JP2011193663A

JP2011193663A - 磁気共鳴回路及びセンサー回路

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Publication number: JP2011193663A
Application number: JP2010058518A
Authority: JP
Inventors: Seishiro Munehira; 聖士郎宗平
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2010-03-15
Filing date: 2010-03-15
Publication date: 2011-09-29

Abstract

【課題】簡易回路にて小型低コストで非接触電力伝達を行う回路。また検出距離を拡大した磁気センサー回路。
【解決手段】コイルのインダクタンスにより増加する電流よりコレクタ電圧の上昇をスイッチング信号として発振する発振回路とＬＣ共振回路の磁気共鳴効果を利用して電力伝達距離を大きくした低コストで簡易な回路構成の磁気共鳴回路。
また、発振回路とＬＣ共振回路の磁気共鳴における磁界変化を電気信号として、長距離での金属等の位置検出及び磁気センサーとする回路。
また、スイッチング信号をインダクタンスコアの磁気飽和領域の電流増加率の大きい領域を利用してスイッチング精度を上げたセンサー回路。
【選択図】図１

Description

本発明は、非接触にて空間を介して電力伝送に関するものであり、回路の特性より計測センサーとして機能させる事が可能な回路である。

従来，非接触にて電力伝送を構成する場合に交番磁力変化により、離れた位置のコイルに電磁誘導にて電力を電送する手段があったが、伝送距離が短かった。

（たとえば特許文献１）

また、電力の伝送時に発振側と受信側を同期磁気共鳴させて伝送効率及び伝送距離を上げる方法があるが、回路が複雑であった。
（たとえば特許文献２）

発信回路として簡単な回路でコイルに大電流を流すことの出来る回路があり、インダクタンス変化をセンサーとして利用することもできるが、検出距離が大きく取れなかった。
（たとえば特許文献３）

特開２００９−１８８１３１号公報非接触電力伝送装置

特開２０００−１３４８３０号公報電磁誘導電源装置

特願２００８−２０７５１３号スイッチングコンバーター及びパルス発生回路。

解決しようとする問題点は、簡易な回路で回路のコストを下げ、効率よく長距離電力伝送または長距離センシングを図ることである。

本発明は、発振回路のコイルより生じる磁気変化を発振周波数と同期する周波数にて共振するインダクターとコンデンサー並列接続回路にて磁気共鳴させ、相互の磁気結合の効率をあげて利用するものである。

請求項１において、発振回路として、入力とコイル一次側をスイッチングする素子のスイッチング信号をコイル二次側の電圧変動より行い、コイル二次側とグランドをスイッチングする信号をコイル一次側の電圧変動により行う発振回路と、コイルとコンデンサーを並列接続した共振回路によりなる磁気共鳴回路とする。

発振回路のコイル一次側のスイッチング素子はコイル二次側の電圧低位によりＯＮとすることで、初期状態にて入力よりコイルの一次側は入力電圧となり、二次側はグランド電位のままとなる。

また、コイル一次側の電圧高位によりコイル二次側のスイッチング素子をＯＮとし、インダクタンスにより制限されたコイル電流は増加しながら二次側スイッチング素子の抵抗によりコイル二次側の電圧が上昇してコイル一次側のスイッチング素子をＯＦＦしてコイルに電流の流入を遮断してコイル一次側の電圧を引き下げ、これに連動してコイル二次側のスイッチング素子をＯＦＦしてコイル二次側に逆起電電圧を生じて電圧は上昇すると共にコイル一次側には負の起電力を生じさせる。

起電電圧が放電または損失されるとコイル二次側の電圧は降下し、コイル一次側のスイッチング素子をＯＮしてコイルに再び電流を流し、二次側のスイッチング素子をＯＮして初期状態となり、連続動作となり安定して発振する。

また、一般的な共振回路のようにスイッチの状態が不定から発振が安定するまでの徐々に振幅が大きくなり安定してゆく過程の時間が無く、発振と同時に安定発振となる過渡特性を有し、制御によっては入力電圧を受けての１パルスのみの発振も可能である。

また、スイッチ状態の不定の状態がないため、入力電圧の急峻な変動に於いても発振条件を満たせば安定した発振を開始するので入力が交流であっても交流入力に発信周波数の波形が重畳された波形の出力を得ることが出来る。

この時、インダクタンスにより制限されたコイル電流は増加しながら二次側スイッチング素子の抵抗によりコイル二次側の電圧が上昇してコイル一次側のスイッチング素子をＯＦＦにするタイミングをコイルのインダクタンスと二次側スイッチング素子の抵抗値にてサイクル中の入力電圧に対するコイル蓄電量及びサイクル周波数を規定でき入出力の電力量をコントロールすることが出来る。

このサイクル中のコイル電流はノコギリ波形となり、周期はインダクスタンス変化に比例する。

これによって発振されるコイルから生じる交番磁界は空間を伝播して共振回路のコイルが誘導により電流を生じ、誘導電流はコイルと並列接続されたコンデンサーとの間にて共振を始める。

