JP2011089779A - ドップラ計測器、ドップラ計測方法、潮流計、および潮流計測方法 - Google Patents

Abstract

【課題】広帯域化された超音波送信信号を用いた場合であっても、Ｓ／Ｎ比に準ずる計測結果の信頼性情報を容易に算出できるドップラ計測器を実現する。
【解決手段】相互相関処理部８３２は、送信信号の正規化周波数スペクトルと受信信号の正規化周波数スペクトルとを相関処理して相関処理結果を算出する。ピーク検出部８３３は、相関処理結果のピーク検出を行い、ピーク周波数から仮のドップラシフト量ｆｄｔを算出し、ピーク値Ｌｐを信頼度情報算出部８５へ出力する。重心周波数処理部８４は、仮のドップラシフト量ｆｄｔから最終的なドップラシフト量ｆｄを算出する。信頼度情報算出部８５は、ピーク値Ｌｐに基づいて受信信号におけるＳ／Ｎを反映する信頼度情報Ｄｒを算出する。
【選択図】 図４

Description

この発明は、水中に送信した超音波信号と当該超音波信号のエコー信号とからドップラシフト量を計測するドップラ計測器およびドップラ計測方法に関するものである。

従来、漁撈援助や海洋調査を目的として潮流を計測する潮流計が各種考案されている。潮流計は、船底に取り付けられた超音波送受波器からの超音波送信信号の周波数と、当該超音波送信信号に基づくエコー信号との周波数差、すなわちドップラシフト量に基づいて、例えば対水船速、対地船速、潮流速度等を算出する。

そして、このような対水船速、対地船速および潮流速度を高精度に算出するには、ドップラシフト量を高精度に計測する必要がある。

このため、特許文献１のドップラ計測器では、コード変調により広帯域化された超音波送信信号を用い、当該超音波送信信号の周波数スペクトルとそのエコー信号（受信信号）の周波数スペクトルとを相互相関処理して、仮のドップラ周波数を算出する。次に、特許文献１のドップラ計測器は、算出された仮のドップラ周波数に基づいて、周波数軸上でスペクトルのピーク毎に重心計算区間を設定する。特許文献１のドップラ計測器は、各重心計算区間内での重心周波数を算出し、これらの重心周波数からドップラシフト量を算出する。

特開２００７−２９２６６８号公報

上述の特許文献１の方法では、超音波送信信号が広帯域化されることで、エコー信号においても周波数軸上にスペクトルピークが複数存在する。このため、単一周波数の信号を用いた場合のＳ／Ｎ（信号対雑音比）を算出するように、周波数領域の信号を用いてＳ／Ｎを容易に算出することができない。また、時間領域では、ノイズレベルの検出と信号レベルの検出とを同一測定系で同時に実行できず、算出されたＳ／Ｎ自身の信頼性が高くない。

本発明の目的は、広帯域化された超音波送信信号を用いた場合であっても、Ｓ／Ｎに準ずる計測結果の信頼性情報を容易に算出できるドップラ計測器を実現することにある。

この発明はドップラ計測器に関するものである。このドップラ計測器は、送信部、受信部、ドップラ計測部を備える。送信部は、広帯域化された送信信号を形成する。受信部は、送信信号のエコー信号を受信して受信信号を形成する。ドップラ計測部は、送信信号の正規化周波数スペクトルと受信信号の正規化周波数スペクトルとを相関処理し、相関結果に基づいて送信信号に対する受信信号のドップラシフト量を計測する。

具体的に、この発明のドップラ計測器は、相関処理結果に基づいて受信信号の信号対ノイズに関する信頼度情報を算出する信頼度情報算出部、を備える。

より具体的に、この発明のドップラ計測器の信頼度情報算出部は、相関処理結果のピーク値に基づいて信頼度情報を算出する。

この構成では、送信信号の正規化周波数スペクトルと受信信号の正規化周波数スペクトルとを相互相関処理することで、最大で「１」となる相関処理結果が得られる。そして、この相関処理結果の値の変動は送信信号と受信信号との類似度に起因し、送信信号と受信信号とが類似するほどすなわち受信信号に含まれるノイズが少ないほど「１」に近づく。さらに、周波数スペクトルを正規化することで、受信信号と送信信号との絶対的なレベル差の影響を受けない。したがって、当該相関処理結果の値を参考にすることで、受信信号に含まれるノイズの比率に依存する受信信号の信頼度情報を、容易に検出できる。これにより、周波数軸上に複数のスペクトルピークを有する送信信号を用いた場合であっても、単周波数の正規化周波数スペクトルのピーク値であるＳ／Ｎに相当するような受信信号の信頼度情報を、正確且つ確実に検出できる。

