JP2011066727A

JP2011066727A - 増幅装置

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Publication number: JP2011066727A
Application number: JP2009216337A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Iwamatsu; 正幸岩松
Original assignee: Yamaha Corp
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 2009-09-18
Filing date: 2009-09-18
Publication date: 2011-03-31
Anticipated expiration: 2029-09-18
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Abstract

【課題】増幅装置において、より電力の出力効率を向上することを可能とする。
【解決手段】増幅装置１は、入力信号Ｖｉｎを電圧増幅して出力する増幅部１００Ａ、増幅部１００Ａの出力を電流増幅して出力信号Ｖｏｕｔを負荷４００に供給する出力部１００Ｂ、高電圧Ｖａが供給される高電位電源線Ｌ１、低電圧Ｖｂが供給される低電位電源線Ｌ２、制御部２００、高電圧Ｖａ及び低電圧Ｖｂを供給する電源３００を備える。制御部２００は第１電圧Ｖｂ１及び第２電圧Ｖｂ２のうちどちらを選択するかを指示する制御信号ＣＴＬを出力信号Ｖｏｕｔの信号レベルに応じて生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、消費電力を削減可能な増幅装置の技術分野に関する。

特許文献１には、正極性及び負極性の電源から、それぞれ高圧側及び低圧側の２種類の電源電圧を供給を受けて動作する増幅装置において、信号の振幅に応じて電源電圧を制御する技術が開示されている。
図１１は、信号の振幅に応じて電源電圧を調整する増幅装置の一例を示す。この例では、高圧側の電源電圧が±２Ｖで使用され、出力効率の改善のための低圧側の電源電圧は、その高圧側の電源電圧が±２Ｖの半分である±１Ｖが用いられる。これは、所謂、チャージポンプの特性により２分割とすることにより、回路動作を最も簡素化させ、出力損失を少なくさせるためである。

再公表００／７２５４６

ところで、従来の技術において、±１Ｖの低圧側の電源電圧を使用する場合、各出力トランジスタのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは最大で２Ｖとなる。負荷インピーダンスが、例えば８Ωや１６Ωといったように低く、且つゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが小さい場合、良好な線形性を得ることが困難となってしまい、ひいては各出力トランジスタにおける飽和電圧が大きくなってしまう。
このため、低圧側の動作で出力可能な出力電圧の振幅が、電源電圧±１Ｖより小さくなってしまい、電力効率を向上が妨げられてしまうという技術的な問題点が生じる。

本発明は、例えば上述した従来の問題点に鑑みなされたものであり、電力効率を向上することが可能な増幅装置を提供することを課題とする。

上述した課題を解決するため、本発明に係る増幅装置は、入力端子に供給される入力信号を増幅して出力信号を出力端子から出力するものであって、高電圧が供給される高電位電源線と、低電圧が供給される低電位電源線と、前記高電圧又は前記低電圧の一方の電圧は外部から供給される固定電圧であり、前記固定電圧に基づいて、接地電位を基準として前記固定電圧の極性を反転させた第１電圧と、前記第１電圧よりも接地電位に近い第２電圧とのうちいずれか一つを前記高電圧又は前記低電圧の他方の電圧として生成する電源と、前記高電位電源線にソース接地され、前記出力端子と接続されたｐチャネルトランジスタと、前記低電位電源線にソース接地され、前記出力端子と接続されたｎチャネルトランジスタとを有する出力部と、前記入力信号を増幅して、前記ｐチャネルトランジスタのゲート及び前記ｎチャネルトランジスタのゲートに供給する増幅部と、前記出力信号の信号レベルに応じて、前記高電圧又は前記低電圧の他方の電圧を前記第１電圧と前記第２電圧との間で切り替えるように前記電源を制御する制御部と、を備えることを特徴とする。

この発明によれば、出力部には高電圧と低電圧とが供給されるが、そのうちの一方の電圧は固定電圧であって、他方の電圧について第１電圧と第２電圧との間で切り替えを行う。このため、出力信号の振幅が小振幅で、その信号レベルが所定値を超えない場合には、固定電圧と第２電圧とが出力部に印加される。即ち、出力信号が小振幅の場合には、一方の電圧を切り替えることなく大振幅の場合と同様の電圧を用いる。このため、pチャネルトランジスタとｎチャネルトランジスタのゲート・ソース間電圧を大きくすることができ、これらのトランジスタの飽和領域におけるオン抵抗を低減することができる。この結果、電力損失を低減させることができる。
さらに、一方の電圧を固定電圧としたので、固定電圧の替わりに２つの電圧を使用する場合と比較して、電源の構成を大幅に簡素化できる。

前記制御部は、前記出力信号の信号レベルが所定値を超えるか否かを判定する判定部と、前記判定部の判定結果に基づいて、前記出力信号の信号レベルが所定値を超える場合に、前記一方の電圧と前記他方の電圧の電位差が大きくなり、前記出力信号の信号レベルが所定値を超えない場合に、前記一方の電圧と前記他方の電圧の電位差が小さくなるように、前記電源を制御する制御信号を生成する生成部とを備えることが好ましい。
この発明によれば、他方の電圧を第１電圧と第２電圧との間で切り替え、一方の電圧は固定である。したがって、接地電位を基準として他方の電圧側に所定値を設定し、所定値を超えた否かによって第１電圧と第２電圧との切り替えを行う。これにより、出力信号を歪ませることなく、電力損失を低減することができる。

上述した増幅装置において、前記生成部は、前記出力信号の信号レベルが前記所定値を超える状態から前記所定値を超えない状態に変化してから所定時間が経過するまでは、前記一方の電圧と前記他方の電圧の電位差を大きくすることを指示する前記制御信号を生成することが好ましい。この発明によれば、出力信号の信号レベルが短時間で所定値を超える超えないを繰り返す場合、他方の電圧を第１電圧に固定することができ、頻繁な電圧の切り替えを防止できる。

