JP4964344B2 - ドップラー計測器および潮流計 - Google Patents

Description

本発明は、水中に送信された超音波のドップラーシフト量を計測するドップラー計測器、およびドップラー計測器を備えた潮流計に関する。

従来から、漁撈援助や海洋調査を目的として潮流計で潮流が計測されている。潮流計は、船舶の船底に取り付けられており、例えば水平方向が互いに１２０°離れた方向に対して一定の俯角θで超音波を送受信する送受波器を備えている。そして、設定深度に位置する海中の無数の散乱体（プランクトンなど）から帰来する反射波（対水エコー）に生じたドップラーシフト量からその深度の潮流に対する船の速度（対水船速）を求める。また、海底からの反射波（対地エコー）に生じたドップラーシフト量から海底に対する船の速度（対地船速）を求める。さらに、対地船速と対水船速との差から潮流の速度を求める。対水船速（または対地船速）をＶ、水中音速をｃ、超音波の周波数をｆ0、ドップラーシフト量をｆdとすると、ｃはＶよりも十分に大きいので、対水船速（または対地船速）Ｖは下記の式（１）で近似される。
Ｖ＝ｆd・ｃ／（２ｆ0・cosθ） （１）
従って、対水船速（または対地船速）Ｖを正確に測定するためには、ドップラーシフト量ｆdを高精度で計測することが条件となる。

下記の特許文献１では、第１パルスおよび第１パルスよりも所定時間だけ遅延した第２パルスを超音波信号として水中に送信し、第１パルスによるエコー信号の第１直交位相サンプルと第２パルスによるエコー信号の第２直交位相サンプルとの自己相関を生成し、自己相関で得られた位相シフトに基づいてドップラーシフト量を求めることが提案されている。また、上記の第１、第２パルスとして広帯域符号化パルスを用いることも提案されている。下記の特許文献２では、受信したエコー信号から生成されたゼロクロス信号（２値信号）と装置内部で発生する基準信号との位相差を示すデータ列に対してフーリエ変換を施し、フーリエ変換で得られたフーリエスペクトルに基づいてドップラーシフト量を求めることが提案されている。

特許第２６９５９８９号公報（請求項７、第６頁左欄第２５行〜第１１頁右欄第３２行） 特許第３０２８３７６号公報（請求項１、第５頁右欄第３２行〜第６頁右欄第１１行）

しかしながら、特許文献１のような方式では、受信信号帯域の情報を全て用いるため、受信信号に含まれるノイズが少ない場合はドップラーシフト量を高精度に計測することができるが、ノイズが多い場合は計測精度が低下するという問題がある。ノイズとしては、波浪やスクリューによるノイズのほか、他の船舶から送信された超音波によるノイズがある。また、特許文献１のような方式の欠点として、自己相関演算はドップラーシフト量の周波数依存性が考慮され得ないため、広帯域信号に対しては、特に、ドップラーシフト量の周波数依存性が補償されないという問題がある。一方、特許文献２のような方式では、１つのスペクトルピークを有する受信信号を解析対象とし、ドップラーシフト量をその単一スペクトルピークから計測するので、計測精度を高くとれないという問題がある。また、計測精度を高めるために超音波を繰返し送信し、それぞれのエコー信号から求められたドップラーシフト量に対して平均化などの統計処理を施して最終的なドップラーシフト量を出力するようにしたのでは、ドップラーシフト量の計測に時間がかかり、スループットが低下する。

本発明は、上記問題点を解決するものであって、その課題とするところは、耐ノイズ性能に優れ、かつドップラーシフト量を高精度で計測できるドップラー計測器を提供することにある。

第１の発明では、水中に送信された超音波のドップラーシフト量を計測するドップラー計測器において、超音波の送信信号として、離散フーリエ変換によって得られる送信波形のスペクトルに離散した複数のピークを生じさせる広帯域信号を用いる。このような信号としては、例えば、Ｍ系列ＢＰＳＫ（マキシマム系列バイナリ・フェイズ・シフト・キーイング）で符号化された広帯域信号がある。そして、超音波の送信波形のスペクトルと、超音波の受信信号の、送信波形のスペクトルのピークに対応する複数のピークを有するスペクトルとの相互相関処理を行い、相互相関処理の出力が極大となるときの周波数に基づいてドップラーシフト量を求める。ここで、上記周波数は実施形態に示す仮ドップラーシフト量に相当するものである。