また、この発明のドップラ計測器では、送信信号および受信信号の周波数スペクトルを正規化する正規化部、を備える。

また、この発明のドップラ計測器では、送信信号の正規化周波数スペクトルを予め記憶する記憶部と、受信信号の周波数スペクトルを正規化する正規化部と、を備える。

これらの構成では、正規化周波数スペクトルの取得方法の具体的例を示すものである。

また、この発明は、潮流計に関するものである。この潮流計は、上述のドップラ計測器を備えるとともに、ドップラシフト量に基づいて潮流に関連する速度情報を算出する潮流計測部を備える。

この構成では、上述の高精度に計測されたドップラシフト量に基づいて対地船速、対水船速、潮流速度等を高精度に算出できるとともに、同時に得られるドップラシフト量の信頼度情報により、算出された各種の潮流に関連する速度情報の信頼度を容易に把握することができる。

この発明によれば、高精度なドップラシフト量の検出に利用する広帯域化された送信信号を用いた場合であっても、単一周波数の送信信号を用いた場合のＳ／Ｎに相当するような受信信号の信頼度情報を、正確且つ確実に検出できる。

本発明の実施形態に係るドップラ計測器の構成を示すブロック図である。 本実施形態の送信信号の波形を示す図である。 本実施形態の送信信号の周波数パワースペクトル図である。 本発明の実施形態に係るドップラ計測部の構成を示すブロック図である。 本実施形態の受信信号の周波数パワースペクトル図である。 正規化相互相関処理結果Ｐｎ［ｆｉ］の図である。 ノイズが無い場合と有る場合とでの正規化相互相関処理結果Ｐｎ［ｆｉ］を示す図である。

本発明の実施形態に係るドップラ計測器について、図を参照して説明する。図１は本実施形態のドップラ計測器の構成を示すブロック図である。

制御部１０は、ＣＰＵ１０Ａ、ＤＳＰ１０Ｂ、およびメモリ１０Ｃを備え、各種の演算や、ドップラ計測器１の各部への各種制御を行う。また、図示しない操作部での操作入力内容に基づいて、当該操作入力に準じた制御をドップラ計測器１の各部へ行う。

送信波形生成部１１は、図２に示すような波形からなる送信信号を生成し、送信アンプ１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃのそれぞれに出力する。図２は送信信号の波形を示す図である。

ここで、送信信号の波形について説明する。概略的には、送信信号は、一定周波数の搬送波を所定のコードによりＢＰＳＫ変調することにより形成される。具体的には、送信信号は、図２に示すようなＢＰＳＫで符号化された広帯域信号を複数連ねた信号である。送信信号は４つの同じエレメントからなり、各エレメントは符号化がされた７つのサブパルスからなる。図において、Ｔａは送信信号の時間幅、Ｔｂはエレメントの時間幅、Ｔｃはサブパルスの時間幅である。上記の時間幅Ｔａは、例えば０．７ｍｓ程度であり、搬送波の周波数（キャリア周波数）は、例えば２５０ｋＨｚ程度である。このような送信信号を用いれば、図３に示すような周波数スペクトルが得られる。図３は本実施形態の送信信号の周波数パワースペクトル図である。

送信波形生成部１１は、送信信号を送信アンプ１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃに出力するとともに、送信信号を所定サンプリングタイムでアナログ−デジタル変換したものに相当する送信データをドップラ計測部１８に出力する。

送信アンプ１２Ａは、送信信号を所定増幅率で増幅して、送受切替回路１３Ａを介して超音波送受波器１４Ａへ与える。同様に、送信アンプ１２Ｂは、送信信号を所定増幅率で増幅して、送受切替回路１３Ｂを介して超音波送受波器１４Ｂへ与える。送信アンプ１２Ｃは、送信信号を所定増幅率で増幅して、送受切替回路１３Ｃを介して超音波送受波器１４Ｃへ与える。

超音波送受波器１４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃは、例えば船底の設置されており、水平方向に対して１２０°の角度間隔となるように、且つ一定の俯角で超音波が送信されるように、配置されている。超音波送受波器１４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃは、電気信号である送信信号を超音波へ変換して、海中に送信する。

