５０からドライバ回路１７４へ出力し、各スイッチング素子に駆動信号が出力される。なお、ＰＨＭ制御に基づくパルス信号（以下ＰＨＭパルス信号と記す）の発生方法については、後で詳しく説明する。

一方、ＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０は、電流制御器４２１から出力されたｄ軸電圧指令信号Vd*およびｑ軸電圧指令信号Vq*と、回転磁極センサ１９３からの磁極位置信号θが表す磁極位置をθeとに基づいて、周知のＰＷＭ方式により、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各上下アームにそれぞれ対応する６種類のＰＷＭ制御に基づくパルス信号（以下ＰＷＭパルス信号と記す）を生成する。そして、生成したＰＷＭパルス信号を切換器４５０へ出力し、切換器４５０からドライブ回路１７４に供給され、ドライブ回路１７４から駆動信号が各スイッチング素子に供給される。

切換器４５０は、ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０から出力されたＰＨＭパルス信号またはＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０から出力されたＰＷＭパルス信号のいずれか一方を選択する。この切換器４５０によるパルス信号の選択は、前述のように回転電機１９２の回転速度に応じて行われる。すなわち、回転電機１９２の回転速度が切替ラインとして設定された所定のしきい値よりも低い場合は、ＰＷＭパルス信号を選択することにより、電力変換装置２００においてＰＷＭ制御方式が適用されるようにする。また、回転電機１９２の回転速度がしきい値よりも高い場合は、ＰＨＭパルス信号を選択することにより、電力変換装置２００においてＰＨＭ制御方式が適用されるようにする。こうして切換器４５０において選択されたＰＨＭパルス信号またはＰＷＭパルス信号は、ドライバ回路１７４（不図示）へ出力される。

または切換器４５０は、ＰＨＭ制御用のパルス変調器４３０から出力されたＰＨＭパルス信号またはＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０から出力されたＰＷＭパルス信号のいずれか一方を選択するにあたり、この切換器４５０によるパルス信号の選択は、式（２）で表される制御回路１７２の出力しようとする交流電力の周波数、に応じて行われる。すなわち、回転電機１９２へ制御回路１７２が出力しようとする周波数が切替ラインとして設定された所定のしきい値よりも低い場合は、ＰＷＭパルス信号を選択することにより、電力変換装置２００においてＰＷＭ制御方式が適用されるようにする。また、回転電機１９２へ制御回路１７２が出力しようとする周波数がしきい値よりも高い場合は、ＰＨＭパルス信号を選択することにより、電力変換装置２００においてＰＨＭ制御方式が適用されるようにする。こうして切換器４５０において選択されたＰＨＭパルス信号またはＰＷＭパルス信号は、ドライバ回路１７４（不図示）へ出力される。

以上説明したようにして、制御回路１７２からドライバ回路１７４に対して、ＰＨＭパルス信号またはＰＷＭパルス信号が変調波として出力される。この変調波に応じて、ドライバ回路１７４よりパワースイッチング回路１４４の各ＩＧＢＴ３２８，３３０へ駆動信号が出力される。

次に、パルス信号の生成について図６から図１２を用いて説明する。パルス生成器４３４の詳細について図６、図７を用いて説明する。図６に示しているパルス生成器４３４は、たとえば図７に示すように、位相検索器４３５とタイマカウンタまたは位相カウンタ比較器４３６によって実現される。位相検索器４３５は、電圧位相差演算器４３１からの電圧位相信号θv、変調度演算器４３２からの変調度信号aおよび磁極位置信号θに基づく回転速度ω情報に基づいて、予め記憶されたスイッチングパルスの位相情報のテーブルから、スイッチングパルスを出力すべき位相をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上下各アームについて検索し、その検索結果の情報をタイマカウンタまたは位相カウンタ比較器４３６へ出力する。タイマカウンタまたは位相カウンタ比較器４３６は、位相検索器４３５から出力された検索結果に基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上下各アームに対するスイッチング指令としてのＰＨＭパルス信号をそれぞれ生成する。タイマカウンタ比較器４３６により生成された各相の上下各アームに対する６種類のＰＨＭパルス信号は、前述のように切換器４５０へ出力される。

図７の位相検索器４３５およびタイマカウンタ比較器４３６によるパルス生成の手順を詳細に説明したフローチャートを図８に示す。位相検索器４３５は、ステップ８０１において変調度信号aを入力信号として取り込み、ステップ８０２において電圧位相信号θvを入力信号として取り込む。続くステップ８０３において、位相検索器４３５は、入力された現在の電圧位相信号θvに基づいて、制御遅れ時間と回転速度を考慮して、次の制御周期に対応する電圧位相の範囲を演算する。その後ステップ８０４において、位相検索器４３５はＲＯＭ検索を行う。このＲＯＭ検索では、入力された変調度信号aに基づいて、ステップ８０３で演算された電圧位相の範囲において、ＲＯＭ（不図示）に予め記憶されたテーブルよりスイッチングのオンとオフの位相を検索する。

位相検索器４３５は、ステップ８０４のＲＯＭ検索によって得られたスイッチングのオンとオフの位相の情報を、ステップ８０５においてタイマカウンタ比較器４３６へ出力する。タイマカウンタ比較器４３６は、この位相情報をステップ８０６において時間情報に変換し、タイマカウンタとのコンペアマッチ機能を用いてＰＨＭパルス信号を生成する。なお、位相情報を時間情報に変換する過程は、回転速度信号の情報を利用する。
あるいはステップ８０４のＲＯＭ検索によって得られたスイッチングのオンとオフの位相情報を、ステップ８０６において位相カウンタとのコンペアマッチ機能を用いてＰＨＭパルスを生成しても良い。

タイマカウンタ比較器４３６は、ステップ８０６で生成したＰＨＭパルス信号を、次のステップ８０７において切換器４５０へ出力する。以上説明したステップ８０１〜８０７の処理が位相検索器４３５およびタイマカウンタ比較器４３６において行われることにより、パルス生成器４３４においてＰＨＭパルス信号が生成される。

あるいは、図８のフローチャートにかえて、図９のフローチャートに示す処理をパルス生成器４３４において実行することにより、パルス生成を行うようにしてもよい。この処理は、図８のフローチャートに示したように予め記憶しているテーブルを用いてスイッチング位相を検索するテーブル検索方式を使わず、電流制御器（ＡＣＲ）の制御周期毎にスイッチング位相を生成する方式である。

パルス生成器４３４は、ステップ８０１において変調度信号aを入力し、ステップ８０２において電圧位相信号θvを入力する。続くステップ８２０において、パルス生成器４３４は、入力された変調度信号aおよび電圧位相信号θvに基づいて、制御遅れ時間と回転速度を考慮して、スイッチングのオンとオフの位相を電流制御器（ＡＣＲ）の制御周期毎に決定する。