上述した増幅装置において、前記電源は、前記一方の電圧である前記固定電圧から、前記他方の電圧である前記第１電圧と前記第２電圧とを生成するチャージポンプ回路を備えることが好ましい。チャージポンプ回路は複数のコンデンサと複数のスイッチを備え、スイッチのオン・オフを制御することによって、所望の電圧を生成するが、本発明によれば、一方の電圧は固定電圧であるから、スイッチのオン・オフを制御して電圧を切り替える必要がない。このため、本発明によれば、一方の電圧については、スイッチのオン抵抗による電力損失が無く、また、スイッチのオン・オフに伴うノイズが発生することもない。
なお、チャージポンプ回路は、複数のコンデンサの直列分圧と、電荷の再分配とを用いて、接地電位を基準として一方の電圧と異なる極性の他方の電圧を、一方の電圧である固定電圧の整数分の一の電圧として生成することが好ましい。「整数分の一」は複数のコンデンサの容量値の比によって定めることができる。

ここで、前記固定電圧をＶａ、前記第１電圧をＶｂ１、前記第２電圧をＶｂ２としたとき、Ｖａ＝−２Ｖｂ２、且つ、Ｖａ＝−Ｖｂ１、且つ、前記第２電圧の絶対値を１Ｖ以下とすることが好ましい。第２電圧の絶対値が１Ｖ以下の場合、仮に、一方の電圧である固定電圧も他方の電圧と同様に切り替えを行ったとすると、出力信号の小振幅時におけるｐチャネルトランジスタ及びｎチャネルトランジスタのゲート・ソース間電圧が最大でも２Ｖとなる。負荷インピーダンスとして８Ω〜１６Ωを想定すると、ゲート・ソース間電圧が小さいことは不利であり、リニアリティを考慮すると、小振幅時に出力できる出力信号の振幅が±１Ｖより大幅に小さくなってしまい、電源利用効率が良くなかった。これに対して、本発明は、一方の電圧を固定電圧としたので、出力信号の小振幅時におけるｐチャネルトランジスタ及びｎチャネルトランジスタのゲート・ソース間電圧を最大で３Ｖとすることができる。この結果、リニアリティを改善することができ、電源利用効率を向上させることが可能となる。

本実施形態に係る増幅装置１の全体構成を概念的に示した概念的ブロック図である。本実施形態に係る増幅装置１の詳細構成を図式的に示したブロック図である。本実施形態に係る制御部２００のタイミングチャートである。本実施形態に係るチャージポンプ回路ＣＰの回路図である。本実施形態及び比較例に係る、出力信号の振幅の大小に応じて、低電圧を切り替える際の出力信号の波形図である。本実施形態及び比較例に係る、出力電力と電力損失との定量的及び定性的な関係を示したグラフである。本実施形態に係る負荷抵抗、出力電力、電圧の実効値、ピーク出力電圧に対して、第２電圧（−０.９Ｖ）及び第１電圧（−１.８Ｖ）のうちいずれが選択されたかを示した表である。本実施形態に係るドレイン・ソース間の電圧Ｖｄｓ、ドレイン電流Ｉｄ、ゲート・ソース間の電圧Ｖｇｓ、及び負荷直線における定量的及び定性的な関係を示したグラフである。本発明及び第１比較例に係る第２電圧の動作を概念的に示した模式図である。第２比較例に係る第２電圧の動作を概念的に示した模式図である。従来技術に係る増幅装置の構成を示したブロック図である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。図１は、本実施形態に係る増幅装置１の全体構成を概念的に示した概念的ブロック図である。図２は、本実施形態に係る増幅装置１の詳細構成を図式的に示したブロック図である。

図１に示されるように、本実施形態に係る増幅装置１は、入力信号Ｖｉｎを電圧増幅して出力する増幅部１００Ａ、増幅部１００Ａの出力を電流増幅して出力信号Ｖｏｕｔを負荷４００に供給する出力部１００Ｂ、高電圧Ｖａが供給される高電位電源線Ｌ１、低電圧Ｖｂが供給される低電位電源線Ｌ２、増幅部１００Ａ及び出力部１００Ｂに高電圧Ｖａ及び低電圧Ｖｂを供給する電源３００を備える。電源３００は高電圧Ｖａ及び低電圧Ｖｂのうち一方を固定電圧とし、他方を可変とする。この例では、高電圧Ｖａを固定とする一方、低電圧Ｖｂを可変とし、第１電圧Ｖｂ１及び第２電圧Ｖｂ２から選択する。制御部２００は第１電圧Ｖｂ１及び第２電圧Ｖｂ２のうちどちらを選択するかを指示する制御信号ＣＴＬを生成する。なお、この例では負荷４００は後述するスピーカＳＰである。

図２に示されるように、本実施形態に係る増幅部１００Ａは、高電圧Ｖａ及び低電圧Ｖｂの電源電圧の供給を受けて動作するオペアンプ１０１を備える。オペアンプ１０１は差動入力・差動出力のタイプである。オペアンプ１０１の正入力端子は接地されており、その負入力端子と入力端子Ｔｉｎとの間には入力抵抗１０２が設けられている。入力端子Ｔｉｎには入力信号Ｖｉｎが供給され、出力端子Ｔｏｕｔから出力信号Ｖｏｕｔが出力されるようになっている。帰還抵抗１０３は出力端子Ｔｏｕｔとオペアンプ１０１の正入力端子との間に設けられている。

