JP2011015560A - 冷凍サイクル装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電圧検出誤差から生ずる好ましくない状態に対処することが課題となる。本発明の目的は、前記のビート現象を抑制することにある。
【解決手段】上記本発明の目的は、制御器は、直流電圧検出回路から制御器内に取り込んだ直流電圧のノイズ成分を除去するためのローパスフィルタと、ローパスフィルタによってノイズ成分の除去された直流電圧検出値Ｅｄと直流電圧真値Ｅｄｃとの誤差を推定する直流電圧検出誤差推定部と、を備えた冷凍サイクル装置によって達成される。その誤差推定は、直流電圧検出値の微分値を用いて行う。
【選択図】 図８

Description

本発明は、例えば空調機や冷凍機などの冷凍サイクル装置に係り、特に、冷凍サイクルの圧縮機を駆動する永久磁石同期モータの回転数をインバータ装置によって可変する冷凍サイクル装置に関する。

永久磁石同期モータ（以下「モータ」とする）を駆動するためのインバータ装置において、インバータ回路に供給される直流電源の変調率はモータに印加する電圧と前記直流電源の電圧の比によって決まる。そのためインバータ制御器（以下「制御器」とする）は前記直流電源の電圧を検出する必要がある。そこで、制御器は直流電圧検出回路とＡ／Ｄ変換器を介して直流電圧を検出する。

前記の直流電源を供給する手段として、ダイオードモジュールとリアクトルとコンデンサで構成されるＡＣ−ＤＣコンバータ回路を介して、単相または三相交流電源を直流電源に変換する。

前記のＡＣ−ＤＣコンバータ回路を構成するコンデンサの静電容量の不足、モータの負荷トルクと回転数の増加、三相交流電源不平衡、により直流電源にリップル電圧が発生する。このリップル電圧は電源周波数と同じ周波数の脈動成分を含んでいる。

前記制御器は、直流電圧検出回路内のＲＣ回路、Ａ／Ｄ変換器、を介して直流電圧を取込み、前記取込み値のノイズを除去するためにローパスフィルタ処理（以下「ＬＰＦ処理」とする）を行う。前記ＬＰＦ処理後の直流電圧取込み値を「直流電圧検出値」とする。このＬＰＦ処理により、直流電圧検出時間遅延が発生する。このとき前記の理由により直流電源にリップル電圧が発生した場合には、直流電圧検出値と直流電圧真値との間に検出誤差が発生する。この検出誤差はリップル電圧と同じく、電源周波数と同じ周波数の脈動成分を含んでいる。

モータに印加する電圧の制御は、指令電圧と直流電圧検出値との比（変調率）によってＤｕｔｙ比を決定しＰＷＭ制御で行う。このため、直流電圧検出値が検出誤差を含んでいると、指令電圧と実際にモータに印加される電圧との間に誤差が発生する。特に、モータの電気時定数（Ｌ／Ｒ）が大きい場合、印加電圧の変化に対する電流変化の応答速度が遅くなり、リップル電圧周波数の整数倍のモータ回転数でモータ電流が共振し、脈動が起きるビート現象が起こる。こうなるとモータから異音がしたり、所望の電圧より大きな電流が流れてしまいインバータを止めることとなってしまう。

これを低減するために特許文献１のような技術が知られている。

特開２００８−１６７５６８号公報

しかしながら、特許文献１に記載の脈動周波数の推定値を用いる方法では、低減したいビート現象の元となる情報からすると間接的な情報に基づくこととなる。そこで、前記の直流電圧検出誤差から生ずる好ましくない状態に直接対処することが課題となる。

本発明の目的は、前記のビート現象を抑制することにある。

上記本発明の目的は、
永久磁石同期モータによって駆動される圧縮機，室内熱交換器，室内膨張弁，室外熱交換器，アキュームレータ、前記圧縮機を順次連結して冷媒を循環させる冷凍サイクル装置であって、
前記永久磁石同期モータに交流電流を印加するインバータ回路と、
前記インバータ回路をＰＷＭ信号にて制御する制御器と、
前記インバータ回路に直流電源を供給するために、交流電源を直流電源に変換するＡＣ−ＤＣコンバータ回路と、
前記直流電源の電圧を検出する直流電圧検出回路と、を備え、
前記制御器は、
前記直流電圧検出回路から前記制御器内に取り込んだ直流電圧のノイズ成分を除去するためのローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタによってノイズ成分の除去された直流電圧検出値Ｅｄと直流電圧真値Ｅｄｃとの誤差を推定する直流電圧検出誤差推定部と、
を備えた冷凍サイクル装置
によって達成される。