ここでステップ８２０におけるスイッチング位相の決定処理の詳細を図１０のフローチャートに示す。パルス生成器４３４は、ステップ８２１において、回転速度に基づいて回転電機線間電圧から削除する高調波次数を指定する。こうして指定された高調波次数に従って、パルス生成器４３４は続くステップ８２２において行列演算などの処理を行い、ステップ８２３においてパルス基準角度を出力する。

ステップ８２１〜８２３までのパルス生成過程は、以下の式（７）〜（１０）で示す行列式に則って演算される。

ここでは、一例として、３次、５次、７次成分を消去する場合を取り上げる。

パルス生成器４３４は、削除する高調波次数として３次、５次、７次の高調波成分をステップ８２１において指定すると、次のステップ８２２において行列演算を行う。

ここで３次、５次、７次の消去次数に対して式（７）のような行ベクトルを作る。

・・・（７）

式（７）の右辺括弧内の各要素はk1/3、k2/5、k3/7となっている。k1、k2、k3は任意の奇数を選択することができる。ただし、k1=3,9,15、k2=5,15,25、k3=7,21,35などを選択してはならない。この条件下で、３次、５次、７次成分は完全に消去される。

上記をより一般的に記すと、分母の値を削除する高調波次数とし、分子の値を分母の奇数倍を除く任意の奇数とすることで、式（７）の各要素の値を決定することができる。ここで式（７）の例では、消去次数が３種類（３次、５次、７次）であるため行ベクトルの要素数を３つとしている。同様に、Ｎ種類の消去次数に対して要素数Ｎの行ベクトルを設定し、各要素の値を決定することができる。

なお、式（７）において、各要素の分子と分母の値を上記のもの以外とすることで、高調波成分を削除するかわりに、そのスペクトルを整形することもできる。そのため、高調波成分の削除ではなくスペクトル整形を主な目的として、各要素の分子と分母の値を任意に選択してもよい。その場合、分子と分母の値は必ずしも整数である必要はないが、分子の値として分母の奇数倍を選択してはならない。また、分子と分母の値は定数である必要はなく、時間に応じて変化する値でもよい。

上記のように、分母と分子の組み合わせでその値が決定される要素が３つの場合は、式（７）のように３列のベクトルを設定することができる。同様に、分母と分子の組み合わせでその値が決定される要素数Ｎのベクトル、すなわちＮ列のベクトルを設定することができる。以下では、このＮ列のベクトルを高調波準拠位相ベクトルと呼ぶこととする。

高調波準拠位相ベクトルが式（７）のように３列のベクトルである場合は、その高調波準拠位相ベクトルを転置して式（８）の演算をする。その結果、S1〜S4までのパルス基準角度が得られる。

パルス基準角度S1〜S4は、電圧パルスの中心位置を表わすパラメータであり、後述する三角波キャリアと比較される。このようにパルス基準角度が４個（S1〜S4）である場合、一般的には、線間電圧一周期当たりのパルス数は１６個となる。

・・・（８）

また、式（７）のかわりに式（９）のように高調波準拠位相ベクトルが４列の場合は、行列演算式（１０）を施す。

・・・（９）

・・・（１０）

その結果、S1〜S8までのパルス基準角度出力が得られる。このとき線間電圧一周期当たりのパルス数は３２個となる。

回転電機の線間電圧から削除する高調波成分の数とパルス数との関係は、一般的には次のとおりである。すなわち、削除する高調波成分が２つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は８パルスであり、削除する高調波成分が３つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は１６パルスであり、削除する高調波成分が４つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は３２パルスであり、削除する高調波成分が５つである場合、線間電圧一周期当たりのパルス数は６４パルスである。同様に、削除する高調波成分の数が１つ増すにつれて、線間電圧一周期当たりのパルス数が２倍になる。
ここで、通常回転電機線間電圧では３の倍数の高次高調波はお互いに打ち消し合うため削除する高調波成分に加えなくても良い。しかしながら本ＰＨＭパルス生成算出過程において便宜上３次高調波のみ削除対象高調波成分として含めている。

ただし、線間電圧で正のパルスと負のパルスが重畳するようなパルス配置の場合、パルス数は上記とは異なる場合がある。

上記のようにしてパルス生成器８２１〜８２３において生成されるパルス基準角度出力をステップ８２４の三角波比較を行うことによって、ＵＶ線間電圧、ＶＷ線間電圧、ＷＵ線間電圧の３種類の線間電圧においてパルス波形がそれぞれ形成され、ステップ８２５において出力される。これらの各線間電圧のパルス波形は、それぞれ2π/3の位相差を有する同一のパルス波形である。以下、ステップ８２４〜８２５までのパルス生成過程を式（１１）および図１１〜１４を使って説明するが、この説明においては各線間電圧を代表して、ＵＶ線間電圧のみを示す。

ここで、ＵＶ線間電圧の基準位相θuvlと電圧位相信号θvおよび磁極位置θeとの間には、式（１１）の関係がある。
θuvl=θv＋π/6=θe＋δ＋7π/6 [rad] ・・・・・・・・・・・・・・・（１１）
式（１１）で表されるＵＶ線間電圧の波形は、θuvl＝π/2，3π/2の位置を中心に線対称であり、かつ、θuvl＝0，πの位置を中心に点対称となる。したがって、ＵＶ線間電圧パルスの１周期（θuvlが0から2πまで）の波形は、θuvlが0からπ/2までの間のパルス波形を元に、これをπ/2毎に左右対称または上下対称に配置することによって表現できる。

これを実現するひとつの方法が、0≦θuvl≦π/2の範囲におけるＵＶ線間電圧パルスの中心位相を４チャンネルの位相カウンタと比較し、その比較結果に基づいて、１周期すなわち0≦θuvl≦2πの範囲についてＵＶ線間電圧パルスを生成するアルゴリズムである。その概念図を図１１に示す。

図１１は0≦θuvl≦π/2の範囲における線間電圧パルスが４つである場合の例を示している。図１１において、パルス基準角度S1〜S4は、その４つのパルスの中心位相を表す。

carr1(θuvl)，carr2(θuvl)，carr3(θuvl)，carr4(θuvl)は、４チャンネルの位相カウンタの各々を表している。これらの各位相カウンタは、いずれも基準位相θuvlに対して2π radの周期を持つ三角波である。また、carr1(θuvl) とcarr2(θuvl)は振幅方向にdθの偏差を持ち、carr3(θuvl)とcarr4(θuvl)の関係も同様である。
dθは線間電圧パルスの幅を表している。このパルス幅dθに対して基本波の振幅が線形に変化する。

線間電圧パルスは、各位相カウンタcarr1(θuvl)，carr2(θuvl)，carr3(θuvl)，carr4(θuvl)と、0≦θuvl≦π/2の範囲におけるパルスの中心位相を表すパルス基準角度S1〜S4との各交点に形成される。これにより、９０度毎に対称的なパターンのパルス信号が生成される。

より詳細には、carr1(θuvl)，carr2(θuvl)とS1〜S4とがそれぞれ一致した点において、正の振幅を有する幅dθのパルスが生成される。一方、carr3(θuvl)，carr4(θuvl) とS1〜S4とがそれぞれ一致した点において、負の振幅を有する幅dθのパルスが生成される。

