JP2010509823A - 電気的傾斜制御を有する位相配列アンテナシステム - Google Patents

Abstract

【課題】電気的傾斜制御を有する位相配列アンテナシステムを提供する。
【解決手段】電気的傾斜制御を有する位相配列アンテナシステムは、入力信号を３つの中間信号に分割するための傾斜コントローラを組み込み、これらの中間信号のうちの２個は、可変遅延器Ｔ１及びＴ２によって第３のものに対して遅延される。共同給送器は、中間信号を処理してアンテナアレイの要素に対する駆動信号を生成するための分割器Ｓ３〜Ｓ１０及び混成器Ｈ１〜Ｈ６を収容し、駆動信号は、中間信号の一部であり、その合成ベクトルである。傾斜コントローラ及び共同給送器は、第３の中間信号に対する２つの中間信号の可変遅延に応答して、位相配列ビーム誘導に適するように組み合わせで駆動信号に対して相対的位相整合を課する。
【選択図】図５

Description

本発明は、電気的傾斜制御を有する位相配列アンテナシステムに関する。このアンテナシステムは、遠距離通信及びレーダーにおける多くの位相配列用途において用いることに適するが、（下に限定されるものではないが）一般的にモバイル電話ネットワークと呼ばれるセルラーモバイル無線ネットワークにおいて特定の用途を見出す。より具体的には、以下に限定されるものではないが、本発明のアンテナシステムは、ＧＳＭ、ＣＤＭＡ（ＩＳ９５）、Ｄ−ＡＭＰＳ（ＩＳ１３６）、及びＰＣＳシステムのような第２世代（２Ｇ）モバイル電話ネットワーク、並びに「ユニバーサルモバイル電話システム（ＵＭＴＳ）」、及び他のセルラーシステムのような第３世代（３Ｇ）モバイル電話ネットワークと共に用いることができる。

セルラーモバイル無線ネットワークにおける使用のための位相配列アンテナは公知であり、そのようなアンテナは、双極子又はパッチのような配列された（通常は８個又はそれよりも多い）個々のアンテナ素子を含む。このアンテナは、メインローブ及びサイドローブを組み込む放射パターンを有する。メインローブの中心は、受信モードにおけるアンテナの最大感度の方向、及び送信モードにおけるその主出力放射ビームの中心の方向である。アンテナによって受信された信号が、アレイの縁部からのアンテナ素子の距離によって変化する遅延によって遅延される場合には、アンテナの主放射ビームが、増大する遅延の方向に向って誘導されることは位相配列アンテナの公知の性質である。ゼロ遅延変化に対応する主放射ビーム中心と非ゼロ遅延変化に対応する主放射ビーム中心との間の角度、すなわち、傾斜角は、アレイにわたる距離ｘに関する遅延Ｔの変化率ｄＴ／ｄｘに依存し、ｄＴ／ｄｘは一定とすることができ、又は従来技術で公知のようにビーム特性を改善するために幾分変更することができる。

信号位相φを変更することによって遅延を均等に実施することができ、これが位相配列という表現の由来である。従って、アンテナパターンの主ビームは、アンテナ素子に供給される信号の間の位相関係を調節することによって変更することができる。それによってビームを誘導し、例えば、アンテナの地上受信可能エリアを修正することが可能になる。本明細書では、「移相器」という用語と、「時間遅延デバイス」又は「遅延デバイス」又は「遅延」という用語とを同義に用いる。これらの用語は、遠距離通信業界で用いられており、移相器及び時間遅延デバイスは、両方とも同じ周波数で傾斜を同一に実施する。

セルラーモバイル無線ネットワークにおける位相配列アンテナのオペレータは、これらのアンテナの垂直放射パターン、すなわち、垂直平面内のパターンの断面を調節するという要件を有する。この要件は、アンテナの受信可能エリアを調節するために、「傾斜」としても公知であるアンテナの主ビームの垂直角を変更するのに必要である。そのような調節は、例えば、セルラーネットワーク構造、又は基地局又はアンテナの数の変化を補償するのに要求される可能性がある。アンテナの傾斜角の調節は、機械的、電気的、又はその両方とすることができる。アンテナの傾斜角は、アンテナ又はそのハウジング（レードーム）が指示する方向を変更することによって単純に機械的に調節することができる（「機械的傾斜」の角度）。アンテナの「電気的傾斜」角度は、アンテナ素子信号の適切な相対遅延によって調節することができる。

電気的傾斜角の制御を有する位相配列アンテナシステムは、Ｇ．Ｅ．Ｂａｃｏｎ著「１と１／２メートルに対する可変高度ビームアンテナシステム」、ＩＥＥ、ＩＩＩＡ部、９３巻、１９４６年、ｐｐ５３９−５４４に示されている。このシステムは、９つの双極子サブアレイから成る垂直積層アンテナを組み込んでいる。このシステムは、給電ケーブルの４段同心ループ、及びこれらの共通の中心部への接続を有する移相器を用いる。共通の中心部に接続されてその回りに回転可能な導体は、共通の中心部を４つのループに接続し、各ループは、中心サブアレイの回りに対称に位置したサブアレイのそれぞれの対に接続した２つの端部又は出力部を有し、中心サブアレイ自体は、アンテナ駆動信号が給電される共通中心部に接続される。導体を回転することにより、各ループの周りの接続が移動され、それによって位相がループの一端において増大し、他端において低減する。その結果、サブアレイの各対は、一方のサブアレイで位相の低減を有し、他方で位相の増大を有し、位相シフト及びその変化率は、ループ半径に比例するので、ループからループへ外向きに増大する。

セルラーモバイル無線ネットワークに用いられる時には、位相配列アンテナの垂直放射パターン（ＶＲＰ）は、いくつかの重要な要件を有する：
（ａ）妥当なボアサイト利得、
（ｂ）異なるセル内の基地局を用いるモバイルに対する干渉を回避するのに十分に低い第１の上側サイドローブレベル、
（ｃ）アンテナの直近における通信を可能にするのに十分に高い第１の下側サイドローブレベル、及び
（ｄ）アンテナが電気的に傾斜された時に所定の制限範囲に留まるサイドローブレベル。

これらの要件は互いに衝突し、例えば、ボアサイト利得を高めることにより、サイドローブレベルが高まる可能性がある。またアンテナが電気的に傾斜されると、サイドローブの方向及びレベル又は振幅が変化する可能性がある。ボアサイトレベルに対して−１８ｄＢの第１の上側サイドローブ最大レベルは、全体システム性能において便利な妥協をもたらすことが判明している。

機械的又は電気的傾斜の角度を調節する効果は、アンテナのボアサイト方向を変更することであり、この変更によってアンテナの受信可能エリアが変化する。

何人かのオペレータによって共有されるアンテナは、各オペレータに対してそれぞれの独立して調節可能な電気的傾斜角を有するが、これまではアンテナ性能の阻害という結果に終わっている。ボアサイト利得は、有効アンテナ開口の縮小（これは不可避であり、全てのアンテナ設計において発生する）に起因して傾斜角の余弦で低下する。ボアサイト利得の更なる低下は、傾斜角を変化させる結果を招く可能性がある。

Ｒ．Ｃ．Ｊｏｈｎｓｏｎ著「アンテナ技術者ハンドブック」、第３版、１９９３年、「ＭｃＧｒａｗ Ｈｉｌｌ」、「ＩＳＢＮ ０−０７−０３２３８１−Ｘ」、第２０章、図２０−２は、各アンテナ素子に対してそれぞれの可変移相器を用いて位相配列アンテナの電気的傾斜角を調節すること、及び従って電気的傾斜を変更するのに信号位相をアンテナを横断する距離の関数として調節することができることを開示している。アンテナのコストは、要求される可変移相器の個数に起因して高額である。コストの低減は、個々のアンテナ素子の代わりにそれぞれのアンテナ素子群に対して各個々の可変移相器又は遅延デバイスを適用することによって達成することができるが、それによってサイドローブレベルが高まる。アンテナが共有される場合には、そのオペレータは、共通の電気的傾斜角を用いなければならない。最後に、アンテナが、異なる周波数においてアップリンク及びダウンリンクを有する通信システムに用いられる場合（周波数分割二重システムとして一般的である）には、送信モードにおける電気的傾斜角と受信モードにおける電気的傾斜角とは異なる。

また、好ましくは、位相配列アンテナは、振幅テーパ及び位相テーパ、すなわち、アレイにわたる振幅変動及び位相変化率を有する。振幅テーパは、主にアンテナのサイドローブレベルを設定する役割を達成するが、利得を低下させるという副次的効果を有する。位相テーパは、主に電気的傾斜角を設定する役割を達成するが、テーパが線形ではない場合には、同様にアンテナ利得を低下させ、サイドローブレベルを高める。

複数の可変移相器又は遅延デバイスを用いた位相配列アンテナの電気的傾斜のための従来技術は比較的複雑であり、その結果、高いコスト及び重量をもたらし、複数の搬送波周波数によるアンテナ共有、又は各々がそれぞれの電気的傾斜角を必要とするアンテナオペレータに対しては非実用的である。

アンテナの電気的傾斜角の制御は、国際特許出願番号ＷＯ０３／０３６７５６、ＷＯ０３／０３６７５９、ＷＯ０３／０４３１２７、ＷＯ２００４／０８８７９０、及びＷＯ２００４／１０２７３９に開示されている。これらの中で、特にＷＯ２００４／１０２７３９は、１対の信号の間の単一の時間遅延又は位相差を変更することによる電気的傾斜の制御を開示しており、信号分割及び再合成ネットワークは、それぞれのアンテナ素子への入力に対する適切な位相シフトによって合成信号を形成する。しかし、この手法は、多くの用途において望ましいものよりも小さい傾斜範囲しか持たない。

国際特許出願番号ＷＯ０３／０３６７５６ 国際特許出願番号ＷＯ０３／０３６７５９ 国際特許出願番号ＷＯ０３／０４３１２７ 国際特許出願番号ＷＯ２００４／０８８７９０ 国際特許出願番号ＷＯ２００４／１０２７３９ 米国特許第５、７９８、６７５号 米国特許第６、１９８、４５８号 米国特許第６、０６７、０５４号 米国特許第６、５７３、８７５号 国際特許出願番号ＷＯ２００５／０４８４０１

Ｇ．Ｅ．Ｂａｃｏｎ著「１と１／２メートルに対する可変高度ビームアンテナシステム」、ＩＥＥ、ＩＩＩＡ部、９３巻、１９４６年、ｐｐ５３９−５４４ Ｒ．Ｃ．Ｊｏｈｎｓｏｎ著「アンテナ技術者ハンドブック」、第３版、１９９３年、「ＭｃＧｒａｗ Ｈｉｌｌ」、「ＩＳＢＮ ０−０７−０３２３８１−Ｘ」、第２０章、図２０−２

本発明の目的は、位相配列アンテナシステムの代替形態を提供することである。

本発明は、送信モードにおいて送信機として作動し、かつａ）アンテナ素子のアレイ、ｂ）少なくとも第１及び第２の中間信号が、第３の中間信号に対して各々可変遅延可能であるように、入力信号を少なくとも第１、第２、及び第３の中間信号に分割するための傾斜制御手段、ｃ）中間信号を処理し、中間信号の合成ベクトルを少なくとも一部含むアンテナ素子のための駆動信号を生成するための共同給送手段、及びｄ）第３の中間信号に対する少なくとも第１及び第２の中間信号の可変遅延に応答して、位相配列ビーム誘導に適するように傾斜制御手段と共同給送手段の組み合わせで課せられる駆動信号に対する相対的位相整合を組み込む、電気的傾斜制御を有する位相配列アンテナシステムを提供する。

別の態様では、本発明は、受信モードにおいて受信機として作動し、かつａ）アンテナ素子のアレイ、ｂ）アンテナ素子からの受信信号を処理し、受信信号の合成ベクトルを少なくとも一部含む少なくとも第１、第２、及び第３の中間信号を生成するための共同給送手段、ｃ）少なくとも第１及び第２の中間信号を第３の中間信号に対して可変遅延し、これらの遅延中間信号を第３の中間信号と合成して出力信号を形成することにより、中間信号を出力信号へと変換するための傾斜制御手段、及びｄ）第３の中間信号に対する少なくとも第１及び第２の中間信号の可変遅延に応答して、位相配列ビーム誘導に適するように共同給送手段と傾斜制御手段との組み合わせで課せられる中間信号に対する相対的位相整合を組み込む、電気的傾斜制御を有する位相配列アンテナシステムを提供する。

