JP2011176485A

JP2011176485A - 復調器及び復調方法

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Publication number: JP2011176485A
Application number: JP2010037855A
Authority: JP
Inventors: Koichi Kihara; 弘一木原
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 2010-02-23
Filing date: 2010-02-23
Publication date: 2011-09-08

Abstract

【課題】ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｖ．２３に準拠した周波数偏移変調信号をディジタル信号処理により復調する復調器及び復調方法を提供する。
【解決手段】本発明の復調器は、正弦波信号のｎ倍角の公式に基づく線形予測処理により、入力信号と、第１予測信号又は第Ｎ予測信号との予測誤差を求める第１又は第Ｎ線形予測手段と、第１又は第Ｎ線形予測手段による予測誤差の大きさを閾値と比較して、その比較結果に応じた論理信号を出力する第１又は第Ｎ比較手段と、予測対象以外の信号を受信したときに、第１又は第Ｎ比較手段による比較結果の誤判定を回避する第１又は第Ｎ保護論理手段と、第１保護論理手段からの信号と第Ｎ保護論理手段からの信号とが同時に真とならないように排反論理を行う排反論理手段と、排反論理手段から出力信号を受け取り、データ伝送の最小単位のデータを識別して元のデータを再生する識別再生手段とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、復調器及び復調方法に関し、例えば、ＩＴＵ‐Ｔ勧告Ｖ．２３に準拠した周波数偏移変調信号をディジタル信号処理により復調する復調器及び復調方法に適用し得るものである。

従来から搬送波周波数を信号によって変調する周波数偏移変調方式（ＦＳＫ：Frequency Shift Keying）が広く利用されている。

例えば、ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｖ．２３では、一般公衆網における交換接続回線用のモデムでの周波数偏移変調方式が規格されている（非特許文献１参照）。また、ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｖ．２３に規格されている周波数偏移変調方式は、例えば、ＮＴＴのアナログ電話サービスで提供されているモデムダイヤルインと発信者番号通知サービスで利用されている（非特許文献２参照）。

非特許文献２に記載のサービスの規格を以下に示す。

通信方式：半二重片方向通信方式
同期方式：調歩同期方式
伝送速度：１２００ｂｐｓ
線路周波数：Ｆ_０１７００Ｈｚ（中心周波数）
Ｆ_Ｚ１３００Ｈｚ（１，マーク）
Ｆ_Ａ２１００Ｈｚ（０，スペース）
周波数偏差：±１０Ｈｚ
通信開始前の事前トレーニング：未実施
送達確認／再送処理：未実施
例えばモデムダイヤルインと発信者番号通知サービス（非特許文献２参照）は、上記の規定に従って、２値のバイナリデータ（１又は０）で変調し、音声帯域アナログ信号として、加入者交換機からアナログ電話端末に向けて送出されることになる。

次に、周波数偏移変調信号を復調する従来技術を説明する。

（零交差法）
零交差法は、受信した周波数偏移変調信号の零交差の時間間隔ならびに零交差回数を測定することで、元のバイナリデータに復調する方法である。この零交差法に関する従来技術としては、例えば特許文献１に記載の技術がある。

（波形予測法）
波形予測法は、前もって用意された正規化された波高値の正弦波テーブルを参照して所望の周波数の正弦波を生成する方法を応用したものである。まず、周波数偏移変調信号の受信レベルを測定し、受信信号の波高値が前述した正弦波テーブルの波高値と等しくなるように、受信信号を正規化する。次に、ある時点で受信後に正規化された標本値から次に受信することになる正規化された標本値を正弦波テーブルから参照して予測することができる。この予測結果に基づいて、元のバイナリデータに復調する方法である。

（帯域通過／帯域阻止法）
帯域通過法は、周波数偏移変調で使用する２種類の正弦波を中心周波数とする帯域通過ファイルタを２種類用意する。受信信号をこれら帯域通過フィルタに入力し、これらフィルタの出力レベルを測定することで、２種類の正弦波のいずれを受信しているかを判定し、元のバイナリデータに復調するものである。

帯域阻止法は，上記の帯域通過フィルタの替わりに帯域阻止ファイルタを利用する方法であり、帯域通過法と本質的な差異はない。

この帯域通過／帯域阻止法に関する従来技術としては、例えば特許文献２に記載の技術がある。

（周波数解析法）
周波数解析法は、周波数偏移変調で使用する２種類の正弦波を離散的フーリエ変換を用いて検出する方法であり、本質的には上記した帯域通過法と同等の技術である。

（位相差検出法）
位相差検出法は、受信した周波数偏移変調信号と復調部で発生させた中心周波数の正弦波との積を取り、低域遮断フィルタを通して、中心周波数と線路周波数の差分の周波数成分を抽出し、その位相差を標本ごとに算出し、元のバイナリデータを再生する方法である。この位相差検出法に関する従来技術としては、例えば特許文献３に記載の技術がある。

特開２００４−１２９２０７号公報特開平８−２７４８２４号公報特開２００２−２４７１１８号公報

ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｖ．２３，"一般交換電話網用に標準化された６００／１２００ボーモデム" 西日本電信電話株式会社技術参考資料，"電話サービスのインタフェース"，第１．０版，P.33〜P.86，2008年3月28日関清三著、"わかりやすいディジタル変復調の基礎"，オーム社，平成13年9月25日発行

ところで、一般に、アナログ回路は、動作安定性、経年変化、部品実装面積においてディジタル回路に劣る傾向があり、かつ、近年のＬＳＩ技術の進歩によりディジタル信号処理回路も安価になっていることから、アナログ電話サービスで採用されているＩＴＵ−Ｔ勧告Ｖ．２３に準拠した周波数偏移変調信号をディジタル信号処理により復調することが望まれている。

ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｖ．２３に準拠した周波数偏移変調信号をディジタル信号処理により復調する場合、以下のことを留意することが必要となる。

（伝送速度と線路周波数の関係）
伝送速度が１２００ｂｐｓなので、１ｂｉｔを伝送するのに要する時間は（１／１２００）ｓである。

バイナリデータの「１」を伝送するときは線路周波数Ｆ_Ｚ１３００Ｈｚなので、１３００Ｈｚの正弦波を（１３／１２）周期だけ送出することになる。同じく、バイナリデータの「０」を伝送するときは線路周波数Ｆ_Ａ２１００Ｈｚなので、２１００Ｈｚの正弦波を（７／４）周期だけ送出することになる。いずれの場合でも、１ｂｉｔ当たり線路周波数の正弦波を２周期弱程度しか送出できない。

（伝送速度と標本化周波数の関係）
伝送速度１２００ｂｐｓに対して、加入者交換機とアナログ電話端末で使用されている標本化周波数は８０００Ｈｚなので、データ１ｂｉｔ当たりの標本数は（８０００／１２００）＝（２０／３）個である。換言すると、１ｂｉｔ当たりの標本数は６個または７個である。さらに換言すると、３ｂｉｔ当たりの標本数は２０個である。

（調歩同期を採用していること）
一般に、加入者交換機とアナログ電話端末で使用するクロックは非同期である。アナログ電話端末で使用されるクロック源の水晶の周波数偏差は通常１００ｐｐｍオーダなので、加入者交換機とアナログ電話端末間の相対的な周波数偏差も当該オーダである。

