JP4979301B2 - 位相制御装置及び位相制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、位相制御装置及び位相制御方法に関するものであり、特に照明器具の調光を行うための位相制御装置及び位相制御方法に関する。

今日、電球（照明器具）を調光する調光器は、ホテルやスタジオ等の施設に設置され、その施設の利用者が電球の明るさを調節できるようになっている。調光器には、商用電源を位相制御して調光するものが広く利用されており、その制御用スイッチング素子としてサイリスタが使われている。特に、ゲート駆動が比較的簡単なトライアックを用いた調光器が多く使用されている。

しかし、トライアックを用いて調光を行うと、交流の半サイクルにおける通電時の立ち上がりが急なため、高周波ノイズおよび可聴領域のノイズが発生する。
この広帯域ノイズは、諸施設にて利用されるラジオ、テレビ、撮影機、録音機等に障害を与えることから、従来から、低ノイズの位相制御装置が求められていた。

商用電源ラインのノイズを抑制する有効な手段としては、大型のチョークコイル又はローパスフィルタの使用が知られている。しかし、調光器ユニットのケースの大きさは規格により所定の大きさに定められており、配線器具に大きな部品を使用することはできなかった。

そこで、現在上記問題を解決する位相制御器若しくは位相制御装置が提供されている（例えば、特許文献１及び特許文献２）。
特開平１１−１６１３４６ 特開平６−２２２８４６

特許文献１の位相制御器は、主電流回路と、主電流回路に設けられたＩＧＢＴを逆直列に接続したスイッチング回路と、スイッチング回路の駆動制御を行うＣＰＵを備える制御回路とからなり、ＣＰＵが交流波形の半サイクルにおける通電開始時の立ち上がりに緩やかな波形を得て位相制御を行うものである。これにより、ノイズを有効に低減できる位相制御器を提供するものである。

しかし、上記位相制御器ではＣＰＵ起動用電源回路が必要となり、交流電源と負荷と位相制御器との結線を４線で行う必要があり、配線の変更が必要となるという欠点があった。

特許文献２の位相制御装置は、主電流回路と、主電流回路に設けられたＭＯＳＦＥＴを逆直列に接続したスイッチング回路と、スイッチング回路のゲート制御を行う制御部と、電流トランスを使って形成される電源部とからなるものである。上記位相制御器は、電流トランスを使って電源部を形成することにより、位相制御装置と交流電源と負荷との結線を２線で行えるようにしている。
また、上記制御部はトランジスタを備え、交流電源に同期させた周期でトランジスタをオン、オフさせてＭＯＳＦＥＴ駆動用のゲート電圧を制御することにより交流電源から負荷へ供給する電力を制御する逆位相制御によって、ラジオノイズを抑制するものである。

しかし、電流トランスを調光ユニットのケースに格納する場合、配線器具に大きな部品を使用することになり、調光ユニットのケースを小型化し難いという欠点があった。

本発明は、上述の欠点を解決するために、２線式で、かつ、調光ユニットケースの小型化を可能とする位相制御装置及び位相制御方法を提案することを目的とするものである。

本発明の位相制御装置は、主電流回路の途中に設けられる２線式配線方式のもので、主電流回路に接続される直列逆接続された２個のスイッチング素子を備える主電流スイッチング回路と、２個のスイッチング素子に交流電源周期の半サイクルごとに交互に主電流を通電する制御部とから構成される位相制御装置であって、前記制御部は、前記主電流回路の主電流が通電するスイッチング素子のゲート電荷を放電することによりオフ制御する主電流オフ制御回路と、主電流のオフ制御と同時にその主電流を逆位相側のスイッチング素子のゲートに通電し電荷を充電するゲート電荷充電回路と、前記主電流オフ制御回路を所定のタイミングで作動させるゲート電荷放電回路と、前記タイミングを交流電源周期の半サイクルの途中で決定する放電タイミング設定回路とを備えるようにしたものである。
また、前記スイッチング素子がＩＧＢＴであるようにしたものである。

本発明の位相制御方法は、主電流回路の途中に設けられる２線式配線方式のもので、主電流回路に接続される直列逆接続された２個のスイッチング素子を備える主電流スイッチング回路と、２個のスイッチング素子に半サイクルごとに交互に主電流を通電する制御部とから構成される位相制御装置において、前記制御部が、前記主電流回路の主電流が流れるスイッチング素子のゲート電荷を交流電源周期の半サイクルの途中で放電すると同時に、その主電流を逆位相側のスイッチング素子のゲートに通電し電荷を充電するようにしたものである。
また、前記スイッチング素子がＩＧＢＴであるようにしたものである。