傾斜制御手段は、少なくとも第１及び第２の中間信号の各々を第３の中間信号に対して可変遅延するためのそれぞれの可変遅延手段を含むことができ、可変遅延手段は、同様の割合で変化する遅延をもたらすように配置され、１つの遅延が増大する間に別の遅延は低減する。可変遅延手段は、互いにマグニチュードが等しいそれぞれの遅延を印加することができる。

共同給送手段は、隣接する位置の信号を合成して回路の交差を回避することができる。それは、隣接する位置の中間信号を合成してアンテナ素子のための駆動信号を生成し、回路の交差を回避することができる。

傾斜制御手段及び共同給送手段は、駆動信号をアレイにわたって実質的に線形の位相面を伴ってアンテナ素子に供給することができる。それらは、アンテナ素子のための駆動信号に、サイドローブを抑制する振幅テーパと、ビーム形状を阻害せずにアレイのビームを傾斜させる実質的に線形の位相テーパとを備えることができる。傾斜制御手段は第１の傾斜制御手段とすることができ、アンテナシステムは、少なくとも１つの他の傾斜制御手段及びフィルタリング手段を含むことができ、それによって異なる周波数の送信及び／又は受信信号を分離し、各傾斜制御手段に関連付けられたそれぞれの独立した電気的傾斜角をもたらす。

傾斜制御手段及び共同給送手段は、余弦、余割、又はＤｏｌｐｈ−Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖ振幅テーパのような振幅テーパを実施する分割手段を含むことができる。それらは、二重ボックス直交混成器及び和と差の混成器として実施される、信号を分割及び合成するための分割手段及び混成合成手段を含むことができる。傾斜制御手段は、第１及び第２の中間信号のみを第３の中間信号に対して可変遅延するための可変遅延手段を２つのみ含むことができる。傾斜制御手段は、代替的に、第１、第２、第４、及び第５の中間信号のみを第３の中間信号に対して可変遅延するための可変遅延手段を４つのみ含むことができる。

アンテナ素子のアレイは、７個、１１個、１５個、又は１９個のアンテナ素子を有することができる。駆動信号の一部は、個々の中間信号の一部とすることができ、他の駆動信号は、２つの中間信号の一部のベクトル和又はベクトル差とすることができる。

代替の態様では、本発明は、アンテナ素子のアレイを有するアンテナを組み込み、電気的傾斜制御を有する位相配列アンテナシステムを送信モードにおいて送信機として作動させる方法を提供し、本方法は、ａ）入力信号を少なくとも第１、第２、及び第３の中間信号に分割する段階、ｂ）少なくとも第１及び第２の中間信号を第３の中間信号に対して可変遅延させる段階、ｃ）中間信号を処理して、中間信号の合成ベクトルを少なくとも一部含むアンテナ素子のための駆動信号を生成する段階、及びｄ）第３の中間信号に対する少なくとも第１及び第２の中間信号の可変遅延に応答して、位相配列ビーム誘導に適するように駆動信号を相対的に位相整合する段階を含む。

更に別の態様では、本発明は、アンテナ素子のアレイを有するアンテナを組み込み、電気的傾斜制御を有する位相配列アンテナシステムを受信モードにおいて受信機として作動させる方法を提供し、本方法は、ａ）アンテナ素子からの受信信号を処理して、受信信号の合成ベクトルを少なくとも一部含む少なくとも第１、第２、及び第３の中間信号を生成する段階、ｂ）少なくとも第１及び第２の中間信号を第３の中間信号に対して可変遅延し、遅延中間信号を第３の中間信号と合成して出力信号を形成することにより、中間信号を出力信号へと変換する段階、及びｃ）第３の中間信号に対する少なくとも第１及び第２の中間信号の可変遅延に応答して、位相配列ビーム誘導のために中間信号を相対的に位相整合する段階を含む。

受信及び送信モードの方法は、同様の割合で変化する遅延によって少なくとも第１及び第２の中間信号の各々を第３の中間信号に対して可変遅延させる段階を含むことができ、１つの遅延が増大する間に別の遅延は低減する。可変遅延させる段階は、互いにマグニチュードが等しいそれぞれの遅延を印加することができる。

信号は、隣接する位置で合成して回路の交差を回避することができる。中間信号は、隣接する位置で合成してアンテナ素子のための駆動信号を生成し、回路の交差を回避することができる。
駆動信号は、アレイにわたって実質的に線形の位相面を伴ってアンテナ素子に供給することができる。それらには、サイドローブを抑制する振幅テーパと、ビーム形状を阻害させることなくアレイのビームを傾斜させる実質的に線形の位相テーパとを備えることができる。

受信及び送信モードの方法は、異なる周波数の送信及び／又は受信信号を分離し、異なる傾斜制御に関連付けられた独立した電気的傾斜角を形成する段階を含むことができる。それらは、余弦、余割、又はＤｏｌｐｈ−Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖ振幅テーパのような振幅テーパを実施する信号分割段階を含むことができる。それらは、各場合に第３の中間信号に対して、第１及び第２の中間信号のみ、又は代替的に第１、第２、第４、及び第５の中間信号のみを可変遅延させる段階を含むことができる。

アンテナ素子のアレイは、７個、１１個、１５個、又は１９個のアンテナ素子を有することができる。受信及び送信モードの方法は、二重ボックス直交混成器及び和と差の混成器を用いて信号を分割及び合成する段階を含むことができる。駆動信号のうちの一部は、個々の中間信号の一部とすることができ、他の駆動信号は、２つの中間信号の一部のベクトル和又はベクトル差とすることができる。

本発明をより完全に理解することができるように、以下に添付図面を参照して本発明の実施形態を単なる例として説明する。

ゼロ及び非ゼロ電気的傾斜角を有する位相配列アンテナの垂直放射パターン（ＶＲＰ）の図である。 位相配列アンテナの電気的傾斜角を調節するための複数の時間遅延デバイスの従来技術の使用図である。 位相配列アンテナの電気的傾斜角を調節するための複数の時間遅延デバイスの従来技術の使用図である。 電気的傾斜を調節するための単一の時間遅延デバイスの従来技術の使用図である。 位相配列アンテナの電気的傾斜角を調節するために２つの可変時間遅延デバイスを用いる本発明の第１の実施形態の略ブロック図である。 図５の実施形態に関するベクトル図である。 図５の実施形態における傾斜コントローラに関する回路レイアウト図である。 図５の実施形態における共同給送に関する回路レイアウト図である。 ２つの偏波に適する形態にある図５の実施形態の構成を示す略ブロック図である。 ３つの可変時間遅延デバイスを用いる本発明の第２の実施形態の略ブロック図である。 図１０の実施形態に関するベクトル図である。 ４つの可変時間遅延デバイスを用いる本発明の第３の実施形態の略ブロック図である。 図１２の実施形態に関する２つのベクトル図である。 送信作動モード及び受信作動モードの両方で共通の傾斜を実施する本発明を示すブロック図である。 送信作動モード及び受信作動モードにおいて独立して調節可能な傾斜を実施する本発明を示すブロック図である。 本発明の遅延利用を従来技術のものと比較した遅延要件対アンテナ素子数のグラフである。

図１を参照すると、アンテナ素子のアレイ（示していない）から成る位相配列アンテナ１２の垂直放射パターン（ＶＲＰ）１０ａ及び１０ｂが示されている。アンテナ１２は線形であり、中心１４を有し、作図面内では垂直に配置されている。ＶＲＰ１０ａ及び１０ｂは、それぞれ、アレイ縁部からのアンテナ１２を横断するアレイ要素距離によるアンテナ素子信号の遅延又は位相のゼロ及び非ゼロ変化に対応する。ＶＲＰ１０ａ及び１０ｂは、中心線又は「ボアサイト」１８ａ、１８ｂを有するそれぞれのメインローブ１６ａ、１６ｂ、バックローブ１９ａ、１９ｂ、第１の上側サイドローブ２０ａ、２０ｂ、第１の下側サイドローブ２２ａ、２２ｂ、第１の上側ヌル２３ａ、２３ｂ、及び第１の下側ヌル２４ａ、２４ｂを有し、１８ｃは、遅延のゼロ変化におけるボアサイト方向を対応する非ゼロ方向１８ｂとの比較のために示している。例えば、サイドローブ２０のように接尾記号ａ又はｂなしで記載する場合には、関連する要素対のうちのいずれかを区別なく指している。ＶＲＰ１０ｂは、ＶＲＰ１０ａに対して傾斜され（例示しているように下向きに）、すなわち、主ビーム中心線１８ｂと主ビーム中心線１８ｃの間に電気的傾斜角という角度が存在し、電気的傾斜角は、遅延がアンテナ１２を横断する距離によって変化する割合に依存するマグニチュードを有する（位相配列の基本的な原理）。

ＶＲＰは、ａ）高いボアサイト利得、ｂ）第１の上側サイドローブ２０が別の基地局を用いるモバイルに対する干渉を引き起こすことを回避するのに十分に低いレベルになければならないこと、及びｃ）第１の下側サイドローブ２２がアンテナ１２の直近において通信を可能にするのに十分なレベルになければならないことといういくつかの基準を満たす必要がある。これらの要件は、互いに衝突し合い、例えば、ボアサイト利得を最大にすることによってサイドローブ２０、２２は高まる。ボアサイトレベル（主ビーム１６の長さ）に対して、−１８ｄＢの第１の上側サイドローブレベルは、全体システム性能において便利な妥協をもたらすことが判明している。ボアサイト利得は、アンテナの有効開口の縮小に起因して、傾斜角の余弦に比例して低下する。如何に傾斜角が変更されるかということに依存して、ボアサイト利得の更なる低減がもたらされる可能性がある。

アンテナの機械的傾斜角又は電気的傾斜角のいずれかを調節する効果は、水平面に対してボアサイトを位置変更することであり、それによってアンテナの受信可能エリアが調節される。機械的傾斜及び電気的傾斜の各々は、地上受信可能範囲に対して、更にまたそのアンテナの直近の他のアンテナに対して異なる効果を有するので、使用上の最大柔軟性を得て、好ましくは、セルラー無線基地局は、機械的傾斜及び電気的傾斜の両方を有する。それは、例えば、アンテナ支持マストの上部においてアンテナ内に組み込まれた移相器に近づく必要を回避するためにアンテナから離れてアンテナの電気的傾斜を調節することができる場合に、同様に適便である。更に、単一のアンテナが複数のオペレータの間で共有される場合には、各オペレータに対して異なる電気的傾斜角を提供することが好ましいが、従来技術では、それによってアンテナ性能が阻害される。

ここで図２（ａ）〜２（ｄ）及び図３（ａ）〜３（ｃ）を参照すると、これらの図は、従来技術の位相配列アンテナにおいて調節可能な電気的傾斜角をもたらすのに用いられる位相シフト／遅延配置を示している。図２及び図３の７つの図の各々には、４つの要素Ｅ０〜Ｅ３を有するアンテナが示されているが、位相配列アンテナは、２個よりも多くのあらゆる個数の要素を有することができる。これらの図の各々には、各々が３２のような対角矢印を伴い、一部の場合は整数が乗算及び／又は割算されている文字Ｔを含む３０のような四角囲みにより、アンテナ素子に連続する可変遅延器が示されており、ここでＴは、信号遅延時間Ｔを、ＮＴは、ＴのＮ倍の信号遅延時間を、更にＴ／Ｍは、ＴをＭで割算した信号遅延時間を示している。これらの図のいくつかでは、負の信号遅延がＴ／２及び３Ｔ／２の前のマイナス符号で示されており、これらは実際には実施することができない。しかし、負の信号遅延は、全ての遅延を１つの方向にオフセットすることによって模擬することができ、例えば、遅延＋Ｔ及び−Ｔは、Ｔの倍数を両方に加算し、これらの平均を基準ゼロとして扱うことによって実施することができる（全てのアンテナ素子Ｅ０〜Ｅ３に共通な遅延は傾斜角に影響を及ぼさない）。実際には実施することはできないが、負の遅延は、アレイにわたる遅延変化率（傾斜を制御する）の符号も示すので、適切な場合は遅延を負として表すのが適便である。

また図２及び図３では、矢印３２を繋ぐ３４のような点線は、共に変化するように連動（結合）する可変遅延器を示しており、更に、点線３４上に−１と印した増幅器記号（三角形）は、それよりも上で実施された遅延変化が、それよりも下の遅延変化に対して反対の向きにあり、例えば、図３Ｂでは、増幅器記号３６は、アンテナ素子Ｅ０及びＥ１に連続する遅延器が増大又は低減すると、アンテナ素子Ｅ２及びＥ３に連続する遅延器は、それぞれ低減又は増大することを示している。信号は、入力４０から、非遅延か、又は１個、２個、又は３つの可変遅延器を経由するかのいずれかでアンテナ素子Ｅ０〜Ｅ３へと通過する。

