JP2011238353A - ２線式逆位相制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】小型でコスト削減が可能な、騒音を無くすことができ、ＬＥＤ電球（ダウンライトを含む）、白熱電球（ハロゲン・クリプトン電球を含む）のいずれにも使用できる２線式逆位相制御装置を提供する。
【解決手段】商用電源と照明器具（負荷）との結線を２線で行い、主電流回路に接続される直列逆接続された主電流スイッチング部、主電流を制御する制御部とから構成される。制御部は、主電流スイッチング部のスイッチング素子のゲートに通電し電荷を充電する正・負側ゲート電荷充電部、スイッチング素子のゲート電荷を所定のタイミングで放電するゲートオフ制御部、放電するタイミングを決定する調光可変パルス出力部、調光可変パルス出力部のトリガ入力信号を生成する全波整流分圧部、調光可変パルス出力部の駆動電源を生成する直流電源生成部とを備える。スイッチング素子を半サイクルごとそれぞれオンする動作に繰り返すことにより、調光が行われる。
【選択図】図１

Description

本発明は、２線式逆位相制御装置に関するものであり、特に照明器具の調光を行うための２線式逆位相制御装置に関する。

白熱電球の調光には、ゲート駆動回路が比較的容易であるトライアック方式の順位相制御調光装置が広く利用されている。
一方、今日、環境問題から、発光効率の良くない白熱電球の使用を改正省エネ法により２０１２年までに全廃又は削減する傾向にあり、ＬＥＤ（発光ダイオード）照明、蛍光灯照明への変更が推奨されている。なお、ハロゲン・クリプトン電球の白熱電球については継続して製造される。
そこで、現在、各メーカーは、調光器対応型のＬＥＤ電球（ダウンライトを含む、以下同じ。）を提供している。提供されている調光器対応型のＬＥＤ電球は、従来のトライアック方式の順位相制御調光装置で調光可能としている。

トライアックは、特性上、Ｔ２−Ｔ１間を導通してオン状態を維持するには、それぞれのトライアックの規格に合った保持電流を流し続けなければならないという欠点があった。白熱電球のみが使用されたときは、順抵抗の負荷であるため、最小負荷を限定することで問題は起きなかったが、ＬＥＤ照明の場合、ＬＥＤは半導体素子であるため、ＬＥＤに規定の順方向電圧を加えた時に、初めて電流が流れ始める特性があるため、白熱電球と異なり、常時保持電流を流し続けることはできない。そのため、現在提供されている調光器対応型のＬＥＤ電球には、ＬＥＤ電球に流れる電流のほかに常時保持電流を流し続ける保持電流維持回路が組み込まれている。
しかし、調光器対応型のＬＥＤ電球は、点灯開始時点で強制的に４０ｍＡ程度を流す回路構成となっており、例えば、６Ｗの調光器対応型のＬＥＤ電球は、点灯開始時点で強制的に４０ｍＡ程度の電流を流す構成となっている。ＡＣ１００Ｖで４０ｍＡ流れれば４Ｗ電力消費となるが、力率が低いため、１Ｗ程度の無駄な電力を常時消費されるという問題があった。

また、調光器から発生する電源ライン重畳ノイズを低減するために、直列チョークコイルおよび比較的サイズの大きいコンデンサが不可欠であるが、このチョークコイルの発熱や商用電源の周波数に同期した音響ノイズ（雑音端子電圧）の大きさが、かねてより問題となっていた。

そこで、現在上記問題を解決する位相制御器若しくは位相制御装置が提供されている（例えば、特許文献１及び特許文献２）。

特開２０００−２８６０７５ 特開平６−２２２８４６

特許文献１の位相制御装置は、トライアック用の位相制御信号の時間幅を一旦ロジックＩＣや、ワンチップマイコンに記憶し、次の電圧０点から予め記憶したＭＯＳＦＥＴ用逆位相制御信号の時間幅のパルスを発生させるというものである。主電流のカットオフ信号を緩やかな波形を得て位相制御を行うものである。これにより、ノイズを有効に低減できる位相制御器を提供するものである。
しかし、上記位相制御器ではトライアック用の位相制御回路とＭＯＳＦＥＴ用逆位相制御回路の併用が不可欠となり、回路構成が複雑で、コスト高となるという欠点があった。