本発明の位相制御装置及び位相制御方法では、主電流回路の途中に位相制御装置を設ける。これにより、位相制御装置と交流電源と負荷との結線を２線で行えるため、配線の変更は必要ない。
本発明は、調光と同時に主電流回路を流れる主電流で逆位相側のスイッチング素子のゲートに電荷を蓄え、次の半サイクルで逆位相側のスイッチング素子をオンするものであるため、電流トランスを使用した電源部は必要なく、調光器ユニットケースを小型化にすることが可能となる。また、従来技術のようにＣＰＵ等による位相制御を使用としないため、簡単な回路にできる。これにより、調光器ユニットケースを小型化にすることが可能となるとともに、安価な調光器の提供が可能となる。
本発明は、直列逆接続するスイッチング素子からなる主電流スイッチング回路を使用し逆位相制御を行うものである。これにより、高周波ノイズおよび可聴領域のノイズが低減し、低ノイズの位相制御装置を提供できる。また、ノイズ抑制用のチョークコイル等を使用せずに低ノイズ化が図れるため、調光器ユニットケースを小型化にすることが可能となる。

本発明は、配線の変更又は大きな配線器具部品の使用が必要な従来技術の欠点を解決しつつ、低ノイズの位相制御を実現するものである。

本発明の位相制御装置を図に基づいて説明する。図１は、本発明の位相制御装置を用いた調光器のブロック図である。図２は、図１の調光器の一実施形態である。
本発明の位相制御装置１０は、図１に示すように、主電流回路１２の商用電源（交流電源）Ｅと電球（負荷）Ｌとの配線の途中、即ち主電流回路１２の途中に設けられるものであり、図１の調光器１４は、位相制御装置１０と商用電源Ｅと電球Ｌとの結線を２線で行うものである。また、位相制御装置１０は、主電流回路１２に接続される直列逆接続されたスイッチング素子を備える主電流スイッチング回路１６と、そのスイッチング回路１６に通電される主電流を制御する制御部１８とから構成されている。
主電流スイッチング回路１６は、図２に示すように、主電流回路１２に接続される直列逆接続されたスイッチング素子を備える。
また、制御部１８は、スイッチング素子により主電流スイッチング回路１６を流れる主電流をオフ制御する主電流オフ制御回路２０と、主電流のオフ時に主電流を逆位相側のスイッチング素子のゲートに通電し電荷を充電するゲート電荷充電回路２２と、スイッチング素子のゲート電荷を所定のタイミングで放電するゲート電荷放電回路２４と、スイッチング素子のゲート電荷を放電するタイミングを決定する放電タイミング設定回路２６とを備えるものである。

以下、本発明の位相制御装置について、図２の調光器の回路図に基づいて、詳細に説明する。
主電流回路１２の途中には、位相制御装置１０が設けられており、商用電源Ｅと電球（負荷）Ｌと位相制御装置１０との結線は２線で行われている。

主電流スイッチング回路１６は、主電流回路１２に接続される直列逆接続されたフライホイールダイオードＤ１，Ｄ２内蔵のスイッチング素子ＩＧＢＴ Ｑ１，Ｑ２とから構成される回路である。
主電流スイッチング回路１６は、ＩＧＢＴ Ｑ１のゲートに所定の電荷があらかじめ蓄えられている状態で、そのＩＧＢＴＱ１のコレクタ側に交流波形の正側が加わると、コレクタ−エミッタ間がオンとなり、直列逆接続されている逆位相側のＩＧＢＴＱ２のダイオードＤ２を通じて電球Ｌに電流が流れ、電球Ｌが点燈する。また、電球Ｌに電流が流れている間にＩＧＢＴＱ１のゲート電荷が放電されると、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ−エミッタ間がオフとなり電球Ｌへの通電が停止される。
一方、ＩＧＢＴ Ｑ２のゲートに所定の電荷が蓄えられている状態では、そのＩＧＢＴＱ２のコレクタ側に交流波形の正側が加わると、コレクタ−エミッタ間がオンとなり、ＩＧＢＴＱ１のダイオードＤ１を通じて電球Ｌに電流が流れ、電球Ｌが点燈する。また、ＩＧＢＴＱ２のゲート電荷が放電されると、電球Ｌへの通電が停止される。

