JP2011004561A - Motor controller - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、多相インバータと多相モータとを利用して昇圧動作するモータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device that performs a step-up operation using a multiphase inverter and a multiphase motor.
従来、モータ制御装置として、多相インバータと、制御回路とを備えたものがある。制御回路は、多相モータに多相交流電流が流れるように多相インバータを制御する。また、多相モータの相電流が過大にならないように多相インバータを制御する。具体的には、多相交流電流を指示するd軸電流指令及びq軸電流指令から、相電流のピーク値を算出する。そして、算出した相電流のピーク値が所定の制限値以下となるように、d軸電流指令及びq軸電流指令の少なくともいずれかを補正する。これにより、実施に流れる相電流のピーク値を制限値以下にでき、過電流を防止することができる。 Conventionally, some motor control devices include a multiphase inverter and a control circuit. The control circuit controls the multiphase inverter so that a multiphase AC current flows through the multiphase motor. In addition, the multiphase inverter is controlled so that the phase current of the multiphase motor does not become excessive. Specifically, the peak value of the phase current is calculated from the d-axis current command and the q-axis current command that indicate the multiphase AC current. Then, at least one of the d-axis current command and the q-axis current command is corrected so that the calculated peak value of the phase current is not more than a predetermined limit value. As a result, the peak value of the phase current flowing in practice can be made equal to or less than the limit value, and overcurrent can be prevented.
ところで、モータ制御装置として、多相インバータと多相モータとを利用して昇圧動作するものがある。例えば、特許文献1に開示されている電力変換回路である。この電力変換回路は、3相電圧形インバータと、直流電源と、平滑コンデンサとを備えている。3相誘導電動機は、Y結線された相コイルからなるステータコイルを備えている。ステータコイルの各相端は、3相電圧形インバータの交流端に接続されている。また、直流電源は、3相誘導電動機のステータコイルの中性点と、3相電圧形インバータの直流低電位端の間に接続されている。さらに、平滑コンデンサは、3相電圧形インバータの直流高電位端と直流低電位端の間に接続されている。制御回路は、3相誘導電動機に3相交流電流が流れるように3相電圧形インバータを制御する。これにより、直流電源の電圧が昇圧され平滑コンデンサに供給されるとともに、平滑コンデンサによって平滑された直流電圧が3相交流電圧に変換され3相誘導電動機に供給される。それに伴って、3相誘導電動機の各相コイルに、直流電流と交流電流の合成電流が流れることとなる。 By the way, there is a motor control device that performs a boost operation using a multiphase inverter and a multiphase motor. For example, a power conversion circuit disclosed in Patent Document 1. This power conversion circuit includes a three-phase voltage source inverter, a DC power source, and a smoothing capacitor. The three-phase induction motor includes a stator coil composed of Y-connected phase coils. Each phase end of the stator coil is connected to the AC end of the three-phase voltage source inverter. The DC power source is connected between the neutral point of the stator coil of the three-phase induction motor and the DC low potential end of the three-phase voltage source inverter. Further, the smoothing capacitor is connected between the DC high potential end and the DC low potential end of the three-phase voltage source inverter. The control circuit controls the three-phase voltage source inverter so that a three-phase alternating current flows through the three-phase induction motor. Thereby, the voltage of the DC power supply is boosted and supplied to the smoothing capacitor, and the DC voltage smoothed by the smoothing capacitor is converted into a three-phase AC voltage and supplied to the three-phase induction motor. Accordingly, a combined current of a direct current and an alternating current flows through each phase coil of the three-phase induction motor.
前述したように、電力変換回路では、3相誘導電動機の各相コイルに、直流電流と交流電流の合成電流が流れる。そのため、前述した従来の過電流防止方法では、合成電流の中の直流成分を考慮することができず、実際に流れる相電流のピーク値を制限値以下に抑えことができないという問題があった。 As described above, in the power conversion circuit, a combined current of a direct current and an alternating current flows through each phase coil of the three-phase induction motor. For this reason, the above-described conventional overcurrent prevention method has a problem in that the direct current component in the combined current cannot be taken into account, and the peak value of the actually flowing phase current cannot be suppressed below the limit value.
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、多相インバータと多相モータとを利用して昇圧動作するモータ制御装置において、過電流を防止することができるモータ制御装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such circumstances, and provides a motor control device capable of preventing overcurrent in a motor control device that performs a step-up operation using a multiphase inverter and a multiphase motor. For the purpose.
そこで、本発明者は、この課題を解決すべく鋭意研究し試行錯誤を重ねた結果、多相交流電流を指示するd軸電流指令及びq軸電流指令、又は、多相交流電流をなすd軸電流及びq軸電流と、ステータコイルの中性点に流れ込む直流電流、又は、ステータコイルの中性点から流れ出す直流電流とに基づいて、直流電流と交流電流の合成電流からなる多相モータの相電流、又は、多相モータの相電流積算値が制限値以下となるように、電流指令を補正することで、過電流を防止できることを思いつき、本発明を完成するに至った。 Therefore, as a result of extensive research and trial and error, the present inventor has conducted a d-axis current command and a q-axis current command indicating a polyphase alternating current, or a d-axis forming a polyphase alternating current. The phase of a multiphase motor composed of DC current and AC current based on current and q-axis current and DC current flowing into the neutral point of the stator coil or DC current flowing out from the neutral point of the stator coil The present invention has been completed with the idea that the overcurrent can be prevented by correcting the current command so that the current or the phase current integrated value of the multiphase motor is less than the limit value.
すなわち、請求項1に記載のモータ制御装置は、星形結線されたステータコイルを有する多相モータに接続され、多相モータに相電流を供給する多相インバータと、ステータコイルの中性点と、多相インバータの一方の直流端との間に接続される第1電源と、多相インバータの一方の直流端又はステータコイルの中性点のいずれかと、多相インバータの他方の直流端との間に接続される第2電源と、多相インバータの制御端に接続され、多相モータに多相交流電流が流れるように多相インバータを制御することで、第1電源の電圧を昇圧して第2電源に供給するとともに、第2電源の電圧を多相交流電圧に変換して多相モータに供給する制御回路と、を備えたモータ制御装置において、制御回路は、多相交流電流を指示するd軸電流指令及びq軸電流指令、又は、多相交流電流をなすd軸電流及びq軸電流と、ステータコイルの中性点に流れ込む直流電流、又は、ステータコイルの中性点から流れ出す直流電流とに基づいて、直流電流と交流電流の合成電流からなる多相モータの相電流、又は、多相モータの相電流積算値が制限値以下となるように、電流指令を補正することを特徴とする。ここで、第1電源及び第2電源は、電源を区別するために便宜的に導入したものである。また、多相交流電流をなすd軸電流及びq軸電流は、多相交流電流を指示するd軸電流指令及びq軸電流指令とは異なり、多相モータに流れている多相交流電流をd軸及びq軸に変換したものである。 That is, the motor control device according to claim 1 is connected to a multiphase motor having a star-connected stator coil and supplies a multiphase inverter for supplying a phase current to the multiphase motor, and a neutral point of the stator coil. A first power source connected between one DC terminal of the multiphase inverter, one DC terminal of the multiphase inverter or a neutral point of the stator coil, and the other DC terminal of the multiphase inverter. The voltage of the first power source is boosted by controlling the multi-phase inverter so that the multi-phase AC current flows through the multi-phase motor. And a control circuit that supplies the second power source and converts the voltage of the second power source into a multi-phase AC voltage and supplies the multi-phase motor to the multi-phase motor. D-axis current command and DC current based on axial current command or d-axis current and q-axis current forming a multi-phase alternating current, and direct current flowing into the neutral point of the stator coil or direct current flowing out from the neutral point of the stator coil The current command is corrected so that the phase current of the multiphase motor composed of the combined current of the current and the alternating current or the phase current integrated value of the multiphase motor is equal to or less than the limit value. Here, the first power source and the second power source are introduced for convenience in order to distinguish the power sources. Also, the d-axis current and the q-axis current that form the multi-phase AC current are different from the d-axis current command and the q-axis current command that indicate the multi-phase AC current. It is converted into an axis and a q-axis.