このようにすることで、送信波形のスペクトルおよび受信信号のスペクトルを利用して非周期的なノイズを含む受信信号のスペクトルから受信信号（エコー信号）のピーク位置情報（周波数領域におけるピーク位置情報）が抽出される。つまり、複数ピークを有する場合に、各ピークのドップラーシフト量が一箇所に集約され、それを抽出することになる。これにより、上記周波数は、耐ノイズ性能が高く、従ってばらつきが少なく、しかも真のドップラーシフト量（もしくは真のドップラーシフト量に定数を加算した値）に略等しい値となるので、高い耐ノイズ性能と高い計測精度とを両立させたドップラー計測器を実現することができる。

第２の発明では、水中に送信した超音波に起因するエコー信号のドップラーシフト量を計測することによって対地船速と対水船速とを求め、対地船速と対水船速とから潮流の速度を求める潮流計において、超音波の送信波形とエコー信号とに基づいてエコー信号のドップラーシフト量を計測する、第１の発明のドップラー計測器を備え、ドップラー計測器で計測されたドップラーシフト量に基づいて対地船速と対水船速とを求める。

このようにすることで、耐ノイズ性能に優れ、しかも精度の高い潮流速度を求めることができる潮流計が得られる。

本発明によれば、耐ノイズ性能に優れ、しかもドップラーシフト量を高精度に計測できるドップラー計測器および潮流計を実現することができる。

ドップラー計測器を組み込んだ潮流計の構成を示す図である。 本発明に係るドップラー計測器の構成を示す図である。 送信信号の波形を示す図である。 送信波形のパワースペクトルを示す図である。 受信信号のパワースペクトルを示す図である。 ２つのパワースペクトルの相互相関処理の結果を示す図である。 重心計算区間を狭くしていく態様を示す図である。 他の広帯域送信信号を示す図である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。図１はドップラー計測器を組み込んだ潮流計の構成を示し、図２は本発明に係るドップラー計測器の構成を示し、図３は送信信号の波形を示す。この潮流計１では、３つの送受波器１１から水平方向が互いに１２０°異なった方向に対して一定の俯角で超音波が海中に送信され、海底や海中の無数の散乱体で反射したエコー信号が各送受波器１１で受信される。送受波器１１は、送受信切換回路１２を介して、送信波形生成部１４で生成されて送信アンプ１３で増幅された送信信号によって駆動される。送信波形生成部１４は、送信信号の波形（送信波形）をドップラー計測器３にも供給する。この送信波形は、送信信号がＡ／Ｄ変換されたものと同等の波形データ列からなる。

図３に示す送信信号（送信パルスともいう）は、Ｍ系列ＢＰＳＫ（マキシマム系列バイナリ・フェイズ・シフト・キーイング）で符号化された広帯域信号を複数連ねた送信信号であり、潮流を計測するたびに送受波器１１から送信される。送信信号は４つの同じエレメントからなり、各エレメントは上記符号化がされた７つのサブパルスからなる。図において、Ｔａは送信信号の時間幅、Ｔｂはエレメントの時間幅、Ｔｃはサブパルスの時間幅である。上記の時間幅Ｔａは、例えば０．７ｍｓ程度であり、サブパルスの周波数（キャリア周波数）は、例えば２５０ｋＨｚ程度である。尚、Ｍ系列内の他の符号パターン（例えば、＋１＋１＋１−１＋１−１−１）を使用すると図４に示す送信波形のパワースペクトルの包絡線形状が変化する。

各送受波器１１で受信されたエコー信号を含む受信信号は、受信アンプ１５で増幅され、さらにＡ／Ｄ変換器１６でＡ／Ｄ変換される。このＡ／Ｄ変換されたサンプルデータ系列がバッファメモリ１７に格納される。ドップラー計測器３は、上記の受信信号中の１または複数の設定深度におけるエコー信号および海底からのエコー信号のサンプルデータをバッファメモリ１７から読み出し、サンプルデータに基づいてそれぞれのドップラーシフト量ｆｄを求めて出力する。潮流算出部１８は、３つの受信信号から得られたドップラーシフト量を前記の式（１）に代入して対地船速と対水船速とを算出し、さらに対地船速と対水船速とに基づいて潮流の速度および向きを求める。表示部１９には、例えば航路を基点とする矢印が所定間隔で表示され、矢印の向きで潮流の向きが示され、矢印の長さで潮流の速度が示される。