この時、共振回路のインダクタンスＬと容量ＣをＬＣ並列接続の共振周波数が発振回路の発振周波数を同じになるように設定しておくと、発振コイル周波数と共振コイル共振周波数が一致すると磁気共鳴状態となり、空間を通しての両コイル間の磁気結合が強まり、離れた位置に於いても電力あるいは信号を効率よく伝送することが出来るようになる。

スイッチング素子は電流制御されるバイポーラトランジスタでも、電圧制御型のＦＥＴであっても基本動作には変わりなく、ＦＥＴでは制御電流がより小さくＯＮ抵抗も小さいものを利用することで損失を少なくすることが可能であり、コイル一次電圧と二次電圧の変動を電圧比較器によって所要信号としても良い。

以上の原理により、簡易な回路でありながら応答性の優れた磁気共鳴回路となる。

請求項２において、発振回路として、入力よりコイルとコンデンサー並列接続とした一次側をスイッチングする素子のスイッチング信号をコイル二次側の電圧変動より行い、コイルとコンデンサー並列接続とした二次側とグランドをスイッチングする信号をコイル一次側の電圧変動により行う発振回路と、コイルとコンデンサーを並列接続した共振回路によりなる磁気共鳴回路とする。

発振回路として、コイル一次側のスイッチング素子はコイル二次側の電圧低位によりＯＮとすることで、初期状態にて入力よりコイルの一次側は入力電圧となりコイルと並列接続されたコンデンサーは充電され、二次側はグランド電位のままとなる。

次に、コイル一次側の電圧高位によりコイル二次側のスイッチング素子をＯＮとし、インダクタンスにより制限されたコイル電流は増加しながら二次側スイッチング素子の抵抗によりコイル二次側の電圧が上昇しコイル一次側のスイッチング素子をＯＦＦしてコイルに電流の流入を遮断してコイル一次側の電圧を引き下げ、これに連動してコイル二次側のスイッチング素子をＯＦＦしてコイル二次側に逆起電電圧を生じて電圧は上昇すると共にコイル一次側には負の起電力を生じさせ、コンデンサーに蓄えられた電荷はコイル二次側に移る。

二次側電圧が上がるとコンデンサーに蓄えられた電荷はコイルに逆向きの電流となり、二次側電圧は下がり始めコイル一次側のスイッチング素子をＯＮしてコイルに再び入力電流を流し、二次側のスイッチング素子をＯＮして再帰状態となり、コイルとコンデンサーの共振周波数にて共振を開始する。

この時、共振は入力電流を受け振幅増大して安定するまで時間が必要となるが、コイルとコンデンサーの並列接続での共振周波数でインピーダンスは最大となり、外部からの電力は回路損失と同量になるまでコイル電流が増大し、コイルより生じる磁界は、ほぼ正弦波形の交番磁界となり、外部に及ぼす磁気変化量は大きくなる。

この発信回路よりの磁気変化を受ける共振回路の電力損失が小さいときは、発信回路のコイル電流は大きくなり、より長距離の伝送を可能とする。

請求項３において、コイルとコンデンサーを並列接続した共振回路より発生する電力を共振回路より整流して取り出す回路を付加して、磁気共鳴により電力の伝送を行う。

発振コイルより交番磁界を受けた共振コイルは交番磁界による電磁誘導にてコイルとコンデンサー並列回路に交流電圧を生じ、これを共振回路より外部に取り出すため交流電圧を整流して直流とすることで容易に直流電力として取り出すことが出来る。

共振部に生じた交流電圧はダイオードなどの整流器の順電流電圧降下（Ｖｆ）と負荷による電圧を上回る電圧となるとき、超えた電圧部分が整流されて直流として出力され、これに満たない電圧は共振回路を巡回して共振を継続する。

電力を外部に引き出しても、共振回路は共振状態を継続するために発振回路との磁気結合は弱められることなく電力の伝達が可能となる。

また、コイル自身の自己容量にて共振する周波数とすれば、共振コイルに別部品としてのコンデンサーは不要となり回路構成をより簡単にすることも可能である。

コイル形状は用途において、コアを用いたものでも空芯のものでも良く、円筒形コイルに限らず、周波数によって最適アンテナ形状とすることが出来る。

また、発振回路は入力電圧及び電流制限値を可変とすることで、発信周波数を変化させることが可能であるので、発振回路の損失が増大する周波数に発信周波数をスイープして伝送効率が最適となる条件に制御することも容易であり、発振回路の損失量を測定して電力伝送条件が整っているかの判断も可能である。

請求項４において、外部電力より作動する発振回路と共振回路の距離及び磁気変化を発振回路の発振周波数及び回路損失又は共振回路の誘起電圧を検出することで、発振回路と共振回路の位置及び周辺磁気特性変化を検出するセンサー回路とする。

金属物体位置検出、長さ測定、角度検出など多くのセンサー回路にてインダクタンスの変化量から電圧または周波数などの電気変位量に変換する回路として利用するもので、発振回路のコイルに共振回路のコイルが近接すると、発振回路コイルからの磁力線を共振回路のコイルに吸収し、その結果発振回路コイル自身のインダクタンス及び電流が変化し、共振回路の回路電流も変化する。