図２（ａ）では、アンテナ素子Ｅ０は連続する遅延器を持たず、アンテナ素子Ｅ１〜Ｅ３は、それぞれ連動可変遅延器Ｔ、２Ｔ、及び３Ｔと連続している。それは、最大遅延３Ｔ及び合計遅延６Ｔに依存してアレイを横断してアンテナ素子Ｅｎから隣接するアンテナ素子Ｅｎ＋１（ｎ＝０〜２）へとＴだけ増大する遅延をもたらす。アレイにわたる距離ｘにおける位相φの変化率ｄφ／ｄｘは、等間隔のアンテナ素子の間の間隔の単位で測定されたｘに対するＴである。Ｔは、３４で連動する矢印３２によって示しているように、４個全ての要素Ｅ０〜Ｅ３に対して同時に可変であり、従って、図面に「傾斜設定」によって示しているように、Ｔを変更することによってｄφ／ｄｘ、従って、電気的傾斜を変更することができ、（Ｎｅ−１）個、すなわち、アンテナ素子個数Ｎｅよりも１個少ない移相器が要求される（すなわち、この例では３）。Ｔが最大値Ｔｍａｘを有する場合には、最大遅延は、最大値（Ｎｅ−１）Ｔｍａｘ（ここでは３Ｔｍａｘ）であり、合計遅延の最大値（ここでは６Ｔｍａｘ）は、１／２Ｎｅ（Ｎｅ−１）Ｔｍａｘである。上述のＢａｃｏｎ参照文献は、図２の例である。

図２（ｂ）は、効果において図２（ａ）と同様であるが、要求される最大遅延を低減するために可変遅延器の個数が４個へと増加されている。上述の場合のように、アンテナ素子Ｅ０は連続する遅延器を持たず、アンテナ素子Ｅ１は連続する遅延器Ｔを有し、アンテナ素子Ｅ１〜Ｅ３は、可変遅延器Ｔ及び２Ｔそれぞれがカスケードで後に続く共通遅延器Ｔに連続する。４個全ての可変遅延器が連動する。それによって図２（ａ）と同じ遅延変更機能がもたらされるが、遅延変化は合計で５Ｔである（６Ｔから低減する）。

図２（ｃ）は、４つの可変遅延器、すなわち、それぞれ−３Ｔ／２、−Ｔ／２、Ｔ／２、及び３Ｔ／２を有する全てのアンテナ素子Ｅ０、Ｅ１、Ｅ２、及びＥ３等に対する個別の可変遅延器を用いる。中心の点線３８は、ゼロ遅延に対応する。上述の場合のように、遅延器は同時に可変であるように連動し、Ｔが増加すると、−３Ｔ／２及び−Ｔ／２は、より高い負のマグニチュードを有し、Ｔ／２及び３Ｔ／２は、より高い正のマグニチュードを有する。ここでは遅延変化は４Ｔに低減する。

図２（ｄ）は、図２（ｃ）と同じ遅延特性をもたらすが、要求される最大遅延を低減するために、外側アンテナ素子Ｅ０及びＥ３においてカスケード遅延器Ｔ／２、Ｔ及び−Ｔ／２、−Ｔを用いる（図２（ｂ）と同様に）。内側アンテナ素子Ｅ１及びＥ２は、それぞれの隣接要素Ｅ０及びＥ３と共通の単一の遅延器Ｔ／２を有する。上述の場合のように、遅延器は連動する。図２（ｄ）の例は、１９９８年８月２５日付けのＵＳ５、７９８、６７５に見られ、遅延変化は、ここでは僅か３Ｔである。

図３（ａ）は、同じ遅延器の個数（３）によって図２（ａ）と同じ遅延特性をもたらすが、全てが遅延Ｔを与えるカスケードで連動する遅延器をより多く利用する。従って、アンテナ素子Ｅ０が非遅延信号を受け取る一方、アンテナ素子Ｅ１〜Ｅ３は、それぞれＴ、２Ｔ、及び３Ｔへと加算される１個、２個、及び３つの可変遅延器を通過した信号を受け取る。図３（ａ）は、３Ｔという合計遅延要件を有することにおいて図２（ｄ）の代替形態であるが、相互に「デイジーチェーンされた」遅延器を有し、その結果、同様の遅延値を用いることができる。この形態は、振幅テーパを実施するのに不適切に高い値の信号分割器比を要求する非対称共同給送器の使用を必要とするという問題を有する。

図３（ｂ）は、図２（ｃ）をアンテナ素子の下側の対Ｅ０とＥ１との間でカスケードする１段の可変遅延器を導入し、更にアンテナ素子の上側の対Ｅ２とＥ３の間に別のそのような段を導入し、全ての遅延がＴであるように修正したものである。上述のように、増幅器記号３６は、上側のアンテナ素子の遅延が低減する時に下側のアンテナ素子の遅延が増大し、その逆も同様であることを示している。図３（ｂ）は、対称な「デイジーチェーン」共同給送器であるが、４Ｔという合計遅延要件を有する。

図３（ｃ）は、図３（ｂ）を中心に位置し、非遅延入力信号を有する第５のアンテナ素子Ｅ２を導入するように修正したものである。これは、Ｎｅが要素個数である時に、（Ｎｅ−１）個の（等しい）遅延器の使用が許される場合の従来技術で最適な実施であり、実際に実現可能な分割器比を用いることを可能にする対称な共同給送器において用いることができる。

図２及び図３に示している構成の全ては、以下のものをもたらす。
（ａ）アンテナを変化しない振幅テーパによって傾斜させるアンテナ素子の列（アレイ）に沿った線形で等間隔の位相面、及び
（ｂ）サイドローブを抑制し、アンテナ利得を増大し、アンテナボアサイト領域の外側における干渉を低減するために、アンテナ素子の列を横断する振幅テーパを有する共同給送ネットワーク。

その結果、これらの構成における指向性利得のあらゆる損失を傾斜による開口の縮小だけに帰することができる。しかし、これらの構成は、不適切に多数の移相器及び合計遅延要件を要求し、これは以下のことを意味する。
１．特殊な用途を除き、図２（ａ）、図２（ｂ）及び図２（ｃ）は希にしか用いられない。
２．図２（ｄ）は、セルラー無線システムのためのアンテナにおいて使用が見出されるが、大きいコスト、重量、及びサイズを有する。
３．図３（ａ）は非対称な共同給送器を有し、非実用的な信号分割器比を招く。
４．図３（ｂ）は、アンテナを正しく傾斜させるのに必要なものよりもより多くの時間遅延デバイスを有する。
５．図３（ｃ）は、現時点での最適な従来技術実施であるが、不適切に多数の遅延器を要求する。

アンテナが複数のオペレータ又はユーザによって共有されることが望ましい状況では、図２及び図３の構成の全てが、更に一層魅力のないものであり、これらの構成は、オペレータが異なるＲＦ搬送波周波数を用いて、個々に調節可能な電気的傾斜角を有することを可能にするには過度に多くの時間遅延デバイスを有する。

位相配列に要求される時間遅延器の個数は、アンテナ素子を部分群で構成し、遅延が、部分群間では変化するが、部分群内では変化しないようにすることによって低減することができるが、これで位相テーパが損なわれ、それによって傾斜範囲及びアンテナ利得が阻害されることから低い性能しか生じない。

また図２及び図３は、要求される可変遅延器の個数及び遅延範囲に関して位相配列を実施する難しさをも例示している。可変遅延器の位置は、単純に数量のみの理由から特別な問題であり、この点に関して可変遅延器又は移相器を電子的に実施することができるが、最も一般的には信号がアンテナ素子へと通過する伝送線の長さを変更することによって機械的に実施され、例えば、機械式可変遅延器又は移相器を開示している米国特許第６、１９８、４５８号を参照されたい。可変遅延器は、ａ）アンテナアセンブリと共に設置することができるが、マスト装着アセンブリ又はガントリー装着アセンブリでは、遅延器は、空中高くマストの先端にあり、調節のために容易に近づくことができない（Ｊｏｈａｎｎｉｓｓｏｎ他に付与された米国特許第６、０６７、０５４号、Ｚｉｍｍｅｒｍａｎ他に付与された第６、５７３、８７５号を参照されたい）。代替的に、可変遅延器は、ｂ）アンテナから離して基地局内に設置することができるが、各アンテナ素子は、異なる信号遅延を要求し、従って、多くの給電ケーブルを各移相器からマストを上らせて各アンテナに至るまで送らなければならない。多数の給電線は、少なからぬ経費、重量、及び位相誤差（位相変化は、天候が変化する時に、更には日光が変化するだけでも給電線に沿って発生する）を伴い、これらの給電線の電気長は適合すべきである。両方の選択肢ａ）及びｂ）を回避することが長い間望まれている。

位相配列の電気的傾斜を実施するのに１つのみの位相配列しか用いない技術が開発されており、例えば、国際特許出願番号ＷＯ０３／０３６７５６、ＷＯ０３／０４３１２７、ＷＯ２００４／０８８７９０、ＷＯ２００４／１０２７３９、及びＷＯ２００５／０４８４０１を参照されたい。特にＷＯ２００４／１０２７３９は、分割器Ｓ、１８０度混成結合器Ｈ、及び−１８０度固定位相シフト、φφという構成を含み、この構成は、可変遅延器により、アンテナ素子Ｅ１Ｕ、Ｅ１Ｌのような位相配列に適する合成信号を形成する。しかし、この構成は、波長の０．９倍だけ分離された１２個のアンテナ素子を有する２ＧＨｚ位相配列において４．５度の傾斜変動範囲に限定され、この範囲は、多くの位相配列用途に対しては不適切に小さい。

ここで図５を参照すると、本発明のアンテナシステム６０が示されている。システム６０は、そこを通過する信号が受ける位相シフトを均等化するための位相補填構成要素（示していない）を含む。位相補填構成要素は、当業技術で公知であり、詳細には説明しないこととし（例えば、ＷＯ２００４／１０２７３９を参照されたい）、入力からアンテナ素子への信号経路は、結合器毎に１８０度の位相シフトを含む混成結合器を含み、従って、信号経路毎の結合器の最大個数がｎ個であり、最小が０個であるとすると、ｉつの結合器を含む経路は、１８０（ｎ−ｉ）度の位相補填のための構成要素を要求する。

システム６０は、電気的傾斜コントローラ６２及び共同給送器６４という２つの主処理構成要素を含み、共同給送器６４は位相配列アンテナ６６に接続される。アンテナ６６は、１１個のアンテナ素子を有し、これらの要素は、中心アンテナ素子Ｅｃ、中心アンテナ素子Ｅｃの上に連続して配置された５つのアンテナ素子Ｅ１Ｕ〜Ｅ５Ｕ、及び中心アンテナ素子Ｅｃの下に連続して配置された別の５つのＥ１Ｌ〜Ｅ５Ｌである。

ベクトルＶで表している入力信号は、傾斜コントローラ６２の入力６８へと課せられ、この入力６８内で第１の分割器Ｓ１によって異なる振幅の２つの信号ベクトルｃ１．Ｖとｃ２．Ｖとに分割され、電圧分割比ｃ１とｃ２とがもたらされる。ここで信号ベクトルｃ２．Ｖを傾斜ベクトルＣで表し、信号ベクトルｃ２．Ｖは、コントローラ出力６２ｃに出現する。

信号ベクトルｃ１．Ｖは、第２の分割器Ｓ２によって更に分割され、第１及び第２の信号ベクトルｃ１．ｄ１．Ｖ及びｃ１．ｄ２．Ｖをもたらし、第１の信号ベクトルｃ１．ｄ１．Ｖは、第１の可変遅延器Ｔ１によって遅延されて、ここで傾斜ベクトルＡで表す信号ベクトルをもたらし、この信号ベクトルは、コントローラ出力６２ａに出現し、同様に第２の信号ベクトルｃ１．ｄ２．Ｖは、第２の可変遅延器Ｔ２によって遅延されて、ここで傾斜ベクトルＢで表し、コントローラ出力６２ｂに出現する信号ベクトルをもたらす。本発明のこの実施形態が、２つの可変遅延器Ｔ１及びＴ２、並びに３つの傾斜ベクトルのみを用いることはこの実施形態の特徴であり、後の実施形態は、これらの各々をより多く用いる。

