JP2011083178A - ワイヤレス給電装置およびワイヤレス電力伝送システム - Google Patents

Abstract

【課題】磁場共振型のワイヤレス給電において、電力伝送効率への影響を抑制しつつ供給電力の位相を検出する。
【解決手段】給電コイルＬ_２から受電コイルＬ_３には磁気共振により電力が伝送される。オシレータ２０２は、スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２を交互にオン・オフさせることにより、給電コイルＬ_２に交流電力を供給し、給電コイルＬ_２から受電コイルＬ_３に交流電力が供給される。給電コイルＬ_２を流れる交流電流Ｉ_Ｓが発生させる交流磁界により、検出コイルＬ_ＳＳには誘導電流Ｉ_ＳＳが流れる。位相検出回路１５０は、オシレータ２０２が発生させる交流電圧の位相と、誘導電流Ｉ_ＳＳの位相を比較することにより、電圧位相と電流位相の位相差を検出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ワイヤレスにて電力を送るためのワイヤレス給電装置、および、ワイヤレス電力伝送システムに関する。

電源コードなしで電力を供給するワイヤレス給電技術が注目されつつある。現在のワイヤレス給電技術は、（Ａ）電磁誘導を利用するタイプ（近距離用）、（Ｂ）電波を利用するタイプ（遠距離用）、（Ｃ）磁場の共振現象を利用するタイプ（中距離用）の３種類に大別できる。

電磁誘導を利用するタイプ（Ａ）は、電動シェーバーなどの身近な家電製品において一般的に利用されているが、数ｃｍ程度の近距離でしか使えないという課題がある。電波を利用するタイプ（Ｂ）は、遠距離で使えるが電力が小さいという課題がある。共振現象を利用するタイプ（Ｃ）は、比較的新しい技術であり、数ｍ程度の中距離でも高い電力伝送効率を実現できることから特に期待されている。たとえば、ＥＶ（Electric Vehicle）の車両下部に受電コイルを埋め込み、地中の給電コイルから非接触にて電力を送り込むという案も検討されている。以下、タイプ（Ｃ）を「磁場共振型」とよぶ。

磁場共振型は、マサチューセッツ工科大学が２００６年に発表した理論をベースとしている（特許文献１参照）。特許文献１では、４つのコイルを用意している。これらのコイルを給電側から順に「エキサイトコイル」、「給電コイル」、「受電コイル」、「ロードコイル」とよぶことにする。エキサイトコイルと給電コイルは近距離にて向かい合わされ、電磁結合する。同様に、受電コイルとロードコイルも近距離にて向かい合わされ、電磁結合する。これらの距離に比べると、給電コイルから受電コイルまでの距離は「中距離」であり、比較的大きい。このシステムの目的は、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電することである。

エキサイトコイルに交流電力を供給すると、電磁誘導の原理により給電コイルにも電流が流れる。給電コイルが磁場を発生させ、給電コイルと受電コイルが磁気的に共振すると、受電コイルには大きな電流が流れる。電磁誘導の原理によりロードコイルにも電流が流れ、ロードコイルと直列接続される負荷Ｒから電力が取り出される。磁場共振現象を利用することにより、給電コイルから受電コイルの距離が大きくても高い電力伝送効率を実現できる。

米国公開２００８／０２７８２６４号公報 特開２００６−２３００３２号公報 国際公開２００６／０２２３６５号公報 米国公開２００９／００７２６２９号公報

磁場共振現象を発生させるためには、エキサイトコイルや給電コイルに交流電力を供給する際、電源回路の駆動周波数を共振周波数に一致させる必要がある。たとえば、特許文献２は、駆動周波数と共振周波数が一致しているか検出する技術を開示する。特許文献２では、給電コイルに相当する１次コイルＬ１の電圧位相を基準位相と比較することにより、共振状態にあるか否かを判定している（特許文献２の段落［００４３］、［００４４］、図１等参照）。しかし、特許文献２の場合、共振させるべき１次コイルＬ１の電圧波形そのものを計測対象としているため、計測行為によって共振特性（Ｑ値）が悪化しやすい。いいかえれば、「計測の影響」を受けやすいシステム構成となっている。

本発明は、上記課題に基づいて完成された発明であり、磁場共振型のワイヤレス給電において、共振特性への影響を抑制しつつ供給電力の位相を検出することを主たる目的とする。

本発明に係るワイヤレス給電装置は、給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、給電コイルから受電コイルにワイヤレス送電するための装置である。この装置は、直列接続された第１のコイルおよびキャパシタを含む共振回路と、共振回路への第１および第２の方向からの電流の供給を制御する第１および第２のスイッチと、第１および第２のスイッチを交互に導通させることにより共振回路を共振させ、第１のコイルを給電コイルとして、第１のコイルから受電コイルへ交流電力を送電させる送電制御回路と、交流電力が発生させる磁界により誘導電流を発生させる第２のコイルと、交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路と、を備える。ここで、位相検出回路は、第２のコイルに流れる誘導電流の位相を計測することにより、交流電力の電流位相を計測する。

この装置は、エキサイトコイルを用いることなく、直接給電コイルを駆動できる。したがって、製造コストを抑え構成をコンパクトにしやすい。電源回路の駆動周波数を共振周波数と一致させれば、システム全体としての電力伝送効率が高くなる。交流電力が発生させる磁界により第２のコイル（検出コイル）に誘導電流を発生させ、その誘導電流から電流位相を計測するため、給電コイルに直接的な計測負荷がかからない。このため、給電コイルの共振特性への影響を抑制しつつ、電圧位相と電流位相の位相差（ずれ）を検出して共振状態が保たれているかを監視できる。

第１および第２のスイッチを流れる電流の経路と共振回路を流れる電流の経路は結合トランスにより分離されてもよい。そして、結合トランスを介して、共振回路に交流電力を供給してもよい。

この装置は、検出された位相差が減少するように送電制御回路の駆動周波数を調整することにより、駆動周波数を共振周波数に追随させる駆動周波数追随回路、を更に備えてもよい。共振周波数に駆動周波数を追随させることができるため、電力伝送効率を高い状態に維持しやすくなる。

送電制御回路は、共振回路のコイルを給電コイルとして動作させるのではなく、エキサイトコイルとして動作させ、別のコイルとして設けられる給電コイルに電力を供給させてもよい。

第２のコイルはトロイダルコアに巻回されてもよい。そして、このトロイダルコアに第１のコイルの一部を通過させることにより、第１コイルと第２コイルとで結合トランスを形成してもよい。このようにトロイダルコアを第１および第２のコイルで共有することにより、第２のコイルに誘導電流を好適に発生させることができる。

第２のコイルの両端に抵抗を並列接続してもよい。そして、位相検出回路は、この抵抗に印加される電圧の変化から電流位相を計測してもよい。

この装置は、交流電力の電流波形と同相となるアナログ波形をデジタル波形に整形する第１波形整流器と、交流電力の電圧波形と同相となるアナログ波形をデジタル波形に整形する第２波形整流器と、を更に備えてもよい。位相検出回路は、２種類のデジタル波形のエッジを比較することにより、位相差を検出してもよい。デジタル化により電流波形と電圧波形の位相を比較するときの基準点が明確になるため、位相検出回路が位相差を特定しやすくなる。

本発明に係る別のワイヤレス給電装置は、給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、給電コイルから受電コイルにワイヤレス送電するための装置である。この装置は、電源回路と、給電コイルと、給電コイルと磁気結合し、電源回路から供給される交流電力を給電コイルに供給するエキサイトコイルと、交流電力が発生させる磁界により誘導電流を発生させる検出コイルと、交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路と、を備える。電源回路は、第１および第２の電流経路を含み、第１および第２の電流経路それぞれに直列に接続される第１および第２のスイッチを交互に導通させることにより、エキサイトコイルに交流電力を供給する。位相検出回路は、検出コイルに流れる誘導電流の位相を計測することにより、交流電力の電流位相を計測する。