特許文献２の低ノイズ形の位相制御器は、主電流回路に設けられたＭＯＳＦＥＴを逆直列に接続したスイッチング回路と、スイッチング回路のゲート制御を行う制御部と、電流トランスを使って形成される電源部とからなるものである。
上記位相制御器は、電流トランスを使って電源部を形成することにより、位相制御装置と交流電源と負荷との結線を２線で行えるようにしている。また、上記制御部はトランジスタを備え、交流電源に同期させた周期でトランジスタをオン、オフさせてＭＯＳＦＥＴ駆動用のゲート電圧を制御することにより交流電源から負荷へ供給する電力を制御する逆位相制御によって、ラジオノイズを抑制するものである。
しかし、電流トランスを調光ユニットのケースに格納する場合、配線器具の規格サイズのケース内に大きな部品を使用することになり、調光ユニットのケースを小型化し難いという欠点があった。

本発明は、上述の欠点を解決するものであり、２線式逆位相制御で、小型でコスト削減が可能な、騒音を無くすことができ、ＬＥＤ電球、白熱電球（ハロゲン・クリプトン電球を含む、以下同じ。）のいずれにも使用できる２線式逆位相制御装置を提案することを目的とするものである。

本発明の２線式逆位相制御装置は、商用交流電源２線式配線で調光可能な照明器具を点灯させる調光器であって、主電流回路に接続される直列逆接続されたスイッチング素子を備える主電流スイッチング部と、主電流スイッチング部のスイッチング素子のゲートに通電し電荷を充電する正・負側ゲート電荷充電部と、スイッチング素子のゲート電荷を所定のタイミングで放電するゲートオフ制御部と、放電するタイミングを決定する調光可変パルス出力部と、調光可変パルス出力部のトリガ入力信号を生成する全波整流分圧部と、調光可変パルス出力部の駆動電源を生成する直流電源生成部とを備えるようにしたものである。
また、前記調光可変パルス出力部制御部が、トリプル・デジタル・インバータ・ロジックＩＣを備える調光可変パルス遅延回路又は調光可変パルス遅延回路を構成するワンチップマイコンであるとしたものである。

また、本発明は、商用交流電源２線式配線で調光可能な発光ダイオード照明器具を点灯させる調光器に用いる２線式逆位相制御装置であって、本発明の２線式逆位相制御装置と、２線式逆位相制御装置に設けられる調光用可変抵抗器が調光最大値を超えた際にオンし主電流回路を閉路する機械式スイッチとを備えるようにしたものである。
また、前記機械式スイッチがマイクロスイッチであるとしたものである。

また、本発明の２線式逆位相制御装置のスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴであるとしたものである。

本発明の２線式逆位相制御装置では、主電流回路の途中に位相制御装置を設ける。これにより、２線式逆位相制御装置と交流電源と負荷との結線を２線で行えるため、既存住宅での配線を変更する必要はなく、取付時の費用を軽減することができる。

ＭＯＳＦＥＴもしくはＩＧＢＴを採用している２線式逆位相制御装置方式では、保持電流確保の必要が無く、ＬＥＤ電球には、保持電流維持回路を不要とできるため、電力の無駄を解消することができることから、ＬＥＤ電球本来の省エネ効果が充分に発揮できる。
また、商用電源の０Ｖ点から投入するため突入電流のｄｉ／ｄｔが低減可能となるために過電流保護が実施しやすい。

また、ＭＯＳＦＥＴ等ではオフ時に急峻になるｄｉ／ｄｔの緩和が、ゲート電圧制御で可能であるため、トライアック回路で必要であったノイズ低減およびｄｉ／ｄｔ緩和用の直列チョークコイルおよび比較的サイズの大きいコンデンサが不要となる。大きな直列チョークコイルおよび比較的サイズの大きいコンデンサを無くすることが可能となり、配線器具の規格サイズ内に納めることができ、コスト削減、小型化が可能であるとともに騒音を無くすことができる。
また、ＭＯＳＦＥＴ等を制御するゲートオフ制御部に滑らかにカットオフされた電気信号を送ることできるため、雑音端子電圧の発生を抑制することができる。

本発明の２線式逆位相制御装置では、位相制御をデジタル処理しているため、調光器を同一の商用電源分電盤ブレーカーより連接（並列）配線しても外来ノイズによる干渉を受け難い調光器を提供することができる。

本発明の２線式逆位相制御装置では、２線式逆位相制御装置に機械式スイッチを並列に接続し、機械式スイッチをオンさせることにより、主電流回路を閉路できる。このとき、ＬＥＤ照明機器の出力は最大となり、１００％点灯となる。これにより、０％乃至１００％点灯の調光を行うことができる。