そして、超音波送受波器１４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃは、送信された超音波が海底や海中の無数の散乱体で反射したエコー信号を受信する。超音波送受波器１４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃは、受信したエコー信号を電気信号へ変換し、送受切替回路１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃを介して、受信アンプ１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃへ出力する。受信アンプ１５Ａは、送受切替回路１３Ａを介して超音波振動子１４Ａから入力されたエコー信号を所定増幅率で増幅し、Ａ／Ｄ変換部１６Ａへ出力する。受信アンプ１５Ｂは、送受切替回路１３Ｂを介して超音波振動子１４Ｂから入力されたエコー信号を所定増幅率で増幅し、Ａ／Ｄ変換部１６Ｃへ出力する。送受切替回路１３Ｃを介して超音波振動子１４Ｃから入力されたエコー信号を所定増幅率で増幅し、Ａ／Ｄ変換部１６Ｃへ出力する。

Ａ／Ｄ変換部１６Ａは、受信アンプ１５Ａからのエコー信号を、所定のサンプリングタイムを用いてアナログ−デジタル変換し、受信データを生成してバッファメモリ１７へ出力する。Ａ／Ｄ変換部１６Ｂは、受信アンプ１５Ｂからのエコー信号を、所定のサンプリングタイムを用いてアナログ−デジタル変換し、受信データを生成してバッファメモリ１７へ出力する。Ａ／Ｄ変換部１６Ｃは、受信アンプ１５Ｃからのエコー信号を、所定のサンプリングタイムを用いてアナログ−デジタル変換し、受信データを生成してバッファメモリ１７へ出力する。

バッファメモリ１７は、所定時間長分の受信データを記憶可能な容量を有し、受信アンプ１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃからの受信データを一時記憶する。

ドップラ計測部１８は、具体的構成は後述するが、送信データと受信データとを周波数軸上のデータに変換する。ドップラ計測部１８は、周波数軸上の正規化した送信データと正規化した受信データとの相互相関処理を行って相関処理結果を算出し、仮のドップラシフト量ｆｄｔを算出する。ドップラ計測部１８は、仮のドップラシフト量ｆｄｔに基づいて周波数スペクトルに対してそれぞれに異なる周波数領域で構成される複数の重心計算区間を設定する。ドップラ計測部１８は、各重心計算区間において重心周波数を算出することで、真のドップラシフト量ｆｄを算出する。

また、ドップラ計測部１８は、相関処理結果のピーク値を検出して、当該ピーク値を、予め設定した閾値と比較することで、信頼性情報を算出する。

ドップラ計測部１８の後段には、図示しない潮流計測部が備えられており、ドップラ計測部１８で計測したドップラシフト量ｆｄに基づいて、既知の方法で、対水船速、対地船速、潮流速度等の速度情報を算出する。潮流計測部の後段には、さらに図示しない表示器が備えられており、潮流計測部で算出された各種速度情報や、ドップラ計測部１８からの信頼性情報を表示する。

この際、潮流計測部は、例えば、信頼性情報に基づいて、逐次入力されるドップラシフト量ｆｄの内から、各種速度情報の算出に使用するドップラシフト量と使用しないドップラシフト量を選択することもできる。

このように、信頼性情報を得ることで、算出した各種速度情報の信頼性をユーザが容易に確認することができる。また、当該信頼性情報に基づいて各種速度情報を算出することで、より信頼性の高い各種速度情報を算出することができる。

次に、ドップラ計測部１８の具体的構成について、図を参照して説明する。図４は、本実施形態のドップラ計測部１８の構成を示すブロック図である。

ドップラ計測部１８は、送信ＤＦＴ部８１Ａ、受信ＤＦＴ部８１Ｂ、重心周波数算出部８２、相関処理部８３、重心周波数処理部８４、信頼度情報算出部８５を備える。

送信ＤＦＴ部８１Ａは、送信波形の元となる時間軸の送信データに対して離散フーリエ変換処理を行い、周波数軸の振幅スペクトルに周波数変換する。送信ＤＦＴ８１Ａは、算出された振幅スペクトルを２乗して、上述の図３に示すようなパワースペクトルＰｔ［ｆｉ］を生成する。この図３に示すパワースペクトルＰｔ［ｆｉ］は一例であり、例えば１０Ｈｚの分解能で生成され、ピーク５１をスペクトルの周波数軸方向の中心として、高周波数側と低周波数側で対称に、５個のピーク５２，５３等と、１個のより小さなピーク５４とを有する。なお、このスペクトルはパワースペクトルであるので、振幅スペクトルを用いた場合よりも各ピークの形状が急峻になっている。また、離散フーリエ変換および上述の送信信号の波形の性質上、パワースペクトルＰｔ［ｆｉ］は、２／Ｔｃの範囲に分布し、中心周波数ｆｃすなわちピーク５１の周波数ｆｃはサブパルスの周波数に等しくなる。さらに、隣り合うピーク間の周波数差は１／Ｔｂとなり、各ピークの幅（各ピークのゼロクロス幅）は２／Ｔａとなる。