これに対して、ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｖ．２３に規定する周波数偏移変調は、調歩同期を採用している。調歩同期とは例えばデータ８ｂｉｔの前後にスタートビットとストップビットを挿入することで送受信のタイミングを合わせる方式であり、例えば１００ｐｐｍオーダのクロック偏差があっても支障なくデータを受信することができるようになっている。

（トレーニング／送達確認について）
ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｖ．２３に規定する周波数偏移変調は、トレーニングと送達確認は未実施であるから、極力簡易かつ応答の早い復調処理が望まれる。

上記のことを考慮して、従来の復調方法を評価する。

（零交差法）
零交差法については、線路周波数Ｆ_Ｚ１３００ＨｚとＦ_Ａ２１００Ｈｚの半周期当たりの標本数は、それぞれ、（８０００／１３００／２）＝（４０／１３）と（８０００／２１００／２）＝（４０／２１）であることから、１ｂｉｔ当たりの零交差数は、図１１に示すような結果となる。

図１１において、１ｂｉｔ当たりの標本数が６回の場合、１ｂｉｔ当たりの零交差数は、線路周波数Ｆ_Ｚ１３００Ｈｚ（マーク）で「１回または２回」であり、線路周波数Ｆ_Ａ２１０Ｈｚ（マーク）で「３回または４回」となる。

また、１ｂｉｔ当たりの標本数が７回の場合、１ｂｉｔ当たりの零交差数は、線路周波数Ｆ_Ｚ１３００Ｈｚ（マーク）で「２回または３回」であり、線路周波数Ｆ_Ａ２１０Ｈｚ（マーク）で「３回または４回」となる。

そのため、１３００Ｈｚ（マーク）と２１００Ｈｚ（スペース）とで、１ｂｉｔ当たりの零交差数が接近しているため、周波数の識別が困難となる。中でも特に、１ｂｉｔ当たりの標本数が７個の場合、零交差数が３回だとすると、１３００Ｈｚ（マーク）と２１００Ｈｚ（スペース）の識別は不可能となる。

以上から、零交差法はＩＴＵ‐Ｔ勧告Ｖ．２３に準拠した変調信号の復調には適していない。

（波形予測法）
波形予測法については、実際にデータを伝送する前に１３００Ｈｚ（マーク）と２１００Ｈｚ（スペース）の両方の受信レベルが判明しておれば適用可能とも考えられるが、アナログ電話サービスの通信規定（非特許文献２）では、１３００Ｈｚ（マーク）のみ通信開始前に６０ｍｓ以上送出するように規定されているので、事前学習が可能となり受信レベルを正規化することが可能となるが、２１００Ｈｚ（スペース）には事前学習の機会が与えられていない。したがって、加入者交換機と電話端末間の２線伝送路の周波数特性が１３００Ｈｚと２１００Ｈｚに対して異なっていると、線路周波数Ｆ_Ａ２１００Ｈｚの復調が困難になる。

（帯域通過／帯域阻止法）
帯域通過／帯域阻止法については、受信信号を帯域通過フィルタや帯域阻止フィルタに通すことになるが、１ｂｉｔの当たりの標本数が６〜７個でしかないことから、フィルタ出力は過渡応答が支配的となり、復調器としての動作マージンを小さくする傾向がある。なお、これを回避するために、オーバサンプリングにより１ｂｉｔ当たりの標本数を増加させることが考えられるが、しかし、これは復調器の部品点数の増大もしくはソフト処理する場合は処理サイクル数が増大し、コストアップ要因となる。

（周波数解析法）
周波数解析法においては、１ｂｉｔ当たりの標本数が６〜７個であることから、離散的フーリエ変換を施しても周波数分解能が１０００Ｈｚを超過することになり適用は不能である。これを回避するために、オーバサンプリングにより１ｂｉｔ当たりの標本数を増加させることが考えられるが、しかし、これは復調器の部品点数の増大もしくはソフト処理する場合は処理サイクル数が増大し、コストアップ要因となる。

（位相差検出法）
位相差検出法においては、波形予測法と同様にマーク信号（１３００Ｈｚ）とスペース信号（２１００Ｈｚ）の受信レベルが判明している必要がある。通信中に受信レベルを正規化する適応制御を施しても、再送処理およびスペース信号に対する事前トレーニングがサポートされていないアナログ電話サービス（非特許文献２）ヘの適用は困難となる。

上記以外の周波数偏移変調信号の復調方法には、非特許文献３によると、周波数検波／遅延検波／同期検波などがあるが、これらはアナログ信号処理の用途であったり、ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｖ．２３の変調指数には適用不可であったりする。

そこで、本発明は、ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｖ．２３に準拠した周波数偏移変調信号をディジタル信号処理により復調する復調器及び復調方法を提供する。

かかる課題を解決するために、第１の本発明の復調器は、入力された周波数偏移変調信号を復調する復調器において、（１）正弦波信号のｎ倍角の公式に基づく線形予測処理により、入力信号と第１予測信号との予測誤差を求める第１線形予測手段と、（２）第１線形予測手段による予測誤差の大きさを閾値と比較して、その比較結果に応じた論理信号を出力する第１比較手段と、（３）第１比較手段からの論理信号に基づき、予測対象以外の信号を受信したときに、第１比較手段による比較結果の誤判定を回避する第１保護論理手段と、（４）正弦波信号のｎ倍角の公式に基づく線形予測処理により、入力信号と第Ｎ（Ｎは２以上の整数）予測信号との予測誤差を求める第Ｎ線形予測手段と、（５）第Ｎ線形予測手段による予測誤差の大きさを閾値と比較して、その比較結果に応じた論理信号を出力する第Ｎ比較手段と、（６）第Ｎ比較手段からの論理信号に基づき、予測対象以外の信号を受信したときに、第Ｎ比較手段による比較結果の誤判定を回避する第Ｎ保護論理手段と、（７）第１保護論理手段からの出力信号と、第Ｎ保護論理手段からの出力信号とが同時に真とならないように排反論理を行う排反論理手段と、（８）排反論理手段から出力信号を受け取り、データ伝送の最小単位のデータを識別して元のデータを再生する識別再生手段とを備えることを特徴とする。

第２の本発明の復調方法は、入力された周波数偏移変調信号を復調する復調方法において、（１）第１線形予測手段が、正弦波信号のｎ倍角の公式に基づく線形予測処理により、入力信号と第１予測信号との予測誤差を求める第１線形予測工程と、（２）第１比較手段が、第１線形予測手段による予測誤差の大きさを閾値と比較して、その比較結果に応じた論理信号を出力する第１比較工程と、（３）第１保護論理手段が、第１比較手段からの論理信号に基づき、予測対象以外の信号を受信したときに、第１比較手段による比較結果の誤判定を回避する第１保護論理工程と、（４）第Ｎ線形予測手段が、正弦波信号のｎ倍角の公式に基づく線形予測処理により、入力信号と第Ｎ（Ｎは２以上の整数）予測信号との予測誤差を求める第Ｎ線形予測工程と、（５）第Ｎ比較手段が、第Ｎ線形予測手段による予測誤差の大きさを閾値と比較して、その比較結果に応じた論理信号を出力する第Ｎ比較工程と、（６）第Ｎ保護論理手段が、第Ｎ比較手段からの論理信号に基づき、予測対象以外の信号を受信したときに、第Ｎ比較手段による比較結果の誤判定を回避する第Ｎ保護論理工程と、（７）排反論理手段が、第１保護論理手段からの出力信号と、第Ｎ保護論理手段からの出力信号とが同時に真とならないように排反論理を行う排反論理工程と、（８）識別再生手段が、排反論理手段から出力信号を受け取り、データ伝送の最小単位のデータを識別して元のデータを再生する識別再生工程とを有することを特徴とする。