制御部１８において、主電流オフ制御回路２０は、ＮＰＮ型スイッチングトランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ１のコレクタとＩＧＢＴＱ１のゲート間に接続される抵抗Ｒ２とからなるＩＧＢＴＱ１側オフ制御回路と、ＮＰＮ型スイッチングトランジスタＴｒ２とトランジスタＴｒ２のコレクタとＩＧＢＴＱ２のゲート間に接続される抵抗Ｒ３とからなるＩＧＢＴＱ２側オフ制御回路から構成される。
ＩＧＢＴ Ｑ１側オフ制御回路のトランジスタＴｒ１が、後述する放電タイミング設定回路２６で設定された調光のタイミングでオンすると、ＩＧＢＴＱ１のゲートの電荷は抵抗Ｒ２を介して放電し、電球Ｌへの通電は停止される。また、ＩＧＢＴ Ｑ２側オフ制御回路のトランジスタＴｒ２がオンすると、ＩＧＢＴＱ２のゲートの電荷は抵抗Ｒ３を介して放電し、電球Ｌへの通電は停止される。

ゲート電荷充電回路２２は、主電流回路１２の主電流の一部をＩＧＢＴ Ｑ２のゲートに通電するための抵抗Ｒ１、整流用ダイオードＤ３、抵抗Ｒ３からなるＩＧＢＴ Ｑ２側充電回路と、主電流回路１２の主電流の一部をＩＧＢＴ Ｑ１のゲートに通電するための抵抗Ｒ４、整流用ダイオードＤ４、抵抗Ｒ２からなるＩＧＢＴＱ１側充電回路とから構成される。
ＩＧＢＴ Ｑ２側充電回路は、放電タイミング設定回路２６で設定された調光のタイミングでＩＧＢＴＱ１に通電する主電流がオフされた時、同時に逆位相側のＩＧＢＴ Ｑ２のゲートに主電流の一部を通電し、ＩＧＢＴ Ｑ２の規定値電圧まで電荷を充電する。同様に、ＩＧＢＴ Ｑ１側充電回路は、ＩＧＢＴＱ２がオフされた時に逆位相側のＩＧＢＴＱ１のゲートにその規定値電圧まで電荷を充電する。

ゲート電荷放電回路２４は、整流ダイオードＤ５、ＮＰＮ型スイッチングトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７からなるＩＧＢＴＱ１側放電回路と、整流ダイオードＤ６、ＮＰＮ型スイッチングトランジスタＴｒ５，Ｔｒ６、抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０とからなるＩＧＢＴＱ２側放電回路とから構成される回路である。
ＩＧＢＴ Ｑ１側放電回路では、トランジスタＴｒ３のエミッタとトランジスタＴｒ４のコレクタとが接続され、トランジスタＴｒ４のエミッタはトランジスタＴｒ１のベースに接続されている。ＩＧＢＴ Ｑ２側放電回路では、トランジスタＴｒ６のエミッタとトランジスタＴｒ５のコレクタとが接続され、トランジスタＴｒ５のエミッタはトランジスタＴｒ２のベースに接続されている。

放電タイミング設定回路２６は、ＮＰＮ型スイッチングトランジスタＴｒ７、ＰＮＰ型スイッチングトランジスタＴｒ８、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５、電球Ｌの明るさ調節（調光）用可変抵抗ＶＲ１、コンデンサＣ１，Ｃ２、整流ダイオードＤ７，Ｄ８とから構成されるプログラマブルユニジャンクション回路（ゲート電荷を放電するタイミングをプログラマブルに設定できる回路）である。
放電タイミング設定回路２６において、トランジスタＴｒ８のコレクタとトランジスタＴｒ７のベースとが接続されている。放電タイミング設定回路２６は、トランジスタＴｒ８のエミッタ電圧とベース電圧を常時比較し、エミッタ電圧よりもベース電圧が低くなったタイミングでコレクタ電流が流れるように設定されている。即ち、トランジスタＴｒ８，Ｔｒ７を共にオンさせることにより、抵抗Ｒ１３に電流を流し、調光のタイミングを決定できるようになっている。また、調光のタイミングの変更は、可変抵抗ＶＲ１の可変により行う。
なお、ダイオードＤ７は、コンデンサＣ２に充電された電荷が放電することを防止するために、また、ダイオードＤ８は、トランジスタＴｒ８のエミッタ−ベース逆電圧保護のために設けられている。