次に、出力部１００Ｂは、高電位電源線Ｌ１にソース接地され、出力端子Ｔｏｕｔと接続されたｐチャネルＴＦＴ（Field Effect Transistor：電界効果トランジスタ）１１０と、低電位電源線Ｌ２にソース接地され、出力端子Ｔｏｕｔと接続されたｎチャネルＴＦＴ１２０とを有する。出力部１００Ｂは、負荷４００たるスピーカＳＰを駆動するために、電流増幅を行う。そして、ｐチャネルＴＦＴ１１０のゲートは、オペアンプ１１０の正出力端子と接続され、ｎチャネルＴＦＴ１２０のゲートは、オペアンプ１１０の負出力端子と接続される。大電流が流れるのは出力部１００Ｂであって、増幅部１００Ａには大電流は流れない。

次に、制御部２００は、負入力端子に出力信号Ｖｏｕｔが供給され、正入力端子に所定値−Ｖｔｈが供給されるコンパレータ２０１及び電圧−Ｖｔｈを生成する電圧源２０２を備える。コンパレータ２０１及び電圧源２０２は、出力信号Ｖｏｕｔのレベルが所定値−Ｖｔｈを超えて低下するか否かを判定する判定部として機能する。コンパレータ２０１は、負入力端子の電圧が正入力端子の電圧を超えて低下すると、ローレベルからハイレベルなり、逆に負入力端子の電圧が正入力端子の電圧を超えて低下しない場合に、ローレベルを維持する信号２０１ａを出力する。

また、制御部２００は、ダイオード２０３、コンデンサ２０４、抵抗２０５、及びアンド回路２０６を備える。これらの回路は、信号２０３ａに基づいてチャージポンプ回路ＣＰを制御する制御信号ＣＴＬを生成する生成部として機能する。信号２０３ａの波形の立ち上がりではダイオード２０３がオン状態となり、コンデンサ２０４に対して急速に充電がなされる。一方、信号２０３ａの波形の立ち下がりではダイオード２０３はオフ状態となる。このとき、コンデンサ２０４に蓄積された電荷は、コンデンサ２０４の容量値と抵抗２０５の抵抗値で定まる時定数で放電される。

このため、図３に示すようにアンド回路２０６の入力信号２０５ａは、立ち上がりが急峻で立ち下がりが緩やかな波形となる。よって、制御信号ＣＴＬは、信号２０１ａを基準として立ち上がりタイミングが殆ど遅れず、立ち下がりのタイミングが遅延時間Ｔｄだけ遅れる。この遅延時間Ｔｄはコンデンサ２０４の容量値と抵抗２０５の抵抗値との時定数で定まる。仮に、信号２０１ａのローレベルの期間が遅延時間Ｔｄよりも短ければ、制御信号ＣＴＬはハイレベルを維持する。
このように生成部は、コンパレータ２０１の出力信号２０１ａの振幅が所定値−Ｖｔｈを超えて低い状態から所定値−Ｖｔｈを超えない状態に変化してから（図３に示す時刻ｔ０）、遅延時間Ｔｄが経過するまでは、制御信号ＣＴＬの論理レベルを維持する。

図２に示されるように、本実施形態に係る電源３００は、外部から供給される高電圧Ｖａ（この例では＋１.８Ｖ）に基づいて、低電圧Ｖｂを生成するチャージポンプ回路ＣＰを備える。チャージポンプ回路ＣＰは、負電圧Ｖｂを出力する負極端子３０１と、高電圧Ｖａが外部から供給される正極端子３０２と、制御信号ＣＴＬが供給される制御端子３０３と、クロック信号ＣＫが供給されるクロック入力端子３０４と、接地電位が供給される接地端子３０５を備える。

このチャージポンプ回路ＣＰは、低電圧Ｖｂとして第１電圧Ｖｂ１と第２電圧Ｖｂ２とを生成する。ここで、Ｖａ＝−Ｖｂ１であり、Ｖａ＝−２Ｖｂ２である。第１電圧Ｖｂ１を低電圧Ｖｂとして出力するか、第２電圧Ｖｂ２を低電圧Ｖｂとして出力するかは、制御信号ＣＴＬの論理レベルによって選択される。

以下の説明においては、接地電位を０Ｖとして信号の瞬時値を信号のレベルと称し、信号の正極性のピーク値と負極性のピーク値との差分を信号の振幅と称する。上述したように、出力信号Ｖｏｕｔの信号レベルが所定値−Ｖｔｈを超えて低くなる場合（信号振幅が２Ｖｔｈを超えて大きくなる場合）には、制御信号ＣＴＬの論理レベルはハイレベルとなる。この場合、チャージポンプ回路ＣＰは低電圧Ｖｂとして第１電圧Ｖｂ１を低電位電源線Ｌ２に供給する。一方、出力信号Ｖｏｕｔの信号レベルが所定値−Ｖｔｈを超えない場合（信号振幅が２Ｖｔｈを超えない場合）には、制御信号ＣＴＬの論理レベルはローレベルとなる。この場合、チャージポンプ回路ＣＰは低電圧Ｖｂとして第２電圧Ｖｂ２を低電位電源線Ｌ２に供給する。

図４にチャージポンプ回路ＣＰの主要部を示す。チャージポンプ回路ＣＰはコンデンサＣ１、Ｃ２及びＣ３と、スイッチＳ、Ｓ２、…Ｓ６を備える他、クロック信号ＣＫ及び制御信号ＣＴＬに基づいて、スイッチＳ、Ｓ２、…Ｓ６のオン・オフを制御する信号Ｐ１〜Ｐ６を生成する論理回路ＬＧを備える。この例では、コンデンサＣ１、Ｃ２及びＣ３の容量値はＣａであり等しいものとする。