本発明によれば、線形予測フィルタを用いることにより、ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｖ．２３に準拠した周波数偏移変調信号をディジタル信号処理により復調することができる。

実施形態の復調器の構成を示す構成図である。実施形態のＦ_Ｚ線形予測器及びＦ_Ａ線形予測器の構成を示す構成図である。実施形態の比較器の構成を示す構成図である。実施形態の保護論理器における処理を示す遷移状態図である。実施形態の排反論理器の構成を示す構成図である。実施形態の識別／再生論理器が対象とするデータのデータフォーマットを説明する説明図である。実施形態の標本数と受信ビット数との関係を示す標本数−受信ビット数対応テーブルの構成を示す構成図である。実施形態の識別／再生論理器における処理を示す状態遷移図である。図８の状態遷移図における変数の定義を説明する変数説明図である。実施形態の復調器における動作を説明する説明図である。従来の零交差法を用いてＩＴＵ−Ｔ勧告Ｖ．２３に準拠した周波数偏移変調信号を復調する場合の１ｂｉｔ当たり零交差数を説明する説明図である。

（Ａ）実施形態
以下では、本発明の復調器及び復調方法の実施形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

この実施形態は、ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｖ．２３に準拠した周波数偏移信号をディジタル信号処理で復調する復調器に本発明を適用する場合を例示する。

（前提条件１）
この実施形態で説明する復調器の処理は、ハードウェアで実現するようにしてもよいし、又はファームウェアで実現するようにしてもよい。さらに、ハードウェアとファームウェアとを組み合わせて実現するようにしてもよい。

（前提条件２）
この実施形態で現れる信号はすべて離散値系の信号である。例えば、信号ｘ（ｎ）と表記するとき、ｎは整数であり離散時間の現時刻を表す指標である。ｘ（ｎ−１）はｘ（ｎ）の１つ前の過去の標本値を表しており、ｘ（ｎ＋１）はｘ（ｎ）の１つ後の未来の標本値を表している。

（Ａ−１）実施形態の構成
（Ａ−１−１）復調器の全体構成
図１は、この実施形態の復調器の構成を示す構成図である。図１において、復調器１は、受信端子１０１、Ｆ_Ｚ線形予測器１０２、絶対値化器１０３、比較器１０４、保護論理器１０５、Ｆ_Ａ線形予測器１０６、絶対値化器１０７、比較器１０８、保護論理器１０９、排反論理器１１０、識別／再生論理器１１１、出力端子１１２を少なくとも有して構成される。

加入者交換機（図示しない）において、２値のバイナリデータが周波数偏移変調され、音声帯域アナログ信号としてアナログ電話端末（図示しない）に送信される。この音声帯域アナログ信号は、アナログ電話端末で受信され、図示しないＡ／Ｄ変換器（アナログ／ディジタル変換器）によりディジタル信号に変換される。

Ａ／Ｄ変換器によりディジタル変換されたディジタル信号は、図１に示す復調器１に与えられる。

受信端子１０１は、Ａ／Ｄ変換器からディジタル信号を入力し、Ｆ_Ｚ線形予測器１０２及びＦ_Ａ線形予測器１０６に入力したディジタル信号を与えるものである。

Ｆ_Ｚ線形予測器１０２は、線形周波数Ｆ_Ｚ１３００Ｈｚ（１、マーク）の正弦波信号に関する線形予測器であり、Ｆ_Ａ線形予測器１０６は、線路周波数Ｆ_Ａ２１００Ｈｚ（０、スペース）の正弦波信号に関する線形予測器である。Ｆ_Ｚ線形予測器１０２及びＦ_Ａ線形予測器１０６はいずれも入力信号と予測信号との差分、つまり予測誤差を、絶対値化器１０３及び絶対値化器１０７に出力する。

絶対値化器１０３及び絶対値化器１０７は、Ｆ_Ｚ線形予測器１０２及びＦ_Ａ線形予測器１０６から出力された予測誤差信号の絶対値を算出するものであり、比較器１０４および１０８に出力するものである。

比較器１０４及び比較器１０８は、絶対値化器１０３及び絶対値化器１０７から出力された予測誤差の絶対値を示す絶対予測誤差を受け取り、絶対予測誤差が閾値未満の場合には論理値「０」を、また絶対予測誤差が閾値以上の場合には論理値「１」を、保護論理器１０５及び保護論理器１０９に出力するものである。

保護論理器１０５及び保護論理器１０９は、比較器１０４及び比較器１０８から出力される論理信号を受け取り、これら論理信号に基づき比較器１０４及び比較器１０８の瞬間的な誤判定を防止するために保護論理を取るものである。これにより、後段の排反論理器１１０及び識別／再生論理器１１１の処理への影響を防止することができる。なお、保護論理器１０５及び保護論理器１０９における具体的な処理例は後述する。

排反論理器１１０は、保護論理器１０５及び保護論理器１０９からの出力信号を受け取り、Ｆ_Ｚ線形予測器１０２及びＦ_Ａ線形予測器１０６の両方の予測結果が同時に真となることを防止するものである。

識別／再生論理器１１１は、排反論理器１１０からの出力信号を受け取り、８ビット単位のデータを識別して再生するものである。また、識別／再生論理器１１１により再生されたデータは出力端子１１２を介して復調器１の後段に与えられる。

（Ａ−１−２）Ｆ_Ｚ線形予測器１０２及びＦ_Ａ線形予測器１０６
Ｆ_Ｚ線形予測器１０２及びＦ_Ａ線形予測器１０６は、上述したように、正弦波信号に対する線形予測器であり、今回の標本値と予測値との差である予測誤差を出力するものである。

正弦波信号に対する線形予測の方法としては、正弦波信号に対する２つの連続する標本値から、その次の標本値を導出することができることを利用する。これは、正弦波信号が、以下に示す三角関数のｎ倍角の公式から明らかである。

ここで、ω_ａは角周波数であり、正弦波信号の周波数をｆ_ａとすると、ω_ａ＝２πｆ_ａなる関係がある。また、Ｔは標本化間隔であり標本化周波数ｆ_ｓの逆数である。従って、式（１）において、ω_ａＴは定数となることに留意する。また、ｎは変数であり、式（１）は、周波数ｆ_ａの正弦波信号に対する線形を予測することができることを示す。