本発明に係る更に別のワイヤレス給電装置も、給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、給電コイルから受電コイルにワイヤレス送電するための装置である。この装置は、給電コイルに駆動周波数にて交流電力を供給する電源回路と、給電コイルおよびキャパシタを含み共振周波数にて共振する給電コイル回路と、給電コイル回路の交流電力が発生させる磁界により誘導電流を発生させる検出コイルと、交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路を備える。電源回路は、第１および第２の電流経路を含み、第１および第２の電流経路それぞれに直列に接続される第１および第２のスイッチを交互に導通させることにより、給電コイル回路に前記交流電力を供給する。位相検出回路は、検出コイルに流れる誘導電流の位相を計測することにより、交流電力の電流位相を計測する。

このような態様においても、電源回路の駆動周波数を共振周波数と一致させれば、システム全体としての電力伝送効率が高くなる。検出コイルの誘導電流から電流位相を計測するため、給電コイルに直接的な計測負荷がかからない。

検出コイルは、給電コイルを流れる交流電流が発生させる磁界により誘導電流を発生させてもよいし、エキサイトコイルを流れる交流電流が発生させる磁界により誘導電流を発生させてもよい。

この装置においても、検出された位相差が減少するように送電制御回路の駆動周波数を調整することにより、駆動周波数を共振周波数に追随させる駆動周波数追随回路を備えてもよい。共振周波数に駆動周波数を追随させることができるため、電力伝送効率を高い状態に維持しやすくなる。

検出コイルはトロイダルコアに巻回されてもよい。そして、このトロイダルコアに給電コイルやエキサイトコイルの一部を通過させることにより、給電コイルおよびエキサイトコイルの一方と検出コイルとで結合トランスを形成してもよい。また、検出コイルの両端に抵抗を並列接続し、抵抗に印加される電圧の変化から電流位相を計測してもよい。

この装置も、交流電力の電流波形と同相となるアナログ波形をデジタル波形に整形する第１波形整流器と、交流電力の電圧波形と同相となるアナログ波形をデジタル波形に整形する第２波形整流器を更に備えてもよい。位相検出回路は、２種類のデジタル波形のエッジを比較することにより、位相差を検出してもよい。

本発明におけるワイヤレス電力伝送システムは、上述した各種のワイヤレス給電装置と、受電コイルと、受電コイルと磁気結合して、受電コイルが給電コイルから受電した電力を供給されるロードコイルを備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、磁場共振型のワイヤレス給電技術において、共振特性への影響を抑制しつつ供給電力の位相を検出できる。

第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。 検出コイルおよび給電コイルの拡大構成図である。 検出コイルと給電コイルが形成する結合トランスの等価回路図である。 共振回路のインピーダンスＺと駆動周波数の関係を示すグラフである。 出力電力効率と駆動周波数の関係を示すグラフである。 駆動周波数と共振周波数が一致するときの電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。 駆動周波数＞共振周波数のときの電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。 駆動周波数＜共振周波数のときの電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。 位相検出回路へ入力される各種電圧の変化過程を示すタイムチャートである。 制御電圧と駆動周波数の関係を示すグラフである。 第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムの第１変形例のシステム構成図である。 第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムの第２変形例のシステム構成図である。 第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムの第３変形例のシステム構成図である。 第２実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。 第３実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。 第３実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムの第１変形例のシステム構成図である。 第３実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムの第２変形例のシステム構成図である。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態を説明する。まず、第１実施形態および第２実施形態としてハーフブリッジ型について説明する。次に、第３実施形態としてプッシュプル型について説明する。各実施形態を特に区別しないときには単に「本実施形態」とよぶ。

［第１実施形態：ハーフブリッジ型］
図１は、第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００のシステム構成図である。ワイヤレス電力伝送システム１００は、基本構成として、電源回路２００、受電コイル回路１３０およびロード回路１４０を含む。また、ワイヤレス電力伝送システム１００は、駆動周波数ｆ_ｏを自動的に調整するための構成として、第１波形整流器１４２、第２波形整流器１４４、位相検出回路１５０および駆動周波数追随回路１５２を含む。電源回路２００は、その一部に給電コイルＬ_２を含む。給電コイルＬ_２と受電コイル回路１３０の間には数ｍ程度の距離がある。ワイヤレス電力伝送システム１００の主目的は、給電コイルＬ_２から受電コイル回路１３０にワイヤレスにて電力を送ることである。本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムは、１００ＭＨｚ前後の共振周波数ｆ_ｒにて動作させることを想定したシステムである。したがって、給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３の共振周波数ｆ_ｒは１００ＭＨｚに設定される。なお、本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムは、たとえば、ＩＳＭ（Industry-Science-Medical）周波数帯のような高周波数帯にて動作させることも可能である。

電源回路２００は、エキサイトコイルを介すことなく、給電コイルＬ_２に交流電力を直接供給するハーフブリッジ型の回路である。図１に示すように、電源回路２００は上下対称形となっている。給電コイルＬ_２を流れる電流Ｉ_Ｓは交流であり、同図矢印にて示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。本実施形態における給電コイルＬ_２の巻き数は７回、導線の直径は５ｍｍ、給電コイルＬ_２自体の直径は２８０ｍｍである。

受電コイル回路１３０は、受電コイルＬ_３とキャパシタＣ_３が直列接続された回路である。給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３は互いに向かい合っている。給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３の距離は、０．２ｍ〜１ｍ程度と比較的長い。本実施形態における受電コイルＬ_３の巻き数は７回、導線の直径は５ｍｍ、受電コイルＬ_３自体の直径は２８０ｍｍである。受電コイル回路１３０の共振周波数ｆ_ｒも１００ＭＨｚとなるように、受電コイルＬ_３とキャパシタＣ_３それぞれの値が設定されている。したがって、給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３は同一形状である必要はない。給電コイルＬ_２が共振周波数ｆ_ｒにて磁界を発生させると、給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３は磁気的に共振し、受電コイル回路１３０にも大きな電流Ｉ_３が流れる。同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。電流Ｉ_Ｓの向きと電流Ｉ_３の向きは逆（逆相）である。

ロード回路１４０は、ロードコイルＬ_４と負荷Ｒが直列接続された回路である。受電コイルＬ_３とロードコイルＬ_４は互いに向かい合っている。受電コイルＬ_３とロードコイルＬ_４の距離は１０ｍｍ以下と比較的近い。このため、受電コイルＬ_３とロードコイルＬ_４は電磁的に強く結合している。本実施形態におけるロードコイルＬ_４の巻き数は１回、導線の直径は３ｍｍ、ロードコイルＬ_４自体の直径は２１０ｍｍである。受電コイルＬ_３に電流Ｉ_３が流れることにより、ロード回路１４０に起電力が発生し、ロード回路１４０に電流Ｉ_４が流れる。同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。電流Ｉ_３の向きと電流Ｉ_４の向きは逆（逆相）である。すなわち、電流Ｉ_４は、電流Ｉ_Ｓと同相である。こうして、電源回路２００の給電コイルＬ_２から送電された交流電力は、受電コイル回路１３０とロード回路１４０により受電され、負荷Ｒから取り出される。

負荷Ｒを受電コイル回路１３０に直列接続すると、受電コイル回路１３０のＱ値が悪くなる。このため、受電用の受電コイル回路１３０と電力取り出し用のロード回路１４０を分離している。また、電力伝送効率を高めるためには、給電コイルＬ_２、受電コイルＬ_３およびロードコイルＬ_４の中心線を揃えることが好ましい。