本発明の２線式逆位相制御装置を用いた調光器のブロック図である。 図１の２線式逆位相制御調光器の回路図である。 ２線式逆位相制御調光器の調光最小値での各構成部の波形図である。 ２線式逆位相制御調光器の調光位相角９０度での各構成部の波形図である。 ２線式逆位相制御調光器の調光位相角１４５度（最大）での各構成部の波形図である。 負荷の両端出力電圧拡大図は、ＭＯＳＦＥＴのカットオフが緩和されている様子を表わす図である。 本発明の２線式逆位相制御装置を用いた他の調光器の回路図である。

本発明は、配線の変更又は大きな配線器具部品の使用が必要なく、低ノイズで小型のケースに収納可能なＬＥＤ電球／白熱電球兼用の２線式逆位相制御を実現するものである。

本発明の２線式逆位相制御装置を図に基づいて説明する。図１は、本発明の２線式逆位相制御装置を用いた調光器のブロック図である。
本発明の２線式逆位相制御装置１０は、図１に示すように、主電流回路１２の商用電源（交流電源）Ｅと照明器具Ｌ（負荷）との配線の途中、即ち主電流回路１２の途中に設けられるものである。具体的には、商用交流電源２線式配線で調光可能な負荷Ｌ（白熱電球、調光対応型のＬＥＤ電球）を点灯する照明点灯回路において、従来、負荷Ｌをオンオフする機械式スイッチを敷設する箇所に設けられている。
本発明の２線式逆位相制御装置１０は、商用電源Ｅと照明器具Ｌ（負荷）との結線を２線で行うものである。また、２線式逆位相制御装置１０は、主電流回路１２に接続される直列逆接続されたスイッチング素子を備える主電流スイッチング部１４と、その主電流スイッチング部１４に通電される主電流を制御する制御部１６とから構成されている。

制御部１６は、主電流スイッチング部１４のスイッチング素子のゲートに通電し電荷を充電する正・負側ゲート電荷充電部１８ａ、１８ｂと、スイッチング素子のゲート電荷を所定のタイミングで放電するゲートオフ制御部２０と、放電するタイミングを決定する調光可変パルス出力部２２と、調光可変パルス出力部２２のトリガ入力信号を生成する全波整流電圧分圧部２４と、調光可変パルス出力部２２の駆動電源を生成する直流電源生成部２６とを備えるものである。
本発明の２線式逆位相制御装置１０では、主電流スイッチング部１４のスイッチング素子のゲートに蓄えられた電荷を調光可変パルス出力部２２が決定する調光のタイミングでゲートオフ制御部２０が放電することにより、負荷Ｌ（ＬＥＤ電球および白熱電球）への通電を半サイクルの途中で止めることができる。また、同時に、負側ゲート電荷充電部１８ａ、１８ｂは、途中で通電を止められた主電流を逆位相側のスイッチング素子のゲートに通電し正・電荷を充電する。これにより、次の半サイクルが開始するときに、逆位相側のスイッチング素子をオンすることができる。この動作を半サイクルごとに繰り返すことにより、調光が行われる。

次に、図１の２線式逆位相制御調光器の回路図を図２に基づいて説明する。
なお、図２において、負荷Ｌは、ＬＥＤ電球を用いたＬＥＤ照明器具である。
主電流スイッチング回路１４（主電流スイッチング部）は、主電流回路１２に接続される直列逆接続されたフライホイールダイオードＤＱ１，ＤＱ２内蔵のスイッチング素子ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２(電界効果トランジスタ)を有する回路である。なお、ＭＯＳＦＥＴに代えて、ＩＧＢT（絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ）を用いてもよい。
主電流スイッチング回路１６は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲートに所定の電荷があらかじめ蓄えられている状態で、そのＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のドレイン側に交流波形の正サイクルに転じた時点から、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１ドレイン−ソース間がオンとなり、直列逆接続されている逆位相側のＭＯＳＦＥＴ Ｑ２の内臓ダイオードＤＱ２を通じて負荷Ｌに電流が流れ、負荷Ｌが点灯する。
なお、負荷Ｌに電流が流れている間にＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート電荷が放電されると、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のドレイン−ソース間がオフとなり負荷Ｌへの通電が停止される。
一方、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のゲートに所定の電荷が蓄えられている状態では、そのＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のドレイン側に交流波形の正サイクルに転じた時点から、ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２のドレイン−ソース間がオンとなり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の内臓ダイオードＤＱ１を通じて負荷Ｌに電流が流れ、負荷Ｌが点灯する。
なお、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のゲート電荷が放電されると、負荷Ｌへの通電が停止される。