この構成によれば、多相モータの各相に、相電流として、直流電流と交流電流の合成電流が流れる。星形結線されたステータコイルの中性点には、相電流をなす直流電流の相数倍の電流が流入又は流出することとなる。そのため、ステータコイルの中性点に流れ込む直流電流、又は、ステータコイルの中性点から流れ出す直流電流から、相電流をなす直流電流を知ることができる。また、多相交流電流を指示するd軸電流指令及びq軸電流指令、又は、多相交流電流をなすd軸電流及びq軸電流から、相電流をなす交流電流を知ることができる。従って、d軸電流指令及びq軸電流指令、又は、d軸電流及びq軸電流と、ステータコイルの中性点に流れ込む直流電流、又は、ステータコイルの中性点から流れ出す直流電流とに基づいて、直流電流を考慮した相電流又は相電流積算値を知ることができる。従って、相電流又は相電流積算値が制限値以下となるように電流指令を補正することで、実際に流れる相電流を確実に抑えられ、過電流を防止することができる。 According to this configuration, a combined current of a direct current and an alternating current flows as a phase current in each phase of the multiphase motor. At the neutral point of the stator coil connected in a star shape, a current that is the number of phases that is a direct current that forms the phase current flows in or out. Therefore, the direct current that forms the phase current can be known from the direct current flowing into the neutral point of the stator coil or the direct current flowing out from the neutral point of the stator coil. Further, it is possible to know the alternating current forming the phase current from the d-axis current command and the q-axis current command instructing the multi-phase alternating current, or the d-axis current and the q-axis current forming the multi-phase alternating current. Therefore, based on the d-axis current command and the q-axis current command, or the d-axis current and the q-axis current, and the DC current flowing into the neutral point of the stator coil or the DC current flowing out from the neutral point of the stator coil. Thus, it is possible to know the phase current or the phase current integrated value in consideration of the direct current. Therefore, by correcting the current command so that the phase current or the phase current integrated value is less than or equal to the limit value, the actually flowing phase current can be reliably suppressed and overcurrent can be prevented.
請求項2に記載のモータ制御装置は、制御回路は、相電流又は相電流積算値が制限値を超えているとき、まず、d軸電流指令を減少させて相電流のピーク値を小さくし、それでも、制限値以下にならないときは、q軸電流指令を減少させることを特徴とする。この構成によれば、多相モータの出力トルクに影響を与えるq軸電流指令の減少を極力抑えることができる。そのため、多相モータの出力トルクの低下をできる限り抑えて過電流を防止することができる。
In the motor control device according to
請求項3に記載のモータ制御装置は、制御回路は、相電流をなす直流電流が、相電流をなす交流電流の3次高調波を有するように多相インバータを制御することを特徴とする。この構成によれば、相電流をなす直流電流が有する、相電流をなす交流電流の3次高調波によって、相電流のピーク値を減少させることができる。そのため、過電流をより抑えることができる。 According to a third aspect of the present invention, the control circuit controls the multi-phase inverter so that the direct current forming the phase current has a third harmonic of the alternating current forming the phase current. According to this configuration, the peak value of the phase current can be reduced by the third harmonic of the alternating current forming the phase current that the direct current forming the phase current has. Therefore, overcurrent can be further suppressed.
請求項4に記載のモータ制御装置は、制御回路は、3次高調波電流指令に基づいて、d軸電流指令及びq軸電流指令に基づいて算出される相電圧指令又は相デューティを制御することで、相電流をなす直流電流が有する3次高調波を制御することを特徴とする。この構成によれば、相電圧指令又は相デューティを制御することで、相電流を制御できる。そのため、3次高調波電流指令に基づいて相電圧指令又は相デューティを制御することで、相電流をなす直流電流が有する3次高調波を確実に制御することができる。 The motor control device according to claim 4, wherein the control circuit controls the phase voltage command or the phase duty calculated based on the d-axis current command and the q-axis current command based on the third harmonic current command. Thus, it is characterized in that the third harmonic included in the direct current forming the phase current is controlled. According to this configuration, the phase current can be controlled by controlling the phase voltage command or the phase duty. Therefore, by controlling the phase voltage command or the phase duty based on the third harmonic current command, the third harmonic included in the direct current that forms the phase current can be reliably controlled.
請求項5に記載のモータ制御装置は、制御回路は、ステータコイルの中性点に流れ込む直流電流、又は、ステータコイルの中性点から流れ出す直流電流に基づいて、相電圧指令又は相デューティを制御することを特徴とする。この構成によれば、ステータコイルの中性点に流れ込む電流、又は、ステータコイルの中性点から流れ出す電流から、相電流をなす直流電流を知ることができる。そのため、ステータコイルの中性点に流れ込む電流、又は、ステータコイルの中性点から流れ出す電流に基づいて制御することで、合成電流をなす直流電流を考慮して相電圧指令又は相デューティを制御することができる。従って、合成電流をなす直流電流が有する3次高調波を精度よく制御することができる。 The motor control device according to claim 5, wherein the control circuit controls the phase voltage command or the phase duty based on a direct current flowing into the neutral point of the stator coil or a direct current flowing out of the neutral point of the stator coil. It is characterized by doing. According to this configuration, the direct current that forms the phase current can be known from the current flowing into the neutral point of the stator coil or the current flowing out of the neutral point of the stator coil. Therefore, by controlling based on the current flowing into the neutral point of the stator coil or the current flowing out of the neutral point of the stator coil, the phase voltage command or the phase duty is controlled in consideration of the direct current that forms the combined current. be able to. Therefore, it is possible to accurately control the third harmonic included in the direct current that forms the combined current.