次に、電源回路２００の構成を説明する。まず、ゲート駆動用トランスＴ１の一次側にオシレータ２０２が接続される。オシレータ２０２は、駆動周波数ｆ_ｏにて交流電圧を発生させる「送電制御回路」として機能する。電圧波形は正弦波でもよいが、ここでは矩形波であるとして説明する。この交流電圧により、トランスＴ１一次コイルＬ_ｈには正負両方向に交互に電流が流れる。トランスＴ１一次コイルＬ_ｈとトランスＴ１二次コイルＬ_ｆ、トランスＴ１二次コイルＬ_ｇはゲート駆動用の結合トランスＴ１を形成する。電磁誘導により、トランスＴ１二次コイルＬ_ｆとトランスＴ１二次コイルＬ_ｇにも正負の両方向に交互に電流が流れる。

トランスＴ１二次コイルＬ_ｆの一端は、スイッチングトランジスタＱ_１のゲートと接続され、他端はスイッチングトランジスタＱ_１のソースと接続される。トランスＴ１二次コイルＬ_ｇの一端は、別のスイッチングトランジスタＱ_２のゲートと接続され、他端はスイッチングトランジスタＱ_２のソースと接続される。オシレータ２０２が駆動周波数ｆ_ｏにて交流電圧を発生させると、スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２の各ゲートには、電圧Ｖｘ（Ｖｘ＞０）が駆動周波数ｆ_ｏにて交互に印加される。このため、スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２は駆動周波数ｆ_ｏにて交互にオン・オフする。スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２は同一特性のエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であるが、バイポーラトランジスタなど他のトランジスタでもよい。トランジスタの代わりにリレースイッチ等、他のスイッチを用いてもよい。

スイッチングトランジスタＱ_１のドレインは、電源Ｖ_ｄｄ１の正極に接続される。電源Ｖ_ｄｄ１の負極は、キャパシタＣ_１と給電コイルＬ_２を介して、スイッチングトランジスタＱ_１のソースに接続される。電源Ｖ_ｄｄ１の負極の電位は接地電位である。スイッチングトランジスタＱ_２のソースは、電源Ｖ_ｄｄ２の負極に接続される。電源Ｖ_ｄｄ２の正極は、キャパシタＣ_１と給電コイルＬ_２を介して、スイッチングトランジスタＱ_２のドレインに接続される。電源Ｖ_ｄｄ２の正極の電位は接地電位である。

スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン間の電圧をソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１、スイッチングトランジスタＱ_２のソース・ドレイン間の電圧をソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ２とよぶ。また、スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン間を流れる電流をソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１、スイッチングトランジスタＱ_２のソース・ドレイン間を流れる電流をソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ２とする。ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１、Ｉ_ＤＳ２については、同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。

キャパシタＣ_１と給電コイルＬ_２は共振周波数ｆ_ｒにて電流共振するように値設定される。いいかえれば、キャパシタＣ_１と給電コイルＬ_２は、共振周波数ｆ_ｒの「共振回路」を形成している。また、キャパシタＣ_１と給電コイルＬ_２が存在することによりソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１、Ｉ_ＤＳ２の電流波形は正弦波状となる。

スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン間にはキャパシタＣ_Ｑ１が並列接続され、スイッチングトランジスタＱ_２のソース・ドレイン間にはキャパシタＣ_Ｑ２が並列接続される。キャパシタＣ_Ｑ１とキャパシタＣ_Ｑ２は同一特性のキャパシタである。キャパシタＣ_Ｑ１はソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１の電圧波形を整形し、キャパシタＣ_Ｑ２はソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ２の電圧波形を整形するために挿入される。キャパシタＣ_Ｑ１、Ｃ_Ｑ２を省略しても、電源回路２００によるワイヤレス給電は可能である。特に、駆動周波数ｆ_ｏが低いときには、これらのキャパシタの影響は小さくなる。

スイッチングトランジスタＱ_１が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ_２は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路(以下、「第１電流経路１０２」とよぶ）は、電源Ｖ_ｄｄ１からスイッチングトランジスタＱ_１、給電コイルＬ_２、キャパシタＣ_１を経由して帰還する経路となる。スイッチングトランジスタＱ_１は、第１電流経路１０２の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。

スイッチングトランジスタＱ_２が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ_１は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路(以下、「第２電流経路１０４」とよぶ）は、電源Ｖ_ｄｄ２からキャパシタＣ_１、給電コイルＬ_２、スイッチングトランジスタＱ_２を経由して帰還する経路となる。スイッチングトランジスタＱ_２は、第２電流経路１０４の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。

オシレータ２０２が共振周波数ｆ_ｒにて交流電圧を供給すると、第１電流経路１０２と第２電流経路１０４が共振周波数ｆ_ｒにて交互に切り替わる。キャパシタＣ_１と給電コイルＬ_２には共振周波数ｆ_ｒの交流電流が流れるため、キャパシタＣ_１と給電コイルＬ_２は共振状態となる。受電コイル回路１３０も共振周波数ｆ_ｒの共振回路であるから、給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３は磁気的に共振する。このとき、電力伝送効率は最大となる。

共振周波数ｆ_ｒは、給電コイル回路１２０や受電コイル回路１３０の使用状態や使用環境によって微妙に変化する。また、給電コイルＬ_２や受電コイル回路１３０を交換した場合にも共振周波数ｆ_ｒは変化する。あるいは、キャパシタＣ_１やキャパシタＣ_３の静電容量を可変とすることにより共振周波数ｆ_ｒを積極的に変化させたい場合もあるかもしれない。このような場合でも、ワイヤレス電力伝送システム１００は、駆動周波数ｆ_ｏと共振周波数ｆ_ｒを自動的に一致させることができる。

駆動周波数ｆ_ｏを共振周波数ｆ_ｒに追随させるため、以下の構成を追加する。まず、オシレータ２０２の両端に抵抗Ｒ_１、Ｒ_２を接続する。抵抗Ｒ_１と抵抗Ｒ_２の接続点Ａは、第２波形整流器１４４を介して位相検出回路１５０に接続される。位相検出回路１５０は、接続点Ａの電位Ｖ_ｐ１に基づいて、後述の方法により、電源回路２００が供給する交流電力の電圧位相を計測する。

オシレータ２０２が生成する交流電圧は抵抗Ｒ_１と抵抗Ｒ_２により分圧され、その中間電位として電位Ｖ_ｐ１が取り出されている。分圧することによりにより、オシレータ２０２の発生させる交流電圧が大きい場合でも、扱いやすい電圧に降圧できる。オシレータ２０２が発生させる交流電圧をそのまま取り扱えるのであれば、分圧は必須ではない。なお、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１、Ｖ_ＤＳ２や、ソース・ゲート電圧Ｖ_ＧＳ１、Ｖ_ＧＳ２などから電圧位相を計測してもよい。

給電コイルＬ_２の側には、検出コイルＬ_ＳＳが設置される。検出コイルＬ_ＳＳは、貫通孔を有するコア１５４（トロイダルコア）にＮ_Ｓ回巻き付けられたコイルである。給電コイルＬ_２の一部もコア１５４を貫通するため、給電コイルＬ_２と検出コイルＬ_ＳＳは結合トランスを形成する。交流電流Ｉ_Ｓが発生させる交流磁界により、検出コイルＬ_ＳＳには誘導電流Ｉ_ＳＳが流れる。電流Ｉ_Ｓと誘導電流Ｉ_ＳＳは同相である。

検出コイルＬ_ＳＳの両端には抵抗Ｒ_３が接続される。抵抗Ｒ_３の一端Ｂは接地され、他端Ｃは第１波形整流器１４２を介して位相検出回路１５０に接続される。位相検出回路１５０は、接続点Ｃの電位Ｖ_ｑ１に基づいて、後述の方法により、電源回路２００が供給する交流電力の電流位相を計測する。電流Ｉ_Ｓと誘導電流Ｉ_ＳＳは同相であり、誘導電流Ｉ_ＳＳと電位Ｖ_ｑ１は同相である。したがって、電流Ｉ_Ｓの電流位相は、電位Ｖ_ｑ１の電圧位相により計測可能である。電位Ｖ_ｐ１および電位Ｖ_ｑ１の電圧波形を比較すれば、電圧位相と電流位相の位相のずれを検出できる。