ここで、ゲート電荷放電回路２４の動作について説明する。
ゲート電荷放電回路２４のトランジスタＴｒ４のベースとトランジスタＴｒ５のベース間は、配線（導線）２８により接続されている。また、配線（導線）２８は、放電タイミング設定回路２６のトランジスタＴｒ７のエミッタ抵抗Ｒ１３に流れる電流が通電される配線（導線）３０に接続されている。従って、エミッタ抵抗Ｒ１３に電流が流れると、その電流は配線３０，２８を通じてゲート電荷放電回路２４のトランジスタＴｒ４とトランジスタＴｒ５の双方のベースに同時に流れ、トランジスタＴｒ４及びＴｒ５のベースに信号が入る。
商用電源Ｅの電源側Ｌ１の交流波形が正のときにＩＧＢＴ Ｑ１のコレクタ−エミッタ間がオンした場合、そのコレクタ・エミッタ間電圧（順方向電圧：約０．７Ｖ）は、抵抗Ｒ５，Ｒ６で分割され、トランジスタＴｒ３のベース電圧となる。
また、トランジスタＴｒ３のコレクタには、放電タイミング設定回路２６のコンデンサＣ１に充電された電圧が掛かっている。このとき、トランジスタＴｒ４のベースに信号が入ると、トランジスタＴｒ３、Ｔｒ４が共にオンする。トランジスタＴｒ３、Ｔｒ４が共にオンすると、トランジスＴｒ１のベースに電流が流れ、トランジスＴｒ１がオンし、ＩＧＢＴ Ｑ１のゲート電荷が抵抗Ｒ２を介して放電される。即ち、ＩＧＢＴＱ１はオフされる。
一方、トランジスタＴｒ４のベースに信号が入るとトランジスタＴｒ５のベースにも信号が入る。しかし、商用電源Ｅの電源側Ｌ１が正のとき、商用電源Ｅの接地側 Ｌ２は負であるため、トランジスタＴｒ５のベースに信号が入ったとしてもトランジスタＴｒ５，Ｔｒ６がオンすることはない。
以上のように、トランジスＴｒ７のエミッタ抵抗Ｒ１３に電流が流れると、トランジスタＴｒ４，Ｔｒ５のベース双方に流れ込むが、調光される側のＩＧＢＴＱ１又はＱ２ のゲート電荷のみを放電させることができる。即ち、ゲート電荷放電回路２４は、Ｌ１，Ｌ２の正負の判定を行う正負判定回路としても動作する。

次に、上記調光器回路の動作について説明する。
商用電源Ｅの電源側Ｌ１が正である場合、主電流は商用電源Ｅの電源側Ｌ１から電球Ｌ、抵抗Ｒ１、ダイオードＤ５、Ｄ７、抵抗Ｒ１４、コンデンサＣ２及び抵抗Ｒ１５、ＩＧＢＴ Ｑ２のダイオードＤ２を経て商用電源Ｅの電源側Ｌ２に流れ、コンデンサＣ２が充電される。また、商用電源Ｅの接地側Ｌ２が正である場合、主電流は商用電源Ｅの接地側Ｌ２から抵抗Ｒ４、ダイオードＤ６、Ｄ７、抵抗Ｒ１４、コンデンサＣ２及び抵抗Ｒ１５、ＩＧＢＴＱ１のダイオードＤ１を経て商用電源Ｅの電源側Ｌ１に流れ、コンデンサＣ２が充電される。即ち、ダイオードＤ５，Ｄ６を通過した主電流は全波整流された脈流のある直流電源となり、コンデンサＣ２には全波整流された電圧で充電される。