この時、発振回路中のコイルのインダクタンスが変化すると、コイル二次側スイッチング素子の抵抗が変化しないとすれば、インダクタンスが増加すればコイル電流増加率が低くなるため発信周波数が低くなり、逆にインダクタンスの減少で周波数が高くなる。

この周波数の変化をカウンターなどにより検出して変量換算するか、発振回路にコイルとコンデンサーのＬＣ共振とするときは共振状態のコイル電流も増減するので発振コイルに発生するピーク電圧を検出変換してもよい。

また、発振回路にコイルとコンデンサーのＬＣ共振とするときは、発振回路の応答性は鈍くなるものの、回路の消費電力にたいして大きな磁力変化による検出距離の増大が望める。

また、共振回路のコイルに発生するピーク電圧を検出する事で、電気的ノイズの少ない信号を容易に得ることが可能となり、この場合は発振回路を従来のＬＣ共振回路等によっても容易に検出可能である。

また、発振コイルと共振コイルの間に磁力線に影響を及ぼす物体が介在すると、その磁気的影響により、発振コイルと共振コイルの距離が変化したと同様の変化を検出でき、比較的広い空間にて物体の位置及び磁気的性質を非接触で検出することが可能となる。

また、コイルの磁界の向きには指向性が有るため、共振コイルの角度によって検出量が大きく変化して機械的角度変化の検出も容易となる。

また、周波数の異なる共鳴回路を複数利用してもお互いが干渉することが無く、３回路にて一点の距離を測定すれば３次元計測となり、６回路利用すれば６軸の変量を得ることも可能となり、単独発振回路の周波数を重畳変調すれば複数の共振回路による多重計測が可能となる。

金属センサーとして用いる場合、種類の異なる金属の複合体である場合などは、磁力線の方向及び周波数によって、検出金属構造による磁力線による渦電流自体の表皮効果より周波数による磁気抵抗の変化率相関などより、金属の固有値と鍍金皮膜の相関などの測定も容易に可能となる。

また、磁気共鳴による特定周波数の検出精度が高まるため、通常の近接磁気センサーでは検出不可能であった強磁性を介した共振回路の位置検出も可能となる。

請求項５にて、発振回路のコイルに磁気飽和するコアを用いて、コイル電流又は磁界を加えてコア磁気飽和によってコイル電流急増による電圧変動によりコイル電流をスイッチングする。

発振回路コイルに磁気飽和する磁性コアを用いて、スイッチング条件のコイル電流をコアの磁気飽和領域となるように電流を設定し、微弱な磁気変化で電流増加率が急峻なところをスイッチング条件とする。

これよりスイッチングタイミングの分解能が上昇し、磁性体の磁気飽和領域のインダクタンス急変現象を利用してのフラックスゲート式磁気センサー同様の作動をさせることによって、より微弱な磁気的変化を検出が可能となる。

スイッチング条件を磁気飽和領域に設定するには、コイル電流が磁気飽和領域電流とすればよく、コイル電流自体を調整するか、またはコアに磁界を与えて磁界とコイル電流による自己発生磁界が磁気飽和になるようにすれば良く、静磁界を磁石で附加するか別個磁界制御のためのコイルを用いても可能で、コイルに直流電流を重畳させて行うことも出来る。

また、予めコアに磁界を加えておくことで、磁気飽和領域内のみにおいてスイッチング作動させることも出来検出精度を向上させることも可能である。

また、コアの磁歪による磁性変化を利用して、ロードセルのような力量センサーとすることも容易である。

また、これらの特性を利用すれば、外部磁界制御用のコイル電流及び外部磁界の高精度計測をすることも出来る。

以下に項目別に効果を説明する。

請求項１において、発振回路として入力とコイル一次側をスイッチングする素子のスイッチング信号をコイル二次側の電圧変動より行い、コイル二次側とグランドをスイッチングする信号をコイル一次側の電圧変動により行う発振回路と、コイルとコンデンサーを並列接続した共振回路によりなる磁気共鳴回路を用いる効果を以下に列記する。

１コイルに汎用インダクターを用いることが出来、部品の選定が広く低コストである。
２回路が簡単で小型で高速作動し、低コストである。
３電力と情報信号を重畳させて非接触通信も合わせて構成することが出来る。
４簡易な回路で長距離伝送が可能となる。
５制御回路が無いので制御電力損失が小さくなる。
６超小型の装置が可能となる。
７電力素子のみからなるので入出力電圧を選ばない。
８交流入力からでも作動させる事が可能である。
９過渡特性に優れ高速で起動反応する。

請求項２において、発振回路として入力よりコイルとコンデンサー並列接続とした一次側をスイッチングする素子のスイッチング信号をコイル二次側の電圧変動より行い、コイルとコンデンサー並列接続とした二次側とグランドをスイッチングする信号をコイル一次側の電圧変動により行う回路と、コイルとコンデンサーを並列接続した共振回路によりなる磁気共鳴回路を用いる効果を以下に列記する。