制御部２０は、ＣＰＵ２０ａや、ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）２０ｂ、メモリ（プログラムメモリおよびデータメモリ）２０ｃなどから構成され、各種の演算や潮流計１の各部の制御などを行う。また、図示しない操作部のキーが押されると、制御部２０は押されたキーの種類に応じて各部を制御する。例えば、上記の設定深度の値がキーから入力されると、入力された値がメモリ２０ｃに保存され、その設定深度における潮流が計測される。

次に、図２を参照してエコー信号に生じたドップラーシフト量を計測するドップラー計測器３について説明する。ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）部３１は、送信波形に対して高速フーリエ変換アルゴリズムを用いて離散フーリエ変換を施して時間領域の送信波形を周波数領域の振幅スペクトルに変換する。さらに、振幅スペクトルを２乗して図４に示すパワースペクトルを生成する。このパワースペクトルＰt[fi]（fiはパワースペクトルＰt[i]の周波数）は１０Ｈｚの分解能で生成されたものであり、ピーク５１を中心にして左右対称な５つのピーク５２，５３等と１つの小さなピーク５４とがある。スペクトルが振幅スペクトルではなくパワースペクトルであるので、ピークの形状がシャープになっている。また、離散フーリエ変換および送信波形の性質上、パワースペクトルＰt[fi]は２／Ｔｃ（図３）の範囲に分布し、中心周波数ｆｃ、すなわちピーク５１の周波数ｆｃはサブパルスの周波数に等しくなり、隣り合うピークの周波数差が１／Ｔｂとなり、各ピークの幅（各ピークのゼロクロス幅）が２／Ｔａとなる。

重心周波数算出部３２は、まず、各ピーク５１等が各重心計算区間Ｗt[k]（k=1〜n）（図４参照、Ｗt[1:n]とも表す）の中央に位置するように重心計算区間Ｗt[k]を決める。この重心計算区間Ｗt[k]は周波数の下限値と上限値とで（または下限値と周波数幅とで）定義され、その周波数幅は隣り合うピークの周波数差（１／Ｔｂ）に等しい。次に、パワースペクトルＰt[fi]を重みとして、重心計算区間Ｗt[k]ごとに重心周波数ｆwt[k]（k=1〜n）を下式で算出する。
ｆwt[k]＝Σ（Ｐt[fj]・fj）／ΣＰt[fj]
ここで、Ｐt[fj]は重心計算区間Ｗｔ[k]に属するパワースペクトルである。

尚、重心計算区間Ｗt[k]の幅がドップラーシフト量の想定される最大値の少なくとも２倍以上になるように、送信信号のエレメントの時間幅Ｔｂが決められている。これは、送信波形の重心計算区間Ｗt[k]と後述する受信信号の重心計算区間Ｗr[k]との対応付けができるようにするためである。また、超音波が送信されるたびにパワースペクトルＰt[fi]、重心計算区間Ｗt[k]および重心周波数ｆwt[k]が変化するわけではないので、パワースペクトルＰt[fi]等を予め求めてメモリ２０ｃに保存しておき、ドップラーシフト量を求めるときにメモリ２０ｃに保存された値が使用される。

次に、受信系について説明する。ＤＦＴ部３３は、バッファメモリ１７に格納された、設定深度からのエコー信号などに相当する時間幅Ｔａ分のサンプルデータ系列に対して高速フーリエ変換アルゴリズムを用いて離散フーリエ変換を施し、時間領域の受信信号（エコー信号）を周波数領域の振幅スペクトルに変換する。さらに、振幅スペクトルを２乗して図５に示すパワースペクトルを生成する。このパワースペクトルＰr[fi]（fiはパワースペクトルＰr[i]の周波数）も１０Ｈｚの分解能で生成されたものであり、中央のピーク６１の左右にそれぞれ送信波形のパワースペクトルＰt[fi]のピーク５２，５３等に対応する５つのピーク６２，６３等がある。但し、ピーク５４に対応するものはノイズに埋もれて判別できない。

また、図５からパワースペクトルＰr[fi]の中心周波数、すなわちピーク６１の周波数が送信波形のパワースペクトルＰt[fi]の中心周波数ｆｃからΔｆaだけずれていることが分かる。このΔｆaがおおよそのドップラーシフト量である。尚、隣り合うピークの周波数差は、図４のピーク間の周波数差（１／Ｔｂ）に略等しいが、ドップラーシフトの周波数依存性により１／Ｔｂよりも僅かに大きくまたは小さくなる。また、ここで求めたパワースペクトルＰr[fi]は、後述する重心周波数算出部４２および重み係数算出部４６で使用できるようにメモリ２０ｃに保存される。