正側ゲート電荷充電回路１８ａ（正側ゲート電荷充電部）は、主電流回路１２の主電流の一部をＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲートに通電するための抵抗Ｒ２、整流用ダイオードＤ３から構成される。負側ゲート電荷充電回路１８ｂ（負側ゲート電荷充電部）は、主電流回路１２の主電流の一部をＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のゲートに通電するための抵抗Ｒ１、整流用ダイオードＤ２から構成される。

ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の負側ゲート電荷充電回路１８ｂは、スイッチング素子のゲート電荷を放電するタイミングを決定する調光可変パルス遅延回路２２（調光可変パルス出力部）で設定された調光のタイミングでＭＯＳＦＥＴ Ｑ１に通電している主電流がオフされた時、同時に逆位相側のＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のゲートに主電流の一部を通電し、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２の規定値ゲート電圧まで電荷を充電する。同様に、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２の正側ゲート電荷充電回路１８ａは、スイッチング素子のゲート電荷を放電するタイミングを決定する調光可変パルス遅延回路２２で設定された調光のタイミングでＭＯＳＦＥＴ Ｑ２に通電している主電流がオフされた時、同時に逆位相側のＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲートに主電流の一部を通電し、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２の規定値ゲート電圧まで電荷を充電する。

ゲートオフ制御回路２０（ゲートオフ制御部）は、ＮＰＮ型スイッチングトランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ１のコレクタとＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート間に接続される放電遅延抵抗Ｒ５と、ＮＰＮ型スイッチングトランジスタＴｒ２とトランジスタＴｒ２のコレクタとＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のゲート間に接続される放電遅延抵抗Ｒ６とから構成される。
ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１およびＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のゲートの接続されているＮＰＮ型スイッチングトランジスタＴｒ１とＮＰＮ型スイッチングトランジスタＴｒ２は、スイッチング素子のゲート電荷を放電するタイミングを決定する調光可変パルス遅延回路２２で設定された調光のタイミングでオンすると、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲートの電荷はＮＰＮ型スイッチングトランジスタＴｒ１と抵抗Ｒ５を介して除々に放電し、負荷Ｌへの通電は緩やかに停止される。また、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のゲートの電荷はＮＰＮ型スイッチングトランジスタＴｒ２と抵抗Ｒ６を介して除々に放電し、負荷Ｌへの通電は緩やかに停止される。

本発明の逆位相制御方式では、ＭＯＳＦＥＴもしくはＩＧＢＴを採用するため、保持電流確保の必要が無く、ＬＥＤ電球には保持電流維持回路を不要とできるため、ＬＥＤ電球本来の省エネ効果が充分に発揮できる。また、商用電源の０Ｖ点から投入するため突入電流のｄｉ／ｄｔが低減可能となるために過電流保護が実施しやすい。さらに、ＭＯＳＦＥＴもしくはＩＧＢＴではオフ時に急峻になるｄｉ／ｄｔの緩和が、ゲート電圧制御で可能であるため、トライアック回路で必要であったノイズ低減およびｄｉ／ｄｔ緩和用の大きな直列チョークコイルおよび比較的サイズの大きいコンデンサが不要となることから、コストの削減が可能であり、また騒音を無くすことができる。

次に、上記調光器回路の動作について説明する。
商用電源Ｅの電源側端子Ｌ１が正サイクルに転じた時点から、主電流は商用電源Ｅの電源側端子Ｌ１から負荷Ｌ、抵抗Ｒ１、ダイオードＤ２を経てＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のゲートへと流れる。このとき、ゲート電圧は、ツェナーダイオードＺＤ２によりＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２の規定値電圧に制限された電圧でＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のゲートに電荷が充電される。この時、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のドレインーソース間は、逆位相電圧となっているため、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のゲートに電荷が充電されても、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２はオンしない。
一方、商用電源Ｅの接地側端子Ｌ２が正サイクルに転じた時点から、主電流は商用電源Ｅの接地側端子Ｌ２から抵抗Ｒ２、ダイオードＤ３を経てＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲートへと流れる。このとき、ゲート電圧は、ツェナーダイオードＺＤ１によりＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の規定値電圧に制限された電圧でＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲートに電荷が充電される。この時、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のドレインーソース間は、逆位相電圧となっているため、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲートに電荷が充電されても、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１はオンしない。

ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２のゲート電荷が規定値電圧で充電された状態で、交流波形が次の周期に変化し商用電源Ｅの接地側端子Ｌ２が正サイクルに転じた時点から、ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２のドレインーソース間がオンし、商用電源Ｅの接地側端子Ｌ２からＭＯＳＦＥＴ Ｑ２、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１内蔵ダイオードＤＱ１、負荷Ｌ、商用電源Ｅの電源側端子Ｌ１へと流れ、負荷Ｌが点灯する。
また、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のゲート電荷が規定値電圧で充電された状態で、交流波形が次の周期に変化し商用電源Ｅの電源側端子Ｌ１が正サイクルに転じた時点から、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のドレインーソース間がオンし、商用電源Ｅの電源側端子Ｌ１から負荷Ｌ、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２内蔵ダイオードＤＱ２、商用電源Ｅの接地側端子Ｌ２へと流れ、負荷Ｌが点灯する。

商用電源Ｅの電源側端子Ｌ１が正サイクルの場合、主電流は商用電源Ｅの電源側端子Ｌ１から負荷Ｌ、抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ8、コンデンサＣ1及び、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ２の内臓ダイオードＤＱ２を経て商用電源Ｅの電源側端子Ｌ１に流れ、コンデンサＣ1が充電される。また、商用電源Ｅの接地側端子Ｌ２が正サイクルの場合、主電流は商用電源Ｅの接地側端子Ｌ２から抵抗Ｒ２、ダイオードＤ４、抵抗Ｒ８、コンデンサＣ1及び、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１の内臓ダイオードＤＱ１を経て商用電源Ｅの電源側端子Ｌ１に流れ、コンデンサＣ1が充電される。即ち、ダイオードＤ1，Ｄ４を通過した主電流は全波整流された脈流のある直流電源となり、抵抗Ｒ８とコンデンサＣ1による積分回路からなる直流電源生成回路２６（直流電源生成部）により、平滑された直流電源がコンデンサＣ1の両端に生成される。

上記平滑されたコンデンサＣ1の両端電圧は、調光可変パルス遅延回路２２のトリプル・デジタル・インバータ・ロジックＩＣの回路電源となる。
また、抵抗Ｒ８、コンデンサＣ1で平滑される前の脈流電圧を全波整流電圧分圧回路２４（全波整流電圧分圧部）により、抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１０で分圧した電圧を調光可変パルス遅延回路２２のトリプル・デジタル・インバータ・ロジックＩＣのトリガ入力信号（調光可変パルス遅延回路２２の出力タイミングを決定する電気信号）として利用する。

次に、上記調光器回路の調光可変パルス遅延回路動作を図２乃至図６に基づいて説明する。図３は、２線式逆位相制御調光器の調光最小値での各構成部の波形図である。図４は、２線式逆位相制御調光器の調光位相角９０度での各構成部の波形図である。図５は、２線式逆位相制御調光器の調光位相角１４５度（最大）での各構成部の波形図である。図６は、負荷の両端出力電圧拡大図は、ＭＯＳＦＥＴのカットオフが緩和されている様子を表わす図である。
なお、図３乃至図５において、図（ａ）はインバータＩＣ_Ｉ１の入力波形、図（ｂ）はインバータＩＣ_Ｉ３の入力波形、図（ｃ）はインバータＩＣ_Ｉ３の出力波形、図（ｄ）はＭＯＳＦＥＴのゲート電圧波形、図（ｅ）はＭＯＳＦＥＴのドレイン電圧波形、図（ｆ）は負荷（１００Ｗ電球）の両端出力電圧波形である。
図２の２線式逆位相制御装置１０では、調光可変パルス遅延回路２２のトリプル・デジタル・インバータ・ロジックＩＣの出力をオンさせるタイミングで調光度合いが決定される。

図２の調光器回路のパルス遅延回路２２は、トリプル・デジタル・インバータ・ロジックＩＣと抵抗Ｒ１１、抵抗Ｒ１２、抵抗Ｒ１３、コンデンサＣ３、コンデンサＣ４および調光用可変抵抗器ＶＲで構成されている。
トリプル・デジタル・インバータ・ロジックＩＣの入力には、全波整流電圧分圧回路２４の出力が接続されている。Ｉ１とＩ２は直列に接続され、反転バッファとして作用し、Ｉ２の出力は、抵抗Ｒ１３および調光用可変抵抗器ＶＲを介してＩ３の入力に接続され、Ｉ３の入力には更に抵抗Ｒ１１、コンデンサＣ３を並列接続し、Ｉ２の入力に帰還するように接続されている。Ｉ３の出力は、並列接続されるコンデンサＣ４、抵抗Ｒ１２を介して、ゲートオフ制御回路２０へ接続されている。