論理回路ＬＧは、制御信号ＣＴＬがハイレベルで第１電圧Ｖｂ１の生成を指示する場合、クロック信号ＣＫがハイレベルの期間に、スイッチＳ１及びＳ５をオン状態とし、他のスイッチＳ２、Ｓ３、Ｓ４、及びＳ６をオフ状態とし、クロック信号ＣＫがローレベルの期間に、スイッチＳ３及びＳ６をオン状態とし、他のスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ４、及びＳ５をオフ状態とするように信号Ｐ１〜Ｐ６を生成する。スイッチＳ１及びＳ５をオン状態とすると、コンデンサＣ１の両端には、Ｖａの電圧が印加される。この状態で、スイッチＳ３及びＳ６をオン状態にすると、ノードＺ１が接地され、ノードＺ２の電圧が−Ｖａとなる。そして、ノードＺ２とノードＺ３とが短絡されるので、ノードＺ３の電圧が−Ｖａとなる。よって、低電圧Ｖｂとして第１電圧Ｖｂ１（＝−Ｖａ）が出力される。

次に、論理回路ＬＧは、制御信号ＣＴＬがローレベルで第２電圧Ｖｂ２の生成を指示する場合、クロック信号ＣＫがハイレベルの期間に、スイッチＳ１及びＳ４をオン状態とし、他のスイッチＳ２、Ｓ３、Ｓ５、及びＳ６をオフ状態とし、クロック信号ＣＫがローレベルの期間に、スイッチＳ２及びＳ５をオン状態とし、他のスイッチＳ１、Ｓ３、Ｓ４、及びＳ６をオフ状態とするように信号Ｐ１〜Ｐ６を生成する。スイッチＳ１及びＳ４がオン状態になると、直列に接続されたコンデンサＣ１及びＣ２に高電圧Ｖａが印加される。このとき、コンデンサＣ１の両端には、Ｖａ／２の電圧が印加される。この状態で、スイッチＳ３及びＳ６をオン状態にすると、ノードＺ１が接地され、ノードＺ２の電圧が−Ｖａ／２となる。そして、ノードＺ２とノードＺ３とが短絡されるので、ノードＺ３の電圧が−Ｖａ／２となる。よって、低電圧Ｖｂとして第２電圧Ｖｂ２（＝−Ｖａ／２）が出力される。
ここで、高電圧Ｖａとして固定電圧である＋１.８Ｖが供給されるとすれば、第１電圧Ｖｂ１は「−１.８Ｖ」となり、第２電圧Ｖｂ２は「−０.９Ｖ」となる。

以上の構成により、本実施形態では、出力信号Ｖｏｕｔの信号レベルが所定値（−Ｖｔｈ）を超えて下がると、増幅部１００Ａ及び出力部１００Ｂには、高電圧Ｖａと第１電圧Ｖｂ１が供給される一方、出力信号Ｖｏｕｔの信号レベルが所定値（−Ｖｔｈ）を超えない場合には、増幅部１００Ａ及び出力部１００Ｂには、高電圧Ｖａと第２電圧Ｖｂ２が供給される。

なお、上述した実施形態のコンパレータ２０１は、出力信号Ｖｏｕｔの信号レベルが−Ｖｔｈを下回った場合のみを検出し、出力信号Ｖｏｕｔの信号レベルが＋Ｖｔｈを上回った場合を検出していない。これは、低電圧Ｖｂについてのみ電源電圧を切り替え、高電圧Ｖａについては固定電圧とするからである。ところで、出力信号Ｖｏｕｔの信号レベルが所定値−Ｖｔｈを超えて低くなってから、低電圧Ｖｂが第２電圧Ｖｂ２から第１電圧Ｖｂ１に切り替わるまでには時間がかかる。また、低電圧Ｖｂを第１電圧Ｖｂから第２電圧Ｖｂ２に切り替える場合も同様である。特に、第２電圧Ｖｂ２から第１電圧Ｖｂ１に切り替わるまでの時間が長いと、出力信号Ｖｏｕｔの変化に追随できず、出力信号Ｖｏｕｔの波形が欠損してしまう。

そこで、生成部（図２の構成２０３〜２０６）は、出力信号Ｖｏｕｔの信号レベルが−Ｖｔｈより低電位から高電位に変化しても遅延時間Ｔｄだけ、制御信号ＣＴＬの論理レベルをハイレベルに維持する。より具体的には、出力信号Ｖｏｕｔの信号レベルが所定値−Ｖｔｈを超えてから、低電圧Ｖｂが切り替わるまでの時間を切替時間Ｔｓｗとしたとき、Ｔｄ＞Ｔｓｗとすることにより、波形の欠損を防ぐことができる。また、消費電力を低減するためには、遅延時間Ｔｄはなるべく短いことが好ましい。このため、Ｔｄ＝Ｔｓｗに設定してもよいし、あるいは、２Ｔｓｗ＞Ｔｄ＞Ｔｓｗに設定してもよい。

以下、本実施形態の利点について詳述する。第１の利点は、出力信号Ｖｏｕｔの小振幅時にオン抵抗の小さな能動領域でｐチャネルＴＦＴ１１０及びｎチャネルＴＦＴ１２０を動作させる点にある。
出力信号Ｖｏｕｔの信号レベルが所定値（−Ｖｔｈ）を超えない小振幅時において、ｐチャネルＦＥＴ１１０のゲート・ソース間の電圧Ｖｇｓｐ、及びｎチャネルＦＥＴ１２０のゲート・ソース間の電圧Ｖｇｓｎとして、「Ｖａ−Ｖｂ２」を印加することができる。上述した数値例では、Ｖａ−Ｖｂ２＝２.７Ｖとなる。これに対して、高電圧Ｖａについても小振幅時に電源電圧を下げると電圧Ｖｇｓｐ及び電圧Ｖｇｓｐとして１.８Ｖが印加されることになる。