以上説明したような方法を用いて生成した線間電圧の波形を変調度毎に描いた一例を図１２に示す。図１２では、式（７）のk1、k2、k3の値として、k1=1、k2=1、k3=3をそれぞれ選択し、変調度を０から１．０まで変化させたときの線間電圧パルス波形の例を示している。図１２により、変調度の増加とほぼ比例してパルス幅が増加していることが分かる。こうしてパルス幅を増加させることで、電圧の実効値を増加させることができる。ただし、θuvl=0，π，2π付近のパルスは、変調度０．４以上において、変調度が変化してもパルス幅は変化していない。このような現象は、正の振幅を有するパルスと負の振幅を有するパルスが重なり合うことで生じるものである。

上述しましたように、上記実施の形態では、ドライバ回路１７４から駆動信号をパワースイッチング回路１４４の各スイッチング素子に送ることにより、各スイッチング素子は出力しようとする交流電力の位相に基づいてスイッチング動作を行う。交流電力の一周期におけるスイッチング素子のスイッチング回数は、除去しようとする高調波の種類が増えるほど、増える傾向となる。また別の観点で見ると、式供給される直流電力の電圧が低下すると変調度が増加し、導通している各スイッチング動作の導通期間が長くなる傾向となる。またモータなどの回転電機を駆動する場合に回転電機の発生トルクを大きくする場合には変調度が大きくなり、結果的に各スイッチング動作の導通期間が長くなり、回転電機の発生トルクを小さくする場合には、各スイッチング動作の導通期間が短くなる。導通期間が増大し、遮断時間が短くなった場合、つまりスイッチング間隔がある程度短くなった場合には、安全にスイッチング素子を遮断できない可能性が有り、その場合は遮断させないで導通状態のままそれに続く導通期間につながる制御が行われる。逆に、導通期間が短くなり通電期間が短くなった場合にも、安全にスイッチング素子を通電できない可能性があり、その場合は通電させないで遮断期間に繋がる制御がされる。

また別の観点で見ると、出力される交流電力の歪の影響が大きくなる周波数の低い状態、特に回転電機が停止状態あるいは回転速度が非常に低い状態では、ＰＨＭ方式の制御ではなく、定周期の搬送波を利用するＰＷＭ方式でパワースイッチング回路１４４を制御し、回転速度が増加した状態でＰＨＭ方式に切り換えてパワースイッチング回路１４４を制御する。

本発明のＰＨＭ制御を、低速域にてファン駆動用の電力変換装置に適用した場合には、慣性の大きな羽根車を使用する場合などにおいて、トルク脈動により過電流などが発生し、起動に失敗する可能性がある。これを回避するためにトルク脈動の影響を少なくすることが望ましい。このため、起動から低速域においては、ＰＷＭ方式でパワースイッチング回路１４４を制御し、安定した回転を得られた後にＰＨＭの制御に切り替える。このようにすることで、トルク脈動による起動の失敗を避けることができ、実使用の運転範囲である中高速においては、スイッチング損失を抑え、機器のランニングコストを抑制することが出来る。

本発明において用いられるＰＨＭパルス信号によると、上記のように変調度を固定したときに、例外を除き、パルス幅が等しいパルス列による線間電圧波形を形成することを特徴とする。なお、例外的に線間電圧のパルス幅が他のパルス列と不等である場合とは、上記のように正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスが重なった場合である。この場合、パルスが重なった部分を正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスに分解すると、パルスの幅は全域で必ず等しい。つまり、パルス幅の変化で変調度が変化する。

ここで、例外的に線間電圧のパルス幅が他のパルス列と不等である場合について、さらに図１３を用いて詳細に説明する。図１３の上部には、図１２において変調度１．０のときの線間電圧パルス波形のうち、π/2≦θuvl≦3π/2の範囲を拡大したものを示している。この線間電圧パルス波形では、中心付近の２つのパルスが他のパルスとは異なるパルス幅を有している。

図１３の下部には、こうしたパルス幅が他とは異なる部分を分解した様子を示している。この図から、当該部分では、他のパルスと同じパルス幅をそれぞれ有する正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスとが重なっており、これらのパルスが合成されることによって他とは異なるパルス幅のパルスが形成されていることが分かる。すなわち、こうしてパルスの重なりを分解することで、ＰＨＭパルス信号に応じて形成される線間電圧のパルス波形は、一定のパルス幅を有するパルスによって構成されていることが分かる。

本発明により生成されるＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の他の一例を図１４に示す。ここでは、式（７）のk1、k2、k3の値として、k1=1、k2=1、k3=5をそれぞれ選択し、変調度を０から１．２７まで変化させたときの線間電圧パルス波形の例を示している。図１４では、変調度が１．１７以上になると、θuvl=π/2、3π/2の位置において、互いに隣接する左右対称の２つのパルス間の隙間がなくなっている。したがって、変調度が１．１７未満の範囲では狙った高調波成分を削除できるが、変調度がこれ以上になると高調波成分を有効に削除できないことが分かる。さらに変調度を大きくしていくと、他の位置においても隣接するパルス間の隙間がなくなっていき、最終的に変調度１．２７において矩形波の線間電圧パルス波形となる。

尚、本線間電圧パルス波形例でもパルス幅が一定でないところがあるが図１３で説明した原理と同様に、同じパルス幅をそれぞれ有する正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスとが重なって、これらのパルスが合成されることによって他とは異なるパルス幅のパルスが形成されていることは同じである。

上記のステップ８２５においてＵＶ線間電圧、ＶＷ線間電圧、ＷＵ線間電圧の３種類の線間電圧が出力される。これらの各線間電圧のパルス波形は、ステップ８２６にてゲートパルス、すなわち相電圧パルスに変換され、ステップ８０７で相電圧パルスが出力される。

ここで図１４に示した線間電圧パルス波形を対応する相電圧パルス波形で表した例を図１５に示す。図１５でも図１４と同様に、変調度が１．１７以上になると隣接する２つのパルス間の隙間がなくなっていくことが分かる。なお、図１５の相電圧パルス波形と図１４の線間電圧パルス波形との間には、π/6の位相差がある。

以下、ステップ８２６および８０７において行われる線間電圧パルスを相電圧パルスに変換する方法について図１６〜１８を使って説明する。図１６は、線間電圧パルスから相電圧パルスへの変換において用いられる変換表の例を示している。この表中で左端の列に記載されている１〜６の各モードは、取り得るスイッチング状態ごとに番号を割り当てたものである。モード１〜６では、線間電圧から出力電圧への関係が１対１に決まっている。これらの各モードは、直流側と３相交流側の間でエネルギー授受のあるアクティブな期間に対応している。なお、図１６の表中に記載されている線間電圧は、異なる相の電位差として取りうるパターンを直流電圧Ｖｄｃで正規化して整理したものである。