また、式（１）を以下に示すように標本値を用いた表現に改める。

ここで、ｘ（ｎ）は、今回入力した入力信号の標本値である。もし、ｘ（ｎ）が角周波数ω_ａの正弦波信号であるならば、ｘ＾（ｎ）＝ｘ（ｎ）が成立することになるので、式（２）は、今回から過去２つの連続する標本値を用いて、今回の標本値を予測する予測器と解釈できるのである。

そのため、今回の標本値と、過去２つの連続する標本値から予測した予測値との差である予測誤差ε（ｎ）は、式（３）のように示すことができる。

Ｆ_Ｚ線形予測器１０２及びＦ_Ａ線形予測器１０６は、式（３）に示される処理を行う。式（３）に示される処理は、角周波数ω_ａに零点を有する２次ＦＩＲ（Finite Impulse Response）型ノッチフィルタとみなすことができる。そこで、Ｆ_Ｚ線形予測器１０２及びＦ_Ａ線形予測器１０６の構成の一例として、図２に示すような構成を備える場合を説明する。

図２は、Ｆ_Ｚ線形予測器１０２及びＦ_Ａ線形予測器１０６の構成例と、式（３）をシグナルフローで示した図である。

図２において、Ｆ_Ｚ線形予測器１０２及びＦ_Ａ線形予測器１０６は、入力端子２０１、レジスタ２０２、レジスタ２０３、乗算器２０４、加算器２０５、加算器２０６、出力端子２０７を有する。

入力信号ｘ（ｎ）は、入力端子２０１を介して、レジスタ２０２と加算器２０６に与えられる。

レジスタ２０２及び２０３は、それぞれ１標本化期間だけ信号を格納して、１標本化期間だけ遅延を与えるものである。また、レジスタ２０２とレジスタ２０３とは縦続されている。そのため、レジスタ２０２には今回の入力信号ｘ（ｎ）に対して１つ前の標本値ｘ（ｎ−１）が格納され、レジスタ２０３には今回の入力信号ｘ（ｎ）に対して２つ前の標本値ｘ（ｎ−２）が格納される。また、レジスタ２０２は、乗算器２０４と接続している。さらに、レジスタ２０３は、加算器２０５と接続している。

乗算器２０４は、レジスタ２０２から出力された標本値ｘ（ｎ−１）に、定数（−２ｃｏｓω_ａＴ）を乗算して、その乗算結果を加算器２０５に出力するものである。

加算器２０５は、乗算器２０４からの乗算結果と、レジスタ２０３から出力された標本値ｘ（ｎ−２）とを加算し、その加算結果を加算器２０６に出力するものである。

加算器２０６は、入力端子２０１からの入力信号ｘ（ｎ）と加算器２０５からの加算結果とを加算し（すなわち、ｘ（ｎ）からｘ＾（ｎ）を減算し）その加算結果ε（ｎ）を出力端子２０７に出力するものである。

なお、上述したようにレジスタ２０２とレジスタ２０３とは縦続しており、レジスタ２０２に格納されている標本値はレジスタ２０３に移動し、今回入力した標本値はレジスタ２０２に移動する。上記のような処理が繰り返し行なわれる。

図２に例示するＦ_Ｚ線形予測器１０２及びＦ_Ａ線形予測器１０６は、２つの特徴を有している。

１つは、角周波数ω_ａの正弦波信号が入力したとき、この正弦波信号は、順次、レジスタ２０２とレジスタ２０３とに格納される。すなわち、標本化周期をＴとすると、２Ｔ経過後に、当該正弦波信号を正確に予測することができ、予測誤差を理想的には零にすることができる。つまり、正弦波信号の予測と予測誤差の修正を迅速にできる。ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｖ．２３変調方式では、１２００ｂｐｓの１ｂｉｔ当たり８ｋＨｚ標本化周波数による標本数が６〜７個であることを考慮すると非常に望ましい性質である。また、図２に例示したＦ_Ｚ線形予測器１０２及びＦ_Ａ線形予測器１０６の代わりに角周波数ω_ａに零点を有する一般的なノッチフィルタを利用することも可能かもしれないが、この実施形態のように、２次ＦＩＲ型予測器は角周波数ω_ａの正弦波の除去に要する時間が前述したように２Ｔであり、これはあらゆる種類のノッチフィルタの中で最速となっている。

もう１つは、図２に例示したＦ_Ｚ線形予測器１０２及びＦ_Ａ線形予測器１０６は、入力信号レベルに依存することなく正確に予想可能である。本性質は、加入者交換機とアナログ電話端末を接続するアナログ回線伝送路の周波数応答特性が１３００Ｈｚと２１００Ｈｚで異なるときには特に有用となるものである。

（Ａ−１−３）比較器１０４及び比較器１０８
比較器１０４及び比較器１０８は、上述したように、絶対値化器１０３及び絶対値化器１０７から受け取った絶対予測誤差を閾値と比較するものである。

図３は、比較器１０４及び比較器１０８の内部構成を示す構成図である。図３において、比較器１０４及び比較器１０８は、入力端子３０１、閾値３０２、比較器３０３、出力端子３０４を有する。

比較器３０３は、入力端子３０１を介して、絶対値化器１０３及び１０７から出力された信号ｘ（ｎ）を入力する。また、比較器３０３は、閾値ＴＨ３０２を入力しており、入力信号ｘ（ｎ）と閾値ＴＨとを大きさを比較し、入力信号ｘ（ｎ）がＴＨ未満のときは論理信号ｙ（ｎ）＝０を出力し、入力信号ｘ（ｎ）がＴＨ以上のときは論理信号ｙ（ｎ）＝１を出力する。

比較器１０４及び比較器１０８は、Ｆ_Ｚ線形予測器１０２及びＦ_Ａ線形予測器１０６による瞬間的な誤判定を防止するものである。瞬間的に誤判定をした場合、そのわずかな標本化期間だけ予測誤差は大きくなる。そこで、比較器１０４及び比較器１０８は、誤判定と判断するための閾値ＴＨを設定しておき、各絶対予測誤差が閾値ＴＨ以上か否かを判定することで、誤判定か否かを確認する。

従って、比較器３０３からの出力信号が「０」を継続するときは、Ｆ_Ｚ線形予測器１０２及びＦ_Ａ線形予測器１０６の予測が的中していることを表しており、逆に「１」が継続するときは予測がはずれていることを表している。なお、予測がはずれるときは、閾値ＴＨを超える振幅（ｚｅｒｏ‐ｔｏ‐Ｐｅａｋ）の正弦波信号がＦ_Ｚ線形予測器１０２及びＦ_Ａ線形予測器１０６の出力に現れるのであるが、正弦波信号なのでその瞬時値は閾値を下回ることがあるので、後段に保護論理器１０５及び１０９を用意する必要がある。

（Ａ−１−４）保護論理器１０５及び保護論理器１０９
図４は、保護論理器１０５及び保護論理器１０９が行う保護論理の状態遷移図である。

図４では、保護論理の状態が３種類あり、それぞれの状態をＳｔａｔｅ＝０，１，２とする。また、図４においてｘ（ｎ）は、保護論理器１０５及び保護論理器１０９の入力信号を示し、ｙ（ｎ）は、保護論理器１０５及び保護論理器１０９の出力信号を示す。