１少ない消費電力で大きな磁力変化を発生し、より長距離の伝達が可能となる。

請求項３において、コイルとコンデンサーを並列接続した共振回路より発生する電力を共振回路より整流して取り出す回路を付加して、磁気共鳴により電力の伝送を行う回路を用いる効果を以下に列記する。

１簡単で低コストの小型回路にて非接触電力伝送が実現できる。
２制御用の電力消費がないので徴小電力から動作する。
３ＤＣ／ＤＣコンバーターと同様の作用があるため出力電圧を可変でき、電源を選ばない。

請求項４において、外部電力より作動する発振回路と共振回路の距離及び磁気的変化を発振回路の発振周波数及び回路損失又は共振回路の誘起電圧を検出することで、発振回路と共振回路の位置及び周辺磁気特性変化を検出するセンサー回路とした磁気共鳴回路を用いる効果を以下に列記する。

１小型コイルで長距離検出が可能となる
２共鳴周波数以外の検出量が小さいため誤検出が減少する。
３３次元計測など多重した信号を干渉すること無く、空間計測が可能となる。
４金属タンク内の物体検出など磁性体越しに検出が可能となる。
５共鳴回路の損失電力検出から伝送電力のためのコイル電流を調節又はＯＮ／ＯＦＦを制御することが可能となる。

請求項５において、発振回路のコイルに磁気飽和するコアを用いて、コイル電流又は磁界を加えてコア磁気飽和による電圧変動によりコイル電流をスイッチングする回路を用いる効果を以下に列記する。

１微弱な磁気変化を精緻に電気信号に変換可能となり、近接センサーの検出距離及び精度を上げることが出来る。
２検出距離に対するセンサー自体を小型化できる。
３電流測定、導体の物性値などの徴小な磁気変化をより精確に信号に変換できるようになる。
４コアに附加する磁界の強さを制御して、センサー特性を可変とすることが可能となる。

以上の様な利点がある。

本発明の１実施形態を示すものであり、基本的構成である。
以下にその各要素を実施例において説明する。

図１にＬ発振共鳴回路を示し、トランジスタによるスイッチングする基本構成を説明する。

電源１からＰ型トランジスタ３を介して発振コイル５の一次側に接続し、二次側よりＮ型トランジスタ４を介してグランド２に接続する。

また、発振コイル５の二次側から抵抗７を介してＰ型トランジスタ３のベースに接続し、一次側から抵抗６を介してＮ型トランジスタ４のベースに接続する。

この回路において電源１に電力が供給されると、Ｐ型トランジスタ３のエミッタ電圧が上昇し、ベース電流がコイル二次側に流れてスイッチングはＯＮの状態となり、発振コイル５の一次側の電圧が上がりＮ型トランジスタ４のベースに電流が流れスイッチングＯＮの状態となり、発振コイル５の二次側はグランド２に短絡となる。

この時、発振コイル５に電流が流れて発振コイル５の二次側電圧はインダクタンスに応じた増加率で電流が増加し、Ｎ型トランジスタ４のコレクタ電流は抵抗６により制限されたベース電流による飽和電流を超えると抵抗が急増し二次側電圧を急上昇させる。

発振コイル５の二次側電圧が上昇すると抵抗７により制限された電流がＰ型トランジスタ３のベース電流を制限してスイッチＯＦＦに遷移し、電源１と発振コイル５は遮断され、コイルには電流が流れようとして一次側の電圧が降下し、Ｎ型トランジスタ４のベース電流が遮断されスイッチングＯＦＦの状態となる。

Ｎ型トランジスタ４がＯＦＦになると発振コイル５に流れていた電流が二次側に正の逆起電圧を発生し、同様に一次側は負の逆起電力により発振コイル５を逆流または損失する。

逆起電力が大きくなりすぎる場合は、抵抗で消費させるか、ダイオード等にて電源に帰還させることで、電力を無駄に浪費せずに保護を図ることが可能である。

発振コイル５の起電力が放出されるとコイル二次側の電圧は降下し、Ｐ型トランジスタ３がＯＮに遷移し初期状態の様に再び発振コイル５に電流を流し始める。

以上の動作サイクルを繰り返し電源１から供給された電力は、発振コイル５のインダクタンスとＮ型トランジスタ４のコレクタ電流が抵抗６により制限された電流による回路定数で決まる入力電圧に比例する電力を発振コイル５に流し、外部に交番磁界を及ぼす。

また、共振コイル８と共振コンデンサー９の並列回路にＬＥＤ１０を接続した共振回路にて、発生した交番磁界を受けると共振コイル８は交番磁界に誘導された起電力を生じて外部磁界周波数にて共振し、交番磁界とＬＣ共振周波数が一致するとき磁気共鳴効果により効率よく電力を吸収する。

電力の吸収にて共振回路の発生電圧がＬＥＤ１０のＶｆを超えたときには発生電流がＬＥＤに流れて発光するようになる。

また発振作動を停止する場合は、Ｐ型トランジスタ３のベース電流を遮断することにより容易に制御可能であり、発振周波に制御周波を容易に重畳することが可能である。

また、電源１が交流電流であってもスイッチング周波数より小さい周波数であれば、事前の整流することなく交流に発振周波重畳出力を得ることも出来、商用電源から共振回路に電力伝送してＬＥＤ１０を発光させることも容易である。