本発明によれば、ビート現象を抑制することができる。

本発明の実施形態である冷凍サイクル装置の構成図。 本発明の実施形態であるモータ制御装置の構成図。 本発明の実施形態である直流電源の構成図。 本発明の実施形態である直流電圧検出部の構成図。 本発明の実施形態であるモータ駆動装置の制御器の機能ブロック構成図。 本発明の実施形態であるモータ制御装置の制御系推定軸，モータ回転子軸。 本発明の実施形態である２軸／３相変換器の機能ブロック構成図。 本発明の実施形態である直流電圧検出誤差推定部の機能ブロック構成図。

図１は、本発明の実施形態の冷凍サイクル装置の構成図である。

冷凍サイクル装置１は、圧縮機２，室内熱交換器３，室内膨張弁５，室外熱交換器４，アキュームレータ６、そしてまた圧縮機２を順次連結して冷媒を循環させ冷凍サイクルを形成している。さらに、室内ファン７，室外ファン８と圧縮機２の内部に配置された永久磁石同期モータ９に接続したモータ駆動装置１０からなる。

圧縮機２は、冷凍サイクルに必要とされる能力に関連して運転周波数を可変制御される永久磁石同期モータ９により駆動され、運転周波数はモータ駆動装置１０により制御される。

以降に、モータ駆動装置１０について説明する。

（モータ制御装置の構成）
図２は、本発明の実施形態のモータ駆動装置１０の構成図である。

このモータ駆動装置１０は、永久磁石同期モータ９ａと、直流電源１１と、モータに交流電流を印加するインバータ回路１２と、直流電源の電圧を検出する直流電圧検出回路１３と、インバータ回路の直流側に設ける母線電流検出器１４と、制御器１５とを備える。

直流電源１１は、外部の交流電源を直流電源に変換するコンバータ（整流器）であり、インバータ回路１２の直流側に電力を提供する。なお、制御器１５は、マイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子を用いて、前記直流電圧検出回路１３と母線電流検出器１４の検出信号を処理して、インバータ回路１２を構成する半導体パワー素子のオン／オフ制御を行うＰＷＭ信号を出力する。つまり、インバータ回路１２はＰＷＭ信号によって制御される。

（直流電源の構成）
図３は、本発明の実施形態の直流電源１１の構成図である。

直流電源１１は、三相交流電源１６を直流電源に変換するコンバータ（整流器）である。三相交流電源１６のＲ相，Ｓ相，Ｔ相は各々ダイオードモジュール１７に接続され、全波整流された電流が出力される、全波整流された電流のプラス側は直流リアクトル１８に接続され、プラスとマイナスとの間には平滑コンデンサ１９が接続される。この平滑コンデンサ１９の端子間に直流電圧が発生し直流電源となる。

（直流電圧検出部の構成）
図４は、本発明の実施形態の直流電圧検出部の構成図である。

直流電圧検出部は直流電圧検出回路１３ａとＡ／Ｄ変換器２０とローパスフィルタ（ＬＰＦ）２１を直列に接続した構成となっており、Ａ／Ｄ変換器２０とＬＰＦ２１は制御器１５内に構成される。直流電圧検出回路１３ａは直流電源１１ａのプラス側と直列に抵抗Ｒ２２を接続し、抵抗Ｒと直流電源１１ａのマイナス側に間には抵抗ｒ２３とコンデンサＣ２４が並列に接続される。

Ａ／Ｄ変換器２０は直流電圧検出回路１３ａから取込んだ電圧をサンプリング周期毎に離散化処理しゼロ次ホールド（ＺＯＨ）にて連続信号に変換する。ＬＰＦ２１はＡ／Ｄ変換器２０の出力信号を入力とし、直流電圧検出値（Ｅｄ）を出力する。

（ベクトル制御）
図５は、本発明の実施形態のモータ駆動装置の制御器１５の機能ブロック構成図であり、各機能はＣＰＵ（コンピュータ）及びプログラムにより実現される。

制御器１５は、ｄｑ座標系ベクトル制御２５により、モータに印加する電圧指令信号Ｖｄｃ^*，Ｖｑｃ^*を演算し、インバータのＰＷＭ信号を生成するものであり、ＰＬＬ制御器２６と、位相演算器２７と、ｄ軸電流指令発生器２８と、電圧指令制御器２９と、２軸／３相変換器３０と、軸誤差演算器３１と、３相／２軸変換器３２と、電流再現演算器３３と、ＰＷＭ制御器３４と、ローパスフィルタ３５と、加算器３６を備える。