請求項6に記載のモータ制御装置は、制御回路は、多相モータの回転角に基づいて相電流を制御し、多相モータが静止している状態において、検出した相電流が制限値を超えているとき、検出した相電流の大きさに応じて多相モータの回転角を補正することを特徴とする。この構成によれば、多相モータの相電流は、回転角によって決まる。そのため、多相モータが静止している、いわゆるロック状態において、検出した相電流が制限値を超えているとき、回転角を補正することで、相電流のピーク値を抑えることができる。 In the motor control device according to claim 6, the control circuit controls the phase current based on the rotation angle of the multiphase motor, and the detected phase current exceeds the limit value when the multiphase motor is stationary. The rotation angle of the multiphase motor is corrected according to the detected magnitude of the phase current. According to this configuration, the phase current of the multiphase motor is determined by the rotation angle. Therefore, when the detected phase current exceeds the limit value in a so-called locked state where the multiphase motor is stationary, the peak value of the phase current can be suppressed by correcting the rotation angle.
請求項7に記載のモータ制御装置は、多相モータは、車両に搭載され、ステアリングホイールの操舵を補助するためのトルクを発生することを特徴とする。この構成によれば、多相インバータと、ステアリングホイールの操舵を補助するための多相モータとを利用して昇圧動作するモータ制御装置において、過電流を防止することができる According to a seventh aspect of the present invention, the multi-phase motor is mounted on the vehicle and generates torque for assisting steering of the steering wheel. According to this configuration, an overcurrent can be prevented in a motor control device that performs a boost operation using a multiphase inverter and a multiphase motor for assisting steering of the steering wheel.
次に、実施形態を挙げ、本発明をより詳しく説明する。 Next, the present invention will be described in more detail with reference to embodiments.
(第1実施形態)
まず、図1を参照してモータ制御装置の構成について説明する。ここで、図1は、第1実施形態におけるモータ制御装置の回路図である。
(First embodiment)
First, the configuration of the motor control device will be described with reference to FIG. Here, FIG. 1 is a circuit diagram of the motor control device according to the first embodiment.
図1に示すモータ制御装置1は、3相交流モータM1(多相モータ)を制御するための装置である。3相交流モータM1は、例えば、車両に搭載され、ステアリングホイールの操舵を補助するためのトルクを発生するモータである。3相交流モータM1は、ステータコイルL1を備えている。ステータコイルL1は、Y結線されたU相コイルL10、V相コイルL11、W相コイルL12によって構成されている。3相交流モータM1には、ステータコイルL1への通電を制御するため、回転角を検出する回転角センサS1が設けられている。モータ制御装置1は、3相インバータ回路10(多相インバータ)と、バッテリ11(第1電源)と、コンデンサ12(第2電源)と、マイクロコンピュータ13(制御回路)とを備えている。 A motor control device 1 shown in FIG. 1 is a device for controlling a three-phase AC motor M1 (multiphase motor). The three-phase AC motor M1 is, for example, a motor that is mounted on a vehicle and generates torque for assisting steering of the steering wheel. The three-phase AC motor M1 includes a stator coil L1. The stator coil L1 includes a U-phase coil L10, a V-phase coil L11, and a W-phase coil L12 that are Y-connected. The three-phase AC motor M1 is provided with a rotation angle sensor S1 that detects a rotation angle in order to control energization to the stator coil L1. The motor control device 1 includes a three-phase inverter circuit 10 (multi-phase inverter), a battery 11 (first power source), a capacitor 12 (second power source), and a microcomputer 13 (control circuit).
3相インバータ10は、マイクロコンピュータ13によって制御され、バッテリ11の直流電圧を昇圧してコンデンサ12に供給するとともに、コンデンサ12によって平滑された直流電圧を3相交流電圧(多相交流電圧)に変換して3相交流モータM1に供給する回路である。3相インバータ10は、MOSFET100〜105と、相電流を検出するための電流検出抵抗106〜108とから構成されている。MOSFET100、103、MOSFET101、104、MOSFET102、105は、それぞれ直列接続されている。MOSFET103〜105のソースには、電流検出抵抗106〜108の一端がそれぞれ接続されている。電流検出抵抗106〜108の接続されたMOSFET100、103、MOSFET101、104、MOSFET102、105は、並列接続されている。共通接続されたMOSFET100〜102のドレインには、直流端T1(他方の直流端)が形成されている。共通接続された電流検出抵抗106〜108の他端には、直流端T2(一方の直流端)が形成されている。直流端T1、T2は、コンデンサ12に接続されている。MOSFET100、103、MOSFET101、104、MOSFET102、105の直列接続点には、交流端TU、TV、TWが形成されている。交流端TU、TV、TWは、U相コイルL10、V相コイルL11、W相コイルL12にそれぞれ接続されている。3相インバータ10の制御端であるMOSFET100〜105のゲートは、駆動回路(図略)を介してマイクロコンピュータ13に接続されている。
The three-
バッテリ11は、3相交流モータM1を駆動するための直流電圧を供給する装置である。バッテリ11は、ステータコイルL1の中性点Nと、3相インバータ10の直流端T2との間に接続されている。具体的には、バッテリ11の正極端がステータコイルL1の中性点Nに、負極端が3相インバータ12の直流端T2にそれぞれ接続されている。
The
コンデンサ12は、昇圧されたバッテリ11の直流電圧を平滑するための素子である。コンデンサ12は、3相インバータ10の直流端T1、T2の間に接続されている。具体的には、コンデンサ12の一端が3相インバータ10の直流端T1に、他端が3相インバータ10の直流端T2にそれぞれ接続されている。
The
マイクロコンピュータ13は、3相インバータ10を制御し、バッテリ11の電圧を昇圧してコンデンサ12に供給するとともに、コンデンサ12によって平滑された直流電圧を3相交流電圧に変換して3相交流モータM1に供給する回路である。マイクロコンピュータ13は、3相交流モータM1に3相交流電流(多相交流電流)として流れるように3相インバータ10を制御する。マイクロコンピュータ13は、3相インバータ10を制御するため、駆動回路(図略)を介してMOSFET100〜105のゲートに接続されている。また、相電流を検出するため、電流検出抵抗106〜108の一端に接続されている。コンデンサ12の電圧を検出するため、コンデンサ12の一端に接続されている。3相交流モータM1の回転角を検出するため、回転角センサS1に接続されている。
The
次に、図2及び図3を参照してマイクロコンピュータによって構成される制御ブロックの構成について説明する。ここで、図2は、マイクロコンピュータによって構成される制御ブロックのブロック図である。図3は、交流端の電圧を説明するための等価回路の回路図である。具体的には、図3(a)は、MOSFET100がオンし、MOSFET103がオフしている場合のU相に関連する等価回路である。図3(b)は、MOSFET100がオフし、MOSFET103がオンしている場合のU相に関連する等価回路である。図3において、R1は、MOSFET100のオン抵抗である。R2は、MOSFET103のオン抵抗である。R3は、MOSFET100、103とコンデンサ12との間の配線抵抗である。Rmotorは、U相コイルL10の抵抗である。Vdcは、バッテリ11の電圧である。Vcは、コンデンサ12の電圧である。Vuは、U相コイルL10の誘起電圧である。