その結果、傾斜コントローラ６２は、３つのアンテナ傾斜制御信号をもたらし、これらの信号は、傾斜ベクトルＡ＝ｃ１．ｄ１．Ｖ［Ｔ１］、Ｂ＝ｃ１．ｄ２．Ｖ［Ｔ２］、及びＣ＝ｃ２．Ｖを表し、ここで［Ｔ１］、［Ｔ２］は、それぞれ可変遅延器Ｔ１、Ｔ２を示している。遅延器Ｔ１及びＴ２は、点線７０によって表しているように連動し、点線７０は、Ｔ２がＴから０へと低減する時にＴ１が０からＴへと増大し、その逆も同様であることを示す−１の増幅器記号７２を含み、ここでＴは、連動する可変遅延器Ｔ１及びＴ２の両方における遅延の所定の最大値である。遅延制御７４の作動は、連動する可変遅延器Ｔ１及びＴ２の両方を組み合わせで変更し、マグニチュードが等しく、一方が増大であり、他方が低減である符号が反対の量（記号７２を参照）だけそれぞれの遅延を変更し、これらの可変遅延変化に応答して、アンテナ６６の電気的傾斜角も変化する。

電圧分割比ｅ１とｅ２とを有する第３の分割器Ｓ３は、傾斜ベクトルＣを信号ｅ１．Ｃとｅ２．Ｃ、又は同等的にｃ１．ｅ１．Ｖとｃ２．ｅ１．Ｖとに分割し、信号ｅ１．ＣをＣｃ（Ｃ中心）で表し、この信号は、駆動信号として中心アンテナ素子Ｅｃへと給電される（アンテナ素子駆動信号は、関係するアンテナ素子から自由空間内へのその信号の放射をもたらす）。更に、信号ｅ２．Ｃは、電圧分割比ｆ１とｆ２とを有する第４の分割器Ｓ４によって分割され、それによってＣｕ（Ｃ上側）で表す信号ｃ２．ｅ２．ｆ１．Ｖ、及び同様にＣｌ（Ｃ下側）で表す信号ｃ２．ｅ２．ｆ２．Ｖが生成される。信号Ｃｃが可変又は固定の遅延デバイスでの遅延を受けないということは必須ではないが、これは、回路を最小にし、設計複雑度及びコストを低減するのに適便である。更に、本明細書の他の位置でも説明しているように、実際には信号Ｃｃは、他の信号が通過する構成要素によって導入される遅延を補償する位相補填目的のための示していない手段によって遅延又は位相シフトされる。

ベクトルＡ及びＣｕは、共同給送器６４の上側部分に接続したアンテナＥ１Ｕ〜Ｅ５Ｌに駆動信号を供給するのに用いられる。電圧分割比ａ１、ａ２及びｇ１、ｇ２を有する第５及び第６の分割器Ｓ５及びＳ６は、それぞれ、傾斜ベクトルＡを信号ａ１．Ａと信号ａ２．Ａとに分割し、傾斜ベクトルＣｕを信号ｇ１．Ｃｕと信号ｇ２．Ｃｕとに分割する。
同様にベクトルＢ及びＣｌは、共同給送器６４の下側部分に接続したアンテナ素子Ｅ１Ｌ〜Ｅ５Ｌへと駆動信号を供給するのに用いられる。電圧分割比ｂ１、ｂ２及びｈ１、ｈ２を有する第７及び第８の分割器Ｓ７及びＳ８は、それぞれ、傾斜ベクトルＢを信号ｂ１．Ｂと信号ｂ２．Ｂとに分割し、傾斜ベクトルＣｌを信号ｈ１．Ｃｌと信号ｈ２．Ｃｌとに分割する。

電圧分割比ｉ１とｉ２とを有する第９の分割器Ｓ９は、第５の分割器Ｓ５からの信号ａ２．Ａを信号ｉ１．ａ２．Ａとｉ２．ａ２．Ａとに分割し、そのうちの信号ｉ１．ａ２．Ａは、第３の上側アンテナ素子Ｅ３Ｕに接続され、それに駆動信号を供給する。電圧分割比ｊ１とｊ２とを有する第１０の分割器Ｓ１０は、第７の分割器Ｓ７からの信号ｂ２．Ｂを信号ｊ１．ｂ２．Ｂとｊ２．ｂ２．Ｂとに分割し、そのうちの信号ｊ１．ｂ２．Ｂは、第３の下側アンテナ素子Ｅ３Ｌに接続され、それに駆動信号を供給する。

共同給送器６４は、各々が、１及び３で表している２つの入力端子、並びに２及び４で表している２つの出力端子を有する１８０度混成器（和と差の混成器）である６つのベクトル合成デバイスＨ１〜Ｈ６を含む。信号は、各入力から両方の出力へと通過し、一方の入力−出力対の間を通過する信号と、他方の対を通過する信号とを比較して、これらの信号の間で１８０度の相対位相変化が出現し、各混成器上の文字πの位置によって示しているように、この相対位相変化は、混成器Ｈ１及びＨ２では入力１と出力４との間で発生し、混成器Ｈ３〜Ｈ６では入力３と出力４との間で発生する。混成器Ｈ１〜Ｈ６の各々は、これらの入力信号のベクトル和及びベクトル差である出力信号を生成する。

第１の混成器Ｈ１は、第５の分割器Ｓ５から入力信号ａ１．Ａを更に第６の分割器Ｓ６からｇ２．Ｃｕを受け取り、これらの信号を加算及び減算して、これらの差を第３の混成器Ｈ３への入力とし、更にこれらの和を第５の混成器Ｈ５への入力として供給する。同様に、第２の混成器Ｈ２は、第７の分割器Ｓ７から入力信号ｂ１．Ｂを更に第８の分割器Ｓ８〜Ｈ２．Ｃｌを受け取り、これらの信号の差を第４の混成器Ｈ４への入力のとし、更にこれらの和を第６の混成器Ｈ６への入力として供給する。

第３の混成器Ｈ３は、第１の混成器Ｈ１からのものに加えて第９の分割器Ｓ９から別の入力信号ｉ２．ａ２．Ａを受け取り、第４及び第５の上側アンテナ素子Ｅ４Ｕ及びＥ５Ｕそれぞれへの駆動信号としての出力に向けて和信号及び差信号を生成する。

第５の混成器Ｈ５は、第１の混成器Ｈ１からのものに加えて第６の分割器Ｓ６から別の入力信号ｇ１．Ｃｕを受け取り、第１及び第２の上側アンテナ素子Ｅ１Ｕ及びＥ２Ｕそれぞれへの駆動信号としての出力に向けて和信号及び差信号を生成する。

第４の混成器Ｈ４は、第２の混成器Ｈ２からのものに加えて第７の分割器Ｓ７から別の入力信号ｊ２．ｂ２．Ｂを受け取り、第４及び第５の下側アンテナ素子Ｅ４Ｌ及びＥ５Ｌそれぞれへの駆動信号としての出力に向けて和信号及び差信号を生成する。

第６の混成器Ｈ６は、第２の混成器Ｈ２からのものに加えて第８の分割器Ｓ８から別の入力信号ｈ１．Ｃｌを受け取り、第１及び第２の下側アンテナ素子Ｅ１Ｌ及びＥ２Ｌそれぞれへの駆動信号としての出力に向けて和信号及び差信号を生成する。

第１、第３、及び第５の混成器Ｈ１、Ｈ３、及びＨ５は、ベクトル合成処理を実施して、アンテナ素子Ｅ１Ｕ、Ｅ２Ｕ、Ｅ４Ｕ、及びＥ５Ｕへの信号を発生させ、第２、第４、及び第６の混成器Ｈ２、Ｈ４、及びＨ６は、アンテナ素子Ｅ１Ｌ、Ｅ２Ｌ、Ｅ４Ｌ、及びＥ５Ｕに対して同様のものを実施する。アンテナ素子Ｅｃ、Ｅ３Ｕ、及びＥ３Ｌへの信号は、混成器なしで分割器によって発生する。混成器Ｈ１〜Ｈ６は、２つの入力ポート１及び３、並びに２つの出力ポート２及び４を有する４ポートデバイスであり、これらの入力−出力特性は、ｓパラメータ、すなわち、ポートｘとポートｙとの間を通過する信号が受ける利得を示す散乱パラメータｓｘｙ（ｘ＝１又は３、ｙ＝２又は４）によって表される。混成器Ｈｎ（ｎ＝１〜６）の散乱パラメータをＨｎ．ｓｘｙで表すことにする。

入力ポート１における信号は、出力ポート４への通過時にπラジアンの相対位相遅延を受ける（記号πで示しているように）が、これは、ポート１とポート２との間、ポート３とポート２との間、又はポート３とポート４との間を通過する信号には当て嵌まらない。混成器Ｈ１の出力ポート２及び出力ポート４に出現する信号は、次式によって与えられる。
Ｈ１の出力ポート２の信号＝Ｈ１（２）＝ａ１．Ｈ１ｓ２３．Ａ＋ｇ２．Ｈ１ｓ２１．Ｃｕ
Ｈ１の出力ポート４の信号＝Ｈ１（４）＝ａ１．Ｈ１ｓ４３．Ａ−ｇ２．Ｈ１ｓ４１．Ｃｕ

第５の混成器Ｈ５の出力ポート２及び出力ポート４は、アンテナ素子Ｅ１Ｕ及びＥ２Ｕそれぞれに次式の通りに信号ベクトルを供給する。
Ｈ５の出力ポート２の信号＝Ｈ５（２）＝Ｅ１Ｕの信号＝Ｈ５ｓ２１．Ｈ１（２）＋ｇ１．Ｈ５ｓ２３．Ｃｕ
すなわち、Ｈ５（２）＝Ｈ５ｓ２１（ａ１．Ｈ１ｓ２３．Ａ＋ｇ２．Ｈ１ｓ２１．Ｃｕ）＋ｇ１．Ｈ５ｓ２３．Ｃｕ
及び、Ｈ５の出力ポート４の信号＝Ｈ５（４）＝Ｅ２Ｕの信号＝Ｈ５ｓ４１．Ｈ１（２）−ｇ１．Ｈ５ｓ４３．Ｃｕ
すなわち、Ｈ５（４）＝Ｈ５ｓ４１（ａ１．Ｈ１ｓ２３．Ａ＋ｇ２．Ｈ１ｓ２１．Ｃｕ）−ｇ１．Ｈ５ｓ４３．Ｃｕ
分割器Ｓ９は、アンテナ素子Ｅ３Ｕに信号ベクトルを供給する。
すなわち、Ｅ３Ｕの信号＝ａ２．ｉ１．Ａ

第３の混成器Ｈ３の出力ポート２及び出力ポート４は、アンテナ素子Ｅ４Ｕ及びＥ５Ｕそれぞれに以下の通りに信号ベクトルを供給する。
混成器（Ｍ）の出力ポート（２）及び出力ポート（４）は、要素ベクトルＥ４Ａ及びＥ４Ａを発生させる。
Ｈ３の出力ポート２の信号＝Ｈ３（２）＝Ｅ４Ｕの信号＝Ｈ１（４）．Ｈ３ｓ２１＋ａ２．ｉ２．Ｈ３ｓ２３．Ａ
すなわち、Ｅ４Ｕの信号＝Ｈ３ｓ２１．（ａ１．Ｈ１ｓ４３．Ａ−ｇ２．Ｈ１ｓ４１．Ｃｕ）＋ａ２．ｉ２．Ｈ３ｓ２３．Ａ
Ｈ３の出力ポート４の信号＝Ｈ３（４）＝Ｅ５Ｕの信号＝Ｈ１（４）．Ｈ３ｓ２１−ａ２．ｉ２．Ｈ３ｓ２３．Ａ
すなわち、Ｅ５Ｕの信号＝Ｈ３ｓ２１．（ａ１．Ｈ１ｓ４３．Ａ−ｇ２．Ｈ１ｓ４１．Ｃｕ）−（ａ２．ｉ２．Ｈ３ｓ２３．Ａ）

図６は、可変遅延器Ｔ１が＋４５度の位相シフトをもたらす場合の中心及び上側アンテナ素子Ｅｃ及びＥ１Ｕ〜Ｅ５Ｕにおける信号ベクトルのベクトル図である。複雑さを軽減するために散乱パラメータを示しておらず、図面は原寸に忠実ではなく、見易さを改善するために小さいベクトルのサイズを拡大しており、実際のマグニチュードは、散乱パラメータの表によって後に示している。図６は、アンテナ素子Ｅ１Ｌ〜Ｅ５Ｌに対して上述のように生成される信号ベクトルが、サイドローブを抑制する振幅テーパを生成し、更にこれらの信号ベクトルが、そうでなければ位相ずれによる信号阻害に起因して発生することになるビーム形状の阻害、及び従って利得の阻害を起こすことなくアンテナアレイ６６のビームを傾斜させる実質的に線形の位相テーパをももたらすことを示している。