仮ドップラーシフト量検出部３４は、相互相関処理部３５とピーク検出部３６とから構成され、送信波形のパワースペクトルＰt[ｆi]と受信信号のパワースペクトルＰr[ｆi]とから仮ドップラーシフト量を求めて出力する。相互相関処理部３５は、パワースペクトルＰt[ｆi]とＰr[ｆi]との相互相関処理を行う。すなわち、パワースペクトルＰr[ｆi]に対してパワースペクトルＰｔ[ｆi]を前記の分解能（１０Ｈｚ）ずつシフトさせながら、各シフト状態で両パワースペクトルの積和演算を行なって演算結果を出力する。図６は演算結果である相互相関出力を示す。中央に位置する最大のピーク７１は、パワースペクトルＰt[ｆi]のピーク５１がパワースペクトルＰr[ｆi]のピーク６１に一致したときのものであり、送信波形の中心周波数ｆcからΔｆbだけずれている。また、ピーク７２はピーク５１がピーク６２に一致したときのものであり、ピーク７３はピーク５１がピーク６３に一致したときのものである。なお、相互相関処理として、相関を行うパワースペクトル同士をゼロ埋め等で同一離散点数としてから離散フーリエ変換を行い、片方は複素共役をとって積演算を行い、演算結果を逆離散フーリエ変換してもよい。

ピーク検出部３６は、相互相関処理部３５から出力される相互相関出力のうち最大値をとるピーク７１を検出し、このピーク７１の周波数から送信波形の中心周波数ｆcを減算した周波数差Δｆbを仮ドップラーシフト量として出力する。ここでは相互相関出力の中心周波数をｆｃとしたが、相互相関出力の中心周波数が０Ｈｚになるような相互相関処理を行えば、ピーク７１の周波数そのものが仮ドップラーシフト量となる。また、上記の方法に代えて他の方法で仮ドップラーシフト量を求めるようにしてもよい。例えば、相互相関出力の重心周波数を算出し、重心周波数から仮ドップラーシフト量を求める。この場合、相互相関出力をＬ[fi]とすると、仮ドップラーシフト量は下式で与えられる。
仮ドップラーシフト量＝（Σ（Ｌ[fi]・fi）／ΣＬ[fi]）−ｆｃ
なお、本発明では、仮ドップラーシフト量を算出するにあたって、相互相関処理の出力が極大となる任意のピークの周波数を用いることができ、必ずしも図６の中央に位置するピーク７１の周波数を用いる必要はない。したがって、ピーク７２やピーク７３の周波数に基づいて仮ドップラーシフト量を算出してもよい。

上記の相互相関処理では、パワースペクトルＰt[ｆi]、Ｐr[ｆi]におけるピークの周期性を利用して、非周期的なノイズを含むパワースペクトルＰr[ｆi]から周期的なエコー信号のピーク位置情報（周波数領域におけるピーク位置情報）が抽出される。つまり、複数ピークを有する場合に、各ピークのドップラーシフト量が一箇所に集約され、それを抽出することになる。この結果、相互相関処理によって耐ノイズ性能が高くなり、上記のようにして求められた仮ドップラーシフト量は、ばらつきが少なく、しかも真のドップラーシフト量に略等しい値となる。したがって、仮ドップラーシフト量を最終的なドップラーシフト量としても使用することができる。尚、ここではドップラーシフトの周波数依存性が考慮されていないが、上記の仮ドップラーシフト量は実用に耐えうるドップラーシフト量である。

上述のように、仮ドップラーシフト量を最終的なドップラーシフト量とすることもできるが、本実施形態では、仮ドップラーシフト量を初期値として後述する重心周波数処理部４０に与えることにより、より計測精度の高いドップラーシフト量ｆｄを求めるようにしている。この初期値としては真のドップラーシフト量に近い値（例えば、仮ドップラーシフト量）が望ましいが、重心周波数処理によってドップラーシフト量ｆｄが高精度化されるので、ラフな値、例えば従来のようにエコー信号の自己相関処理によって求められたドップラーシフト量や０Ｈｚを初期値とすることも可能である。また、上述した相互相関処理出力の極大値によらずに、単にスペクトルが極大値となる周波数位置でのシフト量を用いてもよい。但し、ラフな値を初期値とした場合、初期値と真のドップラーシフト量との乖離量が大きいため、仮ドップラーシフト量を初期値とする場合に比べて、上記のドップラーシフト量ｆｄが収束するまでの重心周波数処理の繰返し回数が多くなる。また、受信信号のＳ／Ｎが悪く自己相関処理などによって求めたドップラーシフト量がノイズによって真のドップラーシフト量から大きくずれている場合には、ドップラーシフト量ｆｄが収束しないこともありうる。

