JPS6364103B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は両側波帯直交搬送波（DSB−QC）変
調を使用したデータ伝送システムの受信器に使用
される特定シーケンスの検出器に関する。さらに
具体的には本発明は第１組の２つの記号（Ｃ、
Ｄ）の擬似ランダム・シーケンスに第２組の２つ
の記号（Ａ、Ｂ）の繰返しシーケンスが先行し、
且つ擬似ランダム・シーケンスの開始により繰返
しシーケンスの周波数スペクトルの成分の位相反
転が生ずる如き特定のシーケンスの伝送におい
て、擬似ランダム・シーケンスの開始点を検出す
るためのシーケンス検出器に関する。

本発明はCCITT Recommendation V29に記
述された等化器訓練シーケンスを検出するために
特に有用である。

DSB−QC変調なる用語は位相シフト・キイイ
ング、振幅位相シフト・キイイング及び直交振幅
変調を含む変調技術のクラスをさす。

背景技術 DSB−QC変調を使用するデータ伝送システム
では、伝送されるべきビツトのシーケンスは先ず
Ｑビツトの群に分割され、これ等の群の各々は2^Q
個の複素数の１つに対応する様にされる。これ等
の記号は次いで規則正しいＴ秒間隔を有する信号
瞬間と呼ばれる瞬間に１時に１個伝送される。各
信号は２つの直交搬送波の与えられた振幅値を
夫々その実及び虚部に対応せしめる事によつて伝
送される。２つの搬送波は次いで組合され、伝送
チヤンネルの入力に印加される。

伝送チヤンネルの機能はデータ受信器に接続さ
れたその出力においてこれに印加された入力信号
に出来るだけ類似した信号を与える事にある。主
にコスト上の配慮から、電話回線がしばしば伝送
チヤンネルとして使用される。しかしながらこれ
等の線は音声伝送の目的のためには満足すべきも
のであるが、誤りの確率を極めて低くして4800ビ
ツト／秒（bps）に等しいか速い速度でデイジタ
ル・データを伝送するためには不適切となる。電
話回線は伝送される信号の品質に影響を与える障
害を生じ、伝送されるデータを正確に検出する事
が困難となる。これ等の障害は主として相次ぐ信
号間に相互作用を生ずる振幅及び位相歪を生ず
る。この相互作用は記号（符号）間干渉として知
られており、受信器には一般にデータの検出が開
始される前に記号間干渉の影響を最小にするため
の自動適応等化器が与えられる。

DBS−QC変調を使用したデータ伝送システム
中で最も広汎に使用されている適応等化器の型は
その例がフランス特許第73−26404号に示されて
いる複素トランスバーサル等化器である。この様
な等化器においては受信信号の同相及び直交成分
の各々は１対のトランスバーサル・フイルタの入
力に印加され、その出力が次いで組合されて等化
された信号の同相及び直交成分が発生される。等
化器の係数であるこれ等のフイルタの係数は与え
られたパホーマンス規準を満足する様に自動的に
調節される。データの伝送の前に、係数の値は最
適値に出来るだけ近い必要がある。この目的のた
めに任意のデータを伝送する前に訓練期間を与え
るための手段が与えられ、その期間中任意のデー
タを伝送する前に、既知の訓練シーケンスが受信
器へ伝送され、これは上記最適値に可能なかぎり
近い値に等化器の係数を初期調節するための誤差
信号を得るために論理的に発生される同一の訓練
シーケンスと比較される。この係数は次いでデー
タの伝送中連続的に調節される。

受信器中において、キヤリア検波器、AGC回
路、クロツク受信器及び等化器はデータの伝送が
開始する前にすべて適切に条件付けられなくては
ならない。従つて、所謂ターン・オン期間のため
の装備が与えられなくてはならない。この期間中
任意のデータ・ターン・オン・シーケンスが送信
器によつて発生され、受信器中に含まれるすべて
の装置を条件付ける。このターン・オン・シーケ
ンスは一般にキヤリア検波器、AGC回路及びク
ロツク回路を適切に条件付けるための同期シーケ
ンス、これに続く訓練シーケンスより成る。従つ
て訓練シーケンスの開始を検出し、等化器の訓練
プロセスの開始を許容するために受信器中に訓練
シーケンス検出器が与えられなければならない事
は明らかであろう。