図１６において、たとえば、モード１ではＶｕｖ→１、Ｖｖｗ→０、Ｖｕ→−１と示されているが、これはＶｕ−Ｖｖ＝Ｖｄｃ、Ｖｖ−Ｖｗ＝０、Ｖｗ−Ｖｕ＝−Ｖｄｃとなる場合を正規化して示している。このときの相電圧すなわち相端子電圧（ゲート電圧に比例）は、図１６の表によるとＶｕ→１（Ｕ相の上アームをオン、下アームをオフ）、Ｖｖ→０（Ｖ相の上アームをオフ、下アームをオン）、Ｖｗ→０（Ｗ相の上アームをオフ、下アームをオン）となる。すなわち、図１６の表では、Ｖｕ＝Ｖｄｃ、Ｖｖ＝０、Ｖｗ＝０となる場合を正規化して示している。モード２〜６も、モード１と同様の考え方で成り立っている。

図１６の変換表を用いて矩形波の状態でパワースイッチング回路１４４を制御するモードにおける線間電圧パルスを相電圧パルスに変換した例を図１７に示す。図１７において、上段は線間電圧の代表例としてＵＶ線間電圧Ｖｕｖを示しており、その下にＵ相端子電圧Ｖｕ、Ｖ相端子電圧Ｖｖ、Ｗ相端子電圧Ｖｗを示している。図１７に示すように、矩形波制御モードでは図１６の変換表に示したモードが１から６まで順番に変化する。なお、矩形波制御モードでは後述する３相短絡期間は存在しない。

図１８は、図１２に例示した線間電圧パルス波形を図１６の変換表に従って相電圧パルスに変換する様子を示している。図１８において、上段はＵ相端子電圧Ｖｕ、Ｖ相端子電圧Ｖｖ、Ｗ相端子電圧Ｖｗを示しており、その下に線間電圧の代表例としてＵＶ線間電圧パルスを示している。

図１８の上部には、モード（直流側と３相交流側の間でエネルギー授受のあるアクティブな期間）の番号、および３相短絡となっている期間を示している。３相短絡の期間では３相の上アームをすべてオンにするか３相の下アームをすべてオンにするかのいずれかであるが、スイッチング損失や導通損失の状況に応じて、どちらかのスイッチモードを選択すればよい。

たとえば、ＵＶ線間電圧Ｖｕｖが１のときは、Ｕ相端子電圧Ｖｕが１、Ｖ相端子電圧Ｖｖが０である（モード１，６）。ＵＶ線間電圧Ｖｕｖが０のときは、Ｕ相端子電圧ＶｕとＶ相端子電圧Ｖｖが同じ値、すなわちＶｕが１かつＶｖが１（モード２、３相短絡）、またはＶｕが０かつＶｖが０（モード５、３相短絡）のいずれかである。ＵＶ線間電圧Ｖｕｖが−１のときは、Ｕ相端子電圧Ｖｕが０、Ｖ相端子電圧Ｖｖが１である（モード３，４）。このような関係に基づいて、相電圧すなわち相端子電圧の各パルス（ゲート電圧パルス）が生成される。

図１８において、線間電圧パルスと各相の相端子電圧パルスのパターンは、位相θuvlに対して、π／３を最小単位として準周期的に繰り返されるパターンとなっている。つまり、０≦θuvl≦π／３の期間のＵ相端子電圧の１と０を反転させたパターンは、π／３≦θuvl≦２π／３のＷ相端子電圧のパターンと同じである。また、０≦θuvl≦π／３の期間のＶ相端子電圧の１と０を反転させたパターンは、π／３≦θuvl≦２π／３のＵ相端子電圧のパターンと同じであり、０≦θuvl≦π／３の期間のＷ相端子電圧の１と０を反転させたパターンは、π／３≦θuvl≦２π／３のＶ相端子電圧のパターンと同じである。回転電機の回転速度と出力が一定である定常状態においては、こうした特徴が特に顕著に表れる。

ここで、上記のモード１〜６を、異なる相で上アーム用のＩＧＢＴ３２８と下アーム用のＩＧＢＴ３３０をそれぞれオンさせて直流電源である直流電源１３６から回転電機１９２に電流を供給する第１の期間として定義する。また、３相短絡期間を、全相で上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０のいずれか一方をオンさせて回転電機１９２に蓄積されたエネルギーでトルクを維持する第２の期間と定義する。図１８に示す例では、これら第１の期間と第２の期間を電気角に応じて交互に形成していることが分かる。

さらに図１８では、たとえば０≦θuvl≦π／３の期間において、第１の期間としてのモード６および５を、第２の期間としての３相短絡期間を間に挟んで交互に繰り返している。ここで図１６から分かるように、モード６では、Ｖ相において下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンする一方で、他のＵ相、Ｗ相では、Ｖ相と異なる側、すなわち上アーム用のＩＧＢＴ３２８をオンしている。他方、モード５では、Ｗ相において上アーム用のＩＧＢＴ３２８をオンする一方で、他のＵ相、Ｖ相では、Ｗ相と異なる側、すなわち下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンしている。すなわち、第１の期間では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちいずれか１相（モード６ではＶ相、モード５ではＷ相）を選択し、この選択した１相について、上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンさせると共に、他の２相（モード６ではＵ相およびＷ相、モード５ではＵ相およびＶ相）について、選択した１相とは異なる側のアーム用のＩＧＢＴ３２８，３３０をオンさせる。また、第１の期間ごとに選択する１相（Ｖ相、Ｗ相）を交替している。

０≦θuvl≦π／３以外の期間でも上記と同様に、第１の期間としてのモード１〜６のいずれかを、第２の期間としての３相短絡期間を間に挟んで交互に繰り返す。すなわち、π／３≦θuvl≦２π／３の期間ではモード１および６を、２π／３≦θuvl≦πの期間ではモード２および１を、π≦θuvl≦４π／３の期間ではモード３および２を、４π／３≦θuvl≦５πの期間ではモード４および３を、５π／３≦θuvl≦２πの期間ではモード５および４を、それぞれ交互に繰り返す。これにより、上記と同様に、第１の期間では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうちいずれか１相を選択し、選択した１相について、上アーム用のＩＧＢＴ３２８または下アーム用のＩＧＢＴ３３０をオンさせると共に、他の２相について、選択した１相とは異なる側のアーム用のＩＧＢＴ３２８，３３０をオンさせる。また、第１の期間ごとに選択する１相を交替する。

ところで、上記の第１の期間すなわちモード１〜６の期間を形成する電気角位置と、この期間の長さとは、回転電機１９２に対するトルクや回転速度などの要求指令に応じて変化させることができる。すなわち前述のように、回転電機の回転速度やトルクの変化に伴って削除する高調波の次数を変化させるために、第１の期間を形成する特定の電気角位置を変化させる。あるいは、回転電機の回転速度やトルクの変化に応じて、第１の期間の長さすなわちパルス幅を変化させ、変調度を変化させる。これにより、回転電機を流れる交流電流の波形、より具体的には交流電流の高調波成分を所望の値に変化させ、この変化により、直流電源１３６から回転電機１９２に供給する電力を制御することができる。なお、特定の電気角位置と第１の期間の長さは、いずれか一方のみを変化させてもよいし、両方を同時に変化させてもよい。