電位Ｖ_ｐ１と電位Ｖ_ｑ１は、それぞれ、第１波形整流器１４２と第２波形整流器１４４によって２値化される。詳細については次の図９に関連して後述するが、第１波形整流器１４２は、電位Ｖ_ｐ１が所定の閾値、たとえば、０．１（Ｖ）より大きくなると飽和電圧Ｖ_ｐ２＝５（Ｖ）を出力する増幅器である。このため、電位Ｖ_ｐ１がアナログ波形となる場合でも、第１波形整流器１４２によって電位Ｖ_ｐ１をデジタル波形の電圧Ｖ_ｐ２に変換される。オシレータ２０２が矩形波ではなく、正弦波等のアナログ波形にて交流電圧を発生させる場合には第１波形整流器１４２は特に有効に機能する。第２波形整流器１４４も、電位Ｖ_ｑ１が所定の閾値より大きくなると飽和電圧Ｖ_ｑ２＝５（Ｖ）を出力する増幅器である。第２波形整流器１４４により、アナログ波形の電位Ｖ_ｑ１はデジタル波形の電圧Ｖ_ｑ２に変換される。

位相検出回路１５０は、電位Ｖ_ｑ１と電位Ｖ_ｑ２を比較し、その位相差ｔ_ｄを算出する。位相検出回路１５０は、位相差ｔ_ｄに応じて制御電圧Ｖ_ｔを変化させる。駆動周波数追随回路１５２は、制御電圧Ｖ_ｔにしたがってオシレータ２０２の駆動周波数ｆ_ｏを調整する。

なお、駆動周波数追随回路１５２とオシレータ２０２を一体化し、ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）として提供してもよい。また、ＶＣＯの後段に増幅器を設け、トランスＴ１一次コイルＬ_ｈへ供給される交流電圧を増幅してもよい。

図２は、検出コイルＬ_ＳＳおよび給電コイルＬ_２の拡大構成図である。図２は、検出コイルＬ_ＳＳの周辺構成を詳細に示す図である。コア１５４の形状は貫通孔を有する筒形状であり、その材質はフェライト、珪素鋼板、パーマロイ（permalloy）等の既知材料である。本実施形態における検出コイルＬ_ＳＳの巻き数Ｎ_Ｓは１００回である。コア１５４の貫通孔を給電コイルＬ_２の一部が貫通している。これは、コア１５４に対する給電コイルＬ_２の巻き数Ｎ_Ｐが１回であることを意味する。このような構成により、検出コイルＬ_ＳＳと給電コイルＬ_２は結合トランスを形成する。

図３は、検出コイルＬ_ＳＳと給電コイルＬ_２が形成する結合トランスの等価回路図である。給電コイルＬ_２が一次側巻線、検出コイルＬ_ＳＳが二次側巻線となることにより両者間で結合トランスが形成される。給電コイルＬ_２の交流電流Ｉ_Ｓが発生させる交流磁界により、検出コイルＬ_ＳＳには同相の誘導電流Ｉ_ＳＳが流れる。等アンペア・ターンの法則により、誘導電流Ｉ_ＳＳの大きさは、Ｉ_Ｓ・（Ｎ_Ｐ／Ｎ_Ｓ）となる。検出コイルＬ_ＳＳの一端Ｃにおける電位Ｖ_ｑ１が計測の対象となる。検出コイルＬ_ＳＳの他端Ｂは接地されるので、電位Ｖ_ｑ１は抵抗Ｒ_３に印加される電圧値に等しい。

図４は、共振回路のインピーダンスＺと駆動周波数ｆ_ｏの関係を示すグラフである。縦軸は、電源回路２００中における共振回路部分（キャパシタＣ_１と給電コイルＬ_２の直列回路）のインピーダンスＺを示す。横軸は駆動周波数ｆ_ｏを示す。共振回路のインピーダンスＺは、共振時において最低値Ｚ_ｍｉｎとなる。共振時にＺ_ｍｉｎ＝０となるのが理想であるが、共振回路には若干の抵抗成分が含まれるため、Ｚ_ｍｉｎは通常ゼロとはならない。

図４においては、駆動周波数ｆ_ｏ＝１００ＭＨｚ、すなわち、駆動周波数ｆ_ｏ＝共振周波数ｆ_ｒとなるとき、インピーダンスＺは最低となり、キャパシタＣ_１と給電コイルＬ_２は共振状態となる。駆動周波数ｆ_ｏと共振周波数ｆ_ｒがずれると、インピーダンスＺにおける容量性リアクタンスまたは誘導性リアクタンスが優勢となるためインピーダンスＺも大きくなる。

電源回路２００の駆動周波数ｆ_ｏが共振周波数ｆ_ｒと一致するとき、給電コイルＬ_２には共振周波数ｆ_ｒにて交流電流Ｉ_Ｓが流れ、受電コイル回路１３０にも共振周波数ｆ_ｒにて交流電流Ｉ_３が流れる。給電コイルＬ_２およびキャパシタＣ_１と、受電コイル回路１３０の受電コイルＬ_３およびキャパシタＣ_３は、同一の共振周波数ｆ_ｒにて共振するため、給電コイルＬ_２から受電コイルＬ_３への電力伝送効率は最大となる。

駆動周波数ｆ_ｏと共振周波数ｆ_ｒがずれると、給電コイルＬ_２には非・共振周波数の交流電流Ｉ_Ｓが流れる。このため、給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３は磁気的に共振できなくなるため、電力伝送効率は急速に悪化する。

図５は、出力電力効率と駆動周波数ｆ_ｏの関係を示すグラフである。出力電力効率とは、給電コイルＬ_２から実際に給電される電力の最大出力値に対する割合を示す。駆動周波数ｆ_ｏが共振周波数ｆ_ｒと一致するときには、電流位相と電圧位相の差がゼロとなり、電力伝送効率が最大となるので、出力電力効率＝１００（％）となる。出力電力効率は、負荷Ｒから取り出される電力の大きさによって計測できる。

図５に示すグラフによれば、共振周波数ｆ_ｒ＝１００ｋＨｚのときに駆動周波数ｆ_ｏ＝１０５ｋＨｚに設定した場合には、出力電力効率は７５（％）程度まで低下している。すなわち、両者が５ｋＨｚずれることによって電力伝送効率は２５（％）も低下している。

図６は、駆動周波数ｆ_ｏと共振周波数ｆ_ｒが一致するときの電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。時刻ｔ_０〜時刻ｔ_１の期間(以下、「第１期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ_１がオン、スイッチングトランジスタＱ_２がオフとなる期間である。時刻ｔ_１〜時刻ｔ_２の期間(以下、「第２期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ_１がオフ、スイッチングトランジスタＱ_２がオンとなる期間、時刻ｔ_２〜時刻ｔ_３の期間(以下、「第３期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ_１がオン、スイッチングトランジスタＱ_２がオフとなる期間、時刻ｔ_３〜時刻ｔ_４の期間(以下、「第４期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ_１がオフ、スイッチングトランジスタＱ_２がオンとなる期間であるとする。

スイッチングトランジスタＱ_１のゲート・ソース電圧Ｖ_ＧＳ１が所定の閾値Ｖ_ｘを超えたとき、スイッチングトランジスタＱ_１は飽和状態となる。したがって、第１期間の開始タイミングである時刻ｔ_０にスイッチングトランジスタＱ_１がオン（導通）となると、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１が流れ始める。いいかえれば、正方向（第１電流経路１０２）に電流Ｉ_Ｓが流れ始める。共振回路（給電コイルＬ_２とキャパシタＣ_１）が電流共振するため、電流Ｉ_Ｓの第１期間における電流波形は矩形波とはならず、立ち上がりと立ち下がりが緩やかになる。