9600bpsモデムの標準化に関連する
Recommendation V29中の“Comite
Consultatif International Telegrahique et
Telephonique”（CCITT）は２つの予定の記号
間の相次ぐ交代より成る同期シーケンス、これに
続く２つの他の予定記号の組に属する擬似ランダ
ム・シーケンスである等化器訓練シーケンスより
得るターン・オン・シーケンスの使用を説明して
いる。

フランス特許出願第77−15295号（公告番号第
2352456号）は同期及び訓練シーケンス並びに前
者から後者への遷移を検出する２方法を開示して
いる。ここで同期シーケンスはキヤリア周波数に
おける第１の１本の線及び第１の線に関して対称
である２本の線より成る周波数スペクトルを示
し、訓練シーケンスはデータの伝送のために使用
される周波数帯全体にわたつて分布するスペクト
ルを有する。これ等のスペクトルは同期及び訓練
シーケンスのためのCCITT Recommendation
V29に説明されているところに従うものである。

上述の特許出願中に説明された第１の方法はバ
ンドパスフイルタを用いてその出力におけるエネ
ルギ・レベルが同期シーケンス中は極めて低く、
訓練シーケンスの開始から著しく増大する様にし
ている。従つてフイルタの出力におけるエネル
ギ・レベルを測定する事によつて種々のシーケン
スを検出し、１つのシーケンスから他のシーケン
スへの遷移を検出する事が可能である。上述の特
許出願中において説明された如く、上述の方法の
欠点の１つはバンドパス・フイルタが１つのシー
ケンス及び他のシーケンスへ通過する時に生ずる
遷移を弱めスプリアスな表示を与える事である。

上述の如き特許出願第77−15295号中に説明さ
れた第２の方法は受信信号からキヤリア周波数に
おける成分を抽出するためのフイルタ、及び該成
分の０交差を検出する装置を使用する。０交差間
の時間間隔を測定する事によつて、シーケンスと
１つのシーケンスから他のシーケンスへの遷移を
検出し得る。

本発明の主目的はDSB−QC変調を使用するデ
ータ受信器中において第１組の２つの予定の記号
（Ｃ、Ｄ）のランダム・シーケンスに第２組の２
つの記号（Ａ、Ｂ）の繰返しシーケンスが先行す
る場合に、前記ランダム・シーケンスの開始点を
検出するための装置を与える事にある。

本発明の他の目的はCCITT Recommendation
V29に説明されている等化器訓練シーケンスを検
出するための装置を与える事にある。本発明によ
れば、受信信号が復調され、受信信号のDC成分
のエネルギが測定される。上記エネルギがその平
均値以下に降下する時点が擬似ランダム・シーケ
ンスの開始点を示す。本発明の一つの態様によれ
ば、復調信号のDC成分は信号を低域通過フイル
タを通過させる事によつて決定される。

本発明の一つの好ましい実施例によれば、低域
通過フイルタは受信器中に与えられた複素等化器
を利用して実現される。

本発明の背景を説明するため、CCITT
Recommendationに従うDSB−QC 9600bps受信
器及び本発明のシーケンス検査器を組込んだ代表
的ブロツク図を第１図に示す。伝送チヤンネルか
ら受取られ自動的利得制御回路（図示せず）によ
つてそのエネルギが正規化された信号は帯域幅外
の雑音を阻止する帯域通過フイルタ（図示せず）
を通過した後、線１を介してサンプリング装置２
に印加され、その中で１／τの率でサンプルされ
る。選択された率１／τは信号率１／Ｔの倍数
ｍ／Ｔに等しく、受信された信号を適切に限定し
得るに十分な数のサンプル数が装置２の出力に与
えられる。これ等のサンプルの振幅の値はアナロ
グ−デイジタル変換器３中でデイジタルへ変換さ
れデイジタル・ヒルベルト変換器４へ入力され
る。