ｐチャネルＦＥＴ１１０及びｎチャネルＦＥＴ１２０として、閾値電圧が高いものを用いると、飽和領域におけるオン抵抗の大きさが電力損失において問題となる。本実施形態では、小振幅時にも高電圧Ｖａは固定電圧とするので、高電圧Ｖａと低電圧Ｖｂの両方の電圧を切り替える場合と比較して、電圧Ｖｇｓｐ及び電圧Ｖｇｓｎを大きくすることができるので、オン抵抗の低下に伴う電力損失を改善できる。

第２の利点は、スイッチのオン抵抗に伴う電力損失を低減できる点にある。上述した実施形態では、高電圧Ｖａを増幅部１００Ａ及び出力部１００Ｂに常時、供給する。これにより、高電圧Ｖａにおいて、電圧の切り替えが不要となる。仮に、高電圧Ｖａにおいても出力信号Ｖａの振幅に応じて電圧を切り替えるとすれば、チャージポンプ回路ＣＰにおいて、スイッチＳ１〜Ｓ６のオン・オフを制御して例えば電圧Ｖａ／２を生成する必要がある。この場合、スイッチＳ１〜Ｓ６のオン抵抗によって電力を損失してしまう。本実施形態では、高電圧Ｖａを固定電圧にしたので、スイッチ作用に起因した電力損失を無くすことができる。

＜本実施形態における作用と効果の検討：その１＞
次に、図５乃至図８を参照して、本実施形態に係る増幅装置の作用と効果とについて検討する。図５は、本実施形態に係る、出力信号Ｖｏｕｔの振幅の大小に応じて、低電圧Ｖｂについて第１電圧Ｖｂ１又は第２電圧Ｖｂ２を切り替える際の出力信号の波形図（図５（ａ））、及び、比較例に係る、出力信号Ｖｏｕｔの振幅の大小に応じて、電源電圧を切り替える際の出力信号Ｖｏｕｔの波形図（図５（ｂ））である。
図６は、本実施形態及び比較例に係る、出力電力と電力損失との定量的及び定性的な関係を示したグラフである。尚、横軸は、負荷スピーカのステレオ動作時の各チャンネルでの出力電力（ｍＷ）を示し、縦軸は、電力損失（ｍＷ）を示す。

本実施形態に係る増幅装置の作用及び効果を、第１比較例と対比しつつ検討する。第１比較例に係る増幅装置は、高電圧Ｖａ及び低電圧Ｖｂが、それぞれ２種類の電源電圧を供給可能であり、必要とする出力電圧の振幅に応じて電源電圧を切り替えるものである。
この第１比較例において、出力信号Ｖｏｕｔが大振幅の場合、Ｖａ＝＋１.８Ｖ、Ｖｂ＝−１.８Ｖであり、出力信号Ｖｏｕｔが小振幅の場合、Ｖａ＝＋０.９Ｖ、Ｖｂ＝−０.９Ｖである。一方、本実施形態では、出力信号Ｖｏｕｔが大振幅の場合、Ｖａ＝＋１.８Ｖ、Ｖｂ＝−１.８Ｖであり、出力信号Ｖｏｕｔが小振幅の場合、Ｖａ＝＋１.８Ｖ、Ｖｂ＝−０.９Ｖである。
第１比較例において、±０.９Ｖの電源電圧を使用する場合、各出力トランジスタのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは最大で１.８Ｖとなる。負荷インピーダンスが、例えば８Ωから１６Ωといった一般的に低い負荷インピーダンスを駆動する際に、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが小さいと、良好な線形性、所謂、リニアリティを得ることが困難となり、ひいては各出力トランジスタにおける飽和電圧が大きくなってしまう。このため、電源の利用効率が低下してしまい、低圧側の動作で出力可能な出力信号Ｖｏｕｔの振幅が、電源電圧±０.９Ｖより少なくなってしまい、電力効率を向上が妨げられてしまう。

本願発明者の研究によれば、電源電圧を±０.９Ｖで使用し、１６Ωの負荷インピーダンスを駆動する場合、図６中の点線に示されるように、比較例では、出力電力が、０.１ｍＷを越える付近から出力トランジスタが飽和状態となるため、電源電圧が±１.８Ｖに切り替えられる。このため、本実施形態のように３ｍＷの付近で電源電圧が−１.８Ｖに切り替える場合と比較して、比較例では、出力効率が高い出力電力の範囲が狭くなってしまう。
詳細には、第１比較例では、電源電圧の±１.８Ｖへの切り替えは、出力電力が０.２ｍＷ付近において行われ、その際の出力信号Ｖｏｕｔの振幅実効値は０.０５６６Ｖｒｍｓであり、振幅ピークは０.０８Ｖであり、電源電圧の±１.８Ｖへの切り替え時の、各出力トランジスタのドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは０.８２Ｖとなる。

これに対して、本実施形態によれば、出力トランジスタにおける正極性の電源電圧を＋１.８Ｖに固定すると共に、出力信号Ｖｏｕｔの振幅に応じて、負極性の電源電圧を−１.８Ｖ及び−０.９Ｖのうちいずれか一方に切り替える。これにより、出力信号Ｖｏｕｔの振幅が小振幅の場合に、出力トランジスタのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓとして２.７Ｖを印加することが可能である。
一般的に、ＣＭＯＳ形で構成される集積回路（ＩＣ：Integrated Circuits）における出力トランジスタは、印加するゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが、閾値電圧以下では、飽和領域になることはなく、印加するゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが、閾値電圧を超えた飽和領域においては、印加するゲート駆動電圧Ｖｇｓをより高くした方が、ドレインとソースとの間の抵抗Ｒｄｓの下で電流が流れるために印加することが必要な電圧が低くなる領域をより広い範囲で使用できるので、出力電力をより大きくすることができる。
本実施形態では、上述したように、比較例での１.８Ｖより高い２.７Ｖのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓを出力トランジスタに印加するので、低圧側の電源駆動によって、より大きな出力信号Ｖｏｕｔまで出力することができる。この結果、出力電力のより広い範囲において、出力効率の高い増幅動作を行うことができ、増幅装置において、内部損失を顕著に低減可能であり、電力効率をより向上させることができる。