また、スイッチング素子に電圧作動型のＦＥＴを用いる場合は、ベース電流をゲート電圧として分圧して電圧の調整することでバイポーラトランジスタと同様の動作となる。

実証として、図１の回路に発振コイル５を２２ｍＨ／ＤＣＲ１００Ωを用いた簡易実験回路と、共振回路として発振回路と同じフェライトコアラジアルインダクター直径８ｍｍに赤色ＬＥＤとコンデンサー０．０１μＦの並列回路で、フェライト面を１２ｍｍ離した距離でＬＥＤが発光した。

同条件にて、ＬＥＤとコイルの並列回路ではインダクターをほぼ密着状態にて微弱な発光であったが、コンデンサーを追加するのみで、明るく発光しインダクター直径以上の距離の電力伝送が可能となった。

図２にＬＣ共振共鳴回路を示し、前記実施例１の発振コイル５にコンデンサー１１を並列接続してＬＣ共振回路とした基本構成を説明する。

この回路の電源１に電力が供給されると、Ｐ型トランジスタ３のエミッタ電圧が上昇し、ベース電流がコイル二次側に流れてスイッチングはＯＮの状態となり、コンデンサー１１に充電されると共に発振コイル５の一次側の電圧が上がりＮ型トランジスタ４のベースに電流が流れスイッチングＯＮの状態となり、発振コイル５の二次側はグランド２に短絡となる。

この時、発振コイル５に電流が流れて発振コイル５の二次側電圧はインダクタンスに応じた増加率で電流が増加しＮ型トランジスタ４のコレクタ電流は抵抗６により制限されたベース電流による飽和電流を超えると抵抗が急増し二次側電圧を急上昇させる。

Ｎ型トランジスタ４がＯＦＦになると発振コイル５に流れていた電流が二次側に正の逆起電圧を発生してコンデンサー１１に逆向きに充電された後、電流は一次側が負の逆起電力により逆電圧となるため発振コイル５を逆流する。

発振コイル５の起電力がコンデンサー１１に充電された電力は発振コイル５を逆流して、コイル二次側の電圧は降下し、Ｐ型トランジスタ３をＯＮに遷移し初期状態の様に再び発振コイル５に電流を流し始めると共にコンデンサー１１に一次側の電圧が電源１より低いとき電源１より電力が補填されて再充電される。

以上の動作サイクルを繰り返し電源１から供給された電力は、発振コイル５のインダクタンスとＮ型トランジスタ４のコレクタ電流が抵抗６により制限された電流による回路定数で決まる入力電圧に比例する電力を発振コイル５とコンデンサー１１に供給し、発振コイル５とコンデンサー１１にて構成されるＬＣ共振を開始して、供給電力が回路損失と同量になるまで振幅電圧を増大させて安定発信に至る。

この時の発振周波数は実施例１と異なり、コンデンサー１１の静電容量Ｃと発振コイル５のインダクタンスＬによる共振周波数ＦはＦ＝１／（２π√（ＬＣ））となる。

外部に磁界による損失がないときは、供給電力は回路損失のみとなるので発振コイル５に流れる電流はＬＣ共振により循環して大電流となるので外部に大きな交番磁界を及ぼすこととなる。

また、共振コイル８と共振コンデンサー９の並列回路にＬＥＤ１０を接続した共振回路にて、発生した交番磁界を受けると共振コイルは交番磁界に誘導された起電力を生じて外部磁界周波数にて共振し、交番磁界とＬＣ共振周波数が一致するとき磁気共鳴効果により効率よく電力を吸収し、発振回路の消費電力が増大し、発振コイル５に流れる電流は消費分が減少する。

実証として、図２の発振コイル５と共振コイル８にエナメル線にて直径８０ｍｍ巻数１０の空芯コイルとして作動させてコイル径とほぼ同じ距離の８０ｍｍに至るまでＬＥＤ１０を発光させることが可能であった。

共振コンデンサー９を除いた場合はコイルを密着させてもＬＥＤ１０は発光には至らず、共鳴させた場合はコイルが平行から７０度程度の角度を持たせても発光が可能であった。

また、発振コイル５と共振コイル８の中間に厚み２ｍｍの鉄板を挿入してもＬＥＤ１０は発光し、強磁性体で磁界を遮断しても、磁力の通過による共鳴効果が認められた。

また、共振コンデンサー９と直径２０ｍｍ巻数２５の空芯コイルとして作動させた場合は、コイルがほぼ同心となる場所にて２０ｍｍ程度の距離までＬＥＤ１０が微かに点灯した。

また、発振周数と共振周波数に多少の相違があっても、十分に共振に至る範囲内で位相が合えば、共振状態と徐々に振幅が増大する共振過渡状態を繰り返して電力の伝達が可能で、この時の共振コイル８の起電力波形は位相差により振幅変調された波形となり、十分な磁気結合に至った場合は発振と共振の波形は同期となる。

本実証での空芯コイルはループアンテナとも言える形状であり、コイルより生じる電圧を外部に引き出して発振周波数に合わせた他形状の最適アンテナとすることでも可能であり、透磁率の高いコアを用いて伝達効率を上げることも可能である。