アンテナ素子Ｅ１Ｌ〜Ｅ５Ｌに対する信号ベクトルに関する図に対しては説明しないこととするが、これらの信号ベクトルは、上側アンテナ素子Ｅ１Ｕ〜Ｅ５Ｕに対するものと同様であり、共同給送器６４の下側半分における部品の適切な分割器比及び散乱パラメータと共に信号ベクトルＡに信号ベクトルＢを置換したものである。相応に位置したアンテナ素子ＥｘＵとＥｘＢ（ｘ＝１〜５）との対は、同様の振幅を有するが、可変遅延器Ｔ１及びＴ２の差動的作用のために起因して異なる位相角を有し（遅延器Ｔ２は、遅延器Ｔ１のものと等しく反対の−４５度の位相シフトをもたらす）、位相配列要件に準拠する。

アンテナ素子Ｅｃ、Ｅ１Ｕ〜Ｅ５Ｕ、及びＥ１Ｌ〜Ｅ５Ｌに対する信号ベクトル又は駆動信号の位相シフトは、傾斜コントローラ６２と共同給送器６４との組合せによって課せられる。この相対的位相整合は、分割比及び混成器におけるベクトルの合成における信号の選択によって予め定められ、２つの可変遅延器Ｔ１及びＴ２の調節に応答して変化する電気的傾斜角の制御による位相配列ビーム誘導に適している。

（表１）

分割器Ｓ１〜Ｓ９及び混成器Ｈ１〜Ｈ６は、表１に示している電圧分割比及び入力／出力散乱パラメータをもたらし、表１では「ＤＢＱＨ」は二重ボックス直交（９０度）混成器を意味し、「ＳＤＨ」＝和と差の（１８０度）混成器である。

パラメータの値は、実際に取得可能な分割器比の値を計算すると同時に、アンテナアレイ６６に対して望ましい振幅テーパを発生させるコンピュータシミュレーションから導出した。図５及び表１は、アンテナアレイの１つの偏波に適応し、これらは、二重偏波アンテナの各偏波での使用に向けて複製することができる、すなわち、二重偏波アンテナは、２つの傾斜コントローラ６２及び２つの共同給送器６４を含むことができる。

アンテナシステム６０は、図４に示している従来技術のシステムにおける４度と比較して６２．５％の改善である６．５度という高い傾斜範囲をもたらし、これは、各場合のボアサイトに対する−１８ｄＢの最大サイドローブレベルに対応する。アンテナシステム６０は、その上側サイドローブ２０が−１５ｄＢまで増大することを許すことができる場合には、１０度の傾斜範囲をもたらす。

アンテナ素子個数に関係なく、本発明のアンテナシステムの帯域幅は、周波数効果を最小にするためにアンテナシステムが「位相中立」設計として実施される時に最大化される。従って、アンテナシステムが、その中心周波数又は設計周波数以外の周波数で作動する時に、差動線路長が、周波数効果を引き起こさないことを保証するために、付加的な固定遅延器が加えられる。一般的にモバイル電話ユーザは水平線上に位置しないので、付加的な固定遅延器は、固定傾斜オフセットを挿入するために、共同給送器６４の出力とアンテナ素子Ｅｃ、Ｅ１Ｕ〜Ｅ５Ｕ、及びＥ１Ｌ〜Ｅ５Ｌの間に組み込むことができる。この付加的な遅延器は、複数本のケーブルを用いて好都合に挿入することができる。

図５に示している本発明のアンテナシステム６０は、要素Ｅｃを通じる中心水平線に対して時間遅延対称の形態を有する。要素Ｅｃへと通過するアンテナ素子駆動信号は、他の要素Ｅ１Ｕ〜Ｅ５Ｕ及びＥ１Ｌ〜Ｅ５Ｌそれぞれへと通過する駆動信号の時間遅延に対する基準として扱われ、すなわち、他の要素Ｅ１Ｕ〜Ｅ５Ｕ及びＥ１Ｌ〜Ｅ５Ｌへの駆動信号の時間遅延が、連動する可変遅延器Ｔ１及びＴ２の作動に応答して変化するのに対して、中心要素Ｅｃへの駆動信号の時間遅延は、一定に留まる。更に、上側要素Ｅ１Ｕ〜Ｅ５Ｕへの駆動信号の時間遅延が増大する間に下側要素Ｅ１Ｌ〜Ｅ５Ｌの時間遅延は低減し、その逆も同様であり、これらの組み合わされた要素から自由空間内へと放射される無線信号は、妥当な近似で実質的に線形である（下記に定めるように）位相面を有し、従って、駆動信号の時間遅延は、Ｅｃからの距離による時間遅延のマグニチュードの増大、及びＥｃ（時間遅延が基準ゼロとして扱われるところ）における時間遅延の符号の変化を示す中心要素Ｅｃを転換軸とする位相線と見なすことができる。そのような線の式はｄ＝ｎｔであり、ここでｄは、要素駆動信号の時間遅延であり、ｔは、Ｔ１２及びＴ２によって制御される可変時間遅延であり、ｎは、アンテナアレイ６６の異なる（すなわち、上側又は下側）半分にある要素に対して反対の符号を有し、Ｅｃからの距離を示す、ＥｎＵ又はＥｎＬにおける要素番号（すなわち、ｎ＝１〜５及び−１〜−５）である。

アンテナアレイから自由空間内へと放射される無線信号は、隣接するアンテナ素子における信号間に一定の位相差がある一定の場合には、アレイにわたって線形な位相面を有することになる。そのような位相面は、隣接するアンテナ素子における信号間の位相差が１０％を超えて変化しない場合には、アレイにわたって実質的に線形になる。
いずれの要素Ｅ１Ｕ〜Ｅ５Ｕ、Ｅｃ、又はＥ１Ｌ〜Ｅ５Ｌへの駆動信号も時間遅延の基準ゼロとして扱ってもよく、例えば、最も下側の末端要素Ｅ５Ｌへの駆動信号を基準ゼロとして選択すると、想定することができる位相線は、アンテナアレイ６６の下側末端を転換軸とすることになり、全ての他の要素Ｅ１Ｌ〜Ｅ４Ｌ、Ｅｃ、及びＥ１Ｕ〜Ｅ５Ｌへの駆動信号は、最も下側の末端要素の駆動信号に対して全てが正、又は全てが負である時間遅延を有する。しかし、中心要素Ｅｃを時間遅延の基準ゼロとして選択することにより、分割器比における実際的な問題が回避され、選択される時間遅延の基準ゼロが中心要素Ｅｃから離れて行く程、振幅テーパを実施するのに要求される分割器比の値は増大し、取得することがより困難になる。この理由から、中心要素Ｅｃを時間遅延の基準ゼロとして用いることが好ましい。

ここで図７を参照すると、傾斜コントローラ６２がより詳細に示されており、これまでに説明した部分には同様の参照記号が付与されている。分割器Ｓ１は、整合負荷Ｌｍで終端処理された１つの（未使用）ポート、及び傾斜ベクトル（Ｃ）になる不均等出力振幅ｃ１（−３．０４ｄＢｒ）とｃ２（−２．９８ｄＢｒ）とを有する「二重ボックス」直交混成器である。
デシベル比ｄＢｒは、ここではアンテナ共同給送器への入力ポートとして取られる、割り当てられた基準レベルの点に対する共同給送器内のいずれかの点のレベルである。

出力ｃ１は、分割器Ｓ２によって２つの等しい振幅に分割され、分割器Ｓ２は、整合負荷Ｌｍで終端処理された未使用ポート、及びＴ１及びＴ２によって遅延される出力を有し、それぞれ−６．０５ｄＢｒの相対レベルを有する傾斜ベクトルＡ及び傾斜ベクトルＢをもたらす和と差の混成器として実施される。混成器及び遅延器に向う矢印８０、及びこれらから離れる矢印８０は、入力及び出力を示している。整合負荷Ｌｍは、出力電力が流れ込まない入力ポートに関連付けられるので、送信モードでは電力損失を引き起こさない（非理想的混成器に起因する効果を無視すると）。また整合負荷Ｌｍは、受信モードにおいても、図１のアンテナボアサイト１８ａ又は１８ｂ上に位置しる信号源に対しては電力損失を引き起こさない（アンテナシステム６０は、後に説明するように受信機として逆作動させることができる）。しかし、整合負荷Ｌｍは、受信モードにおいて、ボアサイト外信号源に対しては電力損失を引き起こす。

図８は、共同給送器６４をより詳細に示しており、これまでに説明した部分には、同様の参照記号を付与している。分割器Ｓ３及びＳ４は和と差の混成器として実施され、分割器Ｓ５〜Ｓ１０は「二重ボックス」直交混成器として実施され、分割器Ｓ３〜Ｓ１０は全て、整合負荷Ｌｍで終端処理された１つの未使用ポートを有する。混成器Ｈ１〜Ｈ６は、和と差の混成器として実施される。

図９は、二重偏波アンテナの正の偏波及び負の偏波それぞれを実施するのに単一のプリント回路基板９０が２つの共同給送器６４（＋）及び６４（−）を如何に支持することができるかということを略示しており、これまでに説明した部分には、同様の参照記号を付与している。分割器Ｓ３〜Ｓ１０及び混成器Ｈ１〜Ｈ６の群は、レイアウトを示す四角囲みによって示している。

各共同給送器６４（＋）及び６４（−）は、一般的にＥ文字形状に配置され、他方に対して補完又は係合するような方式で配列される。

各共同給送器６４（＋）及び６４（−）は、それぞれの傾斜コントローラ６２（示していない）と関連付けられる。１つ又はそれよりも多くの傾斜コントローラ６２は、１つ又は複数の共同給送器６４と共にアンテナレードーム（示していない）内に装着するか、又は共同給送器とは別々にレードームから離して装着するかのいずれかとすることができる。いずれの場合にも、傾斜ベクトルＡ、Ｂ、及びＣは、傾斜コントローラ６２と、それに関連付けられた共同給送器６４との間をこれらのベクトルの間の位相関係を維持する接続を通じて通過する。代替的に、そうでなければ傾斜コントローラ６２又は共同給送器６４は、これらの接続が招くあらゆる位相誤差逸脱に対する補償を含まなければならない。

図９によるアンテナアセンブリは、位相配列アンテナの一般的なレードームによって課せられるサイズ制約条件範囲内で実施することができ、更に、共同給送器６４（＋）及び６４（−）から出るリードは、従来の方式で配置されたアンテナ素子Ｅ１Ｕ〜Ｅ５Ｕ、Ｅｃ、及びＥ１Ｌ〜Ｅ５Ｌへの接続に要求されるものと、有利なことに実質的に同じ方式で分配されることが判明している。その結果、共同給送器６４からアンテナ素子へと接続を行うケーブルの合計長さが短縮され、損失の低減がもたらされる。

ここで図１０を参照すると、本発明の更に別のアンテナシステム１００は、１２つのアンテナ素子Ｆ１Ｕ〜Ｆ６Ｕ及びＦ１Ｌ〜Ｆ６Ｌを有するアンテナアレイ１０１を有しており、共同給送器１０４に接続した傾斜コントローラ１０２内に位置した第１、第２、及び第３の可変遅延器Ｔａ、Ｔｂ、及びＴｄ、並びに１つの固定遅延器Ｔｃを用いる。第１及び第２の可変遅延器Ｔａ及びＴｂは、各々０から２Ｔまで可変の遅延をもたらし、第３の可変遅延器Ｔｄは、２Ｔから０まで可変の遅延をもたらし、固定遅延器Ｔｃは遅延Ｔをもたらす。アンテナ素子Ｆ１Ｕ〜Ｆ６Ｕ及びＦ１Ｌ〜Ｆ６Ｌへと通過する信号が受ける位相シフトを均等化するために、位相補填構成要素（示していない）が、共同給送器１０４内に位置しる。

第１、第２、及び第３の可変遅延器Ｔａ、Ｔｂ、及びＴｄは、第３の可変遅延器Ｔｄが低減する時に第１及び第２の可変遅延器Ｔａ及びＴｂが増大し、その逆も同様であることを示す−１の増幅器記号１０８を含む点線１０６で表しているように連動し、これらの連動する遅延器の変化は、傾斜設定制御１１０に応答してアンテナの電気的傾斜を変更する。

１１２における入力信号ベクトルＶは、第１の分割器Ｓ１１によって２つの信号ｓ１．Ｖとｓ２．Ｖとに分割される。信号ｓ１．Ｖは第２の可変遅延器Ｔｂによって遅延され、次に第２の分割器Ｓ１２によって２つの信号ｇ１．ｓｌ．Ｖとｇ２．ｓ１．Ｖとに分割され、これらの信号のうちの信号ｇ１．ｓｌ．Ｖを傾斜ベクトルＢで表している。信号ｇ２．ｓ１．Ｖは、第１の可変遅延器Ｔａによって更に遅延され、この後この信号を傾斜ベクトルＡで表している。