詳細には、本願発明者らによる研究によれば、本実施形態に係る出力トランジスタにおけるドレイン電圧Ｖｄｓの飽和電圧を０.５Ｖとした場合、この飽和電圧から、高圧側の電源駆動から低圧側の電源駆動へ切り替えることを判別するために必要な電圧である０.１５Ｖを差し引くと、０.３５Ｖのピーク出力電圧まで出力トランジスタを駆動することができる。これにより、図６中の実線に示されるように、約３ｍＷ程度に到達するまでの出力電力の範囲において、出力効率の高い出力トランジスタの増幅動作を行うことができる。このように、本実施形態では、＋１.８Ｖに固定された高電圧と、−０.９Ｖに切り替えられた低電圧とに基づく増幅動作、即ち、出力効率の高い出力トランジスタの増幅動作を実施可能な出力電力の範囲を、約３ｍＷ程度に到達するまでの範囲とさせることができ、第１比較例に係る約０.２ｍＷ程度に到達するまでの範囲より顕著に広くさせることが可能であるので、電力損失を第１比較例よりも顕著に低減することができる。

尚、図７は、本実施形態に係る負荷抵抗、出力電力、電圧の実効値、ピーク出力電圧に対して、低電圧Ｖｂとして第２電圧Ｖｂ２（−０.９Ｖ）及び第１電圧Ｖｂ１（−１.８Ｖ）のうちいずれが選択されたかを示した表である。特に、出力電力が３ｍＷにおいても第２電圧Ｖｂ２（−０.９Ｖ）を選択されている。このように本願発明者らによる研究によれば、上述した図６中の実線に示されるように、約３ｍＷ程度に到達するまでの出力電力の範囲において、出力効率の高い出力トランジスタの増幅動作を行うことができることが判明している。
詳細には、図８は、本実施形態に係るドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ、ドレイン電流Ｉｄ、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ、及び負荷直線における定量的及び定性的な関係を示したグラフである。特に、図８に示されるように、電圧Ｖｇｓを１.８Ｖから２.７Ｖに変化させる場合、出力電力Ｖｏが大きくなると共に、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが小さくなることが示されている。このように本願発明者らによる研究によれば、低電圧Ｖｂとして第２電圧Ｖｂ２（−０.９Ｖ）を用いた場合でも、本実施形態に係るドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの制御範囲で、出力電力Ｐｏとして例えば３ｍＷ程度は、十分出力可能であることが判明している。

この結果、本実施形態によれば、出力電力のより広い範囲において、出力効率の高い増幅動作を行うことができ、増幅装置において、電力効率をより向上させることができる。典型的には、出力部１００Ｂのトランジスタの低電圧Ｖｂが−１Ｖ以下の場合、且つ、増幅部が集積回路で構成される電源切り替え方式の増幅装置において、電力効率をより向上させることができる。特に、長時間の使用が求められる電池で動作するヘッドフォン等の出力電力が小さい増幅装置において、電力効率をより向上させることができるので実践上、大変有益である。

＜本実施形態における作用と効果の検討：その２＞
次に、図９及び図１０を参照して、本実施形態に係る増幅装置の作用と効果とについて、定量的に検討する。ここに、図９は、本実施形態に係る低電圧Ｖｂの動作を概念的に示した模式図（図９（ａ））、並びに、第１比較例に係る低電圧Ｖｂの動作を概念的に示した模式図（図９（ｂ））である。図１０は、第２比較例に係る低電圧Ｖｂの動作を概念的に示した模式図である。
尚、この作用と効果の定量的な検討においては、次の３つの条件を満たすことを前提とする。即ち、それら３つの条件とは、（ｉ）高電圧Ｖａの電源電圧が＋１.８Ｖであること、（ｉｉ）負荷インピーダンスが１６Ωであること、及び（ｉｉｉ）出力電力が０.１ｍＷであるサイン波を出力することである。また、ＳＩ単位としては、「ｍＷ」、「Ω」、「Ｖｒｍｓ（Voltage root mean square）」、「Ａｒｍｓ（Ampere root mean square）」、「Ｖ（ボルト：Voltage）」及び「Ａ（アンペア：Ampere）」を用いる。

＜第１比較例における電力損失＞
先ず、上述した第１比較例における低電圧における電力損失を、図９（ｂ）を参照して、定量的に求める。
＜ピーク出力電圧＞
この第１比較例におけるピーク出力電圧は、次の式（１）によって示される。
ピーク出力電圧＝出力電力／負荷インピーダンス …… （１）
この式（１）に、出力電力として０.１ｍＷを代入し、負荷インピーダンスとして、１６Ωを代入した場合、次の式（１ａ）が得られる。
ピーク出力電圧＝０.１ｍＷ／１６Ω
＝０.０４Ｖｒｍｓ＝０.０５６６Ｖ …… （１ａ）
尚、式（１ａ）中の０.０４Ｖｒｍｓは、０.０００１×１６の２乗根に相当する。また、０.０５６６Ｖは、√２（即ち、２乗根）と０.０４との積に相当する。

＜出力電流＞
このピーク出力電圧における出力電流は、次の式（２）によって示される。
出力電流＝ピーク出力電圧／負荷インピーダンス …… （２）
この式（２）に、ピーク出力電圧として、０.０４Ｖｒｍｓを代入し、負荷インピーダンスとして、１６Ωを代入した場合、次の式（２ａ）が得られる。
出力電流＝０.０４Ｖｒｍｓ／１６Ω
＝０.００２５Ａｒｍｓ …… （２ａ）
尚、式（２ａ）中の０.００２５Ａｒｍｓは、√２（即ち、２乗根）と０.００２５Ａとの積に相当する。