ここで、パルスの形状と電圧には以下の関係がある。図示したパルスの幅は電圧の実効値を変化させる効果があり、線間電圧のパルス幅が広いときには電圧の実効値は大きく、狭いときには電圧の実効値が小さい。また、削除する高調波の個数が少ない場合は、電圧の実効値が高いため、変調度の上限が矩形波に近づく。この効果は、回転電機１９２の誘起電圧が高い回転域で有効であり、通常のＰＷＭで制御した場合の線間電圧よりも高い電圧を回転電機に供給することができる。すなわち、直流電源１３６から回転電機１９２に電力を供給する第１の期間の長さと、この第１の期間を形成する特定の電気角位置とを変化させることで、回転電機１９２に印加する交流電圧の実効値を変化させ、回転電機１９２の回転状態に応じた出力を得ることができる。

一般に、回転電機の回転速度が増加するにつれて、内部誘起電圧が高くなり、トルク発生に必要な電流を供給するためには、それを越える電圧を電力変換器より供給する必要がある。しかしながら、電力変換器より供給する電圧には限界があるため、要求されるトルクを発生させられる回転電機の運転範囲、または最高回転数には限界がある。

本発明のＰＨＭ制御を採用することにより、通常のＰＷＭで制御した場合の線間電圧よりも高い電圧を回転電機に供給できるため、回転電機の運転範囲、または最高回転数を上げることが可能となる。

本開発のＰＨＭ制御については、前述のように矩形波モードがありＰＷＭ方式に比べ、コントローラの出力電圧を上げることができるため、ファンの運転範囲を維持しつつ、回転電機側の誘起電圧を上げた(巻線回数を増やした)設計が可能となる。回転電機誘起電圧を増大した分、同一トルクを発生するために必要なコントローラの出力電流が低減でき、更なるスイッチング損失の低減も行うことが可能となる。

また、図１８に示す駆動信号のパルス形状は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相について、任意のθuvlすなわち電気角を中心に左右非対称となっている。さらに、パルスのオン期間またはオフ期間のうち少なくとも一方がθuvl（電気角）でπ／３以上にわたって連続する期間を含んでいる。たとえばＵ相では、θuvl＝π／２付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオン期間と、θuvl＝３π／２付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオフ期間とを有している。同様に、Ｖ相では、θuvl＝π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオフ期間と、θuvl＝７π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオン期間とを有しており、Ｗ相では、θuvl＝５π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオフ期間と、θuvl＝１１π／６付近を中心に前後それぞれπ／６以上のオン期間とを有している。
上述したようにＵ相,Ｖ相,Ｗ相各相の電気角2π当りのパルス数は、線間電圧のパルス数に応じて順次決定されるが、電気角2π間の各パルス間隔は不均一である。このようなパルス形状の特徴を有している。

通常のＰＷＭ方式にて、ファンなどを運転した場合、搬送波周期でのスイッチングにより、高周波の回転電機電磁音が発生しスイッチング回数の低減を行うと一定周期騒音が問題となる。しかしながら、本発明の方式においては、前述のようにスイッチング回数の低減方法により、不規則なパターンでのスイッチングとなるため、高周波電磁音周期分散化により耳障りな騒音を抑制することができる。

以上説明したように、本実施形態の電力変換装置によれば、ＰＨＭ制御モードが選択されているときに、直流電源からモータに電力を供給する第１の期間と、３相フルブリッジの全相上アームをオン或いは全相下アームをオンさせる第２の期間を、電気角に応じた特定のタイミングで交互に発生させる。これにより、ＰＷＭ制御モードが選択されている場合に比べて、スイッチングの頻度が1/7から1/10以下で済む。したがって、スイッチング損失を低減することができる。

次に、変調度を変化させたときの線間電圧パルス波形における高調波成分の削除の様子について説明する。図１９は、変調度を変化させたときの線間電圧パルスにおける基本波と削除対象の高調波成分の振幅の大きさを示した図である。

図１９（ａ）では、３次および５次の高調波を削除対象とした線間電圧パルスにおける基本波と各高調波の振幅の例を示している。これは、後述する図２０に記載の線間電圧パルスの例である。この図によると、変調度が１．２以上の範囲では５次高調波が削除しきれずに現れることが分かる。図１９（ｂ）では、３次、５次および７次の高調波を削除対象とした線間電圧パルスにおける基本波と各高調波の振幅の例を示している。これは、図１４で示した線間電圧パルスの例である。この図によると、変調度が１．１７以上の範囲では５次および７次の高調波が削除しきれずに現れることが分かる。

図１９（ａ）に対応する線間電圧パルス波形と相電圧パルス波形の例を図２０、２１にそれぞれ示す。ここでは、要素数が２である行ベクトルを設定し、各要素（k1/3、k2/5）におけるk1、k2の値としてk1=1、k2=3をそれぞれ選択して、変調度を０から１．２７まで変化させたときの線間電圧パルス波形と相電圧波形の例を示している。また、図１９（ｂ）は、図１４、１５にそれぞれ示した線間電圧パルス波形と相電圧パルス波形に対応している。

上記の説明から、変調度がある一定の値を超えると、削除対象とした高調波が削除しきれずに現れ始めることが分かる。また、削除対象とする高調波の種類（数）が多いほど、低い変調度で高調波を削除しきれなくなることが分かる。

次に、図６に示したＰＷＭ制御用のパルス変調器４４０におけるＰＷＭパルス信号の生成方法について、図２２を参照して説明する。図２２のａは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相における電圧指令信号と、ＰＷＭパルスの生成に用いる三角波キャリアとの波形を示している。各相の電圧指令信号は、位相を互いに2π/3ずつずらした正弦波の指令信号であり、変調度に応じて振幅が変化する。この電圧指令信号と三角波キャリア信号とをＵ、Ｖ、Ｗの各相についてそれぞれ比較し、両者の交点をパルスのオンオフのタイミングとすることで、図２２のｂ、ｃ、ｄにそれぞれ示すようなＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対する電圧パルス波形が生成される。なお、これらのパルス波形におけるパルス数は、いずれも三角波キャリアにおける三角波パルス数に等しい。

図２２のｅは、ＵＶ線間電圧の波形を示している。このパルス数は、三角波キャリアにおける三角波パルス数の２倍、すなわち各相に対する上記の電圧パルス波形におけるパルス数の２倍に等しい。なお、他の線間電圧、すなわちＶＷ線間電圧およびＷＵ線間電圧についても同様である。