（三相電流再現＆ｄｑ変換）
電流再現演算器３３は、前記母線電流検出器１４から出力される検出信号Ｉｓｈと、三相電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を用いて三相モータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを再現する。３相／２軸変換器３２は、再現された三相モータ電流と、推定された位相情報θ_dcとに基づいて、ｄｃ軸電流Ｉｄｃとｑｃ軸電流Ｉｑｃを（数１）式に基づいて演算する。この演算を行うことにより、３相の交流電流を２軸の直流電流として扱うことができベクトル制御可能となる。

なお、ｃ−ｑｃ軸は制御系軸、ｄ−ｑ軸はモータ回転子軸、ｄｃ−ｑｃ軸とｄ−ｑ軸との軸誤差はΔθｃと定義する（図６）。

（位相センサレス）
続いて、位置センサレス制御を実現するための速度＆位相推定方法を説明する。

軸誤差演算器３１は、前記ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ^*，ｑｃ軸指令電圧値Ｖｑｃ^*，ｄｃ軸電流値ｉｄｃ，ｑｃ軸電流値ｉｑｃから（数２）式を用いて軸誤差Δθｃを演算する。

ＰＬＬ制御器２６は、軸誤差演算器３１が出力する軸誤差Δθｃと軸誤差指令値Δθｃ^*の偏差をＰＩ制御器を用いて処理し、モータ回転速度の推定値ωｍを出力するものである。ここで、ＰＩ制御器は、モータ回転子軸（ｄ−ｑ軸）と制御系のｄｃ−ｑｃ軸との推定軸誤差Δθｃを軸誤差指令値Δθｃ^*に一致するように制御するものである。なお、通常は軸誤差指令値Δθｃ^*はほぼ０である。位相演算器２７では、推定したモータ回転速度ωｍを積分して、制御系位相θ_dcを演算する。

（電圧制御）
電圧指令制御器２９では、ｄｃ軸電流指令値Ｉｄｃ^*と、ｑｃ軸電流指令値Ｉｑｃ^*と、速度指令値ω１^*およびモータ定数設定値（ｒ^*，Ｌｄ^*，Ｌｑ^*，Ｋｅ^*）を用いて、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ^*，ｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃ^*を演算する。この演算は（数３）式を用いる。（数３）式で、ｒ^*は制御系のモータ巻線抵抗設定値、Ｌｄ^*はモータのｄ軸インダクタンス設定値、Ｌｑ^*はモータのｑ軸インダクタンス設定値、Ｋｅ^*は制御系のモータ誘起電圧定数設定値であり、ω１^*は周波数指令値である。

（２軸／３相変換器）
２軸／３相変換器３０の構成を図７に示す。

２軸／３相変換器３０は直流電圧検出誤差推定部３７と、加算器３８と、２／Ｅｄｃ演算３９と、Ｖ１演算４０と、電圧位相演算４１と、sin，cos演算４２と、積算器４３と、Ｖｄ，Ｖｑ変調率演算４４と、積算器４５と、積算器４６と、ｄｑ逆変換４７で構成される。

直流電圧検出誤差推定部３７はＬＰＦ２１が出力するＥｄを入力とし、直流電圧検出誤差推定値（ΔＥｄ）を出力する。加算器３８はＥｄとΔＥｄを加算し、直流電圧推定値（Ｅｄｃ）を出力する。２／Ｅｄｃ演算３９では、２／Ｅｄｃを演算し出力する。

電圧位相演算４１では、（数４）式から電圧位相（δθ）を計算し、sin，cos演算４２にてsin（δθ）とcos（δθ）を計算する。

Ｖ１演算４０では、（数５）式からモータ印加電圧の大きさ（Ｖ１）を計算する。Ｖ１の値は（数４）式と（数５）式を用いなくても計算することができるが、その場合は平方根の計算を含みＣＰＵの負荷が大きくなる。