バーアンテナ、Ｕ字型対向などとコアの形状を目的にあわせた形状とすれば、磁気漏れも少なく効率の高い電力伝達も可能となる。

図３に電力伝送回路を示し、基本構成とその動作を説明する。

実施例１又は実施例２の共振回路のＬＥＤ１０に替えてダイオード１２にて整流後、負荷１３の電源電力として、発振回路より共振回路に接続された負荷１３に非接触にて電力を伝送出来るようにしたものである。

実施例１又は実施例２において電送電力を単にＬＥＤ１０にて発光させるだけの回路であるが、共振コイル８と共振コンデンサー９の共振回路に生じる交流をダイオード１２のＶｆを超える電圧を整流して取り出して負荷１３に供給する。

負荷１３がバッテリーである場合には、充電電圧はバッテリー電圧とダイオード１２のＶｆの和を超える電圧が共振回路に生じた時に充電されることとなり、電源１の電圧に関わらず昇圧または降圧した電圧にて利用が可能である。

図４に共鳴センサー回路を示し、前記実施例１及び実施例２の回路を用いてセンサーとする回路を説明する。

Ｐ型トランジスタ３とＮ型トランジスタ４及び発振コイル５よりなる発振回路は、前記実施例１及び実施例２の回路と同様に作動し、電源１より抵抗１７を通してＰ型トランジスタ３に電力が供給され、抵抗１７よりコンデンサー１５でグランド２に接続して電圧の急変を緩和して出力１６とする。

電源１より供給される電力は、抵抗１７にて電流制限されて、発振回路に電流が流れるときには電圧が下降し、電流が流れないときは上昇して出力１６にパルス状の電圧変化として発振回路の発振周波数と同期したパルスとして出力され、コンデンサー１５の容量にてパルス幅を調節可能である。

また、コンデンサー１５の容量を大きくして平滑することによっては、発振回路の消費電力に比例した電圧変化としてアナログ出力される。

共振回路となる共振コイル８と共振コンデンサー９に抵抗１４を並列接続した回路を発振コイル５に近接させると共振回路が共鳴して起電した電力は抵抗１４にて消費される。

共振回路にて起電した電力は発振回路の損失変化量となり、近接距離が短いときは電力伝達が大きく、長いときは電力伝達が少なくなり、距離により抵抗１４の電力消費が変化すると共に、発振回路の消費電力量も変化して、デジタルの周波数またはアナログ電圧として出力１６より信号出力されるセンサー回路となる。

また、抵抗１４の消費電力を直接計測することにより徴小な変化量を容易に得ることも出来、この場合は、前記実施例１及び実施例２の発振回路以外の他の発振回路であっても同様の検出が可能である。

また、発振コイル５が磁気飽和するようにコア材質及びコイル電流とすれば、コイル電流がコアの磁気飽和領域に達したときに急激にコイル電流が増加して、スイッチング信号のタイミングがより精確となり、より緻密な検出が可能となる。

コンデンサー１１を発振コイル５に並列接続してＬＣ共振とするときは、出力１６にパルス電圧とするとＬに対する出力周波数はＬの平方根に比例することとなるので、コンデンサー１１は無くしてパルス出力時はパルス周波数をＬに比例させて応答を良くする。

実証として、実施例１と同じ回路の発振コイル５を２２ｍＨ／ＤＣＲ１００Ωを用いた簡易実験回路にて、共振回路として発振回路と同じフェライトコアラジアルインダクター直径８ｍｍに赤色ＬＥＤとコンデンサー０．０１μＦの並列回路で、共振回路のＬＥＤ１０にかかる電圧をオシロスコープにて計測して、インダクターの隔離距離を密着から２２０ｍｍまで離して観察し、ピーク電圧が距離に関連して減少し２２０ｍｍの距離においても０．８ｍＶの発振回路と同期した信号が得られた。

コンデンサー１１が無いときは、１００ｍｍ離したところでノイズと信号の見分けが困難となり、センサーにおいても磁気共鳴効果が大きく寄与することを確認できた。

また、インダクター同士の向きを相対的に回転させると、距離と同様に回転角に応じた電圧を観察することが出来た。

これは１個の共振回路に対し２個の発振回路または２個の共振回路に対し１個の発振回路の組み合わせにて回転角に対して位相を９０度とすることでインダクトシンと同様に１回転の角度を位相差より計測することも可能である。

また１個の共振回路に対し３個の発振回路または３個の共振回路に対し１個の発振回路の組み合わせにても、幾何計算により３つの変量をＸＹＺに変換して３次元計測することも容易に可能である。

また、発振周波数は近接に従い、共振回路に電力が消費されるために、消費電力変化量は反起磁力となり発振コイルでのＬが増大するため、周波数が低くなる

本発振回路を一般的な磁気近接センサーとして金属検出が可能な距離は約１５ｍｍとインダクターの直径と大差ないが、共振回路を用いて検出すると１０倍以上の検出距離が可能となった。