Next, the configuration of the control block constituted by the microcomputer will be described with reference to FIGS. Here, FIG. 2 is a block diagram of a control block configured by a microcomputer. FIG. 3 is a circuit diagram of an equivalent circuit for explaining the voltage at the AC terminal. Specifically, FIG. 3A is an equivalent circuit related to the U phase when the
図2に示すように、マイクロコンピュータ13は、制御ブロックとして、電流指令演算部130と、直流電流算出部131と、過電流防止処理部132と、3相/2相変換部133と、制御器134と、2相/3相変換部135と、電圧/デューティ変換部136とを備えている。
As shown in FIG. 2, the
電流指令演算部130は、外部から入力されるトルク指令T* から3相交流電流を指示するd軸電流指令Id* 、q軸電流指令Iq*を算出するブロックである。
The current
直流電流算出部131は、電流検出抵抗106〜108によって検出されたU相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iwに基づいて、バッテリB1からステータコイルL1の中性点Nに流れ込む直流電流Idcを算出するブロックである。具体的には、U相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iwを加算したものが、ステータコイルL1の中性点Nに流れ込む直流電流Idcになる。
The direct
過電流防止処理部132は、d軸電流指令Id* 、q軸電流指令Iq*と 、ステータコイルL1の中性点Nに流れ込む直流電流Idcとに基づいて、過電流を抑えるようにd軸電流指令Id*、q軸電流指令Iq*の少なくともいずれかを補正して、d軸電流指令Id**、q軸電流指令Iq**を算出するブロックである。
Based on the d-axis current command Id *, the q-axis current command Iq *, and the DC current Idc flowing into the neutral point N of the stator coil L1, the overcurrent
3相/2相変換部133は、回転角センサS1によって検出された回転角θに基づいて、電流検出抵抗106〜108によって検出されたU相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iwを、d軸電流Id、q軸電流Iqに変換するブロックである。
The three-phase / two-
制御器134は、d軸電流指令Id**、q軸電流指令Iq**と、d軸電流Id、q軸電流Iqの偏差から、d軸電圧指令Vd*、q軸電圧指令Vq*を算出するブロックである。
The
2相/3相変換部135は、回転角センサS1によって検出された回転角θに基づいて、d軸電圧指令Vd*、q軸電圧指令Vq*を、U相電圧指令Vu*、V相電圧指令Vv*、W相電圧指令Vw*に変換するブロックである。
The two-phase / three-
電圧/デューティ変換部136は、U相電圧指令Vu*、V相電圧指令Vv*、W相電圧指令Vw*を、対応するU相デューティDutyU、V相デューティDutyV、W相デューティDutyWに変換するブロックである。
The voltage /
ここで、図1及び図3を参照して電圧/デューティ変換部136について詳細に説明する。図1において、3相インバータ10の中の、U相に関連するMOSFET100、103に注目すると、MOSFET100がオンしMOSFET103がオフした場合、図3(a)に示す等価回路となり、数1に示す回路方程式が成立する。
Here, the voltage /
一方、MOSFET100がオフしMOSFET103がオンした場合、図3(b)に示す等価回路となり、数2に示す回路方程式が成立する。
On the other hand, when the
交流端TUの電圧は、MOSFET100がオンしMOSFET103がオフしている期間と、MOSFET100がオフしMOSFET103がオンしている期間の割合によって決まる。MOSFET100がオンしMOSFET103がオフしている期間の割合、つまり、デューティをDuty(%)とすると、MOSFET100がオフしMOSFET103がオンしている期間の割合は、(100−Duty)(%)となる。そのため、交流端TUの電圧Vsは、数3に示すようになる。
The voltage at the AC terminal TU is determined by the ratio of the period during which the
従って、デューティDutyは、数4に示すようになる。 Therefore, the duty duty is as shown in Equation 4.
電圧/デューティ変換部135は、数4に基づいて数5に示すようにU相デューティDutyU、V相デューティDutyV、W相デューティDutyWを算出する。
The voltage /
なお、数5において、各式の第2項を固定値としてもよい。例えば、数6に示すように50(%)の固定値としてもよい。 In Equation 5, the second term of each equation may be a fixed value. For example, as shown in Equation 6, a fixed value of 50 (%) may be used.
マイクロコンピュータ13は、これらU相デューティDutyU、V相デューティDutyV、W相デューティDutyWに基づいてMOSFET100〜105をオン、オフするためのPWM信号を出力する。
The
次に、図1、図2及び図4を参照してモータ制御装置の動作について説明する。ここで、図4は、3相交流モータの相電流を説明するための説明図である。 Next, the operation of the motor control device will be described with reference to FIG. 1, FIG. 2, and FIG. Here, FIG. 4 is an explanatory diagram for explaining the phase current of the three-phase AC motor.
外部からトルク指令T*が入力されると、図2に示す電流指令演算部130は、トルク指令T*からd軸電流指令Id*、q軸電流指令Iq*を算出する。また、直流電流算出部131は、検出された相電流Iu、Iv、IwからステータコイルL1の中性点Nに流れ込む直流電流Idcを算出する。
When torque command T * is input from the outside, current
d軸電流指令Id*、q軸電流指令Iq*、直流電流Idcが算出されると、過電流防止処理部132は、d軸電流指令Id*、q軸電流指令Iq*、直流電流Idcに基づいてd軸電流指令Id*、q軸電流指令Iq*の少なくともいずれかを補正し、補正したd軸電流指令Id**、q軸電流指令Iq**を算出する。また、3相/2相変換部133は、回転角センサS1によって検出された回転角θに基づいて検出された相電流Iu、Iv、Iwを、d軸電流Id、q軸電流Iqに変換する。
When the d-axis current command Id *, the q-axis current command Iq *, and the DC current Idc are calculated, the overcurrent
d軸電流指令Id**、q軸電流指令Iq**、d軸電流Id、q軸電流Iqが算出されると、制御器134は、d軸電流指令Id**、q軸電流指令Iq**と、d軸電流Id*、q軸電流Iq*の偏差から、d軸電圧指令Vd*、q軸電圧指令Vq* を算出する。
d軸電圧指令Vd*、q軸電圧指令Vq* を算出されると、2相/3相変換部135は、回転角センサS1によって検出された回転角θに基づいてd軸電圧指令Vd*、q軸電圧指令Vq*を、U相電圧指令Vu*、V相電圧指令Vv*、W相電圧指令Vw*に変換する。さらに、電圧/デューティ変換部136は、U相電圧指令Vu*、V相電圧指令Vv*、W相電圧指令Vw*を、対応するU相デューティDutyU、V相デューティDutyV、W相デューティDutyWに変換する。
When the d-axis current command Id **, the q-axis current command Iq **, the d-axis current Id, and the q-axis current Iq are calculated, the
When the d-axis voltage command Vd * and the q-axis voltage command Vq * are calculated, the two-phase / three-
マイクロコンピュータ13は、算出したU相デューティDutyU、V相デューティDutyV、W相デューティDutyWに基づいてMOSFET100〜105をオン、オフするためのPWM信号を出力する。図1に示すMOSFET100〜105は、PWM信号に基づいてオン、オフする。これより、バッテリ11の電圧が昇圧されコンデンサ12に供給されるとともに、コンデンサ12によって平滑された直流電圧が3相交流電圧に変換されて3相交流モータM1に供給される。それに伴って、図4に示すように、U相コイルL10、V相コイルL11、W相コイルL12に、U相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iwとして、直流電流Idc/3と正弦波状の交流電流の合成電流がそれぞれ流れる。ここで、直流電流Idc/3は、バッテリ11の電圧を昇圧してコンデンサ12に供給する際に流れる電流である。一方、交流電流は、3相交流モータM1のトルク発生に寄与する電流である。そして、図1に示す3相交流モータM1は、トルク指令T*に対応した、ステアリングホイールの操舵を補助するためのトルクを発生する。
The
次に、図2及び図5を参照して過電流防止処理の動作について説明する。ここで、図5は、過電流防止処理部の動作を説明するためのフローチャートである。 Next, the operation of the overcurrent prevention process will be described with reference to FIGS. Here, FIG. 5 is a flowchart for explaining the operation of the overcurrent prevention processing unit.