初期状態は、Ｓｔａｔｅ＝０になっており、出力信号ｙ（ｎ）＝０を出力する。入力信号ｘ（ｎ）＝０が継続する場合、Ｓｔａｔｅ＝０の状態を保持する。

そして、入力信号ｘ（ｎ）が「０」から「１」に変化するとき、状態はＳｔａｔｅ＝１に遷移し、出力信号ｙ（ｎ）＝１を出力する。ここで、当該状態から入力信号ｘ（ｎ）が連続して２回以上「０」となるときのみ、状態はＳｔａｔｅ＝１からＳｔａｔｅ＝２を経由してＳｔａｔｅ＝０に遷移し、出力信号はｙ（ｎ）＝０となる。これ以外では、状態はＳｔａｔｅ＝１またはＳｔａｔｅ＝２に留まり、ｙ（ｎ）＝１の出力を保持する。

ここで、状態がＳｔａｔｅ＝１からＳｔａｔｅ＝０に遷移するときのみ、入力信号ｘ（ｎ）＝０が２回以上連続することを条件にしている理由は、例えば、１３００Ｈｚの正弦波信号のＦ_Ｚ線形予測器１０２に２１００Ｈｚの正弦波信号が印加されると、Ｆ_Ｚ線形予測器１０２の予測誤差には２１００Ｈｚの正弦波信号が現れ、予測誤差の絶対値が比較器１０４の閾値未満になることがあり得るので、保護論理を取ることで誤判定されることを防止している。

なお、状態遷移の保護段数は、周波数偏移変調の線路周波数や比較器１０４及び１０８の閾値ＴＨに依存するものであり、図４に示した保護段数は一例でしかない。また、図４に示す例では、Ｓｔａｔｅ＝０からＳｔａｔｅ＝１への遷移には保護を設けていないが、伝送路上に雑音が現れ誤動作が懸念されるのであれば、保護を設けるようにしてもよい。

（Ａ−１−５）排反論理器１１０
周波数偏移変調信号が１３００Ｈｚから２１００Ｈｚに、または、その逆に遷移するとき、Ｆ_Ｚ線形予測器１０２及びＦ_Ａ線形予測器１０６が追従するのに標本化間隔の２倍の時間を要することを先に説明した。

よって、この間のＦ_Ｚ線形予測器１０２及びＦ_Ａ線形予測器１０６の判定結果は参照しないようにするべきである。

そこで、排反論理器１１０は、１３００Ｈｚ用途のＦ_Ｚ線形予測器１０２と、２１００Ｈｚ用途のＦ_Ａ線形予測器１０６とが、ある入力信号に対して両方とも受信したとみなすことを回避するために設けている。

図５は、排反論理器１１０の内部構成を示す内部構成図である。図５において、排反論理器１１０は、入力端子５０１、入力端子５０２、ＮＯＴゲート５０３、ＮＯＴゲート５０４、ＡＮＤゲート５０５、ＡＮＤゲート５０６、出力端子５０７、出力端子５０８を有する。

入力端子５０１は、保護論理器１０５と接続しており、１３００Ｈｚの線形予測の保護論理出力Ｍａｒｋ（ｎ）を入力し、ＮＯＴゲート５０３とＡＮＤゲート５０６に供給するものである。また、入力端子５０２は、保護論理器１０６と接続し、２１００Ｈｚの線形予測の保護論理出力Ｓｐａｃｅ（ｎ）を入力し、ＮＯＴゲート５０４とＡＮＤゲート５０５に供給するものである。

ここで、保護論理出力Ｍａｒｋ（ｎ）とＳｐａｃｅ（ｎ）とは負論理とする。ＡＮＤゲート５０５は、Ｍａｒｋ（ｎ）＝０かつＳｐａｃｅ（ｎ）＝１のときのみ、出力がＭａｒｋ＿ｄｅｔ（ｎ）＝１となり、出力端子５０７に供給する。また、ＡＮＤゲート５０６は、Ｍａｒｋ（ｎ）＝１かつＳｐａｃｅ（ｎ）＝０のときのみ、出力がＳｐａｃｅ＿ｄｅｔ（ｎ）＝１となり、出力端子５０８に供給する。ここで、排反論理の出力Ｍａｒｋ＿ｄｅｔ（ｎ）とＳｐａｃｑ＿ｄｅｔ（ｎ）は正論理であることに留意する。

（Ａ−１−６）識別／再生論理器１１１
次に、識別／再生論理器１１１における詳細な処理を説明する。この識別／再生論理器１１１の処理を説明する前に、以下の留意事項を指摘する。

（留意事項１）
非特許文献２では、加入者交換機とアナログ電話端末間での周波数偏移変調方式によるデータ通信は調歩同期を用いることが規定されている。つまり、バイト単位の送信データの先頭にスタートビットと、その最後にストップビットが付加され、１０ビット単位で送信されるようになっている。この様子を図６（Ａ）に示す。さらに、通信開始時には、論理値１に対応するマークビットを６０ｍｓｅｃ以上送出するように規定されている。

したがって、復調器１におけるデータ識別／再生論理器１１１は、スタートビットとストップビットに挟まれた８ビットのデータ毎に実施することが望ましい。これにより、加入者交換機とアナログ電話端末のクロック周波数が非同期であっても、オーバフローやアンダーフローを起こすことなく通信することができるのである。スタートビットとストップビットが付加された１０ｂｉｔのバイナリデータのフォーマットを図６（Ａ）に示す。

（留意事項２）
次に、データ識別／再生論理器１１１において留意すべきことは、伝送速度１２００ｂｐｓに対して電話網で採用されている標本化速度が８ｋＨｚとなっていることである。つまり、１２００ｂｐｓの伝送符号１ｂｉｔ当たりの標本数は６個または７個となり、別の表現をすると、伝送符号３ｂｉｔ当たりの標本数は２０個であり、伝送符号のビット境界が判然としていないことである。ビット境界が判然としないまでも、例えば、図６（Ｂ）に示すように、データ８ｂｉｔが「１／０」の繰り返しパターンの場合は、Ｆ_Ｚ線形予測器１０２及びＦ_Ａ線形予測器１０６の判定結果がデータの１ｂｉｔ毎に反転するので伝送符号を識別／再生可能となる。

ところが、例えば、図６（Ｃ）に示すように、データ８ｂｉｔが全て「０」の場合、Ｆ_Ｚ線形予測器１０２及びＦ_Ａ線形予測器１０６の判定結果は「０」受信を継続的に示すことになるのだが、データ識別／再生論理器１１１は、ビット境界がないので、符号「０」が何ビット連続しているのか容易には分からない。

これを解決するには、ゼロに初期化した標本化周期でカウントアップする標本数カウンタを用意しておき、スタートビット検出後に当該カウンタをイネーブル状態とし、同一符号を受信中はカウントアップさせる。符号が反転するごとに当該カウンタ値から同一符号の受信ビット数を算出すると同時に、当該カウンタに１をセットする。