送信ＤＦＴ部８１Ａは、算出した送信信号のパワースペクトルＰｔ［ｆｉ］を重心周波数算出部８２へ出力するとともに、相関処理部８３へ出力する。

重心周波数算出部８２は、各ピーク５１〜５４等がそれぞれに設定された重心計算区間Ｗｔ［ｋ］（ｋ＝１〜ｎの整数）の周波数軸の中心に位置するように重心計算区間Ｗｔ［ｋ］を設定する。この際、重心計算区間Ｗｔ［ｋ］は、当該区間の上限周波数と下限周波数で定義され、隣り合う区間に属するピーク間の周波数差（１／Ｔｂ）と等しくなるように設定されている。

重心周波数算出部８２は、次に、パワースペクトルＰｔ［ｆｉ］を重みとして、重心計算区間Ｗｔ［ｋ］毎に重心周波数ｆｗｔ［ｋ］（ｋ=１〜ｎ）を下式で算出する。

ｆｗｔ［ｋ］＝Σ（Ｐｔ［ｆｊ］・ｆｊ）／ΣＰｔ［ｆｊ］
ここで、Ｐｔ［ｆｊ］は重心計算区間Ｗｔ［ｋ］に属するパワースペクトルである。

ところで、この重心計算区間Ｗｔ［ｋ］の幅がドップラシフト量の想定される最大値の少なくとも２倍以上になるように、送信信号のエレメントの時間幅Ｔｂが決められている。これは、送信信号の重心計算区間Ｗｔ［ｋ］と後述する受信信号の重心計算区間Ｗｒ［ｋ］との対応付けができるようにするためである。

重心周波数算出部８２は、重心計算区間Ｗｔ［ｋ］、重心周波数ｆｗｔ［ｋ］を重心周波数処理部８４へ出力する。

なお、重心周波数算出部８２は、このようなパワースペクトルＰｔ［ｆｉ］等の算出を、送信信号の出力制御毎に行う必要はなく、パワースペクトルＰｔ［ｆｉ］等を予め算出して制御部１０のメモリ１０Ｃに記憶しておき、ドップラシフト量を算出する際にメモリ１０Ｃに記憶された値を使用することもできる。

受信ＤＦＴ部８１Ｂは、バッファメモリ１７に一時記憶された受信データ群の内から、設定深度（指示深度）に相当する時間幅Ｔａ分の受信データを読み出し、当該受信データに対して離散フーリエ変換処理を行い、周波数軸の振幅スペクトルに周波数変換する。

受信ＤＦＴ部８１Ｂは、算出された振幅スペクトルを２乗して、上述の図５に示すようなパワースペクトルＰｒ［ｆｉ］を生成する。この図５に示すパワースペクトルＰｒ［ｆｉ］は一例であり、例えば送信信号のパワースペクトルＰｔ［ｆｉ］と同様に１０Ｈｚの分解能で生成され、ピーク６１をスペクトルの周波数軸方向の中心として、高周波数側と低周波数側で対称に、５個のピーク６２，６３等とを有する。なお、このスペクトルもパワースペクトルであるので、振幅スペクトルを用いた場合よりも各ピークの形状が急峻になっている。図５は、本実施形態の受信信号の周波数スペクトル図である。

ここで、図３と図５とで示すように、受信信号のパワースペクトルＰｒ［ｆｉ］の中心周波数すなわちピーク６１の周波数は、送信信号のパワースペクトルＰｔ［ｆｉ］の中心周波数ｆｃからΔｆａだけシフトしている。この周波数差Δｆａが概略のドップラシフト量に相当する。

受信ＤＦＴ部８１Ｂは、算出した受信信号のパワースペクトルＰｒ［ｆｉ］を相関処理部８３へ出力する。

相関処理部８３は、正規化部８３１Ａ，８３１Ｂ、相互相関処理部８３２、およびピーク検出部９３３を備える。

正規化部８３１Ａは、送信信号のパワースペクトルＰｔ［ｆｉ］を正規化処理することで、正規化パワースペクトルＰｔｎ［ｆｉ］を算出して、相互相関処理部８３２へ出力する。

正規化部８３２Ｂは、受信信号のパワースペクトルＰｒ［ｆｉ］を正規化処理することで、正規化パワースペクトルＰｒｎ［ｆｉ］を算出して、相互相関処理部８３２へ出力する。