第１の分割器Ｓ１１からの信号ｓ２．Ｖは、固定遅延器Ｔｃによって遅延され、次に、第３の分割器Ｓ１３によって２つの信号ｈ１．ｓ２．Ｖとｈ２．ｓ２．Ｖとに分割され、これらの信号のうちの信号ｈ１．ｓ２．Ｖを傾斜ベクトルＣで表している。信号ｈ２．ｓ２．Ｖは、第３の可変遅延器Ｔｄによって更に遅延され、この後この信号を傾斜ベクトルＤで表している。

従って、傾斜ベクトルは次式で与えられる。
Ａ＝ｇ２．ｓ１．Ｖ［Ｔａ＋Ｔｂ］、
Ｂ＝ｇ１．ｓ１．Ｖ［Ｔｂ］、
Ｃ＝ｈ１．ｓ２．Ｖ［Ｔｃ］、
Ｄ＝ｈ２．ｓ２．Ｖ［Ｔｃ＋Ｔｄ］．
ここで［．．］は、以前と同様に角括弧の内容によって遅延されることを意味する。

共同給送器１０４は、点線で示している水平中心線１１２に対して対称であり、すなわち、アンテナ素子Ｆ１Ｕ〜Ｆ６Ｕに関連付けられた上側半分１０４Ｕ、及びこの上側半分の鏡像であるアンテナ素子Ｆ１Ｌ〜Ｆ６Ｌに関連付けられた下側半分１０４Ｌを有する。傾斜ベクトルＡ及びＢは、上側アンテナ素子Ｆ１Ｕ〜Ｆ６Ｕに向けて電圧又は信号ベクトルを発生させる上側半分１０４Ｕに接続される。傾斜ベクトルＣ及びＤは、下側アンテナ素子Ｆ１Ｌ〜Ｆ６Ｌに向けて電圧又は信号ベクトルを発生させる下側半分１０４Ｌに接続される。

共同給送器１０４は、傾斜ベクトルＡ、Ｂ、Ｃ、及びＤを分割し、Ａ及びＤに比例する信号ベクトル、並びにＢの一部とＡの一部との合成信号ベクトル、Ｂの一部とＣの一部との合成信号ベクトル、及びＣの一部とＢの一部との合成信号ベクトル、Ｃの一部とＤの一部との合成信号ベクトルを形成し、これは、分割器Ｓ１４〜Ｓ１９及び混成器Ｈ７〜Ｈ１０を用いて実施され、図５を参照して説明した信号ベクトル生成と同様であり、より具体的には説明しないことにする。

図１１は、共同給送器１０４によって生成されるアンテナ素子駆動信号又はベクトルのベクトル図である。これらの信号ベクトルは、アンテナのサイドローブを抑制する振幅テーパ及び実質的に線形の位相テーパを生成し、これらのテーパは、位相ずれによる信号阻害に起因してそのビーム形状、従って、利得を阻害させることなくアンテナアレイビーム１６を傾斜させる。

アンテナ素子Ｆ１Ｕ〜Ｆ６Ｕ及びＦ１Ｌ〜Ｆ６Ｌへの信号ベクトル又は電圧は次式によって与えられる。
Ｆ６Ｕ＝ａ２．Ａ−ｂ１．Ｂ
Ｆ５Ｕ＝ａ１．Ａ
Ｆ４Ｕ＝ａ２．Ａ＋ｂ１．Ｂ
Ｆ３Ｕ＝ｂ２．ｅ２．Ｂ−ｃ１．Ｃ
Ｆ２Ｕ＝ｂ２．ｅ１．Ｂ
Ｆ１Ｕ＝ｂ２．ｅ２．Ｂ＋ｃ１．Ｃ
Ｆ１Ｌ＝ｃ２．ｆ２．Ｃ−ｂ３．Ｂ
Ｆ２Ｌ＝ｃ２．ｆ１．Ｃ
Ｆ３Ｌ＝ｃ２．ｆ２．Ｃ＋ｂ３．Ｂ
Ｆ４Ｌ＝ｄ２．Ｄ−ｃ３．Ｃ
Ｆ５Ｌ＝ｄ１．Ｄ
Ｆ６Ｌ＝ｄ２．Ｄ＋ｃ３．Ｃ

ここで図１２を参照すると、本発明のアンテナシステムの更に別の実施形態１２０は、アンテナアレイ１２１、及び共同給送器１２４に接続した傾斜コントローラ１２２を含む。アンテナアレイ１２１は、中心要素Ｇｃ、６つの上側要素Ｇ１Ｕ〜Ｇ６Ｕ、及び６つの下側要素Ｇ１Ｌ〜Ｇ６Ｌという１３個のアンテナ素子を有し、４つの可変遅延器、すなわち、第１、第２、第３、及び第４の可変遅延器ＴＡ、ＴＢ、ＴＣ、及びＴＤを用い、これらの遅延器は、傾斜コントローラ１２２内に位置し、等しい最大遅延値をもたらす。システム１２０は、入力１２６から異なる経路を通じてアンテナ素子Ｇｃ、Ｇ１Ｕ〜Ｇ６Ｕ、及びＧ１Ｌ〜Ｇ６Ｌへと通過する信号が受ける位相シフトを均等化するために、位相補填構成要素（示していない）を含む。

第１、第２、第３、及び第４の可変遅延器ＴＡ、ＴＢ、ＴＤ、及びＴＥは、第３及び第４の可変遅延器ＴＤ及びＴＥが低減する時に第１及び第２の可変遅延器ＴＡ及びＴＢが増大し、その逆も同様であることを示す−１の増幅器記号１３０を含む点線１２８によって表しているように連動し、これらの連動する遅延器の変化は、傾斜設定制御１３２に応答してアンテナの電気的傾斜を変更する。

分割器Ｓｖは、入力信号ベクトルＶを３つの信号に分割し、そのうちの１個を傾斜ベクトルＣで表している。他の２つの信号は、それぞれ第２及び第３の可変遅延器ＴＢ及びＴＤに給電され、これらの遅延器からの出力は、各々２つの信号に再度分割され、傾斜ベクトルＢ及びＤで表している信号を供給すると共に、それぞれ隣接する第１及び第４の可変遅延器ＴＡ及びＴＥへの入力に向けて信号を供給し、次に第１及び第４の可変遅延器ＴＡ及びＴＥは、傾斜ベクトルＡ及びＥで表している信号を供給する。従って、傾斜ベクトルＡ及びＥは２つの可変遅延器を経由し、傾斜ベクトルＢ及びＤは１つの可変遅延器を経由し、傾斜ベクトルＣはいずれの可変遅延器も経由せずに通過する。傾斜ベクトルＣは、傾斜コントローラ１２２内で遅延されず、傾斜ベクトルＡ及びＥは、傾斜ベクトルＢ及びＤそれぞれの２倍の遅延を受け、傾斜ベクトルＤ及びＥが遅延において低減する時に、傾斜ベクトルＡ及びＢは遅延において増大し、その逆も同様である。

共同給送器１２４は、２路及び３路分割器Ｓａ〜Ｓｅ、及び４つの和と差の混成器Ｈａｂ、Ｈｂｃ、Ｈｃｄ、及びＨｄｅを有し、これらの分割器及び混成器は、傾斜ベクトルＡ〜Ｅに対して分割、加算、及び減算を実施して、位相配列ビーム誘導に適するように、アンテナ素子Ｇｃ、Ｇ１Ｕ〜Ｇ６Ｕ、及びＧ１Ｌ〜Ｇ６Ｌのアレイ１２１を横断して変化する信号位相を有するアンテナ素子駆動信号を発生させる。これは、従来の実施形態６０及び１００に対して説明した作動モードと同様であり、簡潔にのみ解説することにする。

中心アンテナ素子Ｇｃは、入力１２６から２つの３路分割器Ｓｖ及びＳｃを経由するが、いかなる可変遅延器又は混成器も経由せずに中心アンテナ素子Ｇｃへと通過した信号を受け取る。２つの（上側及び下側）アンテナ素子Ｇ２Ｕ及びＧ２Ｌは、１つの可変遅延器ＴＢ又はＴＤ及び１つの３路分割器Ｓｂ又はＳｄを経由するが、いかなる混成器も経由せずに通過したそれぞれの信号を受け取る。２つの更に別の（上側及び下側）アンテナ素子Ｇ５Ｕ及びＧ５Ｌは、２つの可変遅延器ＴＡ、ＴＢ、又はＴＤ、ＴＥ及び１つの２路分割器Ｓａ又はＳｅを経由するが、いかなる混成器も経由せずに通過したそれぞれの信号を受け取る。８つの他の（上側及び下側）アンテナ素子Ｇ２Ｕ及びＧ２Ｌは、５つ全ての傾斜ベクトルＡ〜Ｅに対する、分割器Ｓａ〜Ｓｅそれぞれにおける分割の後に、混成器Ｈａｂ、Ｈｂｃ、Ｈｃｄ、及びＨｄｅによる加算及び減算演算によって発生するそれぞれの信号を受け取る、すなわち、Ｇ１Ｕ、Ｇ３Ｕ、Ｇ４Ｕ、Ｇ６Ｕ、Ｇ１Ｌ、Ｇ３Ｌ、Ｇ４Ｌ、及びＧ６Ｌのうちのアンテナ素子Ｇ４Ｕ、Ｇ６Ｕ、Ｇ４Ｌ、及びＧ６Ｌは、各々が２つの信号の合成信号（和又は差）である信号であり、これら２つの信号が、それぞれ、ＴＢ又はＴＤにおいて１つの可変遅延器を経たもの（傾斜ベクトルＢ又はＤの一部）、並びにＴＡとＴＢ又はＴＤとＴＥにおいて２つの可変遅延器を経たもの（傾斜ベクトルＡ又はＥの一部）である信号を受け取り、アンテナ素子Ｇ１Ｕ、Ｇ３Ｕ、Ｇ１Ｌ、及びＧ３Ｌは、各々が、単一の遅延傾斜ベクトルＢ又はＤの一部と非遅延傾斜ベクトルＣの一部との合成信号である信号を受け取る。

図１３は、アンテナ素子駆動信号を導出するためのベクトル生成のベクトル図を提供している。このベクトル図は、中心要素、９つの上側要素、及び９つの下側要素という１９個のアンテナ素子を有するアンテナシステム（例示していない）に関する。このアンテナシステムは、アンテナシステム１２０に２つの更に別の可変遅延器を加え（すなわち、合計で６個）、更に付加的な分割器及び混成器を加え、遅延３Ｔ、２Ｔ、Ｔ、０、−Ｔ、−２Ｔ、及び−３Ｔ（Ｔは可変）を有する７つの傾斜ベクトル、並びに６つの追加アンテナ素子駆動信号を供給するものに等しい。

ベクトル図１３Ａ及び１３Ｂは、両方の図面において、中心アンテナ素子（図１２の要素Ｅｃに等しい）への駆動信号のものである同一の水平非遅延傾斜ベクトルの位相及び振幅を示す太線の半径方向矢印１３２Ａ及び１３２Ｂを示している。６本の他の太線半径方向矢印１３４Ａ〜１３８Ａ及び１３４Ｂ〜１３８Ｂは、６つの遅延傾斜ベクトル、すなわち、各図面において３つの上側アンテナ素子及び３つの下側アンテナ素子それぞれへの駆動信号を示す３つのそのようなベクトルの位相及び振幅を示している。１２本の他の半径方向矢印１４０Ａ〜１５０Ａ及び１４０Ｂ〜１５０Ｂは、各図面において、混成器内で傾斜ベクトルの和及び差として処理することによって得られる６つの他の傾斜ベクトルの位相及び振幅を示している。各図面における３本の弓形湾曲矢印１５２Ａ、１５２Ｂは、可変遅延器によってそれぞれ導入された遅延又は位相シフトを示している。

信号ベクトル矢印１３２Ａ〜１５０Ａ、１３２Ｂ〜１５０Ｂの先端を通る点線の曲線１５４Ａ及び１５４Ｂは、振幅テーパ（望ましいビーム形状を得るためのアンテナ素子間の振幅変動）を示している。図１３が関連する図１２を参照して説明したアンテナシステム１２０では、あらゆるアンテナ素子に対する信号ベクトルは、１つの傾斜ベクトルか、又は例示している回路内の位置において隣接する２つの傾斜ベクトルのいずれかのみを含み、その結果、共同給送器１２４の構成において、回路の線路長を短縮し、回路の線路の交差を回避することができる。特にアンテナシステム１２０は、−１８ｄＢの最大サイドローブレベルにおいて１０度の傾斜範囲を達成するように設計することができる。アンテナシステム１２０に関するベクトル図は、図１３のベクトル１３８Ａ、１４８Ａ、１５０Ａ、１５２Ａ、１３８Ｂ、１４８Ｂ、１５０Ｂ、及び１５２Ｂを削除することによって得ることができる。