積算器４３にてＶ１と２／Ｅｄｃの積算を行い、モータ印加電圧Ｖ１変調率（ＫｈＶ１）を出力する。ここでＥｄｃは前述の通り直流電圧検出値（Ｅｄ）と直流電圧検出誤差推定値（ΔＥｄ）の和であるから、ＫｈＶ１は直流電圧検出誤差の影響は除去されている。直流電圧検出誤差推定値（ΔＥｄ）については後述する。また、これ以降（（数６）式，（数７）式）の計算でも、直流電圧検出誤差の影響は除去されている。Ｖｄ，Ｖｑ変調率演算４４では、ＫｈＶ１とsin（δθ）とcos（δθ）から（数６）式に従ってｄｃ軸電圧指令値変調率ベース（ＫｈＶｄｃ^*）とｑｃ軸電圧指令値変調率ベース（ＫｈＶｑｃ^*）を計算する。

ＫｈＶｄｃ^*とＫｈＶｑｃ^*は積算機４５，４６にてキャリア振幅との積算を行い、ｄｃ軸電圧指令値時間ベース（ＴｉｍｅＶｄｃ^*）とｑｃ軸電圧指令値時間ベース（ＴｉｍｅＶｑｃ^*）に変換される。

最後に２軸の直流電圧ＴｉｍｅＶｄｃ^*と、ＴｉｍｅＶｑｃ^*を、推定された位相情報θｄｃとに基づいて、（数７）式よりモータの三相電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に変換し出力する。ここで、前述の通り三相電圧指令値は直流電圧検出誤差の影響は除去されているから、三相電圧指令値と実際にモータ印加される電圧との誤差が抑えられ、ビート現象を抑制することができる。

（直流電圧検出誤差推定部）
続いて、本発明による直流電圧検出誤差推定部３７の構成について説明をする。

直流電圧真値（Ｅｄｃ）と直流電圧検出値（Ｅｄ）と直流電圧検出遅延時間（Δｔ）と直流電圧検出サンプリング時間間隔（ΔＴ）の関係式をテイラー展開すると（数８）式となる。

このように微分値を利用することで、これに基づいて直流電圧検出誤差ΔＥｄを推定することができ、延いては精度の高い直流電圧真値（Ｅｄｃ）を得ることができる。理想的、数学的にはテイラー展開を用いるべきであるが、実際には必要な精度が得られれば、それ以上の次数の微分値まで採るのはコスト増加などになるだけである。従って、或る次数までの１次結合で十分である。なお、その際の係数は（数８）式に示すとおり、各微分ゲインＫ１，Ｋ２，Ｋ３はΔｔとΔＴから設定することができる。

Δｔは図４に示した直流電圧検出回路１３ａとＡ／Ｄ変換器２０とローパスフィルタ２１の時間遅れにより求められる。直流電圧検出回路１３ａの時間遅れをＴｒｃ、Ａ／Ｄ変換器２０の時間遅れをＴａｄ、ローパスフィルタ２１の時間遅れをＴｌｐとするとΔｔは（数９）式となる。（数９）式の各項は固定値であるため、Δｔは定数として扱うことができる。これにより（数８）式の各微分ゲインＫ１，Ｋ２，Ｋ３も定数として扱うことができ、Ｅｄｃ（ｎ）は差分処理と乗算のみで構成された簡単な演算処理で計算できる。また、本Ｅｄｃ（ｎ）の演算方法は、電源環境やモータ定数による調整も不要であるため汎用性が高い。

（数９）式に従って直流電圧検出誤差推定部を構成すると図８に示したとおりとなる。

１次微分処理４８，２次微分処理４９，３次微分処理５０は入力値と入力前回値の差を出力することにより微分処理を実現する。Ｋ１ゲイン演算５１，Ｋ２ゲイン演算５２，Ｋ３ゲイン演算５３は、入力値とゲインの積を出力する。５４，５５は加算器である。

以上のように、制御器内に直流電圧検出誤差推定部を設け、直流電圧検出誤差推定値を演算し、直流電圧検出値を調整することで誤差を小さくすることができる。直流電圧検出誤差推定値の演算方法として、直流電圧真値（Ｅｄｃ（ｎ））と直流電圧検出値（Ｅｄ（ｎ））と、直流電圧のサンプリング時間間隔（ΔＴ）と、直流電圧検出時間遅延（Δｔ）との関係式をテイラー展開し、直流電圧真値の近似式を導出し、前記近似式の１次微分項と、２次微分項と、３次微分項の和を直流電圧検出誤差推定値（ΔＥｄ）とする。そして直流電圧検出値に直流電圧検出誤差推定値を加えることにより調整を行う。