図2に示す過電流防止処理部132は、図5に示すように、d軸電流指令Id*、q軸電流指令Iq*と、ステータコイルL1の中性点Nに流れ込む直流電流Idcとに基づいて相電流のピーク値Ipeakを算出する。さらに、ステータコイルL1の中性点Nに流れ込む直流電流Idcに基づいて、補正値Ilim_hoseiを算出する(ステップS100)。そして、算出した相電流のピーク値Ipeakが、予め設定されている過電流の制限値Ipeak_limitより大きいか否かを判断する(ステップS101)。
The overcurrent
ステップS101において、相電流のピーク値Ipeakが過電流の制限値Ipeak_limit以下であるとき、過電流は発生しないため、過電流防止処理部132は、d軸電流指令Id*、q軸電流指令Iq*をd軸電流指令Id**、q軸電流指令Iq**として出力する(ステップS102)。
In step S101, when the peak value Ipeak of the phase current is equal to or less than the overcurrent limit value Ipeak_limit, no overcurrent is generated, so the overcurrent
これに対し、ステップS101において、相電流のピーク値Ipeakが過電流の制限値Ipeak_limitより大きいとき、過電流が発生するため、過電流防止処理部132は、相電流のピーク値Ipeakを補正値Ilim_hoseiで補正して算出したd軸電流指令の補正値が、予め設定されているd軸電流指令の制限値Id_limitより小さいか否かを判断する(ステップS103)。
On the other hand, in step S101, when the peak value Ipeak of the phase current is larger than the limit value Ipeak_limit of the overcurrent, an overcurrent occurs. Therefore, the overcurrent
ステップS103において、d軸電流指令の補正値がd軸電流指令の制限値Id_limitより小さいとき、過電流防止処理部132は、その補正値をd軸電流指令Id**とするとともに、q軸電流指令Iq*をq軸電流指令Iq**として出力する(ステップS104)。
In step S103, when the correction value of the d-axis current command is smaller than the limit value Id_limit of the d-axis current command, the overcurrent
これに対し、ステップS103において、d軸電流指令の補正値がd軸電流指令の制限値Id_limit以上であるとき、過電流防止処理部132は、相電流のピーク値Ipeakを補正値Ilim_hosei、d軸電流指令の制限値Id_limitで補正して算出したq軸電流指令の補正値が、予め設定されているq軸電流指令の制限値Iq_limitより小さいか否かを判断する(ステップS105)。
On the other hand, in step S103, when the correction value of the d-axis current command is equal to or greater than the limit value Id_limit of the d-axis current command, the overcurrent
ステップS105において、q軸電流指令の補正値がq軸電流指令の制限値Iq_limitより小さいとき、過電流防止処理部132は、d軸電流指令の制限値Id_limitをd軸電流指令Id**とするとともに、その補正値をq軸電流指令Iq**として出力する(ステップS106)。
In step S105, when the correction value of the q-axis current command is smaller than the limit value Iq_limit of the q-axis current command, the overcurrent
これに対し、ステップS105において、q軸電流指令の補正値がq軸電流指令の制限値Iq_limit以上であるとき、過電流防止処理部132は、d軸電流指令の制限値Id_limitをd軸電流指令Id**とするとともに、q軸電流指令の制限値Iq_limitをq軸電流指令Iq**として出力する(ステップS107)。
On the other hand, in step S105, when the correction value of the q-axis current command is equal to or greater than the limit value Iq_limit of the q-axis current command, the overcurrent
つまり、過電流防止処理部132は、算出した相電流のピーク値が制限値を超えているとき、まず、d軸電流指令を減少させて相電流のピーク値を小さくし、それでも、制限値以下にならないときはq軸電流指令を減少させる。過電流防止処理部132は、相電流が制限値以下となるように、電流指令を補正する。
That is, when the calculated peak value of the phase current exceeds the limit value, the overcurrent
最後に、効果について説明する。第1実施形態によれば、図4に示すように、3相交流モータM1の各相に、相電流として、直流電流と交流電流の合成電流が流れる。Y結線されたステータコイルL1の中性点Nには、相電流をなす直流電流の相数倍の直流電流が、バッテリB1から流入することとなる。そのため、バッテリB1からステータコイルL1の中性点Nに流れ込む直流電流から、合成電流をなす直流電流を知ることができる。また、3相交流電流を指示するd軸電流指令及びq軸電流指令から、相電流をなす交流電流を知ることができる。従って、d軸電流指令、q軸電流指令と、ステータコイルL1の中性点Nに流れ込む直流電流とに基づいて、直流電流を考慮した相電流のピーク値を正確に算出することができる。そして、算出した相電流のピーク値に基づいて電流指令を補正することで、実際に流れる相電流のピーク値を確実に制限値以下にでき、3相インバータ10と、ステアリングホイールの操舵を補助するための3相交流モータM1とを利用して昇圧動作するモータ制御装置1において、過電流を防止することができる。
Finally, the effect will be described. According to the first embodiment, as shown in FIG. 4, a combined current of a direct current and an alternating current flows as a phase current in each phase of the three-phase AC motor M1. A DC current that is multiple times the number of DC currents forming the phase current flows from the battery B1 to the neutral point N of the Y-connected stator coil L1. Therefore, the direct current that forms the combined current can be known from the direct current that flows from the battery B1 to the neutral point N of the stator coil L1. Moreover, the alternating current which makes a phase current can be known from the d-axis current command and q-axis current command which instruct | indicate a three-phase alternating current. Therefore, based on the d-axis current command, the q-axis current command, and the direct current flowing into the neutral point N of the stator coil L1, the peak value of the phase current can be accurately calculated in consideration of the direct current. Then, by correcting the current command based on the calculated peak value of the phase current, the peak value of the actually flowing phase current can be surely made equal to or less than the limit value, and the steering of the three-
また、第1実施形態によれば、過電流防止処理部132は、算出した相電流のピーク値が制限値を超えているとき、まず、d軸電流指令を減少させて相電流のピーク値を小さくし、それでも、制限値以下にならないときは、q軸電流指令を減少させる。そのため、3相交流モータM1の出力トルクに影響を与えるq軸電流指令の減少を極力抑えることができる。従って、3相交流モータM1の出力トルクの低下をできる限り抑えて過電流を防止することができる。
Further, according to the first embodiment, when the calculated peak value of the phase current exceeds the limit value, the overcurrent
なお、第1実施形態では、相電流が制限値以下となるように電流指令を補正する例を挙げているが、これに限られるものではない。例えば、相電流の時間積算値である相電流積算値が制限値以下となるように、電流指令を補正するようにしてもよい。 In the first embodiment, an example is given in which the current command is corrected so that the phase current is equal to or less than the limit value. However, the present invention is not limited to this. For example, the current command may be corrected so that the phase current integrated value that is the time integrated value of the phase current is equal to or less than the limit value.