図２３は、ＰＷＭパルス信号によって形成される線間電圧の波形を変調度毎に描いた一例を示している。ここでは、変調度を０から１．２７まで変化させたときの線間電圧パルス波形の例を示している。図２３では、変調度が１．１７以上になると、互いに隣接する２つのパルス間の隙間がなくなり、合わせて１つのパルスとなっている。こうしたパルス信号は過変調ＰＷＭパルスと呼ばれる。最終的には変調度１．２７において、矩形波の線間電圧パルス波形となる。

図２３に示した線間電圧パルス波形を対応する相電圧パルス波形で表した例を図２４に示す。図２４でも図２３と同様に、変調度が１．１７以上になると隣接する２つのパルス間の隙間がなくなっていくことが分かる。なお、図２４の相電圧パルス波形と図２３の線間電圧パルス波形との間には、π/6の位相差がある。

ここで、ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形とＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形とを比較する。図２５（ａ）は、ＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。これは、図１２において変調度０．４の線間電圧パルス波形に相当する。一方、図２５（ｂ）は、ＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。これは、図２３において変調度０．４の線間電圧パルス波形に相当する。

図２５（ａ）と図２５（ｂ）とをパルス数について比較すると、図２５（ａ）に示すＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の方が、図２５（ｂ）に示すＰＷＭパルス信号による線間電圧パルス波形よりも大幅にパルス数が少ないことが分かる。したがって、ＰＨＭパルス信号を用いると、生成される線間電圧パルス数が少ないために制御応答性はＰＷＭ信号の場合よりも低下するが、ＰＷＭ信号を用いた場合よりもスイッチング回数を大幅に減らすことができる。その結果、スイッチング損失も大幅に低減することができる。

次に、ＰＷＭ制御とＰＨＭ制御とにおけるパルス形状の違いについて、図２６を参照して説明する。図２６（ａ）は、ＰＷＭパルス信号の生成に用いられる三角波キャリアと、このＰＷＭパルス信号によって生成されるＵ相電圧、Ｖ相電圧およびＵＶ線間電圧とを示している。図２６（ｂ）は、ＰＨＭパルス信号によって生成されるＵ相電圧、Ｖ相電圧およびＵＶ線間電圧を示している。これらの図を比較すると、ＰＷＭパルス信号を用いた場合はＵＶ線間電圧の各パルスのパルス幅が一定ではないのに対して、ＰＨＭパルス信号を用いた場合はＵＶ線間電圧の各パルスのパルス幅が一定であることが分かる。なお、前述のようにパルス幅が一定とはならない場合もあるが、これは正の振幅をもつパルスと負の振幅をもつパルスとが重なることによるものであり、パルスの重なりを分解すれば全てのパルスで同じパルス幅となる。また、ＰＷＭパルス信号を用いた場合は三角波キャリアが回転電機回転速度の変動に関わらず一定であるため、ＵＶ線間電圧の各パルスの間隔も回転電機回転速度によらず一定であるのに対して、ＰＨＭパルス信号を用いた場合はＵＶ線間電圧の各パルスの間隔が回転電機回転速度に応じて変化することが分かる。

図２７は、回転電機回転速度とＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形との関係を示している。図２７（ａ）は、所定の回転電機回転速度におけるＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。これは、図１２において変調度０．４の線間電圧パルス波形に相当するものであり、電気角（ＵＶ線間電圧の基準位相θuvl）2π当たり１６パルスを有する。

図２７（ｂ）は、図２７（ａ）の回転電機回転速度を２倍としたときのＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。なお、図２７（ｂ）の横軸の長さは、時間軸に対して図２７（ａ）と等価となるようにしている。図２７（ａ）と図２７（ｂ）とを比較すると、電気角2π当たりのパルス数は１６パルスで変わらないが、同一時間内のパルス数が図２７（ｂ）では２倍となっていることが分かる。

図２７（ｃ）は、図２７（ａ）の回転電機回転速度を１／２倍としたときのＰＨＭパルス信号による線間電圧パルス波形の一例を示している。なお、図２７（ｃ）の横軸の長さも、図２７（ｂ）と同様に時間軸に対して図２７（ａ）と等価となるようにしている。図２８（ａ）と図２７（ｃ）とを比較すると、図２７（ｃ）では電気角π当たりのパルス数が８パルスであるため、電気角2π当たりのパルス数では１６パルスで変わらないが、同一時間内のパルス数が図２７（ｃ）では１／２倍となっていることが分かる。

以上説明したように、ＰＨＭパルス信号を用いた場合は、回転電機回転速度に比例して線間電圧パルスの単位時間当たりのパルス数が変化する。すなわち、電気角2π当たりのパルス数を考えると、これは回転電機回転速度によらず一定である。一方、ＰＷＭパルス信号を用いた場合は、図２６で説明したように、回転電機回転速度によらず線間電圧パルスのパルス数は一定である。すなわち、電気角2π当たりのパルス数を考えると、これは回転電機回転速度が上昇するほど低減する。

図２８では、８極回転電機（極対数４）を用いて、ＰＨＭ制御において削除対象とする高調波成分を３，５，７次の３つとし、正弦波ＰＷＭ制御で用いる三角波キャリアの周波数を１０ｋＨｚとした場合の例を示している。図２８（ａ）は、ＰＨＭ制御とＰＷＭ制御においてそれぞれ生成される電気角2π当たり（すなわち線間電圧一周期当たり）の線間電圧パルス数と、回転電機回転速度との関係を示している。このように電気角2π当たりの線間電圧パルス数は、ＰＷＭ制御の場合は回転電機回転速度が上昇するほど減少していくのに対して、ＰＨＭ制御の場合は回転電機回転速度によらず一定であることが分かる。
なお、ＰＷＭ制御における線間電圧パルス数は、式（１０）で求めることができる。
（線間電圧パルス数）
＝（三角波キャリアの周波数）／｛（極対数）×（回転電機回転速度）／６０｝×２
・・・（１２）
図２８（ｂ）は、ＰＨＭ制御とＰＷＭ制御においてそれぞれ生成される電気角2π当たり（すなわち相電圧一周期当たり）の相電圧パルス数と、回転電機回転速度との関係を示している。

図２８では、ＰＨＭ制御において削除対象とする高調波成分を３つとした場合の線間電圧一周期当たりの（ａ）線間電圧パルス数が１６、（ｂ）相電圧パルス数が１１であることを示したが、前記線間電圧パルス数は削除対象とする高調波成分の数に応じて前述のように変化する。すなわち、削除対象の高調波成分が２つである場合は８、削除対象の高調波成分が４つである場合は３２、削除対象の高調波成分が５つである場合は６４のように、削除対象とする高調波成分の数が１つ増すにつれて、線間電圧一周期当たりのパルス数が２倍になる。

以上説明した本実施の形態に係る制御回路１７２によって行われるモータ制御のフローチャートを図２９に示す。ステップ９０１において、制御回路１７２は回転電機の回転速度情報を取得する。この回転速度情報は、回転磁極センサ１９３から出力される磁極位置信号θに基づいて求められる。