第２期間の開始タイミングである時刻ｔ_１にスイッチングトランジスタＱ_１がオフ（非導通）となると、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１は流れなくなる。代わりに、スイッチングトランジスタＱ_２がオン（導通）となり、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ２が流れはじめる。すなわち、負方向（第２電流経路１０４）に電流Ｉ_Ｓが流れ始める。

電流Ｉ_Ｓと誘導電流Ｉ_ＳＳは同相であり、電位Ｖ_ｑ１は誘導電流Ｉ_ＳＳと同相である。このため、電流Ｉ_Ｓの電流波形と電位Ｖ_ｑ１の電圧波形は同期する。電位Ｖ_ｑ１の電圧波形を観察することにより、電流Ｉ_Ｓ（ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１、Ｉ_ＤＳ２）の電流位相を計測できる。第３期間、第４期間以降は、第１期間、第２期間と同様の波形を繰り返す。

図７は、駆動周波数ｆ_ｏが共振周波数ｆ_ｒよりも大きい場合の電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。駆動周波数ｆ_ｏが共振周波数ｆ_ｒよりも大きい場合、共振回路のインピーダンスＺには誘導性リアクタンス成分が現れ、交流電流Ｉ_Ｓの電流位相は電圧位相に対して遅れる。上述のように、電流Ｉ_Ｓと電位Ｖ_ｑ１は同相であるから、電位Ｖ_ｐ１と電位Ｖ_ｑ１の電圧波形を比較すれば、供給電力における電流位相と電圧位相の位相差ｔ_ｄを検出できる。

図６に示したように、駆動周波数ｆ_ｏ＝共振周波数ｆ_ｒのときには、第２期間の開始タイミングである時刻ｔ_１から電流Ｉ_Ｓが流れ始め電位Ｖ_ｑ１＞０となる。この場合には、位相差ｔ_ｄ＝０である。駆動周波数ｆ_ｏ＞共振周波数ｆ_ｒの場合、電流Ｉ_Ｓは時刻ｔ_１よりも遅い時刻ｔ_５から流れ始めＶ_ｑ１＞０となるため、位相差ｔ_ｄ＝ｔ_１−ｔ_５＜０となる。駆動周波数ｆ_ｏと共振周波数ｆ_ｒがずれると、出力電力効率が悪化し、電流Ｉ_Ｓや電圧Ｖ_ｑ１の振幅は共振時に比べて小さくなる。

図８は、駆動周波数ｆ_ｏが共振周波数ｆ_ｒよりも小さい場合の電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。駆動周波数ｆ_ｏが共振周波数ｆ_ｒよりも小さい場合、インピーダンスＺに容量性リアクタンス成分が現れ、電流Ｉ_Ｓの電流位相は電圧位相に対して進む。電流Ｉ_Ｓは時刻ｔ_１よりも早い時刻ｔ_６から流れ始めるため、位相差ｔ_ｄ＝ｔ_１−ｔ_６＞０となる。電流Ｉ_Ｓや電圧Ｖ_ｑ１の振幅は共振時に比べて小さくなる。

図９は、位相検出回路１５０へ入力される各種電圧の変化過程を示すタイムチャートである。電位Ｖ_ｐ１は、オシレータ２０２の交流電圧に同期して変化する。第１期間と第３期間において電位Ｖ_ｐ１＞０となる。第１波形整流器１４２は、電位Ｖ_ｐ１が所定値、たとえば、０．１（Ｖ）以上となると５（Ｖ）に飽和する増幅器である。このため、電位Ｖ_ｐ１がアナログ波形となる場合にも、第１波形整流器１４２はデジタル波形の電圧Ｖ_ｐ２を生成できる。

電位Ｖ_ｑ１は、電流Ｉ_Ｓに同期して変化する。図９では、駆動周波数ｆ_ｏ＜共振周波数ｆ_ｒの場合の波形を示している。したがって、電流位相が電圧位相よりも進んでいる。第２波形整流器１４４は、アナログ波形の電位Ｖ_ｑ１を増幅し、デジタル波形の電圧Ｖ_ｑ２を生成する。

位相検出回路１５０は、電圧Ｖ_ｐ２の立ち上がりエッジ時刻ｔ_０と、電圧Ｖ_ｑ２の立ち上がりエッジ時刻ｔ_６を比較し、ｔ_０−ｔ_６により位相差ｔ_ｄを求める。第１波形整流器１４２と第２波形整流器１４４により、電位Ｖ_ｐ１と電位Ｖ_ｑ１をデジタル波形に変換（整形）することにより、位相検出回路１５０は位相差ｔ_ｄを検出しやすくなる。もちろん、位相検出回路１５０は、電位Ｖ_ｐ１と電位Ｖ_ｑ１を直接比較して位相差ｔ_ｄを検出してもよい。

特許文献２のように、給電コイルＬ_２に流れる電流Ｉ_Ｓを計測対象とすると、給電コイルＬ_２に新たな負荷がかかり、共振回路のインピーダンスＺが変化するため、Ｑ値が悪化してしまう。共振している給電コイルＬ_２の電流経路に位相検出回路１５０を直接接続するのは、音叉を触りながらその振動を測定するようなものである。ワイヤレス電力伝送システム１００では、給電コイルＬ_２が発生させる交流磁界を利用して検出コイルＬ_ＳＳに誘導電流Ｉ_ＳＳを発生させることにより、電流位相を計測している。電源回路２００、特に、電源回路２００の共振回路部分に計測負荷をかけない構成であることから、Ｑ値への影響を抑制しつつ電流位相を計測できる。

なお、給電コイルＬ_２に限らず、受電コイルＬ_３やロードコイルＬ_４などを一次コイルとして結合トランスを形成し、検出コイルＬ_ＳＳに誘導電流Ｉ_ＳＳを発生させてもよい。

図１０は、制御電圧Ｖ_ｔと駆動周波数ｆ_ｏの関係を示すグラフである。図１０に示す関係は、駆動周波数追随回路１５２において設定されている。位相差ｔ_ｄの大きさは、共振周波数ｆ_ｒの変化量に比例する。そこで、位相検出回路１５０は、位相差ｔ_ｄに応じて制御電圧Ｖ_ｔの変化量を決定し、駆動周波数追随回路１５２は制御電圧Ｖ_ｔに応じて駆動周波数ｆ_ｏを決定する。

まず、初期状態では共振周波数ｆ_ｒ＝１００ｋＨｚなので、駆動周波数ｆ_ｏ＝１００ｋＨｚに設定される。制御電圧Ｖ_ｔ＝３（Ｖ）に初期設定される。共振周波数ｆ_ｒが１００ｋＨｚから９０ｋＨｚに変化した場合を想定する。駆動周波数ｆ_ｏ（＝１００ｋＨｚ）＞共振周波数ｆ_ｏ（＝９０ｋＨｚ）となるため、位相差ｔ_ｄ＜０となる。位相差ｔ_ｄは、共振周波数ｆ_ｒの変化量（−１０ｋＨｚ）に比例する。位相検出回路１５０は、位相差ｔ_ｄに応じて制御電圧Ｖ_ｔの変化量を決定する。上記設例では、位相検出回路１５０は制御電圧Ｖ_ｔの変化量を−１（Ｖ）とし、新たな制御電圧Ｖ_ｔ＝２（Ｖ）を出力する。駆動周波数追随回路１５２は、図１０のグラフに示す関係にしたがって、制御電圧Ｖ_ｔ＝２（Ｖ）に対応する駆動周波数ｆ_ｏ＝９０ｋＨｚを出力する。このような処理により、共振周波数ｆ_ｒが変化しても駆動周波数ｆ_ｏを自動的に追随させることができる。

位相検出回路１５０と駆動周波数追随回路１５２、オシレータ２０２はワンチップとして回路構成されてもよい。また、位相検出回路１５０や駆動周波数追随回路１５２の処理はソフトウェアにより処理されてもよい。たとえば、位相差ｔ_ｄと駆動周波数ｆ_ｏの変化量とをあらかじめ対応づけた設定情報を保持しておき、検出された位相差ｔ_ｄの大きさに応じて駆動周波数ｆ_ｏを調整してもよい。