また、第1実施形態では、ステータコイルL1の中性点Nに流れ込む直流電流に基づいて電流指令を補正する例を挙げているが、これに限られるものではない。ステータコイルL1の中性点Nから流れ出す直流電流に基づいて電流指令を補正するようにしてもよい。 In the first embodiment, the example in which the current command is corrected based on the direct current flowing into the neutral point N of the stator coil L1 is described, but the present invention is not limited to this. The current command may be corrected based on the direct current flowing out from the neutral point N of the stator coil L1.
(第2実施形態)
次に、第2実施形態のモータ制御装置について説明する。第2実施形態のモータ制御装置は、第1実施形態のモータ制御装置に対して、相電流として流れる合成電流をなす直流電流が、合成電流をなす交流電流の3次高調波を有するようにしたものである。
(Second Embodiment)
Next, the motor control device of the second embodiment will be described. The motor control device of the second embodiment is such that the direct current forming the combined current flowing as the phase current has the third harmonic of the alternating current forming the combined current with respect to the motor control device of the first embodiment. Is.
第2実施形態のモータ制御装置の構成は、制御ブロックを除いて第1実施形態のモータ制御装置の構成と同一である。まず、図6を参照して第1実施形態のモータ制御装置と異なる、マイクロコンピュータによって構成される制御ブロックについて説明する。ここで、図6は、第2実施形態におけるマイクロコンピュータによって構成される制御ブロックのブロック図である。 The configuration of the motor control device of the second embodiment is the same as the configuration of the motor control device of the first embodiment except for the control block. First, a control block constituted by a microcomputer, which is different from the motor control device of the first embodiment, will be described with reference to FIG. Here, FIG. 6 is a block diagram of a control block configured by the microcomputer according to the second embodiment.
図6に示すように、マイクロコンピュータ23は、制御ブロックとして、電流指令演算部230と、直流電流算出部231と、過電流防止処理部232と、3相/2相変換部233と、制御器234と、2相/3相変換部235と、電圧/デューティ変換部236と、制御器237とを備えている。電流指令演算部230、直流電流算出部231、過電流防止処理部232、3相/2相変換部233、制御器234、2相/3相変換部235は、第1実施形態における電流指令演算部130、直流電流算出部131、過電流防止処理部132、3相/2相変換部133、制御器134、2相/3相変換部135と同一構成である。
As shown in FIG. 6, the
制御器237は、入力される3次高調波電流指令Ksin3θと、ステータコイルL1の中性点Nに流れ込む直流電流Idcの偏差から、相電圧指令の補正値を算出するブロックである。ここで、3次高調波電流指令Ksin3θは、相電流として流れる合成電流をなす直流電流が有する、3次高調波を指示する指令である。Kは、3次高調波の振幅を指定するものであり、固定値としてもよいし、相電流の大きさ、相電流のピーク値と制限値の差、3相交流モータの回転数に基づいて可変してもよい。
The
電圧/デューティ変換部236は、U相電圧指令Vu*、V相電圧指令Vv*、W相電圧指令Vw*を相電圧指令の補正値で補正したU相電圧指令Vu**、V相電圧指令Vv** W相電圧指令Vw**を、対応するU相デューティDutyU、V相デューティDutyV、W相デューティDutyWに変換するブロックである。
The voltage /
次に、図6及び図7を参照して、第1実施形態のモータ制御装置と異なる制御器、電圧/デューティ変換部を中心にモータ制御装置の動作について説明する。ここで、図7は、3相交流モータの相電流を説明するための説明図である。 Next, with reference to FIGS. 6 and 7, the operation of the motor control device will be described focusing on a controller and a voltage / duty conversion unit that are different from the motor control device of the first embodiment. Here, FIG. 7 is an explanatory diagram for explaining the phase current of the three-phase AC motor.
図6に示す制御器237は、3次高調波電流指令Ksin3θと直流電流Idcの偏差から、相電圧指令の補正値を算出する。そして、U相電圧指令Vu*、V相電圧指令Vv*、W相電圧指令Vw*と相電圧指令の補正値をそれぞれ加算して補正し、U相電圧指令Vu**、V相電圧指令Vv**、W相電圧指令Vw**が算出される。電圧/デューティ変換部236は、U相電圧指令Vu**、V相電圧指令Vv**、W相電圧指令Vw**を、対応するU相デューティDutyU、V相デューティDutyV、W相デューティDutyWに変換する。
The
つまり、マイクロコンピュータ23は、3次高調波電流指令Ksin3θ及びステータコイルに流れ込む直流電流Idcに基づいて相電圧指令を制御することで、相電流をなす直流電流が有する3次高調波を制御する。
In other words, the
これにより、第1実施形態のモータ制御装置1と同様に、バッテリの電圧が昇圧されコンデンサに供給されるとともに、コンデンサによって平滑された直流電圧が3相交流電圧に変換されて3相交流モータに供給される。それに伴って、図7に示すように、U相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iwとして、直流電流と正弦波状の交流電流の合成電流がそれぞれ流れる。ここで、直流電流は、その平均値がIdc/3であり、交流電流の3次高調波を有し、かつ、3次高調波の谷が交流電流の山と一致する電流である。その結果、この直流電流と交流電流の合成電流からなる相電流のピーク値が減少することとなる。 Thereby, like the motor control device 1 of the first embodiment, the voltage of the battery is boosted and supplied to the capacitor, and the DC voltage smoothed by the capacitor is converted into a three-phase AC voltage to be converted into a three-phase AC motor. Supplied. Accordingly, as shown in FIG. 7, a combined current of a direct current and a sinusoidal alternating current flows as the U-phase current Iu, the V-phase current Iv, and the W-phase current Iw. Here, the average value of the direct current is Idc / 3, has a third harmonic of the alternating current, and the valley of the third harmonic coincides with the peak of the alternating current. As a result, the peak value of the phase current composed of the combined current of the direct current and the alternating current is reduced.