相互相関処理部８３２は、送信信号の正規化パワースペクトルＰｔｎ［ｆｉ］と、受信信号の正規化パワースペクトルＰｒｎ［ｆｉ］とを相互相関処理して、図６に示すような正規化相互相関処理結果Ｐｎ［ｆｉ］を算出する。図６は、正規化相互相関処理結果Ｐｎ［ｆｉ］の図である。また、図７（Ａ）は、受信信号にノイズが含まれていない場合の正規化相互相関処理結果Ｐｎ［ｆｉ］の図であり、図７（Ｂ）は、受信信号にノイズが含まれている場合の正規化相互相関処理結果Ｐｎ［ｆｉ］の図である。

この正規化相互相関処理結果Ｐｎ［ｆｉ］は、送信信号の正規化パワースペクトルＰｔｎ［ｆｉ］と受信信号の正規化パワースペクトルＰｒｎ［ｆｉ］との相互相関結果であるので、以下の特性を示す。

受信信号にノイズが含まれておらず、受信信号が送信信号のエコー信号成分のみで形成されれば、相関処理結果の概中央に位置するピークの値は「１」になる（図７（Ａ）参照。）。一方、受信信号のノイズが多く含まれていると、当該ピークの値は「１」から「０」の値で（図７（Ｂ）参照。）、ノイズの含まれる量によって変化する。すなわち、相関処理結果の概中央に位置するピークの値は、Ｓ／Ｎが高いほど「１」に近づき、Ｓ／Ｎが低いほど「０」に近づく値となる。

したがって、正規化相互相関処理結果Ｐｎ［ｆｉ］のピーク値は、受信信号のＳ／Ｎに相当する指標となる。

ピーク検出部８３３は、正規化相互相関処理結果Ｐｎ［ｆｉ］の概中央に位置するピークを検出し、当該ピークの周波数及びピークの値を取得する。ピーク検出部８３３は、取得した当該ピークの周波数と、送信信号の中心周波数ｆｃとの差分値Δｆｂを算出して、仮のドップラ周波数ｆｄｔとして、重心周波数処理部８４へ出力する。

また、ピーク検出部８３３は、取得したピーク値Ｌｐを信頼度情報算出部８５へ出力する。

信頼度情報算出部８５は、ピーク値Ｌｐに基づいて信頼度情報Ｄｒを設定し、出力する。具体的には、ピーク値Ｌｐは、上述のように０＜Ｌｐ≦１の値となるので、信頼度情報算出部８５は、所定の閾値を設定もしくは送信信号のパルス幅等から算出しておき、当該閾値に応じて信頼度情報Ｄｒを設定する。例えば、信頼度情報算出部８５は、Ｌｐ≧０．８であれば「信頼度高」の信頼度情報Ｄｒを設定し、０．８＞Ｌｐ≧０．６であれば「信頼度中」の信頼度情報Ｄｒを設定し、０．６＞Ｌｐであれば「信頼度低」の信頼度情報Ｄｒを算出する。

なお、上述の説明では、信頼度情報算出部８５は、ピーク値Ｌｐから信頼度情報Ｄｒを設定する例を示したが、ピーク値Ｌｐをそのまま信頼度情報Ｄｒとして出力してもよい。

このような正規化相互相関処理結果Ｐｎ［ｆｉ］のピーク値Ｌｐによる信頼度情報Ｄｒを設定することで、広帯域にスペクトル拡散された送信信号を用いた場合であっても、単一周波数の正規化周波数スペクトルピーク値であるＳ／Ｎに相当する受信信号の信頼度に関する情報を容易に取得することができる。

重心周波数処理部８４は、重心計算区間決定部８４１、重心周波数算出部８４２、ドップラシフト補正部８４３、重み付け平均処理部８４４、収束判定部８４５、重み付け係数算出部８４６を備える。

重心計算区間決定部８４１は、相関処理部８３のピーク検出部８３３からの仮のドップラシフト量ｆｄｔを用いて、中央の重心計算区間の中心がピーク６１に略一致するように、受信信号のパワースペクトルＰｒ［ｆｉ］の重心周波数の計算範囲である重心計算区間Ｗｒ［ｋ］（ｋ＝１〜ｎ）を決定する。この際、重心計算区間決定部８４１は、送信信号に対する重心計算区間Ｗｔ［ｋ］（ｋ＝１〜ｎ）を初期値として、重心計算区間Ｗｒ［ｋ］（ｋ＝１〜ｎ）を決定する。

また、重心計算区間決定部８４１は、後述する収束判定部８４５によってドップラシフト量ｆｄｍの変化量が収束判定閾値を満たしていなければ、仮のドップラシフト量ｆｄｔを用いず、ドップラシフト量ｆｄｍを用いて、重心計算区間Ｗｒ［ｋ］（ｋ＝１〜ｎ）を決定する。この際、重心計算区間決定部８４１は、前回の重心計算区間Ｗｒ［ｋ］（ｋ＝１〜ｎ）を用いて、今回の重心計算区間Ｗｒ［ｋ］（ｋ＝１〜ｎ）を決定する。

