JP2011050248A - ３相ｐｗｍ信号発生装置および３相電圧型インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】新たな装置を付加せずに、出力電圧範囲の制約が少なく、簡易な方法でスイッチングパターンの保持時間を長くすることが可能な３相ＰＷＭ信号発生装置を提供する。
【解決手段】３相ＰＷＭ信号発生装置８は、４種類の基本電圧ベクトル、および基本電圧ベクトルの発生時間比率に基づくスイッチングにより得られるゼロベクトルの組み合わせを用いてＰＷＭ信号を作製するＰＷＭ信号作製部１２を備えている。
【選択図】図１５

Description

本発明は、例えば半導体スイッチング素子を用いた３相電圧型インバータ装置に係わり、さらに詳しくは、その半導体スイッチング素子のスイッチングパターンを規定する３相のＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号を発生する３相ＰＷＭ信号発生装置および３相電圧型インバータ装置に関するものである。

従来、３相電圧型インバータ装置のスイッチング方式として、６０度位相差のある２種類の基本電圧ベクトルおよび大きさを持たない２種類のゼロベクトルを用いてＰＷＭ信号を発生する３相変調方式と、６０度位相差のある２種類の基本電圧ベクトルおよび大きさを持たない１種類のゼロベクトルを用いてＰＷＭ信号を発生する２相変調方式とがある。

また、近年、３相電圧型インバータ装置では、電流検出をＣＴ（Current Trans）ではなく、インバータ主回路上へ搭載している過電流を検知するための抵抗（以下、シャント抵抗と称す）を用いて電流検出を行うことも多くなった。

しかし、シャント抵抗を用いて電流検出を行う場合、３相変調方式または２相変調方式では、出力電圧が低い場合（変調率が低い場合）、半導体スイッチング素子のスイッチングパターンの保持時間が短くなる。また、位相角が基本電圧ベクトルに近い場合にも、電圧指令ベクトルから遠い方の基本電圧ベクトルを発生させるためのスイッチングパターンの保持時間が短くなっていた。スイッチングパターンの保持時間が短くなった場合、シャント抵抗上で電流を検出できる期間が短くなるため、電流検出が正しく行えず、制御性が悪化するということがあった。

そこで、スイッチングパターンの保持時間を長くするために、１２０度位相差のある２種類の基本電圧ベクトルと、それらの基本電圧ベクトルのスイッチング状態の１相のみをスイッチングして得られる大きさを持たないゼロベクトルとの合計３種類の電圧ベクトルを用いて３相ＰＷＭ信号を発生させる装置や、各々６０度ずつ位相差のある３種類の基本電圧ベクトルを用いて３相ＰＷＭ信号を発生させる装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。また、連続する２つのＰＷＭ周期で異なるＰＷＭ信号を出力することによって、前述した問題を解決する装置が提案されている（例えば、特許文献２参照）。

特許第３４４７３６６号 特開２００５−１２９３４号

しかしながら、前述した従来の装置では、次のような課題があった。つまり、１２０度位相差のある２種類の基本電圧ベクトルと、それらの基本電圧ベクトルのスイッチング状態の１相のみをスイッチングして得られる大きさを持たないゼロベクトルとの合計３種類の電圧ベクトルを用いるようにした装置では、作製できる電圧指令ベクトルの大きさに制約があり、変調率の低い範囲にしか適用できなかった。また、６０度の位相差を持つ基本電圧ベクトルを使用していないため、必要以上に有効電流を流すことになり、インバータ効率が落ち、さらには、モータ電流に高調波が増加し、振動や騒音が増加する傾向にあった。

また、各々６０度ずつ位相差のある３種類の基本電圧ベクトルを用いるようにした装置では、ゼロベクトルを用いないため効率の悪化が大きい。また、この装置では、実使用上、変調率あるいは空間ベクトル回転角の制約が多いため、ソフトウェアでの負荷が大きくなり、結果として、高いパフォーマンスのハードウェアが必要になっていた。

一方、連続する２つのＰＷＭ周期で異なるＰＷＭ信号を出力するようにした装置では、周期毎に出力される基本電圧ベクトルが変わるため、音や効率が悪化しやすい。また、周期毎にＰＷＭ信号を作製し直さなければならないため、ソフトウェアが複雑で負荷が大きくなり、結果として、前記と同様に高いパフォーマンスのハードウェアが必要であった。

本発明は、前記のような課題を解決するためになされたもので、新たな装置を付加せずに、出力電圧範囲の制約が少なく、簡易な方法でスイッチングパターンの保持時間を長くすることが可能な３相ＰＷＭ信号発生装置および３相電圧型インバータ装置を提供することを目的とする。

本発明に係る３相ＰＷＭ信号発生装置は、３相電圧型インバータ装置の半導体スイッチング素子をＰＷＭ信号により駆動し、３相電圧型インバータ装置の母線に流れる電流を検出する３相ＰＷＭ信号発生装置において、４種類の基本電圧ベクトル、および基本電圧ベクトルの発生時間比率に基づくスイッチングにより得られるゼロベクトルの組み合わせを用いてＰＷＭ信号を作製するＰＷＭ信号作製手段を備えたものである。

本発明によれば、４種類の基本電圧ベクトル、および基本電圧ベクトルの発生時間比率に基づくスイッチングにより得られるゼロベクトルの組み合わせを用いてＰＷＭ信号を作製するようにしている。これにより、新たな装置を付加せずに、出力電圧範囲の制約が少なくなり、簡易な方法でスイッチングパターンの保持時間を長くすることが可能である。また、シャント抵抗上での電流検出可能範囲を長く取れるようにしたにもかかわらず、騒音や効率の極端な悪化を防ぐＰＷＭ信号の作製も可能となる。