図７は、カウンタ値と受信ビット数との関係を示す標本数−受信ビット数対応テーブルの構成を示す構成図である。図７は、例えば、先に説明した伝送速度１２００ｂｐｓの標本化速度８ｋＨｚの関係から導出されたものである。

上記の２点の留意事項を織り込んだ識別／再生論理器１１１に詳細な処理について図８を参照しながら説明する。

図８は、識別／再生論理器１１１における状態遷移を示す状態遷移図である。ここでは、スタートビット＋８ビットデータ＋ストップビットの合計１０ｂｉｔを識別／再生する場合を例示する。また、応用に際しては、必要な回数だけ繰り返せばよい。

なお、図８では、処理内容をＣ言語で表記されている。しかしながら、これはファームウェアでの処理を指定するものではなく、実現はハードウェアとファームウェアのいずれでも可能である。

図９は、図８に現れる変数と定数とを説明する説明図である。図９に示すように、「Ｓｐａｃｅ＿ｄｅｔ」は、図５に示す排反論埋出力信号のＳｐａｃｅ＿ｄｅｔ（ｎ）のことである。「Ｍａｒｋ＿ｄｅｔ」は、図５に示す排反論理出力信号のＭａｒｋ＿ｄｅｔ（ｎ）のことである。

「Ｓｔａｔｅ」は、識別／再生論理器１１１の状態を示す変数であり、ここでは、次に示すような３種類の状態が存在する。

「Ｓｔａｔｅ＝０」：Ｓｔａｒｔｂｉｔの受信待ち状態
「Ｓｔａｔｅ＝１」：Ｓｐａｃｅｂｉｔ（＝０）受信中状態
「Ｓｔａｔｅ＝２」：Ｍａｒｋｂｉｔ（＝１）受信中状態
標本数カウンタ「ｓｍｐｌ＿ｃｎｔ」は、Ｓｐａｃｅｂｉｔ（＝０）またはＭａｒｋｂｉｔ（＝１）受信中に標本化周期でインクリメントされるカウンタである。受信符号が変化する毎に「１」に初期化される。

ビット数カウンタ「ｂｉｔ＿ｃｎｔ」は、現時点までに識別／再生されたビット数を表すカウンタである。最大値は、Ｓｔａｒｔｂｉｔ、Ｄａｔａ８ｂｉｔ、Ｓｔｏｐｂｉｔの合計１０ｂｉｔである。

Ｔ［ｓｍｐｌ＿ｃｎｔ］は、図７における同一符号の連続回数（受信ビット数）に相当する。受信符号の反転時に、それまでの反転前の受信標本数であるｓｍｐｌ＿ｃｎｔを引数にして受信ｂｉｔ数に変換する。

「ｓｐａｃｅ＿ｂｉｔ」は、Ｓｐａｃｅｂｉｔ（＝０）受信中の標本数を上記Ｔ［ｓｍｐｌ＿ｃｎｔ］からＳｐａｃｅｂｉｔ数に換算した値である。「ｍａｒｋ＿ｂｉｔ」は、Ｍａｒｋｂｉｔ（＝１）受信中の標本数を上記Ｔ［ｓｍｐｌ＿ｃｎｔ］からＭａｒｋｂｉｔ数に換算した値である。

「ｉ」は、ループ処理におけるループカウンタである。ｂｉｔ［ｂｉｔ＿ｃｎｔ＋ｉ］は、Ｓｔａｒｔｂｉｔ、Ｄａｔａ８ｂｉｔ、Ｓｔｏｐｂｉｔの合計１０ｂｉｔをｂｉｔ単位にその値を格納する配列である。

図８において、識別／再生論理器１１１は、受信開始処理と同時に、Ｓｔａｔｅ＝０の状態となる。Ｓｔａｔｅ＝０では、Ｓｔａｒｔｂｉｔ（ここでは０とする）の受信待ち状態となる。

そして、受信データとして「０」を検出すると、つまり、識別／再生論理器１１１がＳｐａｃｅ＿ｄｅｔ＝１を受け取ると、次のように変数の値を更新し（ステップＦ１０１）、状態をＳｔａｔｅ＝１に遷移する。

ｓｍｐｌｅ＿ｃｎｔ＝１；
ｂｉｔ＿ｃｎｔ＝０；
Ｓｔａｔｅ＝１；
次に、状態ｓｔａｔｅ＝１のときに、識別／再生論理器１１１がＳｐａｃｅ＿ｄｅｔ＝１を受け取ると、これは受信データ「０」を継続して受信している状態なので、標本数カウンタｓｍｐｌ＿ｃｎｔの値をインクリメントする。なお、Ｓｐａｃｅ＿ｄｅｔ＝１を連続して受け取る場合は、そのたびに標本数カウンタｓｍｐｌ＿ｃｎｔの値をインクリメントする。Ｃ言語で表記すると、次のようになる。

Ｓｍｐｌ＿ｃｎｔ＋＋；
状態ｓｔａｔｅ＝１のときに、識別／再生論理器１１１がＭａｒｋ＿ｄｅｔ＝１を受け取ると、これは受信符号が反転したことを意味するので、この時点までに受信したＳｐａｃｅｂｉｔ数を算出する必要がある（ステップＦ１０２）。

このとき、識別／再生論理器１１１は、図７に示す標本数−受信ビット数対応テーブルを参照して、Ｓｐａｃｅｂｉｔ受信中の標本数を表す「ｓｍｐｌ＿ｃｎｔ」に対応する受信ビット数Ｔ［ｓｍｐｌ＿ｃｎｔ］を求める。そして、この受信ビット数Ｔ［ｓｍｐｌ＿ｃｎｔ］をＳｐａｃｅ＿ｂｉｔに変換する。また、識別／再生論理器１１１は、受信したバイナリデータを記録するため、Ｓｐａｃｅｂｉｔ数分だけ配列ｂｉｔ［］に「０」を書き込む。次に、受信ｂｉｔ数を表すｂｉｔ＿ｃｎｔにｓｐａｃｅ＿ｂｉｔを加算して更新する。さらに、Ｍａｒｋ＿ｄｅｔ＝１、つまり、「１」を受信したので、ｓｍｐｌ＿ｃｎｔを１に初期化する。識別／再生論理器１１１は、上記のような変数の更新を行い、状態をｓｔａｔｅ＝２に遷移させる。以上の処理をＣ言語で表記すると下記となる。

ｓｐａｃｅ＿ｂｉｔ＝Ｔ［ｓｍｐｌ＿ｃｎｔ］；
ｆｏｒ（ｉ＝１；ｉ＜＝ｓｐａｃｅ＿ｂｉｔ；ｉ＋＋）
ｂｉｔ［ｂｉｔ＿ｃｎｔ＋ｉ］＝０；
ｂｉｔ＿ｃｎｔ＋＝ｓｐａｃｅ＿ｂｉｔ；
ｓｍｐｌ＿ｃｎｔ＝１；
ｓｔａｔｅ＝２；
状態ｓａｔｅ＝２のときに、識別／再生論理器１１１がｓｐａｃｅ＿ｄｅｔ＝１を受け取ると、これは受信符号が反転したことを意味するので、この時点までに受信したＭａｒｋｂｉｔ数を算出する必要がある（ステップＦ１０３）。