ヒルベルト変換器は２出力装置であり、これは
これに印加される入力信号の位相及び直交成分を
供給する。この様な装置の例示的デイジタル実施
例は“Theory and Implementation of the
Discrete Hilbert Transform”by L.R.Robiner
and C.M.Rader、Digital signal Processing、
IEEE Press、1972中において説明されている。

ヒルベルト変換器４へ印加される入力信号の同
相及び直交成分は２つのサンプリング装置５及び
６によつて夫々再サンプリングされる。クロツク
回復装置７はその入力が線８を介してアナログ−
デイジタル変換器３の出力へ接続され、線９を介
してサンプリング装置２を、線１０を介してサン
プリング装置５及び６並びに図示されない線を介
して受信器のすべて他の素子を制御する。クロツ
ク回復装置のこの様な例示的実施例はフランス特
許第75−14020号において示されている。サンプ
リング装置５及び６の出力において夫々与えられ
る受信信号の同相及び直交成分は複素復調器１１
の入力に印加される。復調器１１は局所源（図示
されず）からcos2πf_cnTの形の同相搬送波及びsin
2πf_cnTの形の直交搬送波を受取る。ここでf_cは搬
送波でｎは０及び無限大間の正の整数である。信
号瞬間nTにおいて受取られる信号をrnと表わす
ならば、夫々サンプリング装置５及び６の出力に
おいて利用可能な同相及び直交成分は夫々r_i,o及
びr_q,oと表示される。復調器１１は線１２及び１
３上に次の周知の関係に従つて変調信号y_oの同相
及び直交成分y_i,o及びy_q,oを与える。

y_i,o＝r_i,ocosω_cｔ＋r_q,osinω_cｔ (1) y_q,o＝−r_i,osinω_cｔ＋r_q,ocosω_cｔ (2) 線１２及び１３上に利用され得る同相及び直交
成分は適応性複素トランスバーサル等化器１４の
入力に印加される。その例示的具体例はフランス
特許第73−26404号に開示されている。

等化された信号の同相及び直交成分は夫々線１
５及び１６を介して１対の２位置スイツチ１７及
び１８の共通の入力に印加される。これ等のスイ
ツチの位置はその出力線２０及び２１上に夫々
検出されたデータ記号の同相及び直交成分を与え
るデータ検出システム１９の入力に接続されてい
る。システム１９は同様にその出力線２２及び２
３上に等化された信号の成分とこれに対応する検
出されたデータ記号の成分間の差を表わす誤差信
号の同相及び直交成分を供給する。データ検出装
置の例示的具体例はフランス特許第74−43560号
に示されている。線２２及び２３は夫々１対の２
位置スイツチ２４及び２５の位置に夫々接続さ
れており、スイツチ２４及び２５の出力は夫々線
２６及び２７を介して等化器１４に接続されてい
る。スイツチ１７の位置は線２８を介して減算
器２９の（＋）入力に接続されている。減算器２
９の出力は線３０を介してスイツチ２４の位置
に接続されている。スイツチ１８の位置は減算
器３２の（＋）入力へ接続され、減算器３２の出
力は線３３を介してスイツチ２５の位置に接続
されている。減算器２９及び３２の（−）入力は
夫々線３４及び３５を介して基準訓練シーケンス
発生器３６の出力へ接続されている。この発生器
は第４図を参照して説明される。

線１２及び１３は同様に１対のスイツチ３７及
び３８を介して夫々２つの線３９及び４０へ接続
されておいて、その線の両方は訓練シーケンス検
出器４１の入力へ接続されている。検出器４１は
本発明に従うシーケンス検出器であり第２図に詳
細に説明されている。発生器４１の出力４２は線
３３を介して発生器３６へ接続され、線４４を介
してスイツチ１７，１８，２１及び２５へ接続さ
れている。