＜出力電流の平均値＞
この出力電流の平均値は、次の式（３）によって得られる。
出力電流の平均値＝２／π × ０.００２５Ａｒｍｓ
＝２／π × √２ × ０.００２５Ａ
＝０.００２２５０４Ａ …… （３）

＜電力損失＞
ここで、比較例に係る増幅装置における電力損失をＰＤとし、出力電流の平均による電力損失をＰＤＣとし、出力電力をＰｏとし、高電圧の電源電圧をＶａとし、低電圧Ｖｂの第２電圧をＶｂ２とし、出力電流の平均値をＩＤＣとした場合、電力損失ＰＤは、次の式（４）によって示される。
ＰＤ＝ＰＤＣ − Ｐｏ
＝｛(Ｖａ×ＩＤＣ÷２) ＋ (Ｖｂ×ＩＤＣ÷２)｝ −Ｐｏ
…… （４）
この式（４）に、図９（ｂ）に示されるように、Ｖａとして０.９Ｖを代入し、ＩＤＣとして０.００２２５０４を代入し、Ｖｂ＝Ｖｂ２として０.９Ｖを代入し、Ｐｏとして０.１ｍＷを代入した場合、次の式（４ａ）が得られる。
ＰＤ＝ＰＤＣ − Ｐｏ
＝２.０２５３ｍＷ − ０.１ｍＷ
＝１.９２５３ｍＷ
…… （４ａ）

これにより、この式（４ａ）で得られる１.９２５３ｍＷに、比較例に係る増幅装置のスイッチ素子での損失である約１ｍＷを加算した結果、比較例における電力損失の合計値は、約２.９２５ｍＷとして算出される。

＜本実施形態における電力損失＞
ここで、本実施形態における小振幅時における電力損失を、図９（ａ）を参照して、定量的に求める。
先ず、本願発明者らによる研究によれば、上述した図７等に示されるように、低圧側の第２電圧Ｖｂ２として−０.９Ｖを用いた場合でも、本実施形態に係るドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの制御範囲で、出力電圧の実効値Ｖｒｍｓとして、０.０５６６Ｖｒｍｓ程度を出力可能である。典型的には、第２電圧Ｖｂ２である−０.９Ｖは、出力電力Ｐｏとして例えば１ｍＷ程度を出力するために必要なピーク出力電圧である０.１８Ｖを得るためにも十分な値であることが判明している。

＜電力損失＞
本実施形態に係る増幅装置における小振幅時の電力損失をＰＤとした場合、電力損失ＰＤは上述した式（４）によって示される。式（４）に、図９（ａ）に示されるように、Ｖａとして１.８Ｖを代入し、ＩＤＣとして０.００２２５０４を代入し、Ｖｂ２として０.９Ｖを代入し、Ｐｏとして０.１ｍＷを代入した場合、次の式（５）が得られる。
ＰＤ＝ＰＤＣｐｌｕｓ＋ＰＤＣｍｉｎｕｓ − Ｐｏ
≒ ２.０２５３ｍＷ＋１.０１２７ｍＷ − ０.１ｍＷ
≒ ２.９４ｍＷ
…… （５）

これにより、この式（５）で得られる約２.９４ｍＷに、本実施形態に係る増幅装置のチャージポンプでの損失である約０.５ｍＷを加算した結果、本実施形態における電力損失の合計値は、約３.４４ｍＷとして算出される。
但し、本実施形態においては、上述した比較例と比較して、負極性での出力電流の大きさが半分になるので、比較例に係るスイッチ素子での損失である約１ｍＷの半分である約０.５ｍＷを、本実施形態に係るチャージポンプでの損失として算出している。

＜第２比較例における電力損失＞
ここで、仮に、第２比較例として、正極性及び負極性の供給電源が、それぞれ１種類の電源電圧として常時、±１.８Ｖを夫々供給可能である増幅装置について、電力損失を算出する。
第２比較例に係る増幅装置における電力損失をＰＤとした場合、電力損失ＰＤは式（４）によって与えられる。
この式（４）に、図１０に示されるように、Ｖａとして１.８Ｖを代入し、ＩＤＣとして０.００２２５０４を代入し、Ｖｂとして−１.８Ｖを代入し、Ｐｏとして０.１ｍＷを代入した場合、次の式（６）が得られる。
ＰＤ＝ＰＤＣｐｌｕｓ＋ＰＤＣｍｉｎｕｓ − Ｐｏ
≒ ２.０２５３ｍＷ＋２.０２５３ｍＷ − ０.１ｍＷ
≒ ３.９５ｍＷ
…… （６）

これにより、式（６）で得られる約２.９４ｍＷに、他の比較例に係る増幅装置のチャージポンプでの損失である約０.５ｍＷを加算した結果、他の比較例における電力損失の合計値は、約４.４５ｍＷとして算出される。
以上より、本実施形態、第１比較例、及び第２比較例の三者を比較しつつ考察すると、本実施形態における電力損失である約３.４４ｍＷは、大振幅と小振幅とで切り替えを行わない第２比較例における電力損失である約４.４５ｍＷより、約１ｍＷ、即ち、約２９％（＝｛（４.４５−３.４４）／３.４４｝）程度、電力損失が減少している。