次に、重心周波数処理部４０について説明する。重心周波数処理部４０は、重心計算区間決定部４１などから構成され、前述の相互相関処理が１回行われた後に、上記の仮ドップラーシフト量を初期値として、重み平均処理部４４から出力されるドップラーシフト量ｆｄが収束するまで繰返し重心周波数処理を行う。収束とは、ドップラーシフト量ｆｄの前回値と今回値との差が所定値以下（ゼロを含む）となった状態を指す。重心周波数処理とは重心計算区間決定部４１などで行なわれる処理のことである。以下では、繰返し行なわれる重心周波数処理を「繰返し処理」とよぶ。相互相関処理の利点はノイズに強いことであり、重心周波数処理の利点は計測精度が高いことである。したがって、まず相互相関処理を行ってノイズの影響を排除した後に、周波数領域でＳ／Ｎの良い、スペクトルのピーク近傍の範囲に対して重心周波数処理を行ってドップラーシフト量を算出することにより、耐ノイズ性能を向上させると同時に計測精度も高めることができる。

重心計算区間決定部４１は、ピーク検出部３６から出力される仮ドップラーシフト量を用いて受信信号のパワースペクトルＰr[ｆi]の重心周波数の計算範囲である重心計算区間Ｗr[k]（k=1〜n）（図５）を中央の重心計算区間の中心がピーク６１に略一致するようにして決定する。正確に表現すれば、重心計算区間Ｗr[k]は、上述の重心計算区間Ｗt[k]よりも右側（高周波側）に仮ドップラーシフト量（Δｆa（図５）ではなくΔｆb（図６））だけずれている。ここでは各重心計算区間Ｗr[k]の幅を重心計算区間Ｗt[k]の幅と等しくしているが、重心計算区間Ｗt[k]の幅よりも幾分狭くまたは広くしてもよい。また、後述する収束判定部４５からドップラーシフト量ｆｄが出力されると、このドップラーシフト量ｆｄを用いて重心計算区間Ｗr[k]が同様にして決定される。つまり、重心計算区間Ｗr[k]がドップラーシフト量ｆｄによって補正される。

重心周波数算出部４２は、パワースペクトルＰr[fi]を重みとして、重心計算区間Ｗr[k]ごとに重心周波数ｆwr[k]（k=1〜n）を下式で算出する。
ｆwr[k]＝Σ（Ｐr[fj]・fj）／ΣＰr[fj]
ここで、Ｐr[fj]は重心計算区間Ｗr[k]に属するパワースペクトルである。このとき、パワースペクトルＰr[fi]のピーク６２等が重心計算区間Ｗr[k]の略中央に位置すれば、ピーク６２等の前後に現われるノイズ、サイドローブなどが相殺され、算出された重心周波数ｆwr[k]はドップラー効果を受けた後の真の周波数に略等しくなる。一方、ピーク６２等が重心計算区間Ｗr[k]の中心から左（右）にずれていると、算出された重心周波数ｆwr[k]はドップラー効果を受けた後の真の周波数よりも高く（低く）なる。収束判定部４５から出力されるドップラーシフト量ｆｄによって重心計算区間Ｗr[k]が補正されることにより、重心計算区間Ｗr[k]の中心がパワースペクトルＰr[fi]のピーク６２等に近づいていき、重心周波数ｆwr[k]も求めるべきドップラー効果を受けた後の真の周波数に近づいていく。

ドップラーシフト補正部４３は、重心周波数算出部４２で算出された重心周波数ｆwr[k]と重心周波数算出部３２で算出された重心周波数ｆwt[k]との差（ドップラーシフト量）を、送信波形の中心周波数（キャリア周波数）ｆcでのドップラーシフトに相当するドップラーシフト量ｆｄ[k]（k=1〜n）に換算する。この換算は下式で表される。
ｆｄ[k]＝（ｆwr[k]−ｆwt[k]）・ｆc／ｆwt[k]
このドップラーシフト量ｆｄ[k]は、ドップラーシフトの周波数依存性が考慮されていないドップラーシフト量（ｆwr[k]−ｆwt[k]）を補正したもの、すなわち周波数依存性が補償されたものである。このようにしてドップラーシフトの周波数依存性が補償されるので、後述するドップラーシフト量ｆｄの計測精度を高めることができる。