本発明の実施の形態１に係る３相ＰＷＭ信号発生装置が適用された３相電圧型インバータ装置の構成を示すブロック図である。 基本電圧ベクトル、スイッチングパターンおよび検出相電流の関係を示す図である。 基本電圧ベクトルの位相関係およびインバータ回転角と電圧指令ベクトルとの関係を示す図である。 実施の形態１に係る３相ＰＷＭ信号発生装置のＰＷＭ信号作製部の構成を示すブロック図である。 電圧指令ベクトルＶ^* を基本電圧ベクトルＶ1 、Ｖ3 の方向に分解して示す図である。 基本電圧ベクトルＶ1 の成分を１２０度位相差のある基本電圧ベクトルＶ3 、Ｖ5 の方向に分解して示す図である。 基本電圧ベクトルＶ1 の成分の一部を１２０度位相差のある基本電圧ベクトルＶ3 、Ｖ5 の方向に振り分けて示す図である。 基本電圧ベクトルＶ1 の成分の一部を１２０度位相差のある基本電圧ベクトルＶ3 、Ｖ5 の方向に振り分けて示す図である。 図７に基づくスイッチングパターンを示すタイムチャートである。 図９における基本電圧ベクトルＶ1 の発生時間比率を２分割して示すスイッチングパターンのタイムチャートである。 図９におけるスイッチングパターンの後半を説明するためのタイムチャートである。 図９のスイッチングパターンにおいてゼロベクトルＶ7 の発生時間比率を２分割して示すタイムチャートである。 図９のスイッチングパターンにおいてゼロベクトルＶ7 を１キャリア周期の中央に配置して示すタイムチャートである。 図１０のスイッチングパターンにおいてゼロベクトルＶ7 を１キャリア周期の中央に配置して示すタイムチャートである。 本発明の実施の形態２に係る３相ＰＷＭ信号発生装置のＰＷＭ信号作製部の構成を示すブロック図である。 図７において基本電圧ベクトルＶ5 およびそのベクトルＶ5 と１８０度の位相差のある基本電圧ベクトルＶ2 に所定値を加えて示す図である。 図７において基本電圧ベクトルＶ3 およびそのベクトルＶ3 と１８０度の位相差のある基本電圧ベクトルＶ4 に所定値を加えて示す図である。 図１６に基づくスイッチングパターンを示すタイムチャートである。 図１８のスイッチングパターンにおいてゼロベクトルＶ7 の発生時間比率を２分割して示すタイムチャートである。 図１９のスイッチングパターンにおいてゼロベクトルＶ7 を１キャリア周期の中央に配置して示すタイムチャートである。 図１７に基づくスイッチングパターンを示すタイムチャートである。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係る３相ＰＷＭ信号発生装置が適用された３相電圧型インバータ装置の構成を示すブロック図、図２は基本電圧ベクトル、スイッチングパターンおよび検出相電流の関係を示す図、図３は基本電圧ベクトルの位相関係およびインバータ回転角と電圧指令ベクトルとの関係を示す図、図４は実施の形態１に係る３相ＰＷＭ信号発生装置のＰＷＭ信号作製部の構成を示すブロック図である。

図１に示す３相電圧型インバータ装置は、インバータ主回路１と、インバータ主回路１が備える半導体スイッチング素子４ａ〜４ｆを駆動する３相のＰＷＭ信号を発生および制御する３相ＰＷＭ信号発生装置８とを備えている。インバータ主回路１は、母線電圧Ｖdcを与える直流電源２と、直流電源２の正極端に接続された直流母線３ａおよび負極端に接続された直流母線３ｂの間に直列接続された３組の半導体スイッチング素子（４ａ、４ｂ）、（４ｃ、４ｄ）、（４ｅ、４ｆ）と、この６個の半導体スイッチング素子４ａ〜４ｆにそれぞれ並列に接続されたフライホイールダイオード５ａ〜５ｆとを備え、３組の半導体スイッチング素子（４ａ、４ｂ）、（４ｃ、４ｄ）、（４ｅ、４ｆ）の各接続点に電動機６が接続されている。また、直流母線３ｂには、３相ＰＷＭ信号発生装置８で用いる直流母線電流Ｉdcを検出する直流電流検出部７が設けられている。この直流電流検出部７は、直流母線３ｂに挿入された検出素子（抵抗器等）と、その検出素子の両端電圧を増幅する増幅器とを備え、この増幅器の出力電圧を電流換算して直流母線電流Ｉdcを検出する。

３相ＰＷＭ信号発生装置８は、直流電流検出部７によって検出された直流母線電流Ｉdcから相電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw を判別する相電流判別部９と、相電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw から励磁電流Ｉγ（γ軸電流）およびトルク電流Ｉδ（δ軸電流）を算出する励磁電流・トルク電流演算部１０と、励磁電流Ｉγおよびトルク電流Ｉδから次の制御で使用する電圧指令ベクトルＶ^* を演算する電圧指令ベクトル演算部１１と、電圧指令ベクトルＶ^* から１キャリア周期中での３相ＰＷＭ信号の通電時間信号Ｔup、Ｔun、Ｔvp、Ｔvn、Ｔwp、Ｔwnを作製するＰＷＭ信号作製部１２と、通電時間信号Ｔup、Ｔun、Ｔvp、Ｔvn、Ｔwp、Ｔwnに基づいて３相ＰＷＭ信号Ｕp、Ｕn、Ｖp、Ｖn、Ｗp、Ｗnを生成し、半導体スイッチング素子４ａ〜４ｆに出力するＰＷＭ信号発生部１３とを備えている。なお、添え字の「ｐ」は正極側を、「ｎ」は負極側を指している。