他方、本実施形態における電力損失である約３.４４ｍＷは、第１比較例における電力損失である約２.９２５ｍＷより約１５％（＝｛（３.４４−２.９２５）／３.４４｝）程度、電力損失が増加している。しかしながら、本実施形態では、上述したように、各出力トランジスタに印加できるゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが、２.７Ｖであり、第１比較例における１.８Ｖより顕著に大きい。これにより、増幅装置を組み込む集積回路の製造プロセスで使用可能なトランジスタの閾値電圧や回路設計の自由度を、第１比較例よりも高くできる。上述したように本実施形態では、出力効率の高い出力トランジスタの増幅動作を実施可能な出力電力の範囲は、約３ｍＷ程度に到達するまでの範囲となり、第１比較例に係る約０.２ｍＷ程度に到達するまでの範囲より顕著に広いので、電力損失を比較例より顕著に低減することができる。

出力部１００Ｂの各出力トランジスタに印加できるゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが大きくすることは、大別して次のような利点を有する。即ち、第１に小振幅時の電源電圧を用いた出力トランジスタの増幅動作を実施可能な出力電力の範囲を広げることができる。第２に、高電圧Ｖａが固定電圧であることより、電力損失が無く、ノイズの発生も低減できる。第３に、出力部１００Ｂにおける高電圧Ｖａとして、低電圧Ｖｂの第２電圧Ｖｂ２より高い電源電圧を使用可能であるので、集積回路の製造プロセスで設計自由度を高くできる。

＜変形例＞
本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下の変形が可能である。
（１）上述した実施形態では、増幅部１００Ａに出力部１００Ｂと同じ電源を供給したが、増幅部１００Ａの電源は、出力部１００Ｂとは別系統にしてもよい。増幅部１００Ａは出力部１００Ｂと比較して非常に小さな電流しか流れないため、増幅部１００Ａは出力部１００Ｂと比較して大きな電源電圧で駆動しても消費電力はさほど増加しない。そこで、増幅部１００Ａに大きな電源電圧を供給し、出力信号Ｖｏｕｔの歪特性を改善することが好ましい。

（２）上述した実施形態では、高電圧Ｖａを固定電圧として、低電圧Ｖｂとして第１電圧Ｖｂ１と第２電圧Ｖｂ２とを切り替えたが、本発明はこれに限定されるものではなく、低電圧Ｖｂを固定電圧とし、高電圧Ｖａとして第１電圧Ｖａ１、第２電圧Ｖａ２を切り替えてもよいことは勿論である。
即ち、電源３００において、高電圧Ｖａ又は低電圧Ｖｂの一方の電圧が外部から供給される固定電圧であり、固定電圧に基づいて、接地電位を基準として固定電圧の極性を反転させた第１電圧Ｖ１と、第１電圧よりも接地電位に近い第２電圧Ｖ２とのうちいずれか一つを高電圧又は低電圧の他方の電圧として生成すればよい。そして、制御部２００は、出力信号Ｖｏｕｔの振幅に応じて、高電圧Ｖａ又は低電圧Ｖｂの他方の電圧を第１電圧Ｖ１と第２電圧Ｖ２との間で切り替えるように制御すればよい。

本発明は、増幅装置に利用可能である。

１…増幅装置、１００Ａ…増幅部、１００Ｂ…出力部、２００…制御部、３００…電源、Ｖａ…高電圧、Ｖｂ…低電圧、Ｖｂ１…第１電圧、Ｖｂ２…第２電圧、１１０…ｐチャネルＦＥＴ、１２０…ｎチャネルＦＥＴ。

Claims

入力端子に供給される入力信号を増幅して出力信号を出力端子から出力する増幅装置であって、
高電圧が供給される高電位電源線と、
低電圧が供給される低電位電源線と、
前記高電圧又は前記低電圧の一方の電圧は外部から供給される固定電圧であり、前記固定電圧に基づいて、接地電位を基準として前記固定電圧の極性を反転させた第１電圧と、前記第１電圧よりも接地電位に近い第２電圧とのうちいずれか一つを前記高電圧又は前記低電圧の他方の電圧として生成する電源と、
前記高電位電源線にソース接地され、前記出力端子と接続されたｐチャネルトランジスタと、前記低電位電源線にソース接地され、前記出力端子と接続されたｎチャネルトランジスタとを有する出力部と、
前記入力信号を増幅して、前記ｐチャネルトランジスタのゲート及び前記ｎチャネルトランジスタのゲートに供給する増幅部と、
前記出力信号の信号レベルに応じて、前記高電圧又は前記低電圧の他方の電圧を前記第１電圧と前記第２電圧との間で切り替えるように前記電源を制御する制御部と、
を備えることを特徴とする増幅装置。
前記制御部は、
前記出力信号の信号レベルが所定値を超えるか否かを判定する判定部と、
前記判定部の判定結果に基づいて、前記出力信号の信号レベルが所定値を超える場合に、前記一方の電圧と前記他方の電圧の電位差が大きくなり、前記出力信号の信号レベルが所定値を超えない場合に、前記一方の電圧と前記他方の電圧の電位差が小さくなるように、前記電源を制御する制御信号を生成する生成部とを備える、
ことを特徴とする請求項１に記載の増幅装置。
前記生成部は、前記出力信号の信号レベルが前記所定値を超える状態から前記所定値を超えない状態に変化してから所定時間が経過するまでは、前記一方の電圧と前記他方の電圧の電位差を大きくすることを指示する前記制御信号を生成することを特徴とする請求項１又は２に記載の増幅装置。
前記電源は、前記一方の電圧である前記固定電圧から、前記他方の電圧である前記第１電圧と前記第２電圧とを生成するチャージポンプ回路を備えることを特徴とする請求項１乃至３のうちいずれか１項に記載の増幅装置。
前記固定電圧をＶａ、前記第１電圧をＶｂ１、前記第２電圧をＶｂ２としたとき、
Ｖａ＝−２Ｖｂ２、且つ、Ｖａ＝−Ｖｂ１、且つ、前記第２電圧の絶対値を１Ｖ以下とすることを特徴とする請求項４に記載の増幅装置。