最後に、効果について説明する。第2実施形態によれば、図7に示すように、相電流をなす直流電流が有する、相電流をなす交流電流の3次高調波によって、相電流のピーク値を減少させることができる。そのため、過電流をより抑えることができる。 Finally, the effect will be described. According to the second embodiment, as shown in FIG. 7, the peak value of the phase current can be reduced by the third harmonic of the alternating current forming the phase current that the direct current forming the phase current has. Therefore, overcurrent can be further suppressed.
また、第2実施形態によれば、相電圧指令を制御することで、相電流を制御できる。そのため、3次高調波電流指令に基づいて相電圧指令を制御することで、相電流をなす直流電流が有する3次高調波を確実に制御することができる。 According to the second embodiment, the phase current can be controlled by controlling the phase voltage command. Therefore, by controlling the phase voltage command based on the third harmonic current command, the third harmonic included in the direct current that forms the phase current can be reliably controlled.
第2実施形態によれば、ステータコイルの中性点に流れ込む直流電流から、相電流をなす直流電流を知ることができる。そのため、ステータコイルの中性点に流れ込む直流電流に基づいて補正することで、合成電流をなす直流電流を考慮して相電圧指令を補正することができる。従って、合成電流をなす直流電流を有する3次高調波を精度よく制御することができる。 According to the second embodiment, the DC current forming the phase current can be known from the DC current flowing into the neutral point of the stator coil. Therefore, by correcting based on the direct current flowing into the neutral point of the stator coil, the phase voltage command can be corrected in consideration of the direct current that forms the combined current. Therefore, it is possible to accurately control the third harmonic having a direct current that forms a combined current.
なお、第2実施形態では、U相電圧指令Vu*、V相電圧指令Vv*、W相電圧指令Vw*を補正することで、合成電流をなす直流電流が3次高調波を有するようにした例を挙げているが、これに限られるものではない。例えば、U相デューティDutyU、V相デューティDutyV、W相デューティDutyWを補正することで、合成電流をなす直流電流が3次高調波を有するようにしてもよい。この場合も、同様の効果を得ることができる。 In the second embodiment, the U-phase voltage command Vu *, the V-phase voltage command Vv *, and the W-phase voltage command Vw * are corrected so that the direct current forming the combined current has the third harmonic. Although an example is given, it is not limited to this. For example, by correcting the U-phase duty DutyU, the V-phase duty DutyV, and the W-phase duty DutyW, the direct current forming the combined current may have a third harmonic. In this case, the same effect can be obtained.
(第3実施形態)
次に、第3実施形態のモータ制御装置について説明する。第3実施形態のモータ制御装置は、第1実施形態のモータ制御装置に対して、3相交流モータが静止している状態において、検出した相電流が過電流の制限値を超えているとき、検出した回転角を補正するようにしたものである。
(Third embodiment)
Next, a motor control device according to a third embodiment will be described. When the detected phase current exceeds the overcurrent limit value when the three-phase AC motor is stationary with respect to the motor control device of the first embodiment, the motor control device of the third embodiment The detected rotation angle is corrected.
第3実施形態のモータ制御装置の構成は、制御ブロックを除いて第1実施形態のモータ制御装置の構成と同一である。まず、図8を参照して第1実施形態のモータ制御装置と異なる、マイクロコンピュータによって構成される制御ブロックについて説明する。ここで、図8は、第3実施形態におけるマイクロコンピュータによって構成される制御ブロックのブロック図である。なお、電流指令演算部、過電流防止処理部、電圧/デューティ変換部については、第1実施形態の制御ブロックと同一構成であるため省略してある。 The configuration of the motor control device of the third embodiment is the same as the configuration of the motor control device of the first embodiment except for the control block. First, a control block constituted by a microcomputer, which is different from the motor control device of the first embodiment, will be described with reference to FIG. Here, FIG. 8 is a block diagram of a control block configured by the microcomputer according to the third embodiment. Note that the current command calculation unit, overcurrent prevention processing unit, and voltage / duty conversion unit are omitted because they have the same configuration as the control block of the first embodiment.
図8に示すように、マイクロコンピュータ33は、制御ブロックとして、直流電流演算部331と、3相/2相変換部333と、制御器334と、2相/3相変換部335と、相電流算出部338と、回転角補正値算出部339とを備えている。直流電流演算部331、制御器334は、第1実施形態における直流電流演算部131、制御器134と同一構成である。
As shown in FIG. 8, the
相電流算出部338は、d軸電流Id、q軸電流Iqと、ステータコイルの中性点に流れ込む直流電流Idcとに基づいて、相電流を算出するブロックである。
The phase
回転角補正値算出部339は、相電流算出部338の算出した相電流に基づいて、回転角補正値を算出するブロックである。回転角補正値算出部339は、3相交流モータが静止している状態において、相電流算出部338の算出した相電流が、過電流の制限値を超えているとき、算出した相電流の大きさに応じた回転角補正値θhを算出する。
The rotation angle correction
次に、図8を参照して、第1実施形態のモータ制御装置と異なる相電流算出部、回転角補正値算出部を中心にモータ制御装置の動作について説明する。 Next, with reference to FIG. 8, the operation of the motor control device will be described focusing on the phase current calculation unit and the rotation angle correction value calculation unit that are different from the motor control device of the first embodiment.
図8に示す相電流算出部338は、d軸電流Id、q軸電流Iq、直流電流Idcから、相電流を算出する。回転角補正値算出部339は、3相交流モータが静止している状態において、算出された相電流が過電流の制限値を超えているとき、相電流の大きさに応じた回転角補正値θhを算出する。具体的には、相電流の値と過電流の制限値の差に応じた回転角補正値θhを算出する。これらの差が大きいときには大きい補正値を、小さいときには小さい補正値を算出する。そして、検出した回転角θと回転角補正値θhとを加算又は減算して補正し、回転角θ’が算出される。3相/2相変換部333、2相/3相変換部335は、回転角θ’に基づいて所定の変換を行う。なお、回転角補正値θhは、ステアリングホイールの操舵を補助する際に、悪影響を与えない範囲内となるように設定されている。
The phase
最後に、効果について説明する。第3実施形態によれば、3相交流モータの相電流は、回転角によって決まる。そのため、3相交流モータが静止している、いわゆるロック状態において、検出した相電流が過電流の制限値を超えているとき、回転角θを補正することで、相電流のピーク値を抑えることができる。 Finally, the effect will be described. According to the third embodiment, the phase current of the three-phase AC motor is determined by the rotation angle. Therefore, when the detected phase current exceeds the overcurrent limit value in a so-called locked state where the three-phase AC motor is stationary, the peak value of the phase current is suppressed by correcting the rotation angle θ. Can do.