次に、３相ＰＷＭ信号発生装置８を構成する各部について詳述する。
インバータ主回路１のスイッチング素子４ａ〜４ｆは、各相において、正極側および負極側のスイッチング素子（４ａ、４ｂ）、（４ｃ、４ｄ）、（４ｅ、４ｆ）の何れか一方がオン状態のときもう一方がオフ状態となるため、８（＝２³ ）通りのスイッチングパターンが存在する。各スイッチングパターンによる出力電圧は電動機６に印加される。

そこで、直流母線３ａに接続される正極側の半導体スイッチング素子４ａ、４ｃ、４ｅの状態表記として、オン状態を論理値１と表記し、オフ状態を論理値０と表記し、電動機６への８通りの出力状態をＶ0 〜Ｖ7 の８種類の電圧ベクトルに対応付ける。この８種類の電圧ベクトルのうち、Ｖ1 〜Ｖ6 はベクトル長を持つ６つのスイッチングパターンに対応した電圧ベクトルであり、残りのＶ0 とＶ7 はベクトル長を持たない２つのスイッチングパターンに対応した電圧ベクトルである。この電圧ベクトルＶ0 とＶ7 は特別に「ゼロベクトル」と称され、電圧ベクトルＶ1 〜Ｖ6 は「基本電圧ベクトル」と称され「ゼロベクトル」と区別されている。

すなわち、正極側の半導体スイッチング素子４ａ、４ｃ、４ｅのスイッチングパターンと基本電圧ベクトルＶ1 〜Ｖ6 の対応関係では、例えば図２に示すように、直流母線３ａに接続される、Ｗ相正極側の半導体スイッチング素子４ｅの論理状態、Ｖ相正極側の半導体スイッチング素子４ｃの論理状態、Ｕ相正極側の半導体スイッチング素子４ａの論理状態が（０、０、１）の場合を基本電圧ベクトルＶ1 とし、（０、１、０）を基本電圧ベクトルＶ2 とし、（０、１、１）を基本電圧ベクトルＶ3 とし、（１、０、０）を基本電圧ベクトルＶ4 とし、さらに、（１、０、１）を基本電圧ベクトルＶ5 とし、（１、１、０）を基本電圧ベクトルＶ6 とする。また、正極側の半導体スイッチング素子４ａ、４ｃ、４ｅのスイッチングパターンとゼロベクトルＶ0 、Ｖ7 の対応関係では、（０、０、０）をゼロベクトルＶ0 とし、（１、１、１）をゼロベクトルＶ7 とする。なお、ゼロベクトルＶ0 時の負極側の半導体スイッチング素子４ｂ、４ｄ、４ｆの論理状態は前記と逆に（１、１、１）となり、基本電圧ベクトルＶ1 時の負極側の半導体スイッチング素子４ｂ、４ｄ、４ｆの論理状態は前記と逆に（１、１、０）となり、他の基本電圧ベクトルＶ2 〜Ｖ6 およびゼロベクトルＶ7 においても、負極側の半導体スイッチング素子４ｂ、４ｄ、４ｆの論理状態はそれぞれ逆になる。

また、６つの基本電圧ベクトルＶ1 〜Ｖ6 の発生中においては、電動機６の巻線に流れる電流は、直流母線３ａ、３ｂに流れるので、直流電流検出手段７にて検出することが可能で、直流母線電流Ｉdcとして観測できる。一方、ゼロベクトルＶ0 、Ｖ7 については、直流母線電流Ｉdcとして観測することはできない。図２に示すように、相電流は、ゼロベクトルＶ0 、Ｖ7 では観測不可であるが、例えば、基本電圧ベクトルＶ1 では「Ｉu （Ｕ相電流）」として観測される。以下、他の基本電圧ベクトルＶ2 〜Ｖ6 も同じように相電流を観測することができる。

さて、電動機６を円滑に回転させるためには、所望の電圧・周波数に対応した磁束を得る必要がある。これは、前述した８種類の電圧ベクトルを適当に組み合わせることで実現することができる。図３に示すように、インバータ回転方向が時計回りである場合に６つの基本電圧ベクトルＶ1 〜Ｖ6 は、位相平面上に、時計回りにＶ1 、Ｖ3 、Ｖ2 、Ｖ6 、Ｖ4 、Ｖ5 の順序で６０度の位相差を持って配置され、原点位置に２つのゼロベクトルＶ0 、Ｖ7 が示されている。また、基本電圧ベクトルＶ1 （Ｕ相）の方向を初期位相としたインバータ回転角θが電圧指令ベクトルＶ^* の位相を与えることが示されている。そして、インバータ回転方向において生ずる前記した６つの基本電圧ベクトルＶ1 〜Ｖ6 の中の１つと電圧指令ベクトルＶ^* との間の位相角は空間ベクトル回転角θ^* と称される。なお、空間ベクトル回転角θ^* の角度範囲は０度≦θ^* ≦６０度である。

各電圧ベクトルの発生割合は、母線電圧Ｖdcに対する出力電圧の割合である変調率によって定まる。また、各電圧ベクトルの発生時間は、電圧指令ベクトルＶ^* と空間ベクトル回転角θ^* とによって決定される。そこで、相電流判別部９では、各電圧ベクトルの発生中に図２に示す一覧テーブルに従って直流母線電流Ｉdcを読み込み、相電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw を求める。

次いで、励磁電流・トルク電流演算部１０は、例えば、式（１）に示すような３相２相変換行列［Ｃ１］および式（２）に示すような回転行列［Ｃ２］を用いて、相電流判別部９により求められた相電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw を励磁電流Ｉγ（γ軸電流）およびトルク電流Ｉδ（δ軸電流）に変換する。なお、式（２）において、θはインバータ回転角であり、回転方向が時計回りの場合を示す。