ここでＥｄ（ｎ）に加算する微分項を３次までとしている理由は、３次微分項までで十分な誤差推定の精度が得られるからである。４次，５次、…と採っていくと精度が高くなる以上にコストが高くなるだけである。直流電圧検出値を調整し検出誤差を除去すれば、モータに印加する指令電圧と実際にモータに印加された電圧との間の誤差も除去されることになりビート現象を抑制することができる。

１ 冷凍サイクル装置
２ 圧縮機
３ 室内熱交換器
４ 室外熱交換器
５ 室内膨張弁
６ アキュームレータ
７ 室内ファン
８ 室外ファン
９，９ａ 永久磁石同期モータ
１０ モータ駆動装置
１１，１１ａ 直流電源
１２ インバータ回路
１３，１３ａ 直流電圧検出回路
１４ 母線電流検出器
１５，１５ａ 制御器
１６ 三相交流電源
１７ ダイオードモジュール
１８ 直流リアクトル
１９ 平滑コンデンサ
２０ Ａ／Ｄ変換器
２１，３５ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
２２ 抵抗Ｒ
２３ 抵抗ｒ
２４ コンデンサＣ
２５ ｄｑ座標系ベクトル制御部
２６ ＰＬＬ制御器
２７ 位相演算器
２８ ｄ軸電流指令発生器
２９ 電圧指令制御器
３０ ２軸／３相変換器
３１ 軸誤差演算器
３２ ３相／２軸変換器
３３ 電流再現演算器
３４ ＰＷＭ制御器
３６，３８，５４，５５ 加算器
３７ 直流電圧検出誤差推定部
３９ ２／Ｅｄｃ演算
４０ Ｖ１演算
４１ 電圧位相演算
４２ sin，cos演算
４３，４５，４６ 積算器
４４ Ｖｄ，Ｖｑ変調率演算
４７ ｄｑ逆変換
４８ １次微分処理
４９ ２次微分処理
５０ ３次微分処理
５１ Ｋ１ゲイン演算
５２ Ｋ２ゲイン演算
５３ Ｋ３ゲイン演算

Claims (6)

1. 永久磁石同期モータによって駆動される圧縮機，室内熱交換器，室内膨張弁，室外熱交換器，アキュームレータ、前記圧縮機を順次連結して冷媒を循環させる冷凍サイクル装置であって、
   前記永久磁石同期モータに交流電流を印加するインバータ回路と、
   前記インバータ回路をＰＷＭ信号にて制御する制御器と、
   前記インバータ回路に直流電源を供給するために、交流電源を直流電源に変換するＡＣ−ＤＣコンバータ回路と、
   前記直流電源の電圧を検出する直流電圧検出回路と、を備え、
   前記制御器は、
   前記直流電圧検出回路から前記制御器内に取り込んだ直流電圧のノイズ成分を除去するためのローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタによってノイズ成分の除去された直流電圧検出値Ｅｄと直流電圧真値Ｅｄｃとの誤差を推定する直流電圧検出誤差推定部と、
   を備えた冷凍サイクル装置。
2. 請求項１において、
   前記直流電圧検出誤差推定部は、前記直流電圧検出値Ｅｄを微分した値に基づいて直流電圧検出誤差ΔＥｄを推定することを特徴とする冷凍サイクル装置。
3. 請求項２において、
   前記直流電圧検出誤差ΔＥｄは、前記直流電圧検出値Ｅｄの１次微分から３次微分までの１次結合であることを特徴とする冷凍サイクル装置。
4. 請求項３において、
   前記制御器は、前記直流電圧検出回路と前記ローパスフィルタとの間にＡ／Ｄ変換器を備え、
   前記１次結合の係数は、直流電圧検出遅延時間Δｔと直流電圧検出サンプリング時間間隔ΔＴとに基づいて決定されていることを特徴とする冷凍サイクル装置。
5. 請求項４において、
   前記直流電圧検出遅延時間Δｔは、前記直流電圧検出回路での遅延時間Ｔｒｃと、前記Ａ／Ｄ変換器での時間遅延Ｔａｄと、前記ローパスフィルタでの時間遅延Ｔｌｐとの和であることを特徴とする冷凍サイクル装置。
6. 請求項２において、
   前記直流電圧検出値Ｅｄと前記直流電圧検出誤差ΔＥｄとの和を前記直流電圧真値Ｅｄｃとし、
   前記永久磁石同期モータの印加電圧をＶ１とし、
   これらに基づいて計算した値２・Ｖ１／Ｅｄｃをモータ印加電圧Ｖ１変調率とすることを特徴とする冷凍サイクル装置。

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