図２において、全波整流電圧分圧回路２４の出力（図３（ａ））がトリプル・デジタル・インバータ・ロジックＩＣのＩ１に入力されると、ロジックＩＣ_Ｉ１の出力は反転し、ロジックＩＣ_Ｉ２へ入力されるとともに、ロジックＩＣ_Ｉ１の出力は、抵抗Ｒ１１、コンデンサＣ３を並列接続した回路網を介してロジックＩＣ_Ｉ３へ入力される。また、ロジックＩＣ_Ｉ１の出力は、前記回路網と調光用可変抵抗器ＶＲと抵抗Ｒ１３を介して、ロジックＩＣ_Ｉ２の出力に帰還接続される。

（調光最小値の場合）
全波整流電圧分圧回路２４から出力されるトリガ入力信号（図３（ａ））がロジックＩＣ_Ｉ1に入力され、そのトリガ入力信号が‘Ｌ’の時、ロジックＩＣ_Ｉ1の出力は‘Ｈ’であるが、抵抗Ｒ１１、コンデンサＣ３を並列接続した回路網を介して接続されているロジックＩＣ_Ｉ３の入力は直ちに‘Ｈ’にはならない。抵抗Ｒ１１、コンデンサＣ３を並列接続した回路網と抵抗Ｒ１３および調光用可変抵抗器ＶＲで構成された時定数回路により、コンデンサＣ３とＲ１３および調光用可変抵抗器ＶＲで定まる一定時間だけ遅れてスレシホールド通過する。このときのロジックＩＣ_Ｉ３の入力の信号波形は図３（ｂ）の波形となる。
従って、ロジックＩＣ_Ｉ３の出力パルスは図３の（ｃ）に示すように、ロジックＩＣ_Ｉ３の出力パルスはその分だけ遅れる。即ち、商用電源を全波整流した脈流電圧の半サイクルの立ち下がりより、一定時間だけ遅れてゲートオフ制御回路２０にパルス信号が送られ、商用電源の半サイクル途中で、主電流がカットオフされ、最小値の調光が行われる（図３（ｆ））。また、主電流のカットオフは緩やかであり（図３（ｄ））、雑音端子電圧を抑止している。
上記調光最小値の遅れ時間は、１．４ｍｓであった。図３（ｅ）は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のドレイン電圧波形である。図３（ｆ）の負荷両端波形は、負荷Ｌ（１００Ｗ白熱電球）への出力波形である。

（調光位相９０度の場合）
全波整流電圧分圧回路２４から出力されるトリガ入力信号（図４（ａ））がロジックＩＣ_Ｉ1に入力され、そのトリガ入力信号が‘Ｌ’の時、ロジックＩＣ_Ｉ1の出力は‘Ｈ’であるが、抵抗Ｒ１１、コンデンサＣ３を並列接続した回路網を介して接続されているロジックＩＣ_Ｉ３の入力は直ちに‘Ｈ’にはならない。抵抗Ｒ１１、コンデンサＣ３を並列接続した回路網と抵抗Ｒ１３および調光用可変抵抗器ＶＲで構成された時定数回路により、コンデンサＣ３とＲ１３および調光用可変抵抗器ＶＲで定まる一定時間だけ遅れてスレシホールド通過する。このときのロジックＩＣ_Ｉ３の入力の信号波形は図４（ｂ）の波形となる。
従って、ロジックＩＣ_Ｉ３の出力パルスは図４の（ｃ）に示すように、ロジックＩＣ_Ｉ３の出力パルスはその分だけ遅れる。即ち、商用電源を全波整流した脈流電圧の半サイクルの立ち下がりより、一定時間だけ遅れてゲートオフ制御回路２０にパルス信号が送られ、商用電源の半サイクル途中で、主電流がカットオフされ、調光位相９０度の調光が行われる（図４（ｆ））。また、主電流のカットオフは緩やかであり（図４（ｄ）、図６（１））、雑音端子電圧を抑止している。
上記調光位相９０度の遅れ時間は、５．０ｍｓであった。図４（ｅ）は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のドレイン電圧波形である。図４（ｆ）の負荷両端波形は、負荷Ｌ（１００Ｗ白熱電球）への出力波形である。また、図６（１）は、図４（ｆ）の負荷両端電圧の拡大波形である。