同期シーケンス検出器４５はその入力が線８に
接続されその出力がクロツク回復装置７のみなら
ず、スイツチ３７及び３８へ接続されている。同
期シーケンスは以下説明される３つの特定線より
成るスペクトルを有し、同期シーケンス検出器は
IBM Technical Disclosure Bulletin、Vol.18、
No.８、January1976、pp.2546〜2547中に説明さ
れている。

動作のデータ・モードにおいては、スイツチ１
７，１８，２４及び２５はすべて位置へセツト
され、スイツチ３７及び３８は共に開放されてい
る。その同相及び直交成分が夫々サンプリング装
置５及び６の出力に与えられる受信信号は復調器
１１中において復調され、等化器１４中で等化さ
れ、その同相及び直交成分は次いで共に位置に
セツトされたスイツチ１７及び１８を通してデー
タ検出システム１９に印加される。各信号瞬間に
おいて、検出システム１９は出力信号線２０及び
２１上に検出された記号の成分を、且つ出力線２
２及び２３上に誤差信号の成分を与える。後者の
成分は共に位置にセツトされているスイツチ２
４及び２５を通して等化器１４に印加され、それ
からその係数を調節するための制御信号が誘導さ
れる。

ターン・オン期間中、受信器には先ず同期シー
ケンスが与えられる。このシーケンスは同期シー
ケンス検出器４５によつて検出される。検出器４
５は特にスイツチ３７及び３８の閉成並びに上記
フランス特許第75−14020号中に詳細に説明され
た如きクロツク回復装置７のための同期過程の開
始を制御する。受信器は次いで訓練シーケンスを
受取り、その開始点は訓練シーケンス検出器４１
によつて検出され、検出器４１はスイツチ１７，
１８，２４及び２５の各々を位置にセツトし、
信号率の基準シーケンスより成る記号を順次与え
る発生器３６による基準訓練シーケンスの発生を
開始する。

各回路瞬間に、基準シーケンス中の記号の各々
の同相及び直交成分は線３４及び３５上に発生器
３６によつて同時に与えられる。これ等の成分は
夫々減算器２９及び３２中において等化された信
号の同相及び直交成分から減算され、等化器１４
に印加される誤差信号の同相及び直交成分を与え
る。減算器２９及び３２によつて与えられる誤差
信号の同相及び直交成分は線３０及び３３並びに
共に位置にセツトされたスイツチ２４及び２５
を介して等化器１４に印加される。

本発明をよりよく理解するために、本発明を訓
練シーケンスの検出に使用する場合について以下
に説明する。

CCITT Recommendation V29によると、タ
ーンオン・シーケンスは２つの信号エレメント
（記号）Ａ、Ｂが128個交互に生じる交代シーケン
スABAB…ABである同期シーケンスと、これに
続く２つの信号エレメント（記号）Ｃ、Ｄを384
個含む擬似ランダム・シーケンスである等化器訓
練シーケンスよりなる。ここで、信号エレメント
Ａは第５図に示すように相対振幅３及び絶対位相
180゜を有し（−３、０）として表わされ、Ｂは、
9600bpsに対しては、相対振幅３√２及び絶対位
相315゜を有し（＋３、−３）として表わされ、Ｃ
は相対振幅３及び絶対位相0゜を有し（＋３、０）
として表わされ、Ｄは、9600bpsに対しては、相
対振幅３√２及び絶対位相135゜を有し（−３、＋
３）として表わされる。訓練シーケンスの擬似ラ
ンダム・シーケンスは次の多項式に従つて発生さ
れる。