また、商用電源Ｅの電源側Ｌ１が正である場合、主電流は商用電源Ｅの電源側Ｌ１から電球Ｌ、抵抗Ｒ１、ダイオードＤ３、抵抗Ｒ３を経てＩＧＢＴ Ｑ２のゲートへと流れる。このとき、ゲート電圧は、ツェナーダイオードＺＤ２によりＩＧＢＴＱ２の規定値電圧に制限された電圧でＩＧＢＴＱ２のゲートに電荷が充電される。なお、ＩＧＢＴＱ２のコレクタ−エミッタ間は、逆電圧となっているため、ＩＧＢＴＱ２のゲートに電荷が充電されても、ＩＧＢＴ Ｑ２はオンしない。
一方、商用電源Ｅの接地側Ｌ２が正である場合、主電流は商用電源Ｅの接地側Ｌ２から抵抗Ｒ４、ダイオードＤ４、抵抗Ｒ２を経てＩＧＢＴＱ１のゲートへと流れる。このとき、ゲート電圧は、ツェナーダイオードＺＤ１によりＩＧＢＴＱ１の規定値電圧に制限された電圧でＩＧＢＴＱ１のゲートに電荷が充電される。なお、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ−エミッタ間は、逆電圧となっているため、ＩＧＢＴＱ１のゲートに電荷が充電されても、ＩＧＢＴ Ｑ１はオンしない。

ＩＧＢＴ Ｑ２のゲート電荷が規定値電圧で充電された状態で、交流波形が次の周期に変化し商用電源Ｅの接地側Ｌ２が正になった場合は、ＩＧＢＴＱ２のコレクタ−エミッタ間がオンし、商用電源Ｅの接地側Ｌ２からＩＧＢＴＱ２、ダイオードＤ１、電球Ｌ、商用電源Ｅの電源側Ｌ１へと流れ、電球Lが点燈する。
また、ＩＧＢＴ Ｑ１のゲート電荷が規定値電圧で充電された状態で、交流波形が次の周期に変化し商用電源Ｅの電源側Ｌ１が正になった場合は、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ−エミッタ間がオンし、商用電源Ｅの電源側Ｌ１から電球Ｌ、ＩＧＢＴ Ｑ１、ダイオードＤ２、商用電源Ｅの接地側Ｌ２へと流れ、電球Lが点燈する。

本発明では、放電タイミング設定回路２６のトランジスタＴｒ７及びＴｒ８をオンさせるタイミングで調光のタイミングを決定する。
例えば、ＩＧＢＴ Ｑ１のコレクタ−エミッタ間がオン状態で電球Lが点燈している場合、ＩＧＢＴ Ｑ１のコレクタ−エミッタ間電圧(順方向電圧約０．７Ｖ)は、抵抗Ｒ１、ダイオードＤ５、抵抗Ｒ１２を介してトランジスタＴｒ８のベースに順方向電圧の約０．７Ｖが加えられる。このとき、トランジスタＴｒ８のベース電圧よりもコンデンサＣ１に充電されている電圧が高いため、コンデンサＣ１の電荷は放電されることになる。コンデンサＣ１の放電により、トランジスタＴｒ８のベース電圧が低減しエミッタ電圧よりも下がったときにトランジスタＴｒ８、Ｔｒ７が共にオンする。トランジスタＴｒ８、Ｔｒ７が共にオンすると、トランジスＴｒ７のエミッタ抵抗Ｒ１３に電流が流れる。図３において、同図（ａ）はトランジスタＴｒ８のエミッタ電圧波形であり、同図（ｂ）はトランジスタＴｒ８のベース電圧波形であり、同図（ｃ）はトランジスタＴｒ７のエミッタ電圧波形である。

エミッタ抵抗Ｒ１３に電流が流れると、ゲート電荷放電回路２４（ＩＧＢＴＱ１側放電回路）及び主電流オフ制御回路２０（ＩＧＢＴＱ１側オフ制御回路）により、ＩＧＢＴ Ｑ１を半サイクルのある時点でオフすることができる。ＩＧＢＴＱ１のオフと同時に、ゲート電荷充電回路２４（ＩＧＢＴＱ１側充電回路）により主電流回路１２の主電流はＩＧＢＴＱ２のゲートに通電し電荷の充電が可能となり、次の周期に変化した場合、ＩＧＢＴＱ２がオンし電球Lの調光が可能となる。図４において、同図（ａ）は調光９０度時のＩＧＢＴＱ１のエミッタ−コレクタ間電圧波形であり、同図（ｂ）はトランジスタＴｒ７のエミッタ電圧波形であり、同図（ｃ）は調光９０度時の電球Lの両端電圧波形である。なお、ＩＧＢＴ Ｑ１は図４（ｂ）のトランジスタＴｒ７のエミッタ電圧波形（ヒゲ状のパルス）発生時にオフし、ＩＧＢＴ Ｑ２のゲートは同図（ａ）の電圧で充電される。
調光のタイミングは、コンデンサＣ１の放電時間により決定される。コンデンサＣ１の放電時間の設定値は、コンデンサＣ１に並列に接続されている可変抵抗ＶＲ１及び抵抗Ｒ１１により決定できる。