重み係数算出部４６は、重心計算区間Ｗr[k]ごとのパワースペクトルＰr[fi]の合計値ｓ[k]（k=1〜n）、すなわち実質的には積分値を計算し、この合計値ｓ[k]から各重心計算区間Ｗr[k]の重み係数ｗ[k]（k=1〜n）を算出する。各重心計算区間Ｗr[k]でのパワースペクトルをＰr[fj]とすると、合計値ｓ[k]はΣＰr[fj]で表され、重み係数ｗ[k]はｓ[k]／Σｓ[k]で表される。ここではパワースペクトルＰr[fi]から重み係数ｗ[k]を算出するようにしたが、ノイズを含まない送信波形のパワースペクトルＰt[fi]から重み係数ｗ[k]を算出することも可能である。但し、このようにするとドップラーシフト量ｆｄの計測精度が幾分低下することが実験で確認された。

重み平均処理部４４は、重み係数算出部４６で算出された重み係数ｗ[k]を重みとして、ドップラーシフト量ｆｄ[k]の重み付け平均処理を行ってドップラーシフト量ｆｄを求める。重み付け平均処理は下式で表される。
ｆｄ＝Σ（ｆｄ[k]・ｗ[k]）／Σｗ[k]
この重み付け平均処理により、受信信号のパワースペクトルの大きさおよび分布にしたがって、すなわち受信信号（エコー信号）を特徴付ける情報の確からしさにしたがって、ノイズの影響が低減された高い精度のドップラーシフト量ｆｄが求められる。尚、上述の重み係数ｗ[k]に代えて、送信波形のパワースペクトルＰt[fi]の重心計算区間Ｗt[k]ごとの積分値を重み係数とすることも可能である。また、上記の例では、重心計算区間ごとのスペクトルの積分値を重みとする重み付け平均処理を行っているが、重心計算区間ごとのスペクトルの最大値を重みとする重み付け平均処理を行ってもよい。さらに、重み付けをせずに、重心計算区間ごとのスペクトルを単純平均してもよい。

収束判定部４５は、重み平均処理部４４から出力されるドップラーシフト量ｆｄが収束したか否かを判定する。収束したと判定した場合は、ドップラーシフト量ｆｄを潮流算出部１８（図１）に渡す。それに対し、収束していないと判定した場合は、ドップラーシフト量ｆｄを重心計算区間決定部４１に渡す。このドップラーシフト量ｆｄによる重心計算区間Ｗr[k]の補正や、補正された重心計算区間Ｗr[k]の重心周波数ｆwr[k]の算出などが行なわれ、ドップラーシフト量ｆｄが収束するまで２回目、３回目、・・・のドップラーシフト量ｆｄが算出される。つまり、ドップラーシフト量ｆｄが収束するまで繰返し処理が行われる。

収束判定部４５は、具体的には、ドップラーシフト量ｆｄの収束に向けて繰返し処理を所定回数（例えば２回）だけ行った後に、前回と今回のドップラーシフト量ｆｄの差が所定値（例えば１Ｈｚ）以下であれば、算出されたドップラーシフト量ｆｄが収束したものと判定して今回のドップラーシフト量ｆｄを最終的なものとして出力する。一方、所定回数（例えば３０回）の繰返し処理を行ってもドップラーシフト量ｆｄが収束しない場合は、エラー処理が行われる。また、上述のように、仮ドップラーシフト量は真のドップラーシフト量に近い値であるので、重心周波数処理部４０を通さずに仮ドップラーシフト量を最終的なドップラーシフト量ｆｄとして出力するようにしてもよい。

次に、繰返し処理を行う理由について説明する。第１の理由は、仮ドップラーシフト量にはドップラーシフトの周波数依存性が考慮されておらず、ピーク６１以外のピーク６２等を含む重心計算区間Ｗr[k]の中心周波数がパワースペクトルＰr[fi]のピーク周波数から僅かにずれているので、重心周波数ｆwr[k]がノイズ成分の影響を受け、算出されるドップラーシフト量ｆｄに僅かな誤差が生じるからである。この誤差は、上述のように、算出されたドップラーシフト量ｆｄによって重心計算区間Ｗr[k]を補正し、補正された重心計算区間Ｗr[k]の重心周波数ｆwr[k]に基づいてドップラーシフト量ｆｄを算出することで徐々に小さくなっていく。つまり、繰返し処理によってドップラーシフト量ｆｄの計測精度が向上する。