図１１は、第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００の第１変形例としてのシステム構成図である。図１と同一の符号を付した構成は、図１で説明した構成と同一または同様の機能を有する。第１変形例においては、一次コイルＬ_ｊと二次コイルＬ_ｋにより形成される結合トランスが含まれる。すなわち、キャパシタＣ_１および給電コイルＬ_２により形成される共振回路は、電源Ｖ_ｄｄ１、Ｖ_ｄｄ２、スイッチングトランジスタＱ_１、Ｑ_２等の電源系から物理的に分離されている。オシレータ２０２により制御される交流電力は、この結合トランスを介して、共振回路（キャパシタＣ_１および給電コイルＬ_２）に供給される。

図１２は、第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００の第２変形例としてのシステム構成図である。図１と同一の符号を付した構成は、図１で説明した構成と同一または同様の機能を有する。図１のシステム構成では給電コイルＬ_２と検出コイルＬ_ＳＳがコア１５４を共有することにより結合トランスを構成した。図１２では、検出コイル回路１７０により電流位相を計測している。検出コイル回路１７０は、コア１５４等を電源回路２００と共有しないため、設置自由度が高まるというメリットがある。

検出コイル回路１７０は、検出コイルＬ_ＳＳと抵抗Ｒ_３が直列接続された回路である。給電コイルＬ_２が発生させる磁束が検出コイルＬ_ＳＳを通過するように検出コイル回路１７０を設置する。図１と同じく、抵抗Ｒ_３の一端Ｂは接地され、他端Ｃから電位Ｖ_ｑ１が検出される。給電コイルＬ_２に流れる電流Ｉ_Ｓが発生させる交流磁界により、検出コイル回路１７０には誘導電流Ｉ_ＳＳが流れる。この誘導電流Ｉ_ＳＳにより発生する電位Ｖ_ｑ１を計測することにより、電圧位相と電流位相の位相差ｔ_ｄを計測できる。

検出コイル回路１７０を設置する目的は、給電コイルＬ_２から受電することではなく、給電コイルＬ_２から送電される交流電力の電流位相を計測することである。このため、検出コイルＬ_ＳＳのサイズは給電コイルＬ_２に比べて十分に小さくできる。なお、給電コイルＬ_２に限らず、受電コイルＬ_３を流れる電流Ｉ_３やロードコイルＬ_４を流れる電流Ｉ_４が発生させる交流磁界に基づいて、検出コイル回路１７０に誘導電流Ｉ_ＳＳを発生させることにより、位相差ｔ_ｄを計測することもできる。

図１３は、第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００の第３変形例としてのシステム構成図である。図１、図１１、図１２と同一の符号を付した構成は、図１、図１１、図１２で説明した構成と同一または同様の機能を有する。第３変形例においては、第１変形例と同様、一次コイルＬ_ｊと二次コイルＬ_ｋにより形成される結合トランスが含まれる。キャパシタＣ_１および給電コイルＬ_２により形成される共振回路は、電源Ｖ_ｄｄ１、Ｖ_ｄｄ２、スイッチングトランジスタＱ_１、Ｑ_２等の電源系から物理的に分離されている。オシレータ２０２により制御される交流電力は、この結合トランスを介して、共振回路（キャパシタＣ_１および給電コイルＬ_２）に供給される。

［第２実施形態：ハーフブリッジ型］
図１４は、第２実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１０６のシステム構成図である。第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００では、オシレータ２０２が給電コイルＬ_２を直接駆動したが、第２実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１０６では、オシレータ２０２は給電コイルＬ_２ではなくエキサイトコイルＬ_１を駆動する。ワイヤレス電力伝送システム１０６の他の部分の構成は図１等と同様である。図１等と同一の符号を付した構成は、図１等で説明した構成と同一または同様の機能を有する。

電源回路２０４は、エキサイトコイルＬ_１に共振周波数ｆ_ｒにて交流電力を供給する。エキサイトコイルＬ_１とキャパシタＣ_１が共振周波数ｆ_ｒの共振回路を形成する。給電コイル回路１２０は、給電コイルＬ_２とキャパシタＣ_２が直列接続された回路である。エキサイトコイルＬ_１と給電コイルＬ_２は互いに向かい合っている。エキサイトコイルＬ_１と給電コイルＬ_２の距離は１０ｍｍ程度と比較的近い。このため、エキサイトコイルＬ_１と給電コイルＬ_２は電磁気的に強く結合している。エキサイトコイルＬ_１に電流Ｉ_Ｓを流すと、給電コイル回路１２０に起電力が発生し、給電コイル回路１２０には電流Ｉ_２が流れる。同図矢印にて示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。電流Ｉ_Ｓの向きと電流Ｉ_２の向きは逆（逆相）である。電流Ｉ_２は電流Ｉ_Ｓよりも格段に大きい。給電コイルＬ_２とキャパシタＣ_２それぞれの値は、給電コイル回路１２０の共振周波数ｆ_ｒが１００ｋＨｚとなるように設定すればよい。

ワイヤレス電力伝送システム１０６においても、オシレータ２０２の両端に抵抗Ｒ_１、Ｒ_２を接続し、その接続点Ａの電位Ｖ_ｐ１により電圧位相を計測する。第２実施形態では、エキサイトコイルＬ_１の側に検出コイルＬ_ＳＳを設置し、検出コイルＬ_ＳＳとエキサイトコイルＬ_１により結合トランスを形成する。交流電流Ｉ_Ｓが発生させる磁界により、検出コイルＬ_ＳＳには誘導電流Ｉ_ＳＳが流れる。この誘導電流Ｉ_ＳＳに基づいて第１実施形態と同様の方法により電流位相を計測する。

第２実施形態においても、エキサイトコイルＬ_１に限らず、給電コイルＬ_２、受電コイルＬ_３、ロードコイルＬ_４などを一次コイルとして結合トランスを形成し、検出コイルＬ_ＳＳに誘導電流Ｉ_ＳＳを発生させてもよい。図１２、図１３に関連して説明した検出コイル回路１７０により誘導電流Ｉ_ＳＳを発生させてもよい。

［第３実施形態：プッシュプル型］
図１５は、第３実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１０８のシステム構成図である。ワイヤレス電力伝送システム１０８は、電源回路２０６と、エキサイト回路１１０、給電コイル回路１２０、受電コイル回路１３０、ロード回路１４０を含む。給電コイル回路１２０と受電コイル回路１３０の間には数ｍ程度の距離がある。ワイヤレス電力伝送システム１０８の主目的も、給電コイル回路１２０から受電コイル回路１３０に電力を送ることである。図１、図１１〜図１４と同一の符号を付した構成は、既に説明した構成と同一または同様の機能を有する。

エキサイト回路１１０は、エキサイトコイルＬ_１とトランスＴ２二次コイルＬ_ｉが直列接続された回路である。エキサイト回路１１０は、電源回路２０６からトランスＴ２二次コイルＬ_ｉを介して交流電力を供給される。トランスＴ２二次コイルＬ_ｉは、電源回路２０６のトランスＴ２一次コイルＬ_ｄおよびトランスＴ２一次コイルＬ_ｂと共に結合トランスＴ２を形成し、電磁誘導により交流電力を供給される。エキサイトコイルＬ_１の巻き数は１回、導線の直径は３ｍｍ、エキサイトコイルＬ_１自体の直径は２１０ｍｍである。エキサイト回路１１０を流れる電流Ｉ_１は交流であり、同図矢印にて示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。

給電コイル回路１２０は、第２実施形態に示した給電コイル回路１２０の構成と同様であり、共振周波数ｆ_ｒ＝１００ｋＨｚで共振する回路である。受電コイル回路１３０とロード回路１４０の構成は、第１および第２実施形態に示した構成と同様である。