１＋x^-6＋x^-7 この擬似ランダム・シーケンスの出力ビツトが
“０”の時は、信号エレメントＣが送出され、
“１”の時は信号エレメントＤが送出される。訓
練シーケンスは最初CD CD CD Ｃ…のパターン
で開始する。同期シーケンスは周波数f_cにおける
線とf_cに関して対称な周波数f₁及びf₂における２
本の線を含む周波数スペクトルを有する。ここで f₁＝f_c−１／2T、f₂＝f_c＋１／2T (3) であり、f_cは搬送周波数、１／Ｔは信号速度であ
る。

訓練シーケンスの周波数スペクトルは周波数f_c
における線とf_cに関して対称ないくつかの線より
なる。前述の如く、記号Ａ、Ｂの繰返しシーケン
スよりなる同期シーケンスに、記号Ｃ、Ｄの擬似
ランダム・シーケンスよりなる訓練シーケンスが
続き、訓練シーケンスの最初のパターンはCD
CD CD Ｃ…であるので、同期シーケンスから訓
連シーケンスへの切換り点ではパターンは次のよ
うになる。

同期シーケンス ……AB AB AB訓練シーケンス CD CD CD Ｃ… 第５図から明らかなように、記号ＡとＣは互い
に180゜位相が異なり、また記号ＢとＤも互いに
180゜位相が異なる。従つて切換り点（即ち訓練シ
ーケンスの開始点）でパターンがABからCDに
変ると、同期シーケンスのf_c、f₁及びf₂における
各成分の位相が180゜変化する。このことを利用す
れば、訓練シーケンスの開始点を、受信したf_cに
おける成分の位相の180゜変化を検出することによ
つて、決定することができる。

受信信号のf_cにおける同相成分及び直交成分を
復調した場合、180゜の位相変化によつて両成分の
符号が反転する（第５図参照）。従つて、復調信
号の同相成分及び直交成分をタツプ付きの遅延線
で構成された低域通過フイルタへ通してDC成分
を得るようにすると、そのエネルギは同期シーケ
ンスAB AB…が受信されている間はある一定値
（平均値）のまわりを変動し、180゜の位相変化即
ち符号反転に伴なつて降下する。本発明はこのよ
うなエネルギ降下によつて訓練シーケンスの開始
点を検出するようにしたものである。

次に、本発明に従う検出装置を第２図を参照し
て詳細に説明する。

復調信号の同相成分は線３９を介して第１の低
域通過フイルタ５０に印加され、直交成分は線４
０を介して第２の低域通過フイルタ５１に印加さ
れる。詳細については第３図のところで説明する
が、フイルタ５０及び５１は複数のタツプを有す
る遅延線で構成され、各タツプに関連する係数は
低域通過特性を与えるように設定される。フイル
タ５０及び５１から線５２及び５４へ出力される
のは夫々のDC成分である。線５２上の同相DC成
分は乗算器５３の２入力に印加され、線５４上の
直交DC成分は乗算器５５の２入力に印加される。
乗算器５３及び５５からの出力は加算器５６で加
算され、かくしてその出力線５７上に復調された
受信信号のDC成分のエネルギＥが得られる。

前述のように、受信信号が同期シーケンス
（AB AB…）である間は、そのDC成分のエネル
ギＥは一定値E₀のまわりをゆらぎ、訓練シーケ
ンス（CD CD…）に入つて位相反転が生じると、
E₀の十分下に降下する。例えば第３図の実例に
おいてフイルタ５０及び５１のタツプの数Ｍを７
にした場合、訓練シーケンスの最初の記号対CD
がフイルタ５０及び５１に入つた瞬間に（フイル
タの内容はBA BA BC Ｄ）、加算器５６の出力
は43から0.5へ降下する。その理由は、位相反転
によつて同相成分及び直交成分の符号が反転し、
そのために加算装置８４及び８６（第３図）の出
力が減少するからである。位相反転による両成分
の符号反転は第５図から明らかであろう。正弦波
の例で言うと、Zsinθの位相を反転すると、Zsin
（θ±180゜）になり、これは−Zsinθに等しい。従
つて、例えばフイルタ５０の内容がすべてＺであ
るところに−Ｚが入ると、その分だけ加算装置８
４の出力が小さくなり、それに伴つてエネルギＥ
も降下する。