ここで、ＲＦポート２０２が傾斜コントローラ２０４に接続され、傾斜コントローラ２０４自体が共同給送器２０６を通じてアンテナアレイ２０８に接続した本発明のアンテナシステム２００の一般化したブロック図を示している図１４を参照して本発明の原理を以下に解説する。

これまで示した本発明の実施形態は、入力信号ベクトルＶが、分割、遅延、及び再合成の対象であり、放射線の自由空間内への送信に向けてアンテナ素子駆動信号を発生させる送信モードで作動するものとして説明した。アンテナシステム２００及び本発明の他の実施形態は、送信モード又は受信モードで作動させることができる。送信モードでは、ＲＦポート２０２は、傾斜コントローラ２０４への信号Ｖの入力のための入力ポートである。受信モードでは、ＲＦポート２０２は、傾斜コントローラ２０４における可変遅延設定によって規定される（従来の実施形態と同様に）特定の傾斜角でのアンテナアレイ２０８による自由空間からの信号の受信に応答する傾斜コントローラ２０４からの信号Ｖの出力のための出力ポートである。傾斜コントローラは、アンテナアレイ２０８における傾斜角を設定する第２の入力２１０を有する。

送信モードでは、傾斜コントローラ２０４の出力は、矢印２１２の下に示しているように１組の傾斜ベクトル（Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ等）から成り、本発明が、要求に応じた個数の傾斜ベクトルを発生させることができることを示すために、矢印２１４を点線で示している。傾斜ベクトルＡ、Ｂ等は、共同給送器２０６に接続され、共同給送器２０６は、本発明の従来の実施形態において説明したように、個々の傾斜ベクトルの一部、又は傾斜ベクトルの合成ベクトルとしてアンテナ素子駆動信号を発生させる。

合成ベクトルは、単一レベルのベクトル加算又は２つ又はそれよりも多くのレベルのベクトル加算から形成することができる。ベクトル和はベクトルの内挿であり、一方ベクトル差はベクトルの外挿である。従って、単一レベルのベクトル加算、及び２つの傾斜ベクトルＡ及びＢでは、外挿要素ベクトルは、ベクトル差Ｄ１から形成される。
式１

更に、内挿要素ベクトルは、ベクトル和Ｓ１から形成される。
式２

式２のＳ₁を用いた２レベルのベクトル加算を用いる共同給送器は、例えば、第２のレベルのベクトル差から更に別の外挿ベクトルを発生させることができる。
式３

更に、ベクトル和から更に別の内挿ベクトルを発生させることができる。
式４

本発明は、少なくとも３つの傾斜ベクトル、例えば、図５の傾斜ベクトルＡ、Ｂ、及びＣを用いる。Ｎ個の傾斜ベクトルが用いられる場合には、傾斜ベクトルのうちの１個を他の（Ｎ−１）個の傾斜ベクトルに対する時間基準として扱うことができるので、（Ｎ−１）個の可変遅延器を要求する（例えば、３つの傾斜ベクトルに対して２つの可変遅延器）。

（表２）

表２は、図５を参照して説明したもののような３つの傾斜ベクトルＡ、Ｂ、及びＣ、２つの可変遅延器、並びに単一レベルのベクトル加算を用いる実施形態において実施するのに便利な共同給送器の位相幾何学的構成を示している。

単一の傾斜ベクトルから直接導出される各アンテナ素子駆動信号又はベクトルは、振幅において一定に留まり、この信号又はベクトルが通過する可変遅延器（対応するものがある場合は）によって導入される位相シフトを有し、代替的に、この信号又はベクトルが可変遅延器を通過しない場合には、入力信号Ｖの位相を有する。この場合、可変遅延器以外の構成要素（例えば、混成器）における信号遅延は無視される。非ゼロの電気的傾斜角を有する位相配列アンテナにおける全体位相及び振幅精度は、上述の実施形態におけるように、各傾斜ベクトルがそれぞれのアンテナ素子に直接課せられ、更に合成傾斜ベクトルが他のアンテナ素子に課せられる時に最大である。その結果、本発明のアンテナシステムの好ましい実施形態は、７個、１１個、１５個、又は１９個のアンテナ素子を有する。

本発明のアンテナシステムのアンテナには、単一レベルのベクトル加算を実施することができる。しかし、そうである場合には、分割器及び混成器比は１０ｄＢを超える可能性があり、それによって回路基板設計に対して実施の難しさが付加される（非現実的に幅狭な線路）。これは、例えば、サイドローブ抑制目的で振幅テーパを実施するのに比較的低いアンテナ信号振幅が要求される最外側アンテナ素子（例えば、図１０のＦ６Ｕ、Ｆ６Ｌ）において発生する可能性がある。従って、分割器及び混成器パラメータを１０ｄＢよりも低く制限するように２レベルのベクトル加算を用いることが好ましいものとすることができる。

（表３）

表３は、３つの傾斜ベクトル、２つの時間遅延デバイス、及び２レベルのベクトル加算に対して便利なアンテナ位相幾何学的構成を示している。
表１及び表２における数量によって示しているものと同様の構造を３個よりも多くの傾斜ベクトルを用いるアンテナシステムに対して導出することができる。入力ベクトルＶを用いると、傾斜ベクトルＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ（等）は、次式のように定めることができる。
式５

式６

式７

式８

Ｄ＝α_dＶ（角度（Ｇ_dφ））
ここで、φは、傾斜コントローラ２０４によって設定される入力角度であり、α_X及び（Ｇ_Xφ）は、ＸがＡ、Ｂ、Ｃ、又はＤである場合の傾斜ベクトルＸの振幅及び位相角それぞれである。
Ｇ_Xは、Ｘの位相と入力角度φの間のギアリング比である。Ｘの位相は、φのＧ_X倍の速度で変化する。

ベクトル加算は、次式で示すことができる実質的に平坦な位相面を有する信号を発生させる。次の第１の補助定理を考える。
式９

式１０

式１１

式１２

式１３

式１４

同様に、小さいθにおいて近似を与える次の第２の補助定理を考える。
式１５

傾斜コントローラ２０４が、それぞれ振幅Ｖｍ及びＶｎを有する２つの隣接する傾斜ベクトルＭ及びＮを発生させる場合には、φ_min＝（Ｇ_m＋Ｇ_n）φ／２及びＧ_m−Ｇ_n＝１とすると、次式が得られる。
式１６

式１７

ここで、Ｖ_m、Ｖ_nは、分割器比α_m、α_n、及び入力電圧Ｖによって判断され、φは、Ｖ_mとＶ_nの間の位相差であり、φ_minは、Ｖ_mとＶ_nとの位相中心と入力電圧Ｖの間の位相差である。
出力Ｍ及びＮに対して作用するベクトル代数は、ｉ番目のアンテナ素子（ｉ）において、ｍ及びｎにおける電圧のベクトル和である電圧を発生させる。
式１８

式１９

補助定理１から、上式は、次式になる。
式２０

傾斜コントローラ２０４における可変遅延器（示していない）の適切なカプリング、及び共通位相（入力信号Ｖの位相）に対するオフセットにより、これは次式のように整えることができる。
式２１

ここで、Ｇ_jは、式５〜８におけるように、入力φに対する信号ｊ（ｊ＝ｍ又はｎ）の位相のギアリング比Ｇである。
従って、次式が得られる。
式２２

第２の補助定理を用いると、次式が得られる。
式２３

従って、入力信号に対してφを有する２つの隣接する傾斜ベクトルＭ及びＮのベクトル和によって駆動される要素ｉにおける位相は、近似的に次式になる。
式２４

入力φが変化する時に回転する平坦な位相面を得るためには、次式が必要である。
式２６

又は

ここで、ｙ_iは、アンテナアレイ中心からのｉ番目のアンテナ素子の距離であり、Ｋは定数である。

傾斜ベクトルのギアリング比を整数の上昇比として選択することによって（傾斜コントローラでは容易に達成される）、傾斜ベクトルに対する基準を満たすことができ、要素ｉを傾斜ベクトルＭ及びＮに接続する比γ_i、κ_iを選択することにより、全ての要素における基準を達成することができる。
それによってφが増大する時に位相配列アンテナの傾斜に対して実質的に平坦な位相面が発生し、また、共同給送器２０６が、隣接する傾斜ベクトルのみを合成する時に最適な位相面の線形性がもたらされる。位相面は、φが小さい限り完全に平坦である（補助定理２）。更に、それによって図７、８、及び９を参照して説明したように、傾斜コントローラ２０４及び共同給送器２０６を線路の交差なしに平面形状の回路として実施することが可能になる。

図１５を参照すると、送信モード及び受信モードの両方における作動に適する本発明のアンテナシステム３００が示されている。本発明のこの実施形態では、２つの別々の傾斜コントローラ、すなわち、送信傾斜コントローラ３０２Ｔ及び受信傾斜コントローラ３０２Ｒが、信号をそれぞれ送信及び受信するのに用いられる。送信信号及び受信信号は、傾斜コントローラ３０２Ｔ及び３０２Ｒと共通共同給送器３０４との間を傾斜ベクトル信号Ａ、Ｂ、及びＣ等に関連付けられた二重構造（すなわち、送信／受信）フィルタユニット３０６Ａ、３０６Ｂ、３０６Ｃなどを通じて通過する。これらのフィルタユニットは、右へと通過する送信信号を左へと通過する受信信号から分離し、送信傾斜コントローラ３０２Ｔから共同給送器３０４への送信信号、及び共同給送器３０４から受信傾斜コントローラ３０２Ｒへの受信信号を経路指定する。点線で示している線３０８及び二重構造フィルタユニット３０６Ｘは、各場合に、必要に応じた数のフィルタユニット３０６Ａ、３０６Ｂ、３０６Ｃ及び傾斜ベクトル信号を用いることができることを示している。共同給送器３０４は、送信モードでは、アンテナ素子駆動信号をアンテナアレイ３１０のアンテナ素子（三角形によって示している）に供給し、受信モードでは、自由空間からアンテナ素子によって受信された信号をアンテナアレイ３１０から取得する。アンテナシステム３００は、−１８ｄＢの最大サイドローブレベルにおいて１０度の電気的傾斜範囲を達成する。

厳密に説明すると、傾斜ベクトル信号Ａ、Ｂ、及びＣ等は、共同給送器へと通過する前に単一の入力信号Ｖから分割及び遅延作動によって傾斜コントローラ内で発生するものとして説明したので、受信モードにおける受信機ではなく、送信モードにおける送信機による電気的傾斜の制御に向けて定められる。受信モードでは、信号は、３１０のようなアンテナアレイのアンテナ素子によって自由空間から受信され、これらの受信信号は、アンテナ素子から共同給送器へと逆方向に通過する。上述の定義にも関わらず、これまでに説明した本発明の実施形態では、各傾斜コントローラ及び共同給送器の構成要素は、受信モードにおいて、送信モードにおけるものと同様であるが逆の方式で受信機として作動し、すなわち、分割器は信号合成器になり、和と差の混成器は、その入力と出力とを差し替える。従って、アンテナ素子によって受信される信号は、共同給送器６４、１０４、１２４、又は３０４によって複合信号ベクトルＡ、Ｂ、及びＣ等へと合成されることになる。ここでは便宜上これらの複合信号ベクトルを傾斜制御信号の代わりに中間傾斜信号で表し（実際に中間傾斜信号及び傾斜制御信号は、両方ともに中間信号である）、これらの複合信号ベクトルは、可変遅延、及び例えば今度は合成器として機能する図５の分割器Ｓ１及びＳ２における合成に向けて傾斜コントローラ６２、１０２、１２２、又は３０２Ｒ内へと通過する。それによって受信モードにおいてアンテナアレイの電気的傾斜角が制御され、その結果この角度に対して単一の出力信号Ｖがもたらされる。

送信及び受信傾斜コントローラ３０２Ｔ及び３０２Ｒは両方ともに、従来の実施形態で説明した可変遅延器（示していない）を有し、送信傾斜コントローラ３０２Ｔ内の遅延器は、受信傾斜コントローラ３０２Ｒ内のものとは別々であり、独立して可変である。コントローラ３０２Ｔ及び３０２Ｒは両方ともに、アンテナアレイの電気的傾斜角を制御し、一方は送信モードにおいて、他方は受信モードにおいて制御する。その結果、本発明のアンテナシステム３００は、送信作動モードと受信作動モードとで独立して可変である別々の傾斜角をもたらす。