このとき、識別／再生論理器１１１は、図７に示す標本数−受信ビット数対応テーブルを参照して、Ｍａｒｋｂｉｔ受信中の標本数を表すｓｍｐｌ＿ｃｎｔに対応する受信ビット数を求める。そして、この受信ビット数（Ｍａｒｋｂｉｔ数）をｍａｒｋ＿ｂｉｔとする。次に、識別／再生論理器１１１は、受信したバイナリデータを記録するため、Ｍａｒｋｂｉｔ数分だけ配列ｂｉｔ［］に「１」を書き込む。次に、受信ｂｉｔ数を表すｂｉｔ＿ｃｎｔにｍａｒｋ＿ｂｉｔを加算して更新する。さらに、ｓｐａｃｅ＿ｄｅｔ＝１、つまり、「０」を受信したのでｓｍｐｌ＿ｃｎｔを１に初期化する。そして、識別／再生論理器１１１は、上記のような変数の更新を行い、状態をｓｔａｔｅ＝１に遷移させる。以上の処理をＣ言語で表記すると下記となる。

ｍａｒｋ＿ｂｉｔ＝Ｔ［ｓｍｐｌ＿ｃｎｔ］；
ｆｏｒ（ｉ＝１；ｉ＜＝ｍａｒｋ＿ｂｉｔ；ｉ＋＋）
ｂｉｔ［ｂｉｔ＿ｃｎｔ＋ｉ］＝１；
ｂｉｔ＿ｃｎｔ＋＝ｍａｒｋ＿ｂｉｔ；
ｓｍｐｌ＿ｃｎｔ＝１；
ｓｔａｔｅ＝１；
状態ｓａｔｅ＝２のときに、識別／再生論理器１１１が、Ｍａｒｋ＿ｄｅｔ＝１を受け取ると、これは受信データ「１」を継続して受信している状態なので、ｓｍｐｌ＿ｃｎｔをインクリメントする。

ただし、Ｓｔｏｐｂｉｔを受信している可能性があるので、当該状態にあるときは常に受信ビット数を確認しなければならない。まず、識別／再生論理器１１１は、図７に示す標本数−受信ビット数対応テーブルを参照して、標本数ｓｍｐｌ＿ｃｎｔからｍａｒｋ＿ｂｉｔ数を算出し、これとそれまでに受信したビット数ｂｉｔ＿ｃｎｔを加算した値が１０ｂｉｔに到達したかどうかを確認する。

そして、１０ｂｉｔに到達していれば、これはＳｔｏｐｂｉｔを受信したことになるので、今回受信ビット数分だけ配列ｂｉｔ[］に１を書き込む。１０ｂｉｔに到達していないときは、標本数カウンタをインクリメントする。そして、受信ビット数が１０になったときは、当該処理は終了する。以上の処理を下記にＣ言語で表記する。

ｓｍｐｌ＿ｃｎｔ＋＋；
ｍａｒｋ＿ｂｉｔ＝Ｔ［ｓｍｐｌ＿ｃｎｔ］；
ｉｆ（１０＜＝（ｂｉｔ＿ｃｎｔ＋ｍａｒｋ＿ｂｉｔ））｛
ｆｏｒ（ｉ＝１；ｉ＜＝ｍａｒｋ＿ｂｉｔ；ｉ＋＋）
ｂｉｔ［ｂｉｔ＿ｃｎｔ＋ｉ］＝１；
ｇｏｔｏｅｎｄ＿ｐｒｏｃ；
｝
（Ａ−２）実施形態の動作
次に、実施形態の復調器１における復調処理の動作を、図面を参照しながら説明する。

図１０は、復調器１における復調処理の動作を示す動作説明図である。

図１０（ａ）に示す信号は、周波数偏移変調される前の２値のバイナリデータである。ここでは、便宜上、８ｋＨｚの標本化周波数で標本化した形式で表現している。理由としては、前述したように、８ｋＨｚの標本化周波数が採用されている通信システムにおいては、伝送速度１２００ｂｐｓのバイナリデータ１ｂｉｔ当たりの標本数は６個または７個、別の表現をすると，バイナリデータ３ｂｉｔ当たりの標本数は２０個であり、このことを明示するためである。

図１の入力端子１０１に供給される周波数偏移変調信号である。

図１０（ｂ）に示す信号は、図１０（ａ）に示すバイナリデータをＩＴＵ−Ｔ勧告Ｖ．２３に従って周波数偏移変調したときの波形である。黒のドットは標本値を示す。

なお、ここでの図は隣接する標本値を実線の直線で近似しているために歪んで見えるが、実際は、バイナリデータが「１」のときは１３００Ｈｚの正弦波であり、バイナリデータが「０」のときは２１００Ｈｚの正弦波である。

図１０（ｃ）に示す信号は、バイナリデータの「１」を表す１３００Ｈｚ正弦波信号のＦ_Ｚ線形予測器１０２が出力する予測誤差信号である。１３００Ｈｚの正弦波信号が入力されているときは予測誤差信号は非常に小さくなるが、バイナリデータの「０」を表す２１００Ｈｚの正弦波信号が入力されるときには当該信号成分が予測誤差信号として現れる。

図１０（ｄ）に示す信号は、バイナリデータの「０」を表す２１００Ｈｚ正弦波信号のＦ_Ａ線形予測器１０６が出力する予測誤差信号である。上記の図１０（ｃ）と対照的な動作となっている。

図１０（ｅ）に示す信号は、比較器１０４の出力信号である。当該出力信号は論理信号であり、「０」のときは予測誤差が小さいとき、すなわち、バイナリデータの「１」を表す１３００Ｈｚ正弦波信号を受信していることを示している。逆に当該出力信号が「１」のときは、１３００Ｈｚ正弦波信号以外の信号を受信していることを表している。

図１０（ｆ）に示す信号は、比較器１０８の出力信号である。当該出力信号は論理信号であり、「０」のときは予測誤差が小さいとき、すなわち、バイナリデータの「０」を表す２１００Ｈｚ正弦波信号を受信していることを示している。逆に当該出力信号が「１」のときは，２１００Ｈｚ正弦波信号以外の信号を受信していることを表している。

図１０（ｇ）に示す信号は、保護論理器１０５の出力信号である。図１０（ｅ）の信号が「１」から「０」に遷移するときは、２回以上０が継続すると、図１０（ｇ）も「０」に遷移するが、逆に、図１０（ｅ）の信号が「０」から「１」に遷移するときは、図１０（ｇ）も同時に遷移していることが分かる。

図１０（ｈ）に示す信号は、保護論理器１０９の出力信号である。図１０（ｆ）の信号が「１」から「０」に遷移するときは、２回以上０が継続すると、図１０（ｈ）も「０」に遷移するが、逆に、図１０（ｆ）の信号が「０」から「１」に遷移するときは図１０（ｈ）も同時に遷移していることが分かる。また、図１０（ｆ）の信号「１→０→１」と遷移しても図１０（ｈ）は「１」を維持している。