ここで、励磁電流・トルク電流演算部１０が準拠する座標系が、ｄ−ｑ軸ではなく、γ−δ軸となっている点について説明する。すなわち、電動機６の回転子上でＮ極側をｄ軸とし、回転方向に９０度（電気角）進んだ位相をｑ軸とする。しかし、同期電動機の駆動にパルスエンコーダ等の回転子位置を検出するセンサを用いない場合には、３相ＰＷＭ信号発生装置８では、回転子のｄ−ｑ軸座標を正確に捉えることができず、実際にはｄ−ｑ軸座標系と位相差Δθだけずれて制御している。この位相差Δθだけずれた座標系は、一般にγ−δ軸座標と称され、これを用いるのが慣例となっている。本実施の形態１においては、これに準じる。

次に、電圧指令ベクトル演算部１１は、励磁電流・トルク電流演算部１０により求められた励磁電流Ｉγ（γ軸電流）およびトルク電流Ｉδ（δ軸電流）に基づき速度制御を含む各種ベクトル制御演算を行い、次の制御に用いる電圧指令ベクトルＶ^* の大きさと位相を求める。この位相角は、インバータ回転角θである。

ＰＷＭ信号作製部１２は、後述する方法によって、電圧指令ベクトルＶ^* に基づき通電時間信号Ｔup、Ｔun、Ｔvp、Ｔvn、Ｔwp、Ｔwnを作製する。これによって、ＰＷＭ信号発生部１３が、通電時間信号Ｔup、Ｔun、Ｔvp、Ｔvn、Ｔwp、Ｔwnから半導体スイッチング素子４ａ〜４ｆに印加する３相ＰＷＭ信号Ｕp、Ｕn、Ｖp、Ｖn、Ｗp、Ｗnを生成し、半導体スイッチング素子４ａ〜４ｆに出力して電動機６を駆動させる。

続いて、本実施の形態１におけるＰＷＭ信号作製部１２について図４を用いて説明する。ＰＷＭ信号作製部１２は、電圧指令ベクトル演算部１１から電圧指令ベクトルＶ^* を受けてベクトルを作製し直すベクトル作製部１４と、ベクトル作製部１４の出力を受けてＰＷＭ信号のデューティを再配分し直し、通電時間信号Ｔup、Ｔun、Ｔvp、Ｔvn、Ｔwp、Ｔwnに変え、それらをＰＷＭ信号発生部１３に出力するＰＷＭ信号デューティ再配分設定部１５とで構成されている。

ベクトル作製部１４は、３相変調のベクトルを作製する３相変調用ベクトル作製部１６と、少なくとも１つの基本電圧ベクトルの大きさを所定の値として指定する所定値決定部１８と、３相変調用ベクトル作製部１６からのベクトル情報と所定値決定部１８からの所定値とを基にベクトルを再分配するベクトル再分配部１７とからなっている。また、ＰＷＭ信号デューティ再配分設定部１５は、必要に応じて基本電圧ベクトルＶ1 〜Ｖ6 、またはゼロベクトルＶ0 、Ｖ7 のデューティを分割するデューティ分割部１９と、分割されたデューティを基にデューティの配置を再配置するデューティ配置決定部２０とから構成されている。

ＰＷＭ信号作製部１２の動作について図５〜図１４を用いて説明する。図５〜図８はベクトル作製部１４により作製されたベクトルの一例を示す図、図９〜図１４はＰＷＭ信号デューティ再配分設定部１５にて作製された正極側の半導体スイッチング素子４ａ、４ｃ、４ｅのスイッチングパターンを示すタイムチャートである。

ＰＷＭ信号作製部１２においては、電圧指令ベクトル演算部１１からの電圧指令ベクトルＶ^* をベクトル作製部１４の３相変調用ベクトル作製部１６が受け取る。この３相変調用ベクトル作製部１６は、受け取った電圧指令ベクトルＶ^* を、それを挟む２つの基本電圧ベクトルの方向に分解し、従来の３相変調方式と同じように各基本電圧ベクトルの発生時間比率を作製する。例えば電圧指令ベクトルＶ^* が基本電圧ベクトルＶ1 とＶ3 の間にある場合、図５に示すように、電圧指令ベクトルＶ^* を基本電圧ベクトルＶ1 と基本電圧ベクトルＶ3 の２方向にベクトル分解して、基本電圧ベクトルＶ1 とＶ3 の発生時間比率を作製する。

この場合、電圧指令ベクトルＶ^* が基本電圧ベクトルＶ1 の近傍にあり、基本電圧ベクトルＶ1 の発生時間比率は長く、基本電圧ベクトルＶ3 の発生時間比率は短くなっている。そのため、従来の３相変調方式では、基本電圧ベクトルＶ3 が発生している時の電流検出が難しいという問題がある。

そこで、３相変調用ベクトル作製部１６から結果を受け取るベクトル再分配部１７において、発生時間比率の長い基本電圧ベクトルＶ1 の成分の一部を、図６に示すように１２０度位相差のある２つのベクトルへ分解する。分解した２つのベクトルは、それぞれ基本電圧ベクトルＶ3 とＶ5 の成分となり、その成分は３相変調用ベクトル作製部１６が作製したベクトルにそれぞれ加算される。その結果、基本電圧ベクトルＶ3 とＶ5 の発生時間比率が長くなる。

所定値決定部１８では、ベクトル再分配部１７において、基本電圧ベクトルＶ1 からどの程度の成分を分解に回すかを決定する。基本電圧ベクトルＶ3 またはＶ5 が発生している時の電流を検出できれば良いので、電流検出可能な最低限の時間を基本電圧ベクトルＶ3 またはＶ5 に割り振るようにすれば良い。図７は基本電圧ベクトルＶ5 の発生時間比率が電流検出可能な最低限の時間になるように所定値を決定した場合を示している。また、図８は基本電圧ベクトルＶ3 の発生時間比率が電流検出可能な最低限の時間になるように所定値を決定した場合を示している。
なお、電流を検出できる最低限の時間はシステムによって異なってくる。また、基本電圧ベクトルＶ3 を基に所定値を決定するのか、基本電圧ベクトルＶ5 を基に所定値を決定するのか、ということもシステムによって異なるため、その判断も所定値決定部１８で行うことになる。