以上のように、スイッチング素子のゲートに蓄えられた電荷を調光のタイミングで放電することにより、電球Ｌへの通電を半サイクルの途中で止めることができる。また、同時に、途中で通電を止められた主電流を逆位相側のスイッチング素子のゲートに通電し電荷を充電することにより、次の半サイクルが開始するときに、逆位相側のスイッチング素子をオンすることができる。この動作を半サイクルごとに繰り返すことにより、調光が可能となる。
従って、従来のように電流トランスを使って電源部を設ける必要がなく、調光ユニットケースの小型化が可能となる。また、ＣＰＵ等による位相制御も必要なく、位相制御装置１０と商用電源Ｅと電球Ｌとの結線を２線で行うこともできる。

本実施例の実験によると、ＩＧＢＴ Ｑ１又はＱ２のゲート規定値電圧１５Ｖで電荷を蓄えた場合、その規定電圧でＩＧＢＴＱ１又はＱ２のコレクタ−エミッタ間をオンすることができた。また、５００Ｗの調光が可能であった。

本発明の位相制御装置及び位相制御方法は、調光装置に限定されるものでなく換気扇・扇風機などの回転速度調整器等としても有効な位相制御装置及び位相制御方法である。

本発明の位相制御装置を用いた調光器のブロック図である。 図１の調光器の回路図である。 図３（ａ）はトランジスタＴｒ８のエミッタ電圧波形であり、同図（ｂ）はトランジスタＴｒ８のベース電圧波形であり、同図（ｃ）はトランジスタＴｒ７のエミッタ電圧波形である。 図４（ａ）は調光９０度時のＩＧＢＴ Ｑ１のエミッタ−コレクタ間電圧波形であり、同図（ｂ）はトランジスタＴｒ７のエミッタ電圧波形であり、同図（ｃ）は調光９０度時の電球Lの両端電圧波形である。

符号の説明

１０ 位相制御装置
１２ 主電流回路
１６ 主電流スイッチング回路
１８ 制御部
２０ 主電流オフ制御回路
２２ ゲート電荷充電回路
２４ ゲート電荷放電回路
２６ 放電タイミング設定回路
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子

Claims (4)

1. 主電流回路の途中に設けられる２線式配線方式のもので、主電流回路に接続される直列逆接続された２個のスイッチング素子を備える主電流スイッチング回路と、２個のスイッチング素子に交流電源周期の半サイクルごとに交互に主電流を通電する制御部とから構成される位相制御装置であって、
   前記制御部は、前記主電流回路の主電流が通電するスイッチング素子のゲート電荷を放電することによりオフ制御する主電流オフ制御回路と、主電流のオフ制御と同時にその主電流を逆位相側のスイッチング素子のゲートに通電し電荷を充電するゲート電荷充電回路と、前記主電流オフ制御回路を所定のタイミングで作動させるゲート電荷放電回路と、前記タイミングを交流電源周期の半サイクルの途中で決定する放電タイミング設定回路とを備えることを特徴とする位相制御装置。
2. 前記スイッチング素子がＩＧＢＴであることを特徴とする請求項１記載の位相制御装置。
3. 主電流回路の途中に設けられる２線式配線方式のもので、主電流回路に接続される直列逆接続された２個のスイッチング素子を備える主電流スイッチング回路と、２個のスイッチング素子に交流電源周期の半サイクルごとに交互に主電流を通電する制御部とから構成される位相制御装置において、
   前記制御部が、前記主電流回路の主電流が流れるスイッチング素子のゲート電荷を交流電源周期の半サイクルの途中で放電すると同時に、その主電流を逆位相側のスイッチング素子のゲートに通電し電荷を充電することを特徴とする位相制御方法。
4. 前記スイッチング素子がＩＧＢＴであることを特徴とする請求項３記載の位相制御方法。

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