ステップ９０２において、制御回路１７２は、ステップ９０１で取得した回転速度情報に基づいて、モータ回転速度が所定の切替回転速度以上であるか否かを判定する。モータ回転速度が切替回転速度以上であればステップ９０４へ進み、切替回転速度未満であればステップ９０３へ進む。

ステップ９０４において、制御回路１７２は、ＰＨＭ制御において削除対象とする高調波の次数を決定する。ここでは前述のように、３次、５次、７次などの高調波を削除対象として決定することができる。なお、回転電機回転速度に応じて削除対象とする高調波の数を変化させてもよい。たとえば、回転電機回転速度が比較的低い場合は３次、５次および７次の高調波を削除対象とし、回転電機回転速度が比較的高い場合は３次および５次の高調波を削除対象とする。このように、回転電機回転速度が高くなるほど削除対象とする高調波の数を少なくすることで、高調波によるトルク脈動の影響を受けにくい高速回転域ではＰＨＭパルス信号のパルス数を減らして、スイッチング損失をより一層効果的に減少させることができる。

ステップ９０５において、制御回路１７２は、ステップ９０４で決定した次数の高調波を削除対象とするＰＨＭ制御を行う。このとき、削除対象の高調波の次数に応じたＰＨＭパルス信号が前述のような生成方法に従ってパルス変調器４３０により生成されると共に、そのＰＨＭパルス信号が切換器４５０によって選択され、制御回路１７２からドライバ回路１７４へ出力される。ステップ９０５を実行したら、制御回路１７２はステップ９０１へ戻り、上記のような処理を繰り返す。

ステップ９０６において、制御回路１７２は矩形波制御を行う。矩形波制御は、前述のようにＰＨＭ制御の一形態、すなわちＰＨＭ制御において変調度を最大としたもの、または削除対象の高調波次数無しと考えることができる。矩形波制御では高調波を削除することはできないが、スイッチング回数を最小とすることができる。なお、矩形波制御に用いられるパルス信号は、ＰＨＭ制御の場合と同様にパルス変調器４３０によって生成することができる。このパルス信号が切換器４５０によって選択され、制御回路１７２からドライバ回路１７４へ出力される。ステップ９０６を実行したら、制御回路１７２はステップ９０１へ戻り、上記のような処理を繰り返す。

ステップ９０３において、制御回路１７２はＰＷＭ制御を行う。このとき、所定の三角波キャリアと電圧指令信号との比較結果に基づいて、前述のような生成方法によりＰＷＭパルス信号がパルス変調器４４０において生成されると共に、そのＰＷＭパルス信号が切換器４５０によって選択され、制御回路１７２からドライバ回路１７４へ出力される。ステップ９０３を実行したら、制御回路１７２はステップ９０１へ戻り、上記のような処理を繰り返す。

以上説明した本実施例の形態とＰＨＭ制御モードによれば、上述した作用効果を奏し、さらにＰＷＭ制御モードと比較しスイッチング素子のスイッチング回数を低減したＰＨＭ制御モードを用いることで次に記載の作用効果も奏する。

ＰＷＭ制御モードとＰＨＭ制御モードを比較するために、各制御モードの条件を以下ののものとする。

まずＰＷＭ制御モードの条件を図３０に示す。図３０のａは図２２のｂ「ＰＷＭ制御 Ｕ相電圧パルス波形」を抜き出したものである。ここで図３０のｂのようにＰＷＭ相電圧の各パルス幅をDuty＝50％と仮定して、図３０のｃのように各パルス形状を立上り,立下り時間を持つ台形波で近似すれば、
ＰＷＭキャリア周波数：Ｆｃ＝１０ｋ（Ｈｚ）
立上がり立下り時間：τ＝０.２（μＳ）
パルス周期：Ｔ＝1/Ｆｃ（Ｓ）
Duty５０％からα/Ｔ＝０.５より α＝０.５Ｔ（Ｓ）・・・・・・・・・・（１３）
となる。

次にＰＨＭ制御モードの条件を図３１に示す。図３１のａは図１８「ＰＨＭ制御 Ｕ相電圧パルス波形（3,5,7次高調波削除）」を抜き出したものである。ここで図３１のｂのようにＰＨＭ相電圧の各パルス幅を電気角２πあたりDuty５０％と仮定して、図３１のｃのように各パルス形状を立上り,立下り時間を持つ台形波で近似すれば、
立上がり立下り時間：τ＝０.２（μＳ）
回転電機極対数：Ｐ＝４
回転電機回転数：Ｎ＝２０００（ｒ／ｍｉｎ）
ＰＨＭ相電圧パルス数：１１（ｐｌｕｓ/２π）
パルス周期：Ｔ＝1/（Ｐ×(Ｎ/６０)×ｎ） （ｓ）
Duty５０％からα/Ｔ＝０.５より α＝０.５Ｔ（Ｓ）・・・・・・・・・・（１４）
となる。

図３２は式（１３）（１４）からＰＷＭ制御の場合とＰＨＭ制御の場合で各パルス幅α（ｓ）をグラフで示したものである。ＰＷＭ制御の場合は、キャリア周波数Ｆｃの値によってαの値は決まっておりキャリア周波数Ｆｃが変わらない限り一定である。

一方、ＰＨＭ制御の場合は、ＰＷＭよりも少ないパルス数で且つ図２８より電気角2π当りのパルス数は回転電機の回転数によらず一定であるため、図２７（ｃ）に示す如く低回転域に行くほど単位時間当たりのパルス数が減りαの値が大きくなる。

図３３は図３０,３１,３２の前述の立上がり立下り時間τ（ｓ）とα（ｓ）から
（ａ）ＰＷＭ制御
（ｂ）ＰＨＭ制御（２０００ｒ／ｍｉｎ）
におけるＵ相電圧の電圧スペクトルを表したものである。

図３３はＵ相電圧の電圧スペクトルを表示してあるが、Ｖ相,Ｗ相に関しても同一と考えても差し支えない。（ｂ）の点線は（ａ）のＰＷＭ電圧スペクトルを比較のために記載している。このようにＰＨＭ制御では回転電機１９２のトルクリップルを抑えつつスイッチング素子のスイッチング回数を低減できるため、図３３のように相電圧の電圧スペクトルを下げることが出来る。

尚、図３３はＰＨＭ制御２０００（ｒ／ｍｉｎ）に関して記載しているが、図３２のグラフに表すようにα（ｓ）の値がＰＷＭ制御より大きい範囲では同様に、ＰＨＭ制御の電圧スペクトルが下がる傾向にある。

ここで、図２（ａ）において、回転電機１９２の中性点とＧＮＤ間の浮遊容量１９２ｎｃ（以下ストレーキャパシター）に流れる、中性点とＧＮＤ間を流れる漏えい電流１９２ｉは、中性点１９２ｎとＧＮＤとの電位差によって生じる。コモンモード電流１９２ｉはＧＮＤを経由して、回転電機１９２とＧＮＤ間のストレーキャパシタ１９２ｇｃ、制御部１７０とＧＮＤ間のストレーキャパシタ１７０ｇｃ、電力変換装置２００とＧＮＤ間のストレーキャパシタ２００ｇｃに流れ込み、図２（ｂ）に示すようなコモンモードノイズ源とみなすことが出来る。