このようにして作製されたベクトルはＰＷＭ信号デューティ再配分設定部１５へ渡される。このＰＷＭ信号デューティ再配分設定部１５では、ベクトルを基に発生時間比率を算出し、３相ＰＷＭ信号を作製する。デューティ配置決定部２０により、電圧指令ベクトルＶ^* を発生させる場合のスイッチングパターンの発生順が決定される。例えば、図７に示す電圧指令ベクトルＶ^* の分解結果を基にすると、図９に示すようにＶ0 →Ｖ1 →Ｖ3 →Ｖ7 →Ｖ5 の順に切り替えることで電圧指令ベクトルＶ^* を発生することができる。このタイムチャートより、各半導体スイッチング素子４ａ〜４ｆの通電時間信号Ｔup、Ｔun、Ｔvp、Ｔvn、Ｔwp、Ｔwnを作製することが可能となる。なお、基本電圧ベクトルＶ1 、Ｖ3 、Ｖ5 の発生時間比率さえ合っていれば、順番は問わないので、図９とは逆にＶ5 →Ｖ7 →Ｖ3 →Ｖ1 →Ｖ0 の順に切り替えても良い。

しかしながら、図９に示すように電圧ベクトルの切り替えを行うと仮定した場合、最後のＶ5 から次の周期の先頭のＶ0 へ切り替えが発生する時に、Ｕ相とＷ相の半導体スイッチング素子（４ａ、４ｂ）（４ｅ、４ｆ）が同時にスイッチングを行うことになる。この同時スイッチングが発生すると騒音や振動の原因となる。

そこで、デューティ分割手段１９で、基本電圧ベクトルの１つを２つに分割し、それを利用して、同時スイッチングを無くすような切り替え順を作製する。例えば、図９の場合を考えると、デューティ分割部１９において、基本電圧ベクトルＶ1 の発生時間比率を２分割し、その片方を図９と同じ場所（１周期内の前半）に配置し、もう片方を基本電圧ベクトルＶ5 の後ろ（１周期内の後半）に配置し、図１０のようにＶ0 →Ｖ1 →Ｖ3 →Ｖ7 →Ｖ5 →Ｖ1 の順に切り替えるようにする。このようにすることで、同時スイッチングが発生しないことになる。
なお、分割することにより、基本電圧ベクトルＶ1 の発生時間比率は短くなるが、前半に配置された方を電流検出可能な最低限の長さにして、残りの発生時間比率を後半に持っていくことで、基本電圧ベクトルＶ1 に対応する電流を検知可能となる。また、前記条件で分割するのに十分に長さがない場合には、電流を検出する基本電圧ベクトルをＶ1 、Ｖ3 からＶ3 、Ｖ5 に変更することにより、電動機６を制御するのに必要な２相分の電流の検知が可能となる。

また、他の変調方式（例えば３相変調方式や２相変調方式）と併用するような場合、他の変調方式が１キャリア周期の中央付近（または両端）に、その１周期内で使用する基本電圧ベクトルのうち、正極側のスイッチング素子４ａ、４ｃ、４ｅがオンとなる数が多い基本電圧ベクトル（Ｖ7 を使用しているならば、Ｖ7 ）を配置し、１キャリア周期の両端（または中央付近）に、その１周期内で使用する基本電圧ベクトルのうち、正極側の半導体スイッチング素子４ａ、４ｃ、４ｅがオフとなる数が多い電圧ベクトル（Ｖ0 を使用しているならば、Ｖ0 ）を配置しているのに対し、図９の基本電圧ベクトルの切り替えでは、１周期の終りが、１周期内で使用する電圧ベクトルのうち、正極側の半導体スイッチング素子４ａ、４ｃ、４ｅがオフとなる数が多い電圧ベクトル（Ｖ0 ）を配置していない。他の変調方式と併用を考えた場合、１周期の終りのパターンが異なることになり、騒音や振動の原因となる。

そこで、デューティ分割部１９で、ゼロベクトルの１つを２つに分割し、それを利用して、他の変調方式と同じ形状にする。例えば、図９の場合を考えると、デューティ分割部１９において、ゼロベクトルＶ7 の発生時間比率を２分割する。続いて、デューティ配置決定部２０により、片方を図９と同じ場所に配置し、もう片方をＶ5 の後ろに配置する。この場合、図１１に示すようになる。この時、ゼロベクトルはＶ7 でもＶ0 でも意味は同じなので、Ｖ5 の後ろへ配置する時にはＶ0 として配置する（ゼロベクトルＶ0 が１周期内の前半と後半にそれぞれ配置される形となる）。図１０にも同じことを実施すると、図１２のようになる。

さらに、図９、１０のように基本電圧ベクトルの切り替えを行うと、１キャリア周期の中央と両端で、必ずスイッチングが発生することになる。つまり、１キャリア周期毎（半周期毎）に必ずスイッチングは発生することになり、騒音の原因となる。

そこで、デューティ分割部１９で、ゼロベクトルの分割の際、ゼロベクトルＶ7 の中心が１周期のほぼ中央になるように分割する。例えば、図９の場合を考えると、デューティ分割部１９において、ゼロベクトルＶ0 のデューティを２つに分割する。その時、１周期の前半部分では、基本電圧ベクトルＶ1 とＶ3 のデューティと、ゼロベクトルＶ7 のデューティの１／２を１キャリア周期の１／２から引くことで、ゼロベクトルＶ0 の前半部分に配置するデューティを求める。後半部分のゼロベクトルＶ0 は残りとなる。それを、デューティ配置決定部２０により、図１３のように配置し、ゼロベクトルＶ7 の中央が１周期のほぼ中央にくるようする。図１０にも同じことを実施すると、図１４のようになる。