またセンサー回路と実施例１及び実施例２の電力伝送回路は同じ回路でもあるので、抵抗１４の電力消費量は伝送電力量に等価であるため、電力伝送利用時に共振回路の電力損失状態を監視することも可能となり、電力伝送が可能な状態で有るかどうかの判断も可能である。

図５に間接共鳴センサー回路を示し、検出体１８を間接的に検出測定する手段を説明する。

実施例４と回路的に同じであるが、発信コイル５と共振コイル８の磁界を遮る形態にて検出体１８を検出するものである。

導体である検出体１８が磁性体の場合は、磁界が検出体１８を磁路として通過して、発信コイル５と共振コイル８の磁気結合は強まり、磁性体でない場合は磁界によって生じる渦電流により損失が増大する。

これにより、検出体１８の導電率、磁気的性質及び形状位置の変化が出力１６又は抵抗１４の損失量に置換してセンシングが可能となる。

実証として、前記実施例４の実証回路にてインダクタンスの間隔を５０ｍｍとして中間に検出体１８として鉄板０．１ｍｍを挿入すると共振コイル８の起電電圧は１６ｍＶが１４ｍＶに変化し、アルミ箔にて１６ｍＶが１３．４ｍＶと検出体１８の渦電流損失より電圧が降下した。

また、鉄ブロック角３０ｍｍ厚み１０ｍｍを中間部にて１６ｍＶが１４ｍＶとなり、共振コイル８に近接して挿入すると１６ｍＶが１８ｍＶと磁路により磁気結合が増大して逆に増加した。

また、検出体１８として鉄板０．１ｍｍを回転させると、板が磁力線と直角方向では渦電流により損失が増大し、平行にしたときには磁力線が透過して伝達量が増加することから、正負の変化量となり、遠隔での磁性体の回転角度の検出が容易となる。

またこれらの検出は、形状及び物性値によっても検出可能であるので、絶縁物の中の状態及び非磁性体中の磁性体、導体の導電率等を容易に検出可能である。

このように、発信コイル５と共振コイル８の磁界中にて比較的遠距離に対する導体の検出測定が容易に可能となった。

尚、本発振回路を一般的な磁気近接センサーとして作動させても検出体１８を直接検出は不可能な距離であった。

図６に磁気飽和センサー回路を示し、前記実施例５の発振回路に附加して基本構成とその動作を説明する。

発振コイル５に磁気飽和特性を持つ材質のコア１９を持つものを使用して、発振コイル５に流れるピーク電流がコア１９の磁気飽和領域に達する電流が流れるようにＰ型トランジスタ３の抵抗７とＮ型トランジスタ４の抵抗６を設定する。

Ｐ型トランジスタ３が電流を発振コイル５に電流を流し始めると、発振コイル５のコア１９に磁力を蓄積しながら電流が増加し、電流が有る大きさに達するとコア５は磁気飽和領域となり、磁力を蓄積出来なるためコイル抵抗が急激に低下して電流が急激に増加する。

その電流の急増によりＮ型トランジスタ４のコレクタ電流が飽和に達して、発振コイル５の二次側電圧が上昇してＰ型トランジスタ３のベース電流を遮断して発振コイル５に流れる電流を遮断する。

発振コイル５の起電力が放出されるとコイル二次側の電圧は降下し、Ｐ型トランジスタ３をＯＮに遷移し初期状態の様に再び発振コイル５に電流を流し始めるサイクルとなる。

発振コイル５の電流をコア１９の磁気飽和領域まで増加させない場合は、コア１９に磁石２０により静磁界を附加して、予め有る程度磁気を掛けることで磁気飽和電流を小さくすることが出来る。

また、発振コイル５の電流をコア１９の磁気飽和領域まで増加しても、即座にスイッチングされるためコイル電流の短絡状態が無く、回路の保護及び無駄な電力消費がない。

また、必要が有れば他の手段をもちいてコア５の磁力をコイルピーク電流が磁気飽和領域となるように制御しても良く、この磁力を制御すればセンサー特性を調節することも可能である。

コア５が磁気飽和しないときは、コイル電流はインダクタンスと入力電圧に比例して増加し、比較的なだらかな変化率でＮ型トランジスタ４がコレクタ飽和電流となりスイッチング動作するが、コア５が磁気飽和領域に達すると急激な変化率となりスイッチング動作が速く正確になる。

また、外部磁界にてコアを予め磁気飽和領域にしておき、磁気飽和領域内のみでスイッチングを繰り返して、磁気応答を鋭くすることも出来る

これにより、徴小な磁気変化に対しての応答分解能が上がることになり、センサー特性が大幅に改善される。

実証として、フェライトコアを使用している市販のチップインダクター１ｍＨ／飽和電流２５ｍＡにフェライト磁石で静磁界を加えて、静磁界の影響を受けない１０ｍｍ角アルミブロックを検出させて相違を出力１６の周波数を計測すると、静磁界の無いときはインダクターからの検出距離が３ｍｍ程度であったが、静磁界を加え周波数を５倍まで上昇させたところで８ｍｍまで検出距離が伸びた。