（調光最大位相１４５度の場合）
全波整流電圧分圧回路２４から出力されるトリガ入力信号（図５（ａ））がロジックＩＣ_Ｉ1に入力され、そのトリガ入力信号が‘Ｌ’の時、ロジックＩＣ_Ｉ1の出力は‘Ｈ’であるが、抵抗Ｒ１１、コンデンサＣ３を並列接続した回路網を介して接続されているロジックＩＣ_Ｉ３の入力は直ちに‘Ｈ’にはならない。抵抗Ｒ１１、コンデンサＣ３を並列接続した回路網と抵抗Ｒ１３および調光用可変抵抗器ＶＲで構成された時定数回路により、コンデンサＣ３とＲ１３および調光用可変抵抗器ＶＲで定まる一定時間だけ遅れてスレシホールド通過する。このときのロジックＩＣ_Ｉ３の入力の信号波形は図５（ｂ）の波形となる。
従って、ロジックＩＣ_Ｉ３の出力パルスは図５の（ｃ）に示すように、ロジックＩＣ_Ｉ３の出力パルスはその分だけ遅れる。即ち、商用電源を全波整流した脈流電圧の半サイクルの立ち下がりより、一定時間だけ遅れてゲートオフ制御回路２０にパルス信号が送られ、商用電源の半サイクル途中で、主電流がカットオフされ、調光最大位相１４５度の調光が行われる（図５（ｆ））。また、主電流のカットオフは緩やかであり（図４（ｄ）、図６（１））、雑音端子電圧を抑止している。
上記調光位相１４５度の遅れ時間は、８．０ｍｓであった。図５（ｅ）は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１のドレイン電圧波形である。図５（ｆ）の負荷両端波形は、負荷Ｌ（１００Ｗ白熱電球）への出力波形である。また、図６（２）は、図５（ｆ）の負荷両端電圧の拡大波形である。

なお、本実施例では、調光可変パルス出力部２２として調光可変パルス遅延回路を用いたが、本発明における調光可変パルス出力部２２のパルス出力手段は、他のタイミングパルス出力方式のものであってもよい。

以上のように、スイッチング素子のゲートに蓄えられた電荷を調光のタイミングで放電することにより、ＬＥＤ電球／白熱電球への通電を半サイクルの途中で止めることができる。また、同時に、途中で通電を止められた主電流を逆位相側のスイッチング素子のゲートに通電し電荷を充電することにより、次の半サイクルが開始するときに、逆位相側のスイッチング素子をオンすることができる。この動作を半サイクルごとに繰り返すことにより、調光が可能となる。
従って、従来のように電流トランスを使って電源部を設ける必要がなく、調光ユニットケースの小型化が可能となる。また、ＣＰＵを搭載した大掛かりな回路構成による位相制御も必要なく、２線式逆位相制御装置１０と商用電源ＥとＬＥＤ電球／白熱電球との結線を２線で行うこともできる。

本実施例の実験によると、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１又はＱ２のゲート規定値電圧内の２７Ｖで電荷を蓄えた場合、その規定電圧でＭＯＳＦＥＴ Ｑ１又はＱ２のドレインーソース間をオンすることができた。また、５００Ｗの調光が可能であった。

本発明の２線式逆位相制御装置１０は、調光装置に限定されるものでなく換気扇・扇風機などの回転速度調整器、また、ワンチップマイコン等を搭載することにより、人感センサー等の電子機器としても有効な２線式逆位相制御装置となる。

本発明の２線式逆位相制御装置の他の実施例を図に基づいて説明する。図７は、本発明の２線式逆位相制御装置を用いた他の調光器の回路図である。
図７の２線式調光器は、図１の調光器の実施形態である調光可変パルス遅延回路２２をワンチップマイコン３０に変更したものである。これにより、調光器をより小型化できる。また、位相制御を完全にデジタル処理できるため、調光器を同一の商用電源分電盤ブレーカーより連接（並列）配線しても外来ノイズによる干渉を受け難い調光器を提供することができる。