電源回路２０６は、駆動周波数ｆ_ｏにて動作するプッシュプル型の回路であり、図１３に示すように上下対称形である。エキサイト回路１１０は、駆動周波数ｆ_ｏの交流電力を電源回路２０６から供給される。この場合、エキサイト回路１１０、給電コイル回路１２０、受電コイル回路１３０およびロード回路１４０には、駆動周波数ｆ_ｏの電流Ｉ_１〜Ｉ_４が流れる。駆動周波数ｆ_ｏと共振周波数ｆ_ｒが一致するとき、すなわち、駆動周波数ｆ_ｏ＝１００ｋＨｚとなるとき、給電コイル回路１２０と受電コイル回路１３０が磁場共振するため、電力伝送効率は最大となる。

電源回路２０６に含まれるゲート駆動用トランスＴ１の一次側には、オシレータ２０２が接続される。オシレータ２０２は、駆動周波数ｆ_ｏの交流電圧を発生させる。この交流電圧により、トランスＴ１一次コイルＬ_ｈには正負の両方向に交互に電流が流れる。トランスＴ１一次コイルＬ_ｈとトランスＴ１二次コイルＬ_ｆ、トランスＴ１二次コイルＬ_ｇはゲート駆動用の結合トランスＴ１を形成する。電磁誘導により、トランスＴ１二次コイルＬ_ｇとトランスＴ１一次コイルＬ_ｈにも正負の両方向に交互に電流が流れる。

トランスＴ１の二次コイルは中点接地される。すなわち、トランスＴ１二次コイルＬ_ｆの一端とトランスＴ１二次コイルＬ_ｇの一端は互いに接続され、そのまま接地される。トランスＴ１二次コイルＬ_ｆの他端は、スイッチングトランジスタＱ_１のゲートと接続され、トランスＴ１二次コイルＬ_ｇの他端は、別のスイッチングトランジスタＱ_２のゲートと接続される。スイッチングトランジスタＱ_１のソースとスイッチングトランジスタＱ_２のソースも接地されている。したがって、オシレータ２０２が駆動周波数ｆ_ｏにて交流電圧を発生させると、スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２の各ゲートには、電圧Ｖｘ（Ｖｘ＞０）が駆動周波数ｆ_ｏにて交互に印加される。すなわち、スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２は駆動周波数ｆ_ｏにて交互にオン・オフする。

スイッチングトランジスタＱ_１のドレインは、トランスＴ２一次コイルＬ_ｄと直列接続される。同様に、スイッチングトランジスタＱ_２のドレインは、トランスＴ２一次コイルＬ_ｂと直列接続される。トランスＴ２一次コイルＬ_ｄとトランスＴ２一次コイルＬ_ｃの接続点には、平滑用のインダクタＬ_ａが接続され、さらに、電源Ｖ_ｄｄが接続される。また、スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン間にはキャパシタＣ_Ｑ１が並列接続され、スイッチングトランジスタＱ_２のソース・ドレイン間にはキャパシタＣ_Ｑ２が並列接続される。

キャパシタＣ_Ｑ１はソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１の電圧波形を整形し、キャパシタＣ_Ｑ２はソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ２の電圧波形を整形するために挿入される。キャパシタＣ_Ｑ１、Ｃ_Ｑ２を省略しても、電源回路２０６によるワイヤレス給電は可能である。特に、駆動周波数ｆ_ｏが低い場合には、これらのキャパシタを省略しても電力伝送効率を維持しやすい。

エキサイト回路１１０の入力インピーダンスは５０（Ω）である。また、電源回路２０６の出力インピーダンスがこの入力インピーダンス５０（Ω）と等しくなるようにトランスＴ２一次コイルＬ_ｂおよびトランスＴ２一次コイルＬ_ｄの巻き数を設定している。電源回路２０６の出力インピーダンスとエキサイト回路１１０の入力インピーダンスが一致するとき、電源回路２０６の出力は最大となる。

スイッチングトランジスタＱ_１が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ_２は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路(以下、「第１電流経路１１２」とよぶ）は、電源Ｖ_ｄｄから平滑用のインダクタＬ_ａ、トランスＴ２一次コイルＬ_ｄ、スイッチングトランジスタＱ_１を経由してグランドへ至る経路となる。スイッチングトランジスタＱ_１は、第１電流経路１１２の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。

スイッチングトランジスタＱ_２が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ_１は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路(以下、「第２電流経路１１４」とよぶ）は、電源Ｖ_ｄｄから平滑用のインダクタＬ_ａ、トランスＴ２一次コイルＬ_ｂ、スイッチングトランジスタＱ_２を経由してグランドへ至る経路となる。スイッチングトランジスタＱ_２は、第２電流経路１１４の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。

ワイヤレス電力伝送システム１０８においても、オシレータ２０２の両端に抵抗Ｒ_１、Ｒ_２を接続し、その接続点Ａの電位Ｖ_ｐ１から電圧位相を計測する。第３実施形態では、エキサイト回路１１０の側に検出コイルＬ_ＳＳを設置し、エキサイト回路１１０の一部と検出コイルＬ_ＳＳにより結合トランスを形成する。交流電流Ｉ_１が発生させる磁界により、検出コイルＬ_ＳＳには誘導電流Ｉ_ＳＳが流れる。この誘導電流Ｉ_ＳＳに基づいて第１実施形態や第２実施形態と同様の方法にて電流位相を計測する。電流位相と電圧位相の位相差ｔ_ｄを位相検出回路１５０にて検出し、駆動周波数追随回路１５２が位相差ｔ_ｄに応じてオシレータ２０２の駆動周波数ｆ_ｏを調整することにより、共振状態を維持する。

図１６は、第３実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１０８の第１変形例としてのシステム構成図である。図１５と同一の符号を付した構成は、図１５で説明した構成と同一または同様の機能を有する。図１５のシステム構成ではエキサイト回路１１０と検出コイルＬ_ＳＳがコア１５４を共有することにより結合トランスを構成しているが、図１６のシステム構成では給電コイル回路１２０と検出コイルＬ_ＳＳがコア１５４を共有することにより結合トランスを形成している。

エキサイト回路１１０や給電コイル回路１２０に限らず、受電コイル回路１３０、ロード回路１４０などを一次コイル側として結合トランスを形成し、検出コイルＬ_ＳＳに誘導電流Ｉ_ＳＳを発生させてもよい。図１２、図１３に関連して説明した検出コイル回路１７０により誘導電流Ｉ_ＳＳを発生させてもよい。

図１７は、第３実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１０８の第２変形例としてのシステム構成図である。図１５、図１６と同一の符号を付した構成は、図１５、図１６で説明した構成と同一または同様の機能を有する。第２変形例におけるワイヤレス電力伝送システム１０８では、電源回路２０６がエキサイト回路１１０を介さずに、直接、給電コイル回路１２０を駆動する。

ワイヤレス電力伝送システム１０８の給電コイル回路１２０は、給電コイルＬ_２、キャパシタＣ_２にトランスＴ２二次コイルＬ_ｉが直列接続された回路である。トランスＴ２二次コイルＬ_ｉは、トランスＴ２一次コイルＬ_ｂ、トランスＴ２一次コイルＬ_ｄと共に結合トランスＴ２を形成し、電磁誘導により電源回路２０６から交流電力を供給される。このように、エキサイト回路１１０を介さず、電源回路２０６から給電コイル回路１２０に直接交流電力を供給してもよい。

以上、実施形態に基づいてワイヤレス電力伝送システム１００、１０６、１０８を説明した。給電コイルＬ_２、受電コイルＬ_３、ロードコイルＬ_４は、いずれも同一の共振周波数ｆ_ｒにて共振するため、これらのコイルになんらかの負荷を接続するとＱ値が敏感に反応してしまう。エキサイトコイルＬ_１を利用する場合についても同様である。本実施形態においては、送受電対象となる交流電力自体を計測対象とするのではなく、送受電時に発生する交流磁界により誘導電流Ｉ_ＳＳを発生させることにより、電流位相を計測している。このため、システムの共振特性（Ｑ値）に対する計測の影響を抑制しやすい。