この時のコイル電流は、磁気飽和に至らないスイッチング電流を回路設定し、コア１９に静磁界による飽和電流が下がったときにスイッチング電流が飽和領域になることによる相違を測定したものである。

チップインダクターの大きさは１．８ｍｍ角長さ２．５ｍｍの大きさに対して大幅な検出距離の上昇が測定でき、センサー部の大きさは汎用電子部品使用にても５ｍｍ角の基板内に超小型に構成が可能であった。

また、強磁性体である鉄板では静磁界に及ぼす影響もあるが２０ｍｍを超える検出が可能であった。

また、前記実施例４及び実施例５と組み合わせて検出精度を上げることも容易に可能であり、検出体を前記発振コイルと同じチップインダクターにコンデンサーを並列接続した共振回路としたものでは、コイル同士を平行に移動した場合には１０ｍｍ、軸方向に移動させた場合では１５ｍｍの検出距離が得られた。

また、磁気飽和させない場合は共振回路の誘導電圧変化観察ではほぼ同じ距離の検出が出来たが、発信回路の周波数では３ｍｍまで近接しなければ検出不能となったことから、検出精度が大幅に向上することが検証できた。

また、コア１９または検出体１８に外力を加えたときに、磁性体に外力が加わった時に磁性が変化する磁歪効果から、変形量または圧力などの力量を検出することも可能で、ロードセル等のセンサーより検出回路が簡単になる。

以上、用途により、実施例を単独及び複合してシステムを構成する。

本発明により構成された回路及び装置は、構造が簡単で製造コストは少なく、大電力を制御する場合でも検出制御系は同じであり、構成部品点数も少ないため小型で耐久性に優れる。

利用可能用途別に以下に列記する。

Ａ非接触電力伝達手段として
１ＩＣカードデータ通信において、安価で徴小電力と情報の同時送信が送信機より離れた位置から可能になる。
２携帯機器の充電がコネクタを介せずに可能となり、また商用交流電源から直接電力伝達可能なので、別個ＡＣアダプター等の補器が不要となる。
３電気自動車等の駆動用バッテリーの充電が低コスト非接触にて可能になる。
４超小型機器の電力供給が隔離して可能となり、医療器械など体内で駆動させる機器に電力供給することが低コストで可能となる。
５小型であるので、装飾品であるブレスレットから指輪に送電して指輪をＬＥＤで光らせるなど、非常に小さい装飾品などに電力を供給できる。
６低コストであるので、装飾玩具として、小枝から蛍のＬＥＤ等に電送して、蛍を発光させる、また、水槽中の泳ぐ玩具に水槽外から電力供給して動かすなど、コードレスでバッテリーも使用しない玩具も安価に製品化可能となる
７徴小電力から小型低コストであるため、パソコン操作マウス等の電源を非接触供給することにより、コードレスにてバッテリーも不要となる。

Ｂセンサーとしての利用
１金属距離近接センサー
２複数差動信号によるリニア及びロータリーエンコーダー
３周波数特性より磁気探傷センサー、金属材料物性検出センサー
４磁気、電流センサー、磁歪センサー
５非接触電力伝送時における電力コントロール

Ｌ発振共鳴回路（実施例１）ＬＣ共振共鳴回路（実施例２）電力伝送回路（実施例３）共鳴センサー回路（実施例４）間接共鳴センサー回路（実施例５）磁気飽和センサー回路（実施例６）

１電源
２グランド
３Ｐ型トランジスタ
４Ｎ型トランジスタ
５発振コイル
６抵抗
７抵抗
８共振コイル
９共振コンデンサー
１０ＬＥＤ
１１コンデンサー
１２ダイオード
１３負荷
１４抵抗
１５コンデンサー
１６出力
１７抵抗
１８検出体
１９コア
２０磁石

Claims

発振回路において、入力とコイル一次側をスイッチングする素子のスイッチング信号をコイル二次側の電圧変動より行い、コイル二次側とグランドをスイッチングする信号をコイル一次側の電圧変動により行う発振回路と、コイルとコンデンサーを並列接続した共振回路によりなる磁気共鳴回路。
発振回路において、入力よりコイルとコンデンサー並列接続とした一次側をスイッチングする素子のスイッチング信号をコイル二次側の電圧変動より行い、コイルとコンデンサー並列接続とした二次側とグランドをスイッチングする信号をコイル一次側の電圧変動により行う回路と、コイルとコンデンサーを並列接続した共振回路によりなる磁気共鳴回路。
コイルとコンデンサーを並列接続した共振回路より発生する電力を共振回路より整流して取り出す回路を付加して、磁気共鳴により電力の伝送を行う、請求項１及び請求項２の磁気共鳴回路。
外部電力より作動する発振回路と共振回路の距離及び磁気変化を発振回路の発振周波数及び回路損失又は共鳴回路の誘起電圧を検出することで、発振回路と共振回路の位置及び周辺磁気特性変化を検出するセンサー回路。
発振回路のコイルに磁気飽和するコアを用いて、コイル電流又は磁界を加えてコアの磁気飽和によってコイル電流急増による電圧変動によりコイル電流をスイッチングして周辺磁気特性変化を検出するセンサー回路。