なお、第1〜第3実施形態では、バッテリの正極端がステータコイルの中性点Nに、負極端が3相インバータの直流端T2に接続され、コンデンサの一端が3相インバータの直流端T1に、他端が3相インバータの直流端T2に接続されている例を挙げているが、これに限られるものではない。例えば、図9に示すように、バッテリ11’の正極端が3相インバータ10’の直流端T2に、負極端がステータコイルL1’の中性点Nに接続され、コンデンサ12’の一端が3相インバータ10’の直流端T1に、他端が3相インバータ10’の直流端T2に接続されていてもよい。また、図10に示すように、バッテリ11’の正極端がステータコイルL1’の中性点Nに、負極端が3相インバータ10’の直流端T2に接続され、コンデンサ12’の一端が3相インバータ10’の直流端T1に、他端がステータコイルL1’の中性点Nに接続されていてもよい。さらに、図11に示すように、バッテリ11’の正極端が3相インバータ10’の直流端T2に、負極端がステータコイルL1’の中性点Nに、コンデンサ12’の一端が3相インバータ10’の直流端T1に、他端がステータコイルL1’の中性点Nに接続されていてもよい。
In the first to third embodiments, the positive terminal of the battery is connected to the neutral point N of the stator coil, the negative terminal is connected to the DC terminal T2 of the three-phase inverter, and one end of the capacitor is connected to the DC terminal T1 of the three-phase inverter. Although the example in which the other end is connected to the DC terminal T2 of the three-phase inverter is given, it is not limited to this. For example, as shown in FIG. 9, the positive end of the
また、第1〜第3実施形態では、MOSFET103〜105のソースに電流検出抵抗を接続してU相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iwを検出する例を挙げているが、これに限られるものではない。例えば、図12に示すように、MOSFET100’〜102’のドレインに電流検出抵抗を接続してU相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iwを検出するようにしてもよい。また、図13に示すように、交流端TU、TV、TWと、U相コイルL10’、V相コイルL11’、W相コイルL12’の間に電流センサ106”〜108”を設けてU相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iwを検出するようにしてもよい。さらに、図14に示すように、交流端TU、TVと、U相コイルL10’、V相コイルL11’の間に電流センサ106”、107”を設けるとともに、バッテリ11’の負極端と交流端T2の間に電流検出抵抗109”を接続してU相電流Iu、V相電流Iv、直流電流Idcを検出するようにしてもよい。
In the first to third embodiments, an example is given in which a current detection resistor is connected to the sources of the
さらに、第1〜第3実施形態では、モータ制御装置が3相インバータを備え、3相交流モータを制御する例を挙げているが、これに限られるものではない。モータ制御装置が多相インバータを備え、多相モータを制御するようにしてもよい。この場合にも同様に適用することができる。 Further, in the first to third embodiments, the motor control device includes a three-phase inverter and controls a three-phase AC motor. However, the present invention is not limited to this. The motor control device may include a multiphase inverter and control the multiphase motor. The same applies to this case.
加えて、第1〜第3実施形態では、3相コイルがY結線されている例を挙げているが、これに限られるものではない。多相コイルが星形結線されていてもよい。この場合にも同様に適用することができる。 In addition, in the first to third embodiments, an example is given in which the three-phase coil is Y-connected, but the present invention is not limited to this. The multiphase coil may be star-connected. The same applies to this case.
1〜3・・・モータ制御装置、10、10’・・・3相インバータ(多相インバータ)、100〜105、100’〜105’・・・MOSFET、106〜108、106’〜108’、109”・・・電流検出抵抗、106”〜108”・・・電流センサ、11、11’・・・バッテリ(第1電源)、12、12’・・・コンデンサ(第2電源)、13、23、33・・・マイクロコンピュータ(制御回路)、130、230・・・電流指令演算部、131、231、331・・・直流電流算出部、132、232・・・過電流防止処理部、133、233、333・・・3相/2相変換部、134、234、334・・・制御器、135、235、335・・・2相/3相変換部、136、236・・・電圧/デューティ変換部、237・・・制御器、338・・・相電流算出部、339・・・回転角補正値算出部、M1・・・3相交流モータ(多相モータ)、L1、L1’・・・ステータコイル、L10、L10’・・・U相コイル、L11、L11’・・・V相コイル、L12、L12’・・・W相コイル、S1・・・回転角センサ 1 to 3 ... Motor controller, 10, 10 '... 3 phase inverter (multi-phase inverter), 100 to 105, 100' to 105 '... MOSFET, 106 to 108, 106' to 108 ', 109 "... current detection resistor, 106" -108 "... current sensor, 11, 11 '... battery (first power supply), 12, 12' ... capacitor (second power supply), 13, 23, 33 ... microcomputer (control circuit), 130, 230 ... current command calculation unit, 131, 231, 331 ... DC current calculation unit, 132, 232 ... overcurrent prevention processing unit, 133 233, 333 ... 3-phase / 2-phase converter, 134, 234, 334 ... controller, 135, 235, 335 ... 2-phase / 3-phase converter, 136, 236 ... voltage / Duty conversion unit, 23 ... Controller, 338 ... Phase current calculator, 339 ... Rotation angle correction value calculator, M1 ... Three-phase AC motor (multi-phase motor), L1, L1 '... Stator coil, L10, L10 '... U phase coil, L11, L11' ... V phase coil, L12, L12 '... W phase coil, S1 ... rotation angle sensor
Claims (7)
前記ステータコイルの中性点と、前記多相インバータの一方の直流端との間に接続される第1電源と、
前記多相インバータの一方の直流端又は前記ステータコイルの中性点のいずれかと、前記多相インバータの他方の直流端との間に接続される第2電源と、
前記多相インバータの制御端に接続され、前記多相モータに多相交流電流が流れるように前記多相インバータを制御することで、前記第1電源の電圧を昇圧して前記第2電源に供給するとともに、前記第2電源の電圧を多相交流電圧に変換して前記多相モータに供給する制御回路と、
を備えたモータ制御装置において、
前記制御回路は、多相交流電流を指示するd軸電流指令及びq軸電流指令、又は、前記多相交流電流をなすd軸電流及びq軸電流と、前記ステータコイルの中性点に流れ込む直流電流、又は、前記ステータコイルの中性点から流れ出す直流電流とに基づいて、直流電流と交流電流の合成電流からなる前記多相モータの相電流、又は、前記多相モータの相電流積算値が制限値以下となるように、電流指令を補正することを特徴とするモータ制御装置。 A multiphase inverter connected to a multiphase motor having a star-connected stator coil and supplying a phase current to the multiphase motor;
A first power source connected between a neutral point of the stator coil and one DC terminal of the multiphase inverter;
A second power source connected between one DC end of the multiphase inverter or a neutral point of the stator coil and the other DC end of the multiphase inverter;
Connected to the control terminal of the multi-phase inverter, and controls the multi-phase inverter so that a multi-phase AC current flows through the multi-phase motor, thereby boosting the voltage of the first power source and supplying it to the second power source And a control circuit for converting the voltage of the second power supply into a multiphase AC voltage and supplying the same to the multiphase motor;
In a motor control device comprising:
The control circuit includes a d-axis current command and a q-axis current command that indicate a multiphase AC current, or a d-axis current and a q-axis current that form the multiphase AC current, and a DC that flows into a neutral point of the stator coil. Based on the current or the DC current that flows out from the neutral point of the stator coil, the phase current of the multiphase motor consisting of the combined current of the DC current and the AC current, or the phase current integrated value of the multiphase motor is A motor control device that corrects a current command so as to be equal to or less than a limit value.
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