このようにすることにより、新たな装置を付加せずに、出力電圧範囲の制約が少なく、簡易な方法でスイッチングパターンの保持時間を長くすることが可能になる。また、シャント抵抗上での電流検出可能時間を長く取れるようにしたにもかかわらず、騒音や効率の極端な悪化を防いだＰＷＭ信号の作製が可能となる。

実施の形態２．
図１５は本発明の実施の形態２に係る３相ＰＷＭ信号発生装置のＰＷＭ信号作製部の構成を示すブロック図である。このＰＷＭ信号作製部が搭載されている３相ＰＷＭ信号発生装置を備えたインバータ装置については、実施の形態１と同じであるため、説明を省略する。
図中に示すＰＷＭ信号作製部１２は、電圧指令ベクトル演算部１１から電圧指令ベクトルＶ^* を受けてベクトルを作製し直すベクトル作製部１４と、ベクトル作製部１４の出力を受けてＰＷＭ信号のデューティを再配分し直し、通電時間信号Ｔup、Ｔun、Ｔvp、Ｔvn、Ｔwp、Ｔwnに変え、それらをＰＷＭ信号発生部１３に出力するＰＷＭ信号デューティ再配分設定部１５とで構成されている。

ベクトル作製部１４は、３相変調のベクトルを作製する３相変調用ベクトル作製部１６と、少なくとも１つの基本電圧ベクトルの大きさを所定の値として指定する所定値決定部１８と、３相変調用ベクトル作製部１６からのベクトル情報と所定値決定部１８からの所定値とを基にベクトルを再分配するベクトル再分配部１７と、基本電圧ベクトルを３本から４本へ増やす変形を行うベクトル変形部２１とからなっている。また、ＰＷＭ信号デューティ再配分設定部１５は、必要に応じて基本電圧ベクトルＶ1 〜Ｖ6 、またはゼロベクトルＶ0 、Ｖ7 のデューティを分割するデューティ分割部１９と、分割されたデューティを基にデューティの配置を再配置するデューティ配置決定部２０とから構成されている。

次に、ＰＷＭ信号作製部１２の動作について、図１６〜図２１を用いて説明する。図１６および図１７はベクトル作製部１４により作製されたベクトルの一例を示す図、図１８〜図２１はＰＷＭ信号デューティ再配分設定部１５にて作製された正極側の半導体スイッチング素子４ａ、４ｃ、４ｅのスイッチングパターンを示すタイムチャートである。

ＰＷＭ信号作製部１２においては、電圧指令ベクトル演算部１１からの電圧指令ベクトルＶ^* をベクトル作製部１４の３相変調用ベクトル作製部１６が受け取る。この３相変調用ベクトル作製部１６は、実施の形態１と同様に、受け取った電圧指令ベクトルＶ^* を、それを挟む２つの基本電圧ベクトルの方向に分解し、従来の３相変調方式と同じように各基本電圧ベクトルの発生時間比率を作製する（図５参照）。

実施の形態１と同じ様に、３相変調用ベクトル作製部１６から結果を受け取るベクトル再分配部１７において、発生時間比率が長い基本電圧ベクトルＶ1 の成分の一部を、図６に示すように１２０度位相差のある２つのベクトルへ分解する。基本電圧ベクトルＶ1 からどの程度の成分を分解に回すかは、前述したように所定値決定部１８で決定する。所定値は基本電圧ベクトルＶ3 またはＶ5 が発生している時の電流を検出できれば良いので、電流検出可能な最低限の時間を基本電圧ベクトルＶ3 またはＶ5 に割り振る。図７は基本電圧ベクトルＶ5 の発生時間比率が電流検出可能な最低限の時間になるように所定値を決定した場合を示している。
なお、電流を検出できる最低限の時間はシステムによって異なってくる。また、基本電圧ベクトルＶ3 を基に所定値を決定するのか、基本電圧ベクトルＶ5 を基に所定値を決定するのか、ということもシステムによって異なるため、その判断も所定値決定部１８で行うことになる。

実施の形態１でも述べたように半導体スイッチング素子が同時にスイッチングを行うと騒音や振動の原因となる。それを避けるために、実施の形態２では、ベクトル変形部２１を用いる。ベクトル変形部２１では、ベクトル再分配部１７により作製された３つの基本電圧ベクトルのうち、中央の基本電圧ベクトルを除く両側の基本電圧ベクトルのうち、片方の基本電圧ベクトルとそのベクトルと１８０度位相差をもつ基本電圧ベクトルとの両方に同じ所定値を加える。１８０度位相差があるベクトルに同じ所定値を加えるので、全ベクトルを加えた結果である電圧指令ベクトルＶ^* は変化しない。

図１６は中央の基本電圧ベクトルＶ1 を除く両側の基本電圧ベクトルＶ3 、Ｖ5 のうち、電圧指令ベクトルＶ^* から遠い方の基本電圧ベクトルＶ5 とそのベクトルＶ5 と１８０度位相差のある基本電圧ベクトルＶ2 との両方に所定値を加えた後のベクトルの様子を示している。また、図１７は前記と同様に両側の基本電圧ベクトルＶ3 、Ｖ5 のうち、電圧指令ベクトルＶ^* に近い方の基本電圧ベクトルＶ3 とそのベクトルＶ3 と１８０度位相差のある基本電圧ベクトルＶ4 との両方に所定値を加えた後のベクトルの様子を示している。