図３３の結果と式（１）からＵ,Ｖ,Ｗ各相電圧の電圧スペクトルが下がると、同時に中性点電圧Ｖｎの電圧スペクトルも全体的に下げることが出来る。
つまりＰＨＭ制御ではスイッチング素子のスイッチング回数がＰＷＭ制御に比べ低減しているために、中性点電圧スペクトルを低減できるだけでなく、さらに中性点電圧変動回数そのものも低減できるため図２（ｂ）のコモンモードノイズを低減することが出来る。これにより、モータベアリングでコモンモード電流により、発生する放電によるベアリングの電食に対しても大きな抑制効果が期待できる。

以上説明した各実施の形態は、次のように変形することもできる。
上記各実施の形態では、回転電機回転速度が所定の切替回転速度以上であれば矩形波制御を含むＰＨＭ制御を行い、切替回転速度未満であればＰＷＭ制御を行うことで、電力変換装置２００において制御モードの切替を行うこととした。しかし、こうした制御モードの切替は各実施形態において説明した形態に限らず、任意の回転電機回転速度で適用することができる。たとえば、回転電機回転速度が0〜10,000 r/minである場合に、0〜1,500 r/minの範囲ではＰＷＭ制御、1,500〜4,000 r/minの範囲ではＰＨＭ制御、4,000〜6,000 r/minの範囲ではＰＷＭ制御、6,000〜10,000 r/minの範囲ではＰＨＭ制御をそれぞれ行うことができる。このようにすれば、回転電機回転速度に応じて最適な制御モードを用いて、より一層きめ細かい回転電機制御を実現することができる。

以上の説明はあくまで一例であり、本発明は上記の各実施形態の構成に何ら限定されるものではない。

１１０ 電源
１１２ 整流回路
１１４ ファン
１１６ 回転軸
１３６ 直流電源
１３８ 直流コネクタ
１４４ パワースイッチング回路
１５０ 上下アームの直列回路
１５３ コレクタ電極
１５４ ゲート電極
１５５ エミッタ電極
１５６ ダイオード
１５７ 正極端子（Ｐ端子）
１５８ 負極端子（Ｎ端子）
１５９ 交流端子
１６３ コレクタ電極
１６４ ゲート電極
１６５ エミッタ電極
１６６ ダイオ−ド
１６９ 接続点
１７０ 制御部
１７０ｇｃ 制御部とGND間の浮遊容量（ストレーキャパシター）
１７２ 制御回路
１７４ ドライバ回路
１７６ 信号線
１８６ 交流電力線
１８０ 電流センサ
１８８ 交流コネクタ
１９２ 回転電機
１９２ｇｃ １９２とGND間の浮遊容量（ストレーキャパシター）
１９２ｉ 中性点とGND間を流れる漏えい電流（コモンモード電流）
１９２ｎ 中性点
１９２ｎｃ 中性点とGND間の浮遊容量（ストレーキャパシター）
１９３ 回転磁極センサ
２００ 電力変換装置
２００ｇｃ 電力変換装置とGND間の浮遊容量（ストレーキャパシター）
３１４ 直流正極端子
３１６ 直流負極端子
３２８ ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
３３０ ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
４１０ 速度制御器（ＡＳＲ）
４２０ 電流制御器（ＡＣＲ）
４２１ 電流制御器（ＡＣＲ）
４２２ 電流制御器（ＡＣＲ）
４３０ ＰＨＭ制御用のパルス変調器
４３１ 電圧位相差演算器
４３２ 変調度演算器
４３４ パルス発生器
４３５ 位相検索器
４３６ タイマカウンタ又は位相カウンタ比較器
４４０ ＰＷＭ制御用のパルス変調器
４５０ 切換器
５００ 平滑用コンデンサ
５０４ 負極側コンデンサ電極
５０６ 正極側コンデンサ電極

Claims (8)

1. 直流電力を交流電力に変換し、負荷へ出力する電力変換装置であって、
   交流電力の出力を調整するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子の動作を制御する制御部と、を有し、
   一定の周波数で変化する搬送波を用い、パルス幅を変調させて制御信号を出力する第一の制御方式と、
   出力しようとする交流電力の位相に基づいて制御信号を出力する第二の制御方式とから、
   前記負荷の運転状態によって、前記制御部で前記第一の制御方式または前記第二の制御方式のいずれかを用いて制御信号を出力し、該制御信号で前記スイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   出力しようとする交流電力の周波数において閾値となる周波数が設定され、
   出力しようとする交流電力の周波数が前記閾値より低い場合は、前記第一の制御方式を用い、
   出力しようとする交流電力の周波数が前記閾値以上の場合は、前記第二の制御方式を用いて制御信号を出力し、該制御信号で前記スイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記負荷は回転電機であり、
   前記回転電機の回転速度において閾値となる回転速度が設定され、
   運転しようとする前記回転電機の回転速度が前記閾値より低い場合は、前記第一の制御方式を用い、
   運転しようとする前記回転電機の回転速度が前記閾値以上の場合は、前記第二の制御方式を用いて制御信号を出力し、該制御信号で前記スイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記第二の制御方式は、前記第一の制御方式より、前記スイッチング素子のスイッチング動作回数が少ない制御方式であることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記スイッチング素子は上アームとして作用するスイッチング素子と、下アームとして作用するスイッチング素子とを有し、
   前記第二の制御方式は、異なる相で前記上アーム用のスイッチング素子と前記下アーム用のスイッチング素子をそれぞれオンさせて前記負荷に交流電流を供給する第１の期間と、全相で前記上アーム用のスイッチング素子または前記下アーム用のスイッチング素子のいずれか一方をオンさせて前記負荷に蓄積されたエネルギーでトルクを維持する第２の期間とを、電気角に応じて形成する制御方式であることを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項５に記載の電力変換装置であって、
   前記第二の制御方式は、前記負荷の電気角2πごとに各相の前記スイッチング素子をそれぞれ１回ずつオンおよびオフさせる矩形波制御モードをさらに含むことを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項６に記載の電力変換装置であって、
   前記第二の制御方式では、前記第１の期間を形成する電気角位置と、前記第１の期間の長さとの少なくとも一方を変化させて、前記負荷に出力する交流電流の高調波成分を所望の値に変化させて、前記高調波成分の変化により前記矩形波制御モードへ移行することを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項６に記載の電力変換装置であって、
   前記第二の制御方式では、
   前記第１の期間の長さを変調度に応じて変化させることにより、前記負荷に出力する交流電流の高調波成分を所望の値に変化させ、
   前記変調度が最大であるとき、前記負荷の電気角2πごとに各相の前記スイッチング素子をそれぞれ１回ずつオンおよびオフさせる矩形波制御を行うことを特徴とする電力変換装置。

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