このエネルギ降下を検出するためにいくつかの
手段が利用可能である。例えばエネルギがその最
小値に到達する時点もしくは予定の値だけ降下し
た時点を検出する事が可能である。

第２図に示された例では、エネルギ降下はエネ
ルギがその最小値に到達した時に検出される。

信号瞬間nT及び（ｎ−１）ＴにおけるDC成分
のエネルギをＥ（nT）及び〔（ｎ−１）Ｔ〕とし
て示せば、以下の２つの条件が満足された時にそ
の最小値に到達した事が推定される。

Ｅ〔（ｎ−１）Ｔ＜γE_p (4) Ｅ（nT）＞Ｅ〔（ｎ−１）Ｔ〕 (5) ここでγは例えば0.5に等しい重み因子である。

第２図において加算器５６の出力において得ら
れるエネルギは線５７を介してエネルギ値E_pを与
える積分器５８の入力に印加されている。エネル
ギE_pは乗算器５９中において因子γが乗算され
る。加算器５６からの出力は同様にＴ秒遅延を導
入する遅延素子６０の入力に印加される。遅延素
子６０の入力におけるエネルギをＥ（nT）と表わ
すならば、その出力におけるエネルギはＥ〔（ｎ−
１）Ｔ〕と表わされる。素子６０の入力及び出力
は量Ｅ（nT）−Ｅ〔（ｎ−１）Ｔ〕を供給する減算
器６１の（＋）及び（−）入力に夫々接続されて
いる。減算器６１の出力に接続された符号決定装
置６２はＥ（nT）−Ｅ〔（ｎ−１）Ｔ〕が正である
時、即ち式(5)によつて決定される条件が満足され
る時に高出力を与える。

遅延素子６０の出力は乗算器６３の（−）入力
に接続され、減算器６３の（＋）入力は乗算器５
９の出力に接続されている。減算器６３の出力に
接続された符号決定装置６４はγE_p−Ｅ〔（ｎ−
１）Ｔ〕が正ならば、即ち式(4)によつて決定され
る条件が満足されるならば高出力を与える。装置
６２及び６４はANDゲート６５に印加され、式
(4)及び(5)によつて定義される２つの条件が満足さ
れる時線４２（第１図）上に高出力が与えられ
る。この高出力の発生が訓練シーケンスが開始す
る時間を示す。

低域フイルタ５０及び５１は第３図に示された
如く複素等化器１４を利用する事によつて有利に
実現され得る。

複素等化器１４はデータ動作モード中において
は等化器として使用されターン・オン期間中は低
域フイルタ５０及び５１の機能を遂行する様にす
るために付加された装置と共に第３図に示されて
いる。