第２の理由は、仮ドップラーシフト量に受信信号をサンプリングする際の離散データ数に起因する周波数誤差が発生して、算出されるドップラーシフト量に誤差が生じるからである。この誤差も上記の繰返し処理を行うことで十分に小さくなる。また、ピーク検出によるのではなく、上述のように相互相関出力の重心周波数を仮ドップラーシフト量とすれば、仮ドップラーシフト量を求めるために演算処理時間が増加するが、サンプリング時の離散データ数に起因する誤差は生じなくなる。

以上述べたように、重心計算区間Ｗt[k]に含まれるパワースペクトルＰt[fi]のピーク５２等に対応する受信信号（エコー信号）のパワースペクトルＰr[fi]のピーク６２等が重心計算区間Ｗt[k]に対応付けられた重心計算区間Ｗr[k]に含まれている。しかも、両ピーク５２，６２等は略同じ波形を有する送信信号および受信信号の特徴を示す情報である。したがって、重心計算区間Ｗt[k]ごとの重心周波数ｆwt[k]と重心計算区間Ｗr[k]ごとの重心周波数ｆwr[k]との差に基づいて実用可能な精度のドップラーシフト量ｆｄを求めることができる。

また、パワースペクトルＰr[fi]、Ｐt[fi]が複数のピークを有するので、ドップラーシフト量ｆｄを求めるための情報量が多くなり、ドップラーシフト量ｆｄの計測精度が高まる。さらに、上述の繰返し処理、ドップラーシフト補正部４３で行なわれるドップラーシフトの周波数依存性の補償、および重み平均処理部４４で行われる重み付け平均処理によって、ドップラーシフト量ｆｄの計測精度をさらに高めることができる。尚、上記実施形態では機能ブロックによってドップラー計測器３の構成を説明したが、ドップラー計測器３は、実際にはＣＰＵ２０ａおよびＤＳＰ２０ｂによってソフトウエア的に実現されている。

以上述べた実施形態においては、繰返し処理の回数が増加しても重心計算区間Ｗr[k]の幅（周波数幅）を一定としたが、回数が増加するのにしたがって幅を徐々に狭くしていく（例えば、今回の幅を前回の幅の９０％にし、幅がピークの幅（２／Ｔａ）以下にならない範囲で狭くしていく）ようにしてもよい。図７は、重心計算区間を３つとしたときの上記の動作を説明する図である。（ｂ）に示す受信信号のパワースペクトルの初回の重心計算区間は、（ａ）に示す送信波形のパワースペクトルの重心計算区間と同じ幅であり、それよりも仮ドップラーシフト量ＤＡだけ右方向に移動している。上向きの矢印は初回の重心周波数を示す。そして、（ｃ）に示す２回目の重心計算区間の幅を初回よりも狭くするとともに、送信波形のパワースペクトルの重心計算区間（ａ）ではなく、初回の重心計算区間（ｂ）に基づいて求められたドップラーシフト量ＤＢだけ重心計算区間の中心を右方向に移動させている。

このようにすれば、重心周波数を算出するときの対象範囲がスペクトルのピーク近傍に絞られ、パワースペクトルＰr[fi]のピークから離れた周波数成分のノイズの影響をより低減することができるので、耐ノイズ性能を維持しつつドップラーシフト量の計測精度をさらに高めることができる。ここで、ドップラーシフトは本来０Ｈｚを不動点としたスペクトル波形の周波数軸方向の伸縮であることから、重心計算区間の幅を各区間の中心周波数に応じて変化させ、高周波側では重心計算区間が広く、低周波側では重心計算区間が狭くなるようにするのが好ましい。尚、上記のように２回目の重心計算区間を一括してドップラーシフト量ＤＢだけ移動させる代わりに、初回に算出された重心周波数が２回目の重心計算区間の中央に位置するように２回目の重心計算区間の中心値を重心計算区間ごとに個々に決めることも可能であるが、ノイズが特定の重心計算区間だけに現われるような場合にはノイズの影響を受けやすくなる恐れがある。