図７の２線式調光器は、図２の調光器に調光用可変抵抗器ＶＲの最大値と連動して作動する機械式スイッチＳ１を設け、最大調光を１００％点灯（導通角１８０度、調光しない照明の明るさ）とすることを可能としたものである。
図７の２線式調光器２８は、商用交流電源２線式配線で調光可能なＬＥＤ照明器具（負荷Ｌ）を点灯させる調光器であって、ＬＥＤ照明器具の最大出力を所定の出力に制限する本発明の２線式逆位相制御装置１０と、２線式逆位相制御装置１０に設けられる調光用可変抵抗器ＶＲが調光最大値を超えた際にオンし主電流回路１２を閉路する機械式スイッチＳ１とを備えるようにしたものである。また、機械式スイッチＳ１をマイクロスイッチとすることができる。
本発明の２線式逆位相制御装置１０は、商用交流電源２線式配線で調光器対応型のＬＥＤ電球を調光する調光器に設けられている。図７に示すマイコン等を搭載した調光器では、位相制御調光するための回路電源を確保する必要があり、一般にＬＥＤ照明機器の最大出力を８０％程度にするように位相制御導通角を制限し、残りの導通角を利用し、安定した回路電源を生成する。従って、ＬＥＤ照明点灯回路において、ＬＥＤ照明器具の最大出力は、８０％程度に制限されることから、ＬＥＤ照明器具の調光最大値はおよそ８０％点灯となる。ＬＥＤ照明器具は、図示しない調光可変装置（調光用つまみ）を操作して、調光回路１８の調光可変用可変抵抗器ＶＲの抵抗値を変更することにより、０％乃至８０％点灯が可能な状態にある。
機械式スイッチＳ１は、２線式逆位相制御装置１０に並列に接続されている。機械式スイッチＳ１をオンさせることにより、主電流回路１２を閉路できる。このとき、ＬＥＤ照明機器の出力は最大となり、１００％点灯となる。これにより、０％乃至真の１００％点灯の調光が可能になる。

図７の２線式調光器によると、１００％点灯時は、２線式逆位相制御装置１０の電力消費がゼロとなる。また、機械式スイッチを用いて主電流回路１２を閉路するため、高周波ノイズ等は発生しない。また、２線式逆位相制御装置１０による調光範囲は０%から８０％であるために半導体スイッチング素子の発熱が少なく、半導体素子の放熱器が小型のものを利用できる。また、１００％点灯時においては、商用電源が５０Ｈｚでも６０Ｈｚでも同様の照度が期待できる。また、各社のＬＥＤ電球には力率改善回路が組み込まれ、最大出力時のカットオフ特性が異なるため、混在して使用する場合にちらつくことがあるが、１００％点灯時ではそのちらつきが発生しないため、各メーカー製のＬＥＤ電球を混在して使用できる。

１０ ２線式位相制御装置
１２ 主電流回路
１４ 主電流スイッチング回路
１６ 制御部
１８ａ、１８ｂ 正・負側ゲート電荷充電回路
２０ ゲートオフ制御回路
２２ 調光可変パルス遅延回路
２４ 全波整流電圧分圧回路
２６ 直流電源生成回路
３０ ワンチップマイコン
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｓ１ 機械式スイッチ
Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３ トリプル・デジタル・インバータ・ロジックＩＣ

Claims (5)

1. 商用交流電源２線式配線で調光可能な照明器具を点灯させる調光器であって、主電流回路に接続される直列逆接続されたスイッチング素子を備える主電流スイッチング部と、主電流スイッチング部のスイッチング素子のゲートに通電し電荷を充電する正・負側ゲート電荷充電部と、スイッチング素子のゲート電荷を所定のタイミングで放電するゲートオフ制御部と、放電するタイミングを決定する調光可変パルス出力部と、調光可変パルス出力部のトリガ入力信号を生成する全波整流分圧部と、調光可変パルス出力部の駆動電源を生成する直流電源生成部とを備えることを特徴とする２線式逆位相制御装置。
2. 前記調光可変パルス出力部制御部が、トリプル・デジタル・インバータ・ロジックＩＣを備える調光可変パルス遅延回路又は調光可変パルス遅延回路を構成するワンチップマイコンであることを特徴とする請求項１記載の２線式逆位相制御装置。
3. 商用交流電源２線式配線で調光可能な発光ダイオード照明器具を点灯させる調光器に用いる２線式逆位相制御装置であって、請求項１記載の２線式逆位相制御装置と、２線式逆位相制御装置に設けられる調光用可変抵抗器が調光最大値を超えた際にオンし主電流回路を閉路する機械式スイッチとを備える請求項１又は請求項２記載の２線式逆位相制御装置。
4. 前記機械式スイッチがマイクロスイッチであることを特徴とする請求項３記載の２線式逆位相制御装置。
5. 前記スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴであることを特徴とする請求項１乃至請求項４いずれか一に記載の２線式逆位相制御装置。

Images