等化器１４は２つのＭタツプ遅延線７０及び７
１を有し、それ等の入力は夫々線１２及び１３に
接続されており、その中に復調信号の同相及び直
交成分が夫々記憶される。２つの隣接タツプ間の
遅延は信号期間Ｔに等しい。遅延線７０のタツプ
は夫々乗算器７２，…，７３，…７４の第１の入
力及びＭ個の乗算器７５，…，７６…，７７の第
１の入力に夫々接続されている。乗算器７２，…
７３，…７４の第２の入力は夫々係数c₁、…、
c_n、…、c_Mを受取り、乗算器７５，…，７６，…
７７の第２の入力は夫々係数d₁、…、d_n、…、
d_Mを受取る。遅延線７１のタツプはＭ個の乗算
器７８，…，７９，…８０の第１の入力に夫々接
続され、Ｍ個の乗算器８１，…，８２，…，８３
の第１の入力に接続される。乗算器７８，…，８
０の第２の入力は夫々係数c₁、…、c_n、…、c_Mを
受取る。乗算器８１，…，８２，…８３の第２の
入力は夫々係数d₁、…、d_n、…、d_Mを受取るる。
乗算器７２，…，７４の出力は加算装置８４中に
おいて加算される。乗算器７５，…７７の出力は
加算装置８５中において加算される。乗算器７
８，…，８０からの出力は加算装置８６中で加算
され、乗算器８１，…，８３からの出力は加算装
置８７中で加算される。装置８７からの出力は減
算器８８の（−）入力に印加され、減算器８８の
出力は線１５（第１図）に接続されている。加算
器８４の出力は２位置スイツチの入力に接続され
ている。スイツチ８９の位置及びは夫々減算
器８８の（＋）入力及び線５２（第４図）に接続
されている。加算装置８５の出力は加算装置９０
の（＋）入力に接続されている。加算装置９０の
出力は線１６（第１図）に接続されている。加算
装置８６の出力は２位置スイツチ９１の入力に接
続されている。スイツチ９１の位置及びは
夫々加算器９０の他の（＋）入力及び線５４（第
２図）に接続されている。等化器の係数は図示さ
れていない係数調節装置によつて調節される。さ
らに具体的には上述のフランス特許第73−26404
号を参照されたい。

データ動作モードにおいて、スイツチ８９及び
９１は共に位置にセツトされる。復調された受
信信号の同相及び直交成分y_i,o及びy_q,oは線１２及
び１３上に提示される。等化された信号の同相及
び直交成分z_i,o及びz_q,oは周知の関係式に従い線１
５及び１６上に得られる。

z_i,o＝_M 〓^m=1 y_i,o-nc_n−_M 〓^m=1 y_q,o-nd_n (6) z_q,o＝_M 〓^m=1 y_i,o-nd_n＋_n 〓^m=1 y_q,o-nc_n (7) 第３図に示された如く、複素等化器は４つのト
ランスバーサル・フイルタより成る。第１のフイ
ルタの入力は線１２であり、出力は加算装置８４
の出力である。第２のフイルタの入力は同様に線
１２であり、その出力は加算装置８５の出力であ
る。第３のフイルタの入力は線１３であり、その
出力は加算装置８６の出力である。第１のフイル
タの入力は線１３であり、その出力は加算装置８
７の出力である。ターン・オン期間中、第１及び
第３フイルタは本発明の検出器中に与えられる低
域フイルタ５０及び５１の機能を遂行する。

ターン・オン期間中、検出器４５（第１図）は
同期シーケンスの開始を検出した時スイツチ８９
及び９１を位置にセツトし、係数d₁、…、d_n、
…d_Mをリセツトし、上記第１及び第３のフイル
タが低域フイルタとして働く様な値に係数c₁、
…、c_n、…c_Mをセツトする。

例えば、次の値が選択され得る。

c_n＝sin²mπ／８／（mπ／８）² ｍ＝１、…、Ｍ 上記第１及び第３のフイルタ（フイルタ５０及
び５１）からの出力は次いで線５２及び５４上に
おいて利用可能となり、第２図に関連して説明さ
れた如く処理される。訓練シーケンスの開始を検
出すると、訓練シーケンス検出器４１はスイツチ
８９及び９１を位置にセツトし、係数c₁、…、
c_n…、c_Mをリセツトする。従つて第３図に示され
た装置は訓練期間中等化器として使用される。