このようにして作製されたベクトルはＰＷＭ信号デューティ再配分設定部１５へ渡される。ＰＷＭ信号デューティ再配分設定部１５では、ベクトルを基に発生時間比率を算出し、３相ＰＷＭ信号を作製する。デューティ配置決定部２０により、電圧指令ベクトルＶ^* を発生させる場合のスイッチングパターンの発生順が決定される。例えば、図１６に示す電圧指令ベクトルＶ^* の分解結果を基にすると、図１８に示すようにＶ0 →Ｖ1 →Ｖ5 →Ｖ7 →Ｖ3 →Ｖ2 と切り替えることで電圧指令ベクトルＶ^* を発生することができる。このタイムチャートより、各半導体スイッチング素子１４ａ〜１４ｆの通電時間信号Ｔup、Ｔun、Ｔvp、Ｔvn、Ｔwp、Ｔwnを作製することが可能となる。なお、基本電圧ベクトルＶ1 、Ｖ2 、Ｖ3 、Ｖ5 の発生時間比率さえ合っていれば、順番は問わないので、図１８とは逆にＶ2 →Ｖ3 →Ｖ7 →Ｖ5 →Ｖ1 →Ｖ0 の順に切り替えても良い。

一方、図１７で示されたベクトルは図２１に示すように切り替わる。しかしながら、この図１７を作製したルールで電圧指令ベクトルＶ^* を回した場合、基本電圧ベクトルＶ1 とＶ3 の間の領域内で、電圧指令ベクトルＶ^* がＶ1 側からＶ3 側へ移動した場合、使用するベクトルは図１７に示した基本電圧ベクトルＶ1 、Ｖ3 、Ｖ4 、Ｖ5 の４つから、基本電圧ベクトルＶ1 、Ｖ2 、Ｖ3 、Ｖ6 の４つに切り替わる。切り替わるタイミングで基本電圧ベクトルの２つが入れ替わるため、騒音や振動に繋がる。そこで、電圧指令ベクトルＶ^* がＶ1 側からＶ3 側へ移動する周辺領域に、図１６のベクトルパターンを配置するようにデューティ配置決定部２０の切替手段で設定する。このようにすることにより、基本電圧ベクトルＶ1 、Ｖ3 、Ｖ4 、Ｖ5 の４つから、基本電圧ベクトルＶ1 、Ｖ2 、Ｖ3 、Ｖ5 の４つを経由し、基本電圧ベクトルＶ1 、Ｖ2 、Ｖ3 、Ｖ6 の４つへ、１つの基本電圧ベクトルの入れ替えですむため、騒音や振動が抑えられる。

さて、図１８に示すように電圧ベクトルの切り替えを行うと仮定すると、他の変調方式（例えば３相変調方式や２相変調方式）と併用するような場合、他の変調方式が１キャリア周期の中央付近（または両端）に、その１周期内で使用する電圧ベクトルのうち、正極側の半導体スイッチング素子４ａ、４ｃ、４ｅがオンとなる数が多い電圧ベクトル（Ｖ7 を使用しているならば、Ｖ7 ）を配置し、１キャリア周期の両端（または中央付近）に、その１周期内で使用する電圧ベクトルのうち、正極側の半導体スイッチング素子４ａ、４ｃ、４ｅがオフとなる数が多い電圧ベクトル（Ｖ0 を使用しているならば、Ｖ0 ）を配置しているのに対し、図１８の電圧ベクトルの切り替えでは、１周期の終りが、１周期内で使用する電圧ベクトルのうち、正極側の半導体スイッチング素子４ａ、４ｃ、４ｅがオフとなる数が多い電圧ベクトル（Ｖ0 ）を配置していない。他の変調方式と併用を考えた場合、１周期の終りのパターンが異なることになり、騒音や振動の原因となる。

そこで、前述したようにデューティ分割部１９で、ゼロベクトルの１つを２つに分割し、それを利用して、他の変調方式と同じ形状にする。例えば、図１８の場合、デューティ分割部１９において、ゼロベクトルＶ7 の発生時間比率を２分割する。続いて、デューティ配置決定部２０により、片方は図１８と同じ場所に配置し、もう片方をＶ2 の後ろに配置する。この場合、図１９に示すようになる。この時、ゼロベクトルはＶ7 でもＶ0 でも意味は同じなので、Ｖ5 の後ろへ配置する時にはＶ0 として配置する（ゼロベクトルＶ0 が１周期内の前半と後半にそれぞれ配置される形となる）。

さらに、図１９のように電圧ベクトルの切り替えを行うと、１キャリア周期の中央と両端で、必ずスイッチングが発生することになる。つまり、１キャリア周期毎（半周期毎）に必ずスイッチングは発生することになり、騒音の原因となる。

そこで、デューティ分割部１９で、ゼロベクトルの分割の際、ゼロベクトルＶ7 の中心が１周期のほぼ中央になるように分割する。例えば、図１９の場合を考えると、デューティ分割部１９において、ゼロベクトルＶ0 のデューティを２つに分割する。その時、１周期の前半部分では、基本電圧ベクトルＶ1 とＶ5 のデューティと、ゼロベクトルＶ7 のデューティの１／２を１キャリア周期の１／２から引くことで、ゼロベクトルＶ0 の前半部分に配置するデューティを求める。後半部分のゼロベクトルＶ0 は残りとなる。それを、デューティ配置決定部２０により、図２０のように配置し、ゼロベクトルＶ7 の中心が１周期のほぼ中央にくるようする。

このようにすることにより、新たな装置を付加せずに、出力電圧範囲の制約が少なく、簡易な方法でスイッチングパターンの保持時間を長くすることが可能になる。また、シャント抵抗上での電流検出可能時間を長く取れるようにしたにもかかわらず、騒音や効率の極端な悪化を防いだＰＷＭ信号の作製が可能となる。