さらに、このドップラシフト量ｆｄｍを用いて、重心計算区間Ｗｒ［ｋ］（ｋ＝１〜ｎ）の決定は、ドップラシフト量ｆｄｍの変化量が収束判定閾値を満たすまで実行される。

重心周波数算出部８４２は、パワースペクトルＰｒ［ｆｉ］を重みとして、重心計算区間Ｗｒ［ｋ］毎に重心周波数ｆｗｒ［ｋ］（ｋ＝１〜ｎ）を次式により算出する。

ｆｗｒ［ｋ］＝Σ（Ｐｒ［ｆｊ］・ｆｊ）／ΣＰｒ［ｆｊ］
ここで、Ｐｒ［ｆｊ］は重心計算区間Ｗｒ［ｋ］に属するパワースペクトルである。

このとき、パワースペクトルＰｒ［ｆｉ］のピーク６２等が重心計算区間Ｗｒ［ｋ］の略中央に位置すれば、ピーク６２等の前後に現われるノイズ、サイドローブなどが相殺され、算出された重心周波数ｆｗｒ［ｋ］はドップラー効果を受けた後の真の周波数に略等しくなる。一方、ピーク６２等が重心計算区間Ｗｒ［ｋ］の中心から高周波数側または低周波数側にずれていると、算出された重心周波数ｆｗｒ［ｋ］はドップラー効果を受けた後の真の周波数よりも高く（低く）なる。そして、後述する収束判定部４５から出力されるドップラーシフト量ｆｄｍによって重心計算区間Ｗｒ［ｋ］が補正されることにより、重心計算区間Ｗｒ［ｋ］の中心がパワースペクトルＰｒ［ｆｉ］のピーク６２等に近づいていき、重心周波数ｆｗｒ［ｋ］も求めるべきドップラ効果を受けた後の真の周波数に近づいていく。

ドップラシフト補正部８４３は、重心周波数算出部８４２で算出された重心周波数ｆｗｒ［ｋ］と重心周波数算出部８２で算出された重心周波数ｆｗｔ［ｋ］との差分値（ドップラシフト量に相当）を、送信信号の中心周波数ｆｃでのドップラシフトに相当するドップラシフト量ｆｄ［ｋ］（ｋ＝１〜ｎ）に換算する。この換算は次式で表される。

ｆｄ［ｋ］＝（ｆｗｒ［ｋ］−ｆｗｔ［ｋ］）・ｆｃ／ｆｗｔ［ｋ］
このドップラシフト量ｆｄ［ｋ］は、ドップラシフトの周波数依存性が考慮されていないドップラシフト量（ｆｗｒ［ｋ］−ｆｗｔ［ｋ］）を補正したものとなる。すなわち、周波数依存性が補償されたドップラシフト量となる。

重み付け係数算出部８４６は、重心計算区間Ｗｒ［ｋ］毎のパワースペクトルＰｒ［ｆｉ］の合計値ｓ［ｋ］（ｋ＝１〜ｎ）、すなわち実質的には積分値を計算し、この合計値ｓ［ｋ］から各重心計算区間Ｗｒ［ｋ］の重み係数ｗ［ｋ］（ｋ=１〜ｎ）を算出する。各重心計算区間Ｗｒ［ｋ］でのパワースペクトルをＰｒ［ｆｊ］とすると、合計値ｓ［ｋ］はΣＰｒ［ｆｊ］で表され、重み係数ｗ［ｋ］はｓ［ｋ］／Σｓ［ｋ］で表される。なお、ここではパワースペクトルＰｒ［ｆｉ］から重み係数ｗ［ｋ］を算出するようにしたが、ノイズを含まない送信信号のパワースペクトルＰｔから重み係数ｗ［ｋ］を算出することも可能である。

重み平均処理部８４４は、重み係数算出部８４６で算出された重み係数ｗ［ｋ］を重みとして、ドップラシフト量ｆｄ［ｋ］の重み付け平均処理を行ってドップラシフト量ｆｄを求める。重み付け平均処理は下式で表される。