また、上記実施形態では、送信信号として、パワースペクトルＰt[fi]に複数のピークを生じさせる、広帯域信号の１つであるＭ系列ＢＰＳＫ信号を複数連ねた送信信号を用いたが、Ｍ系列以外の系列のＢＰＳＫ信号を複数連ねた信号や、他の広帯域信号、例えば、一定時間Ｔ内で時間の経過にしたがって周波数がｆmaxからｆminに（またはｆminからｆmaxに）連続的に変化するリニアＦＭ信号を連ねた信号（図８（ａ））や、周波数（ｆ１〜ｆ３）が互いに異なる正弦波信号を一定時間（Ｔ１〜Ｔ３）ずつ連ねた信号（図８（ｂ））、互いに周波数の異なる２つ以上の正弦波信号を重畳した信号などを送信信号として用いても本発明を実施することができる。つまり、離散フーリエ変換によって得られる送信波形のパワースペクトルに離散した複数のピークを生じさせる広帯域信号を送信信号として使用することができる。

さらに、上記実施形態では、パワースペクトルＰt[fi]、Ｐr[fi]を用いてドップラーシフト量ｆｄを求めたが、振幅スペクトルや３以上の冪乗スペクトルなどのスペクトルを用いることもできる。振幅スペクトルを用いるとピークの幅（メインローブの最大値から例えば３ｄＢ低下したレベルにおける幅）が広くなるので、算出されるドップラーシフト量の精度が幾分低下することがある。一方、３以上の冪乗スペクトルでは、エコー信号によるピークの幅が狭くなるとともにノイズ成分によるピークのレベルが高くなるので、算出される重心周波数ｆwr[k]がノイズの影響を受けやすくなり、耐ノイズ性能が幾分低下することがある。

さらに、上記実施形態では、ドップラー計測器３が潮流計１に組み込まれる場合について説明したが、本発明のドップラー計測器３は、送信器と受信器とからなる水中通信システムなどでも用いることができる。この水中通信システムでは、送信器は、例えば送信波形が既知の参照信号と送信情報によって周波数が変化する情報信号とを送信する。受信器にはドップラー計測器３が組み込まれており、ドップラー計測器３は、記憶部に保存されている参照信号の送信波形のパワースペクトル、重心計算区間および重心周波数と、受信した参照信号とを用いて上述のようにしてドップラーシフト量を求める。そして、このドップラーシフト量によって受信した情報信号の周波数を補正し、補正後の周波数から送信情報を得る。上記の水中通信システムの例として、魚網に取り付けられた送信器と船舶の底部に取り付けられた受信器とを備えた魚網深度計があり、例えば計測した水圧に応じて周波数が変化する正弦波信号が情報信号として送信される。

１ 潮流計
３ ドップラー計測器
３１ ＤＦＴ部（送信波形用）
３２ 重心周波数算出部（送信波形用）
３３ ＤＦＴ部（受信信号用）
３４ 仮ドップラーシフト量検出部
３５ 相互相関処理部
３６ ピーク検出部
４０ 重心周波数処理部
４１ 重心計算区間決定部
４２ 重心周波数算出部（受信信号用）
４３ ドップラーシフト補正部
４４ 重み平均処理部
４５ 収束判定部
４６ 重み係数算出部
Ｐt、Ｐr パワースペクトル
Ｗt[1:n] 重心計算区間（第１の重心計算区間）
Ｗr[1:n] 重心計算区間（第２の重心計算区間）
ｆwt[1:n]、ｆwr[1:n] 重心周波数
ｗ[1:n] 重み係数
ｆｄ ドップラーシフト量

Claims (3)

1. 水中に送信された超音波のドップラーシフト量を計測するドップラー計測器において、
   超音波の送信信号として、離散フーリエ変換によって得られる送信波形のスペクトルに離散した複数のピークを生じさせる広帯域信号を用い、
   前記超音波の送信波形のスペクトルと、前記超音波の受信信号の、前記送信波形のスペクトルのピークに対応する複数のピークを有するスペクトルとの相互相関処理を行い、
   相互相関処理の出力が極大となるときの周波数に基づいてドップラーシフト量を求めることを特徴とするドップラー計測器。
2. 請求項１に記載のドップラー計測器において、
   前記送信信号は、Ｍ系列ＢＰＳＫ（マキシマム系列バイナリ・フェイズ・シフト・キーイング）で符号化された広帯域信号を複数連ねた送信信号であることを特徴とするドップラー計測器。
3. 水中に送信した超音波に起因するエコー信号のドップラーシフト量を計測することによって対地船速と対水船速とを求め、対地船速と対水船速とから潮流の速度を求める潮流計において、
   前記超音波の送信波形とエコー信号とに基づいてエコー信号のドップラーシフト量を計測する、請求項１または請求項２に記載のドップラー計測器を備え、
   前記ドップラー計測器で計測されたドップラーシフト量に基づいて前記対地船速と対水船速とを求めることを特徴とする潮流計。

Images