なお、基本電圧ベクトルが５つの場合や６つの場合でも同様に電圧指令ベクトルＶ^* を表現できるが、ソフトウェアでの処理が複雑になり、また、ＰＷＭ波形も歪み騒音や振動の悪化に繋がるため、実使用上問題が多いため、使用できない。

１ インバータ主回路、２ 直流電源、３ａ，３ｂ 直流母線、４ａ〜４ｆ 半導体スイッチング素子、５ａ〜５ｆ フライホイールダイオード、６ 電動機、７ 直流電流検出部、８ ３相ＰＷＭ信号発生装置、９ 相電流判別部、１０ 励磁電流・トルク電流演算部、１１ 電圧指令ベクトル演算部、１２ ＰＷＭ信号作製部、１３ ＰＷＭ信号発生部、１４ ベクトル作製部、１５ ＰＷＭ信号デューティ再配分設定部、１６ ３相変調用ベクトル作製部、１７ ベクトル再分配部、１８ 所定値決定部、１９ デューティ分割部、２０ デューティ配置決定部、２１ ベクトル変形部。

Claims (7)

1. ３相電圧型インバータ装置の半導体スイッチング素子をＰＷＭ信号により駆動し、３相電圧型インバータ装置の母線に流れる電流を検出する３相ＰＷＭ信号発生装置において、
   ４種類の基本電圧ベクトル、および基本電圧ベクトルの発生時間比率に基づくスイッチングにより得られるゼロベクトルの組み合わせを用いてＰＷＭ信号を作製するＰＷＭ信号作製手段を備えたことを特徴とする３相ＰＷＭ信号発生装置。
2. 前記ＰＷＭ信号作製手段は、
   電圧指令ベクトルを挟む６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルに与える発生時間比率を前記電圧指令ベクトルに基づいて割り付け、６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルを作製する作製手段と、
   前記２種類の基本電圧ベクトルのうち電圧指令ベクトルに近い基本電圧ベクトルの成分の一部を、その電圧指令ベクトルに近い基本電圧ベクトルを中央として両側に６０度の位相差をそれぞれ持つ２種類の基本電圧ベクトルに振り分ける再分配手段と、
   中央の基本電圧ベクトルを除く２種類の基本電圧ベクトルのうち、片方の基本電圧ベクトル、およびその基本電圧ベクトルと１８０度の位相差のある基本電圧ベクトルにそれぞれ同じ値を加えてベクトルを変形させる変形手段と
   を備えたことを特徴とする請求項１記載の３相ＰＷＭ信号発生装置。
3. 前記ＰＷＭ信号作製手段は、
   電圧指令ベクトルを挟む６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルに与える発生時間比率を前記電圧指令ベクトルに基づいて割り付け、６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルを作製する作製手段と、
   前記２種類の基本電圧ベクトルのうち電圧指令ベクトルに近い基本電圧ベクトルの成分の一部を、その電圧指令ベクトルに近い基本電圧ベクトルを中央として両側に６０度の位相差をそれぞれ持つ２種類の基本電圧ベクトルに振り分ける再分配手段と、
   中央の基本電圧ベクトルを除く２種類の基本電圧ベクトルのうち、片方の基本電圧ベクトル、およびその基本電圧ベクトルと１８０度の位相差のある基本電圧ベクトルにそれぞれ同じ値を加えてベクトルを変形させる変形手段と、
   前記３相電圧型インバータ装置が駆動する電動機のインバータ回転角の角度範囲に基づき、前記変形手段で値を与えるベクトルを切り替える切替手段と
   を備えたことを特徴とする請求項１に記載の３相ＰＷＭ信号発生装置。
4. 前記ＰＷＭ信号作製手段は、
   ４種類の基本ベクトルを２つずつの基本ベクトルの組に分ける分割手段と、
   分けられた２つの基本電圧ベクトルの組を１キャリア周期内の前半と後半にそれぞれ配置させる配置決定手段と
   を備えたことを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の３相ＰＷＭ信号発生装置。
5. 前記ＰＷＭ信号作製手段は、
   ４種類の基本ベクトルを２つずつの基本ベクトルの組に分ると共に、基本電圧ベクトルの発生時間比率に基づくスイッチングにより得られるゼロベクトルを２種類のゼロベクトルに分け、かつ１種類のゼロベクトルの発生期間を２つに分ける分割手段と、
   分けられた２つの基本電圧ベクトルの組を１キャリア周期内の前半と後半にそれぞれ配置させ、分けられた２つのゼロベクトルの発生期間を１キャリア周期内の前半と後半にそれぞれ配置させる配置決定手段と
   を備えたことを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の３相ＰＷＭ信号発生装置。
6. 前記ＰＷＭ信号作製手段は、
   ４種類の基本ベクトルを２つずつの基本ベクトルの組に分けると共に、基本電圧ベクトルの発生時間比率に基づくスイッチングにより得られるゼロベクトルをほぼ２等分して２種類のゼロベクトルに分け、かつ１種類のゼロベクトルの発生期間を２つに分ける分割手段と、
   分けられた２つの基本電圧ベクトルの組を１キャリア周期内の前半と後半にそれぞれ配置させ、かつ分けられた２つのゼロベクトルの発生期間を１キャリア周期内の前半と後半にそれぞれ配置させ、もう１種類のゼロベクトルの発生期間の中心を１キャリア周期の中心に合わせるように配置させる配置決定手段と
   を備えたことを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の３相ＰＷＭ信号発生装置。
7. 請求項１乃至６の何れかに記載の３相ＰＷＭ信号発生装置を備え、この３相ＰＷＭ信号発生装置によるＰＷＭ信号により駆動することを特徴とする３相電圧型インバータ装置。

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