第４図を参照するに、第１図の基準シーケンス
発生器３６の例示的具体例が示されている。第４
図に示された発生器はCCITT Recmmendation
V29に従い、７段シフト・レジスタ１００を含
む。第６及び第７段の出力はシフト・レジスタ１
００の第１の段の入力に接続された出力を有する
反転排他的OR回路１０１の入力に接続されてい
る。第７段の出力は同様に減算器１０２の（＋）
入力に接続されている。その（−）入力は２進符
号化値0.5を受取る。減算器１０２の出力は乗算
器１０３の入力に接続されている。減算器１０２
の出力は乗算器１０３の入力に接続されており、
その他の入力は２進符号化値−６を受取る。乗算
器１０３の出力は線３４（第１図）に接続されて
いる。第７段の出力は同様に乗算器１０３の入力
に接続されている。乗算器１０３の他の入力は２
進符号化値３を受取る。乗算器１０４の出力は線
３５（第１図）に接続されている。第４図の発生
器はANDゲート１０５を含み、その１入力は線
１０６を介してクロツク回復装置７によつて信号
率１／Ｔにおいて発生されるパルスを受取る。
ANDゲート１０５の他の入力はラツチ１０７の
出力に接続され、その入力は線４３に接続されて
いる（第１図）。ANDゲート１０５からの出力は
シフト・レジスタ１００の動作を制御する。

動作中、図中に示されたビツト構造0101010は
上述のCCITT Recommendationに従いシフト・
レジスタ１００へ先ずロードされる。例えばこの
動作は同期シーケンス検出器４５の制御の下に行
われる。訓練シーケンスの開始が検出される時、
上述の如く上昇レベルが線４３上に現われる。こ
れはラツチ１０７をセツトし、ANDゲート１０
５を付勢し、線１０６に存在するタイミング・パ
ルスがレジスタ１００中にシフト・パルスとして
印加され得る。第４図の発生器はシフト・レジス
タ１００の第７段の出力において“０”ビツトが
現われる時はいつでも記号Ｃを、“１”ビツトが
現われる時は記号Ｄを発生しなくてはならない。
CCITT Recommendation V29に従い、毎秒
9600ビツトの転送率で記号Ｃ及びＤの同相及び直
交成分は次の値を有する。

Ｃ（＋３、０） Ｄ（−３、＋３） これ等の成分は減算器１０２並びに乗算器１０
３及び１０４により発生される。もし“０”ビツ
トがシフト・レジスタ１００の第７段の出力に現
われると、値0.5が減算器１０２においてこれか
ら減算され、減算器１０２は値−0.5を結果的に
供給する。後者の値は乗算器１０３中で−６が乗
算され、記号Ｃの同相成分を表わす値＋３を供給
する。もし“１”ビツトが第７段の出力に現われ
ると、記号Ｄの同相及び直交成分を表わす値−３
及び＋３が夫々乗算器１０３及び１０４の出力に
おいて得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を組込んだDSB−QC受信器の
ブロツク図である。１……チヤンネル、２……サ
ンプリング装置、３……Ａ／Ｄ変換器、４……デ
イジタル・ヒルベルト変換器、５，６……サンプ
リング装置、７……クロツク回復装置、１１……
複素復調器、１４……等化器、１９……データ検
出システム、２９，３２……減算器、３６……基
準訓練シーケンス発生器、４１……訓練シーケン
ス検出器、４５……同期シーケンス検出器。第２
図は本発明に従うシーケンス検出器の第１の具体
例を示す。第３図は本発明のシーケンス検出器中
において使用される低域通過フイルタの好ましい
具体例を示す。第４図は基準シーケンスの発生器
の例示的具体例を示す。第５図は本発明で用いる
記号を複素座標で示した例である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直交搬送波変調を受けた第１の記号シーケン
   ス及び該記号シーケンスに含まれる記号に対し位
   相が180゜異なる記号より成る直交搬送波変調を受
   けた第２の記号シーケンスを受信する受信器にお
   いて、 (a) 受信信号を復調する復調手段と、 (b) 複数のタツプを有する遅延線で構成され、上
   記復調手段によつて復調された受信信号のDC
   成分を得る低域通過フイルタと (c) 上記DC成分のエネルギを測定する手段と、 (d) 上記エネルギの平均値を測定する手段と、 (e) 上記エネルギが上記平均値以下に降下する時
   点を検出する手段と、 より成る上記第２の記号シーケンスの開始点を検
   出する装置。