図１０（ｉ）と図１０（ｊ）に示す信号は排反論理器１１０の出力信号であり、図１０（ｉ）は、図５の出力信号Ｍａｒｋ＿ｄｅｔ（ｎ）を表しており、図１０（ｊ）は、図５の出力信号Ｓｐａｃｅ＿ｄｅｔ（ｎ）を表している。排反論理器１１０は、Ｍａｒｋ＿ｄｅｔ（ｎ）とＳｐａｃｅ＿ｄｅｔ（ｎ）の両方が同時に真とならないことを保証している。

（Ａ−３）実施形態の効果
以上のように、この実施形態によれば、以下のような効果を奏することができる。

この実施形態によれば、ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｖ．２３に準拠して周波数偏移変調されたアナログ信号をＡＤ変換器でディジタル信号に変換後、ディジタル信号処理により復調処理することができ、復調用途の専用アナログ回路を必要としない。

また、この実施形態によれば、復調処理に要求する標本化速度が電話交換網の標本化速度と同一の８ｋＨｚであり、これは、アナログ電話端末で音声処理にディジタル信号処理を採用している場合、音声処理用途のディジタル信号処理回路と復調処理用途のディジタル信号処理回路が共用できるという効果がある。

さらに、この実施形態によれば、正弦波信号の線形予測器には、２次ＦＩＲ型フィルタを採用しているため、変調波信号の受信開始後、または、被変調バイナリデータの極性反転後の３つめの標本からは追従可能である。この高速な追従特性は、ＩＴＵ‐Ｔ勧告Ｖ．２３のようにバイナリデータの伝送速度（１２００ｂｐｓ）と搬送周波数（１３００Ｈｚと２１００Ｈｚ）が近接しているときに有利となるものである。

また、この実施形態による線形予測フィルタは、原理的に受信信号のレベルに依存せずに予測可能なので、マークとスペースを表す２つの線路周波数に対して、伝送路の周波数特性が異なっていても正しく復調可能である。つまり、両方の線路周波数に対する受信レベルの正規化処理を不要とする。この優位性は、ＮＴＴ電話サービスのモデムダイヤルインやナンバディスプレイのように、通信開始前に１３００Ｈｚの線路周波数に対して受信レベルを正規化する契機があるものの、２１００Ｈｚの線路周波数に対して受信レベルを正規化する契機がない通信方式において顕著となる。

（Ｂ）他の実施形態
上述した実施形態では、正弦波信号に対する線形予測器を２つ具備して、ＩＴＵ‐Ｔ勧告Ｖ．２３で規定されている周波数偏移変調信号を復調する方法を提案したが、例えば、３つ以上の正弦波信号を使用して多値データを周波数偏移変調した信号に対しても、使用される正弦波に対応する線形予測器を必要な数だけ用意することで、多値データを復調することも可能である。

具体的には、図１における“線形予測器”、“絶対値”、“比較器”、“保護論理”を必要な数だけ並列に具備することで、多値データの復調器に容易に拡張可能である。

本発明は、ＮＴＴアナログ電話サービスのモデムダイヤルイン、ナンバディスプレイ、キャッチディスプレイサービスを受ける私設網内交換機（ＰＢＸ）やアナログ電話端末に適用可能である。

１…復調器、１０１…入力端子、１０２…Ｆ_Ｚ線形予測器、１０６…Ｆ_Ａ線形予測器、
１０３及び１０７…絶対値化器、１０４及び１０８…比較器、１１２…出力端子、
１０５及び１０９…保護論理器、１１０…排反論理器、１１１…識別／再生論理器、
２０１…入力端子、２０２及び２０３…レジスタ、２０４…乗算器、
２０５及び２０６…加算器、２０７…出力端子、
３０１…入力端子、３０２…閾値、３０３…比較器、３０４…出力端子、
５０１及び５０２…入力端子、５０３及び５０４…ＮＯＴゲート、
５０５及び５０６…ＡＮＤゲート、５０７及び５０８…出力端子。

Claims

入力された周波数偏移変調信号を復調する復調器において、
正弦波信号のｎ倍角の公式に基づく線形予測処理により、入力信号と第１予測信号との予測誤差を求める第１線形予測手段と、
上記第１線形予測手段による上記予測誤差の大きさを閾値と比較して、その比較結果に応じた論理信号を出力する第１比較手段と、
上記第１比較手段からの上記論理信号に基づき、予測対象以外の信号を受信したときに、上記第１比較手段による比較結果の誤判定を回避する第１保護論理手段と、
正弦波信号のｎ倍角の公式に基づく線形予測処理により、入力信号と第Ｎ（Ｎは２以上の整数）予測信号との予測誤差を求める第Ｎ線形予測手段と、
上記第Ｎ線形予測手段による上記予測誤差の大きさを閾値と比較して、その比較結果に応じた論理信号を出力する第Ｎ比較手段と、
上記第Ｎ比較手段からの上記論理信号に基づき、予測対象以外の信号を受信したときに、上記第Ｎ比較手段による比較結果の誤判定を回避する第Ｎ保護論理手段と、
上記第１保護論理手段からの出力信号と、上記第Ｎ保護論理手段からの出力信号とが同時に真とならないように排反論理を行う排反論理手段と、
上記排反論理手段から出力信号を受け取り、データ伝送の最小単位のデータを識別して元のデータを再生する識別再生手段と
を備えることを特徴とする復調器。
上記識別再生手段が、
同一符号を受信しているときに、その区間中に受信した信号の標本数を計数するカウンタ部と、
上記カウンタ部のカウント値と受信した符号のビット数とを対応付けた対応テーブルと
を備えることを特徴とする請求項１に記載の復調器。
入力された周波数偏移変調信号を復調する復調方法において、
第１線形予測手段が、正弦波信号のｎ倍角の公式に基づく線形予測処理により、入力信号と第１予測信号との予測誤差を求める第１線形予測工程と、
第１比較手段が、上記第１線形予測手段による上記予測誤差の大きさを閾値と比較して、その比較結果に応じた論理信号を出力する第１比較工程と、
第１保護論理手段が、上記第１比較手段からの上記論理信号に基づき、予測対象以外の信号を受信したときに、上記第１比較手段による比較結果の誤判定を回避する第１保護論理工程と、
第Ｎ線形予測手段が、正弦波信号のｎ倍角の公式に基づく線形予測処理により、入力信号と第Ｎ（Ｎは２以上の整数）予測信号との予測誤差を求める第Ｎ線形予測工程と、
第Ｎ比較手段が、上記第Ｎ線形予測手段による上記予測誤差の大きさを閾値と比較して、その比較結果に応じた論理信号を出力する第Ｎ比較工程と、
第Ｎ保護論理手段が、上記第Ｎ比較手段からの上記論理信号に基づき、予測対象以外の信号を受信したときに、上記第Ｎ比較手段による比較結果の誤判定を回避する第Ｎ保護論理工程と、
排反論理手段が、上記第１保護論理手段からの出力信号と、上記第Ｎ保護論理手段からの出力信号とが同時に真とならないように排反論理を行う排反論理工程と、
識別再生手段が、上記排反論理手段から出力信号を受け取り、データ伝送の最小単位のデータを識別して元のデータを再生する識別再生工程と
を有することを特徴とする復調方法。