ｆｄｍ＝Σ（ｆｄ［ｋ］・ｗ［ｋ］）／Σｗ［ｋ］
この重み付け平均処理により、受信信号のパワースペクトルの大きさおよび分布にしたがって、すなわち受信信号を特徴付ける情報の確からしさにしたがって、ノイズの影響が低減された高い精度のドップラシフト量ｆｄｍが求められる。尚、上述の重み係数ｗ［ｋ］に代えて、送信波形のパワースペクトルＰｔ［ｆｉ］の重心計算区間Ｗｔ［ｋ］毎の積分値を重み係数とすることも可能である。また、上記の例では、重心計算区間毎のスペクトルの積分値を重みとする重み付け平均処理を行っているが、重心計算区間毎のスペクトルの最大値を重みとする重み付け平均処理を行ってもよい。さらに、重み付けをせずに、重心計算区間ごとのスペクトルを単純平均してもよい。

収束判定部８４５は、重み付け平均処理部８４４から出力されるドップラシフト量ｆｄｍが収束したか否かを判定する。収束したと判定した場合は、ドップラシフト量ｆｄｍを、ドップラ計測部１８としての出力ドップラシフト量ｆｄとして、後段の機能部（例えば潮流算出部）へ出力する。一方、収束判定部８４５は、収束していないと判定した場合は、ドップラシフト量ｆｄｍを重心計算区間決定部８４１へ出力する。このドップラシフト量ｆｄｍによる重心計算区間Ｗｒ［ｋ］の補正や、補正された重心計算区間Ｗｒ［ｋ］の重心周波数ｆｗｒ［ｋ］の算出等が行なわれ、ドップラシフト量ｆｄｍが収束するまで繰返し、ドップラシフト量ｆｄｍの算出処理が行われる。

より具体的には、収束判定部８４５は、ドップラシフト量ｆｄｍの収束に向けて繰返し処理を所定回数（例えば２回）だけ行った後に、前回と今回のドップラシフト量ｆｄｍの差分値が所定値（例えば１Ｈｚ）以下であれば、算出されたドップラシフト量ｆｄｍが収束したものと判定して今回のドップラシフト量ｆｄｍを最終的なドップラシフト量ｆｄとして出力する。一方、所定回数（例えば３０回）の繰返し処理を行ってもドップラシフト量ｆｄｍが収束しない場合は、エラー処理が行われる。また、上述のように、仮のドップラシフト量ｆｄｔは真のドップラシフト量ｆｄｍに近い値であるので、重心周波数処理部８４を通さずに仮のドップラシフト量ｆｄｔを最終的なドップラーシフト量ｆｄとして出力するようにしてもよい。

このようなドップラ計測部の構成および処理を用いることで、ドップラシフト量ｆｄを従来よりも高精度に算出することができる。

そして、このようなドップラ計測器およびドップラ計測方法を用いることで、高精度なドップラシフト量ｆｄの算出と、この算出された値の受信環境に準じた信頼度情報Ｄｒとを算出することができる。これにより、ユーザは、従来無かった当該ドップラ計測器およびドップラ計測方法における、ドップラシフト量ｆｄを利用する際の信頼性の指標として信頼度情報Ｄｒを用いることができる。

なお、上記実施形態では、送信信号として、パワースペクトルＰｔ［ｆｉ］に複数のピークを生じさせる、広帯域信号の１つであるＭ系列ＢＰＳＫ信号を複数連ねた送信信号を用いたが、Ｍ系列以外の系列のＢＰＳＫ信号を複数連ねた信号や、他の広帯域信号、例えば、一定時間Ｔ内で時間の経過にしたがって周波数がｆｍａｘからｆｍｉｎに（またはｆｍｉｎからｆｍａｘに）連続的に変化するリニアＦＭ変調した信号等の他の送信信号をもちいても本発明を実施することができる。つまり、離散フーリエ変換によって得られる送信信号のパワースペクトルに離散した複数のピークを生じさせる広帯域信号を使用すれば、本発明の構成及び処理を適用することができる。

また、上記実施形態では、パワースペクトルＰｔ［ｆｉ］、Ｐｒ［ｆｉ］を用いてドップラシフト量ｆｄを求めたが、振幅スペクトルや３以上の冪乗スペクトルなどのスペクトルを用いることもできる。振幅スペクトルを用いるとピークの幅（メインローブの最大値から例えば３ｄＢ低下したレベルにおける幅）が広くなるので、算出されるドップラシフト量の精度が幾分低下することがある。一方、３以上の冪乗スペクトルでは、受信信号によるピークの幅が狭くなるとともにノイズ成分によるピークのレベルが高くなるので、算出される重心周波数ｆｗｒ［ｋ］がノイズの影響を受けやすくなり、耐ノイズ性能が幾分低下することがある。