図４や図５に関連して説明したように、磁場共振型のワイヤレス給電の場合、共振周波数ｆ_ｒと駆動周波数ｆ_ｏの一致度が電力伝送効率に大きく影響する。位相検出回路１５０や駆動周波数追随回路１５２等を設ければ、共振周波数ｆ_ｒが変化しても駆動周波数ｆ_ｏを自動的に追随させることができるため、使用条件が変化しても、電力伝送効率を最大値に維持しやすくなる。

ワイヤレス電力伝送システム１００の場合、エキサイトコイルＬ_１と給電コイルＬ_２の距離を給電コイルＬ_２および受電コイルＬ_３の直径と同一にして実験してみたところ（共振周波数ｆ_ｒ＝１００ｋＨｚ）、給電コイル回路１２０から送電された電力の約７０％をロード回路１４０から取り出すことができた。

以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

１００、１０６、１０８ ワイヤレス電力伝送システム
１０２、１１２ 第１電流経路
１０４、１１４ 第２電流経路
１１０ エキサイト回路
１２０ 給電コイル回路
１３０ 受電コイル回路
１４０ ロード回路
１４２ 第１波形整流器
１４４ 第２波形整流器
１５０ 位相検出回路
１５２ 駆動周波数追随回路
１５４ コア
１７０ 検出コイル回路
２００、２０４、２０６ 電源回路
２０２ オシレータ

Claims (17)

1. 給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、前記給電コイルから前記受電コイルにワイヤレス送電するための装置であって、
   直列接続された第１のコイルおよびキャパシタを含む共振回路と、
   前記共振回路への第１の方向からの電流の供給を制御する第１のスイッチと、
   前記共振回路への第２の方向からの電流の供給を制御する第２のスイッチと、
   前記第１および第２のスイッチを交互に導通させることにより前記共振回路を共振させ、前記第１のコイルを前記給電コイルとして、前記第１のコイルから前記受電コイルへ交流電力を送電させる送電制御回路と、
   前記交流電力が発生させる磁界により誘導電流を発生させる第２のコイルと、
   前記交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路と、を備え、
   前記位相検出回路は、前記第２のコイルに流れる誘導電流の位相を計測することにより、前記交流電力の電流位相を計測することを特徴とするワイヤレス給電装置。
2. 前記第１および第２のスイッチを流れる電流の経路と前記共振回路を流れる電流の経路は結合トランスにより分離され、前記結合トランスを介して、前記共振回路に交流電力が供給されることを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス給電装置。
3. 前記検出された位相差が減少するように前記送電制御回路の駆動周波数を調整することにより、前記駆動周波数を前記共振周波数に追随させる駆動周波数追随回路、を更に備えることを特徴とする請求項１または２に記載のワイヤレス給電装置。
4. 前記送電制御回路は、前記第１のコイルから、前記第１のコイルとは別のコイルである前記給電コイルに前記交流電力を供給することにより、前記給電コイルから前記受電コイルへ前記交流電力を送電させることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のワイヤレス給電装置。
5. 前記第２のコイルはトロイダルコアに巻回されており、
   前記トロイダルコアに前記第１のコイルの一部を通過させることにより、前記第１コイルと前記第２コイルとで結合トランスを形成することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のワイヤレス給電装置。
6. 前記第２のコイルの両端に抵抗を並列接続し、
   前記位相検出回路は、前記抵抗に印加される電圧の変化から前記電流位相を計測することを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載のワイヤレス給電装置。
7. 前記交流電力の電流波形と同相となるアナログ波形をデジタル波形に整形する第１波形整流器と、
   前記交流電力の電圧波形と同相となるアナログ波形をデジタル波形に整形する第２波形整流器と、を更に備え、
   前記位相検出回路は、２種類のデジタル波形のエッジを比較することにより、前記位相差を検出することを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載のワイヤレス給電装置。
8. 給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、前記給電コイルから前記受電コイルにワイヤレス送電するための装置であって、
   電源回路と、
   前記給電コイルと、
   前記給電コイルと磁気結合し、前記電源回路から供給される交流電力を前記給電コイルに供給するエキサイトコイルと、
   前記交流電力が発生させる磁界により誘導電流を発生させる検出コイルと、
   前記交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路と、を備え、
   前記電源回路は、第１および第２の電流経路を含み、前記第１および第２の電流経路それぞれに直列に接続される第１および第２のスイッチを交互に導通させることにより、前記エキサイトコイルに前記交流電力を供給し、
   前記位相検出回路は、前記検出コイルに流れる前記誘導電流の位相を計測することにより、前記交流電力の電流位相を計測することを特徴とするワイヤレス給電装置。
9. 給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、前記給電コイルから前記受電コイルにワイヤレス送電するための装置であって、
   前記給電コイルに駆動周波数にて交流電力を供給する電源回路と、
   前記給電コイルおよびキャパシタを含み、前記共振周波数にて共振する給電コイル回路と、
   前記給電コイル回路の交流電力が発生させる磁界により誘導電流を発生させる検出コイルと、
   前記交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路と、を備え、
   前記電源回路は、第１および第２の電流経路を含み、前記第１および第２の電流経路それぞれに直列に接続される第１および第２のスイッチを交互に導通させることにより、前記給電コイル回路に前記交流電力を供給し、
   前記位相検出回路は、前記検出コイルに流れる前記誘導電流の位相を計測することにより、前記交流電力の電流位相を計測することを特徴とするワイヤレス給電装置。
10. 前記検出コイルは、前記給電コイルを流れる交流電流が発生させる磁界により前記誘導電流を発生させるコイルであることを特徴とする請求項８または９に記載のワイヤレス給電装置。
11. 前記検出コイルは、前記エキサイトコイルを流れる交流電流が発生させる磁界により前記誘導電流を発生させるコイルであることを特徴とする請求項８に記載のワイヤレス給電装置。
12. 前記検出された位相差が減少するように前記送電制御回路の駆動周波数を調整することにより、前記駆動周波数を前記共振周波数に追随させる駆動周波数追随回路、を更に備えることを特徴とする請求項８から１１のいずれかに記載のワイヤレス給電装置。
13. 前記検出コイルはトロイダルコアに巻回されており、
    前記トロイダルコアに前記エキサイトコイルの一部を通過させることにより、前記エキサイトコイルと前記検出コイルとで結合トランスを形成することを特徴とする請求項８に記載のワイヤレス給電装置。
14. 前記検出コイルはトロイダルコアに巻回されており、
    前記トロイダルコアに前記給電コイルの一部を通過させることにより、前記給電コイルと前記検出コイルとで結合トランスを形成することを特徴とする請求項８から１３のいずれかに記載のワイヤレス給電装置。
15. 前記検出コイルの両端に抵抗を並列接続し、
    前記位相検出回路は、前記抵抗に印加される電圧の変化から前記電流位相を計測することを特徴とする請求項８から１４のいずれかに記載のワイヤレス給電装置。
16. 前記交流電力の電流波形と同相となるアナログ波形をデジタル波形に整形する第１波形整流器と、
    前記交流電力の電圧波形と同相となるアナログ波形をデジタル波形に整形する第２波形整流器と、を更に備え、
    前記位相検出回路は、２種類のデジタル波形のエッジを比較することにより、前記位相差を検出することを特徴とする請求項８から１５のいずれかに記載のワイヤレス給電装置。
17. 請求項１から１６のいずれかに記載のワイヤレス給電装置と、
    前記受電コイルと、
    前記受電コイルと磁気結合し、前記受電コイルが前記給電コイルから受電した電力を供給されるロードコイルと、を備えることを特徴とするワイヤレス電力伝送システム。

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