また、上記実施形態では、離散フーリエ変換を用いてスペクトルを算出する例につき説明したが、本発明では、スペクトルの算出手段として、離散フーリエ変換以外にも種々の方式を用いることができる。例えば、ノンパラメトリック法としてＷｅｌｃｈ法、パラメトリック法としてＹｕｌｅ−ＷａｋｅｒＡＲ法、部分空間法としてＭＵＳＩＣ法などがある。これらの方式を採用しても、離散フーリエ変換の場合とほぼ同等の測定精度を得ることができる。

また、上記実施形態では、ドップラ計測器の後段に潮流計を有する例を示したが、本発明のドップラ計測器は、送信器と受信器とからなる水中通信システムなどでも用いることができる。この水中通信システムの例としては、魚網に取り付けられた送信器と船舶の底部に取り付けられた受信器とを備えた魚網深度計等がある。

１０−制御部、１０Ａ−ＣＰＵ、１０Ｂ−ＤＳＰ、１０Ｃ−メモリ、１１−送信波形生成部、１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ−送信アンプ、１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ−送受切替回路、１４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃ−超音波送受波器、１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃ−受信アンプ、１６Ａ，１６Ｂ，１６Ｃ−Ａ／Ｄ変換部、１７−バッファメモリ、１８−ドップラ計測部、
８１Ａ−送信ＤＦＴ部、８１Ｂ−受信ＤＦＴ部、８２−重心周波数算出部、８３−相関処理部、８３１Ａ，８３１Ｂ−正規化部、８３２−相互相関処理部、８３３−ピーク検出部、８４−重心周波数処理部、８４１−重心計算区間決定部、８４２−重心周波数算出部、８４３−ドップラシフト補正部、８４４−重み付け平均処理部、８４５−収束判定部、８４６−重み付け係数算出部、８５−信頼度情報算出部

Claims (12)

1. 広帯域化された送信信号を形成する送信部と、
   前記送信信号のエコー信号を受信し受信信号を形成する受信部と、
   前記送信信号の正規化周波数スペクトルと前記受信信号の正規化周波数スペクトルとを相関処理し、相関結果に基づいて前記送信信号に対する前記受信信号のドップラシフト量を計測するドップラ計測部と、
   を備えたドップラ計測器。
2. 請求項１に記載のドップラ計測器であって、
   前記相関処理結果に基づいて、前記受信信号の信号対ノイズに関する信頼度情報を算出する信頼度情報算出部、を備えたドップラ計測器。
3. 請求項２に記載のドップラ計測器であって、
   前記信頼度情報算出部は、前記相関処理結果である相関処理結果のピーク値に基づいて前記信頼度情報を算出する、ドップラ計測器。
4. 請求項１乃至請求項３に記載のドップラ計測器であって、
   前記送信信号および前記受信信号の周波数スペクトルを正規化する正規化部、を備えたドップラ計測器。
5. 請求項１乃至請求項３に記載のドップラ計測器であって、
   前記送信信号の正規化周波数スペクトルを予め記憶する記憶部と、
   前記受信信号の周波数スペクトルを正規化する正規化部と、を備えたドップラ計測器。
6. 広帯域化された送信信号を形成する工程と、
   前記送信信号のエコー信号を受信し受信信号を形成する工程と、
   前記送信信号の正規化周波数スペクトルと前記受信信号の正規化周波数スペクトルとを相関処理し、相関結果に基づいて前記送信信号に対する前記受信信号のドップラシフト量を計測する工程と、
   を有するドップラ計測方法。
7. 請求項６に記載のドップラ計測方法であって、
   前記相関処理結果に基づいて、前記受信信号の信号対ノイズに関する信頼度情報を算出する工程、を有するドップラ計測方法。
8. 請求項７に記載のドップラ計測方法であって、
   前記信頼度情報を算出する工程は、前記相関処理結果である相関処理結果のピーク値に基づいて前記信頼度情報を算出する、ドップラ計測方法。
9. 請求項６乃至請求項８に記載のドップラ計測方法であって、
   前記送信信号および前記受信信号の周波数スペクトルを正規化する工程、を有するドップラ計測方法。
10. 請求項６乃至請求項８に記載のドップラ計測方法であって、
    前記送信信号の正規化周波数スペクトルを予め記憶する工程と、
    前記受信信号の周波数スペクトルを正規化する工程と、を有するドップラ計測方法。
11. 請求項１乃至請求項５に記載のドップラ計測器を備えるとともに、
    前記ドップラシフト量に基づいて潮流に関連する速度情報を算出する潮流計測部を備えた潮流計。
12. 請求項６乃至請求項１０に記載のドップラ計測方法を含み、
    前記ドップラシフト量に基づいて潮流に関連する速度情報を算出する工程を有する、潮流計測方法。

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