代替的に、傾斜コントローラ３０２Ｔ又は３０２Ｒの一方を送信信号と受信信号の第１の対（ＴＸ１、ＲＸ１）に対して用い、他方の傾斜コントローラを送信信号と受信信号の第２の対（ＴＸ２、ＲＸ２）に対して用いることができる。この場合には、二重構造フィルタユニット３０６Ａ、３０６Ｂ、３０６Ｃ等は、帯域合成フィルタで置換される。

更に別の代替として、異なる周波数の複数の送信信号（ＴＸ１、ＴＸ２、．．．）、又は異なる周波数の複数の受信信号（ＲＸ１、ＲＸ２、．．．）に対して、複数の傾斜コントローラ３０２Ｔ及び３０２Ｒを用いることができる。この場合には、二重構造フィルタユニット３０６Ａ、３０６Ｂ、３０６Ｃ等は、異なる送信周波数又は受信周波数を分離する帯域通過フィルタで置換される。

本発明の実施形態は、以下の電気的傾斜可能アンテナを提供する。
（ａ）位相配列アンテナにおけるＮｅ個のアンテナ素子に対して、従来技術が１個又は（Ｎｅ−１）個の可変遅延器を用いるのに対して２個から（Ｎｅ−２）個の可変遅延器を有するもの、
（ｂ）所定のアンテナ素子個数、傾斜範囲、及びサイドローブレベルにおいて最小の合計時間遅延を有するように設計することができるもの、
（ｃ）同じ最大遅延値を有する可変遅延器を有するように設計することができるもの、
（ｄ）このアンテナの電気的傾斜範囲にわたって位相テーパの良好な線形性を維持するもの、
（ｅ）所定のサイドローブレベルにおいて良好な取得可能利得を有するもの、
（ｆ）このアンテナの電気的傾斜範囲にわたって実質的に一定に留まる利得を有するもの、
（ｇ）あらゆるアンテナ素子個数に対して設計することができるもの、
（ｈ）非理想的な性質を有する構成要素に付随する不可避の損失以外には損失のない共同給送器を有するように設計することができるもの、
（ｉ）マイクロ−ストリップ又はトリ−プレート内の回路の交差なしに設計することができるもの、及び
（ｊ）いくつかの搬送波周波数の間、又は各々に対して個々の傾斜角を有するオペレータの間でアンテナ共有を可能にするほど十分に少ない可変遅延器を有するもの。

図１６は、本発明の遅延器利用を従来技術のものと比較しており、ここでは遅延要件を電気的傾斜と共に用いられるアンテナアレイにおけるアンテナ素子個数に対してプロットしている。ここでは合計時間遅延要件（縦軸のΣＴ）は、アンテナアレイを最大に傾斜させるために全ての移相器によって導入される合計遅延であり、例えば、４要素アンテナアレイが、移相器に遅延（０、Ｔ、２Ｔ、及び３Ｔ）を導入することを要求した場合には、アンテナアレイを最大に傾斜させるための合計遅延要件は６Ｔである。

本発明は、単一の可変遅延器（例えば、ＷＯ２００４／１０２７３９及び図４を参照されたい）よりも多くの可変遅延器を有するが、アンテナ素子よりも少なくとも２個少ない（図２及び図３の従来技術では１個少ないことと比較して）可変遅延器を有する様々なアンテナシステムを提供する。これに関して、本発明の範囲は、双方向矢印４００によって示している領域であり、ＷＯ２００４／１０２７３９の従来技術のものは、水平線４００によって示している領域であり、図２及び図３のものは、双方向矢印４０４によって示している領域である。従って、本発明は、図２及び図３を参照して説明した従来技術に対する遅延要件に関して優れており、他の従来技術よりも少ない追加遅延負担で取得可能な電気的傾斜範囲及びビーム形状に関してＷＯ２００４／１０２７３９の従来技術よりも優れている。

上述の本発明の実施形態の全てにおいて、アンテナビーム成形に向けて振幅テーパを実施する信号振幅を構成するように分割器比を調節することができる。一般的に用いられる振幅テーパ関数は、以下のものを含む。
（ａ）低いサイドローブレベルのために用いられる台座状振幅テーパに対する余弦の二乗、
（ｂ）等しいサイドローブレベルからの最大利得のために用いられるＤｏｌｐｈ−Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖ振幅テーパ、及び
（ｃ）例えば、等しい地上照明又はヌル誘導のために用いられる特殊振幅テーパ。

以上の本発明の実施形態は、整数関係（一般的には１）を有する線形手法で制御される可変遅延器（例えば、図１２のＴＡ、ＴＢ、ＴＤ、ＴＥ）を有する。これらの遅延器は、入力信号ベクトルＶから得られる傾斜ベクトル、例えば、Ａ〜Ｄが、次の形式の関係によって与えられるようにいずれか特定の制御関係から設定することができる。
式２２

式２３

式２４

式２５

ここで、α_a、α_b、α_c、及びα_dは、傾斜ベクトルＡ、Ｂ、Ｃ、及びＤに対する振幅縮尺係数であり、Ｇ_a、Ｇ_b、Ｇ_c、及びＧ_cは、傾斜ベクトルＡ、Ｂ、Ｃ、及びＤに対する角度縮尺係数であり、φは、アンテナに対する要求傾斜角である。
これは、アンテナビーム形状の制御が、例えば、傾斜範囲にわたるサイドローブレベル制御、利得制御、並びにヌル充填及びヌル誘導をもたらすことを可能にする。

傾斜コントローラ及び共同給送器内の分割器比の電気的傾斜角の関数としての調節により（上述の本発明の実施形態を参照されたい）、アンテナビーム形状の更に別の制御を得ることができる。

分割器の分割比の動的制御は、ＷＯ２００４／０８８７９０に説明されているように、混成合成器に結合された時間遅延デバイスによって実施することができる。

傾斜コントローラは、アンテナアレイの例えば傾斜コントローラ、共同給送器、及びアンテナアレイが位置するレードーム内にローカルに装着することができ、又は傾斜コントローラは、アンテナアレイから離して位置させることができ、すなわち、アンテナアレイを用いる基地局の近くに位置させるか又は基地局内の変調機能の一部として一体的に位置させるかのいずれかとすることができる。

６２ 傾斜コントローラ
６４ 共同給送器
６６ アンテナアレイ
Ｈ１からＨ６ 混成器
Ｓ３からＳ１０ 分割器
Ｔ１、Ｔ２ 可変遅延器

Claims (30)

1. 送信モードにおいて送信機として作動する、電気的傾斜制御を有する位相配列アンテナシステムであって、
   ａ）アンテナ素子のアレイ、
   ｂ）少なくとも第１及び第２の中間信号の各々が第３の中間信号に対して可変遅延可能であるように、入力信号を少なくとも第１、第２、及び第３の中間信号に分割するための傾斜制御手段、
   ｃ）前記中間信号を処理して該中間信号の合成ベクトルを少なくとも一部含むアンテナ素子のための駆動信号を生成するための共同給送手段、及び
   ｄ）前記第３の中間信号に対する前記少なくとも第１及び第２の中間信号の可変遅延に応答して、位相配列ビーム誘導に適するように前記傾斜制御手段と前記共同給送手段によって組み合わせで課せられる前記駆動信号に対する相対的位相整合、
   を組み込むことを特徴とするシステム。
2. 受信モードにおいて受信機として作動する、電気的傾斜制御を有する位相配列アンテナシステムであって、
   ａ）アンテナ素子のアレイ、
   ｂ）アンテナ素子からの受信信号を処理して、該受信信号の合成ベクトルを少なくとも一部含む少なくとも第１、第２、及び第３の中間信号を生成するための共同給送手段、
   ｃ）前記少なくとも第１及び第２の中間信号を前記第３の中間信号に対して可変遅延し、該遅延中間信号を該第３の中間信号と合成して出力信号を形成することにより、前記中間信号を該出力信号へと変換するための傾斜制御手段、及び
   ｄ）前記第３の中間信号に対する前記少なくとも第１及び第２の中間信号の可変遅延に応答して、位相配列ビーム誘導に適するように前記共同給送手段と前記傾斜制御手段によって組み合わせで課せられる前記中間信号に対する相対的位相整合、
   を組み込むことを特徴とするシステム。
3. 前記傾斜制御手段は、前記少なくとも第１及び第２の中間信号の各々を前記第３の中間信号に対して可変遅延するためのそれぞれの可変遅延手段を含み、該可変遅延手段は、同様の割合で変化して１つの遅延が増大する間に別の遅延が低減する遅延をもたらすように配置されることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の位相配列アンテナシステム。
4. 前記可変遅延手段は、互いにマグニチュードが等しいそれぞれの遅延を印加するように配置されることを特徴とする請求項３に記載の位相配列アンテナシステム。
5. 前記共同給送手段は、隣接する位置の信号を合成して回路の交差を回避するように配置されることを特徴とする請求項１、請求項２、請求項３、又は請求項４に記載の位相配列アンテナシステム。
6. 前記共同給送手段は、隣接する位置の中間信号を合成してアンテナ素子のための駆動信号を生成し、回路の交差を回避するように配置されることを特徴とする請求項１に記載の位相配列アンテナシステム。
7. 前記傾斜制御手段及び前記共同給送手段は、アンテナ素子のための駆動信号に対して前記アレイにわたって実質的に線形の位相面を備えるように配置されることを特徴とする請求項１に記載の位相配列アンテナシステム。
8. 前記傾斜制御手段及び前記共同給送手段は、アンテナ素子のための駆動信号に対してサイドローブを抑制する振幅テーパと、ビーム形状を阻害せずに前記アレイのビームを傾斜させる実質的に線形の位相テーパとを備えるように配置されることを特徴とする請求項１に記載の位相配列アンテナシステム。
9. 前記傾斜制御手段は、第１の傾斜制御手段であり、
   システムが、異なる周波数の送信及び／又は受信信号を分離して各傾斜制御手段に関連付けられたそれぞれの独立した電気的傾斜角を形成する少なくとも１つの他の傾斜制御手段及びフィルタリング手段を含む、
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の位相配列アンテナシステム。
10. 前記傾斜制御手段及び前記共同給送手段は、余弦、余割、又はＤｏｌｐｈ−Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖ振幅テーパのような振幅テーパを実施する分割手段を含むことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の位相配列アンテナシステム。
11. 前記傾斜制御手段は、第１及び第２の中間信号のみを前記第３の中間信号に対して可変遅延するための可変遅延手段を２つのみ含むことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の位相配列アンテナシステム。
12. 前記傾斜制御手段は、第１、第２、第４、及び第５の中間信号のみを前記第３の中間信号に対して可変遅延するための可変遅延手段を４つのみ含むことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の位相配列アンテナシステム。
13. 前記アンテナ素子のアレイは、７個、１１個、１５個、又は１９個のアンテナ素子を有することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の位相配列アンテナシステム。
14. 前記傾斜制御手段及び前記共同給送手段は、信号を分割して合成するための、かつ二重ボックス直交混成器及び和と差の混成器として実施された分割手段及び混成合成手段を含むことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の位相配列アンテナシステム。
15. 前記駆動信号の一部は、個々の中間信号の一部であり、他の駆動信号は、２つの中間信号の一部のベクトル和又はベクトル差であることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の位相配列アンテナシステム。
16. アンテナ素子のアレイを有するアンテナを組み込み、電気的傾斜制御を有する位相配列アンテナシステムを送信モードにおいて送信機として作動させる方法であって、
    ａ）入力信号を少なくとも第１、第２、及び第３の中間信号に分割する段階、
    ｂ）前記少なくとも第１及び第２の中間信号を前記第３の中間信号に対して可変遅延させる段階、
    ｃ）前記中間信号を処理して、該中間信号の合成ベクトルを少なくとも一部含むアンテナ素子のための駆動信号を生成する段階、及び
    ｄ）前記第３の中間信号に対する前記少なくとも第１及び第２の中間信号の可変遅延に応答して、位相配列ビーム誘導に適するように前記駆動信号を相対的に位相整合する段階、
    を有することを特徴とする方法。
17. アンテナ素子のアレイを有するアンテナを含み、電気的傾斜制御を有する位相配列アンテナシステムを受信モードにおいて受信機として作動させる方法であって、
    ａ）アンテナ素子からの受信信号を処理して、該受信信号の合成ベクトルを少なくとも一部含む少なくとも第１、第２、及び第３の中間信号を生成する段階、
    ｂ）前記少なくとも第１及び第２の中間信号を前記第３の中間信号に対して可変遅延し、該遅延中間信号を該第３の中間信号と合成して出力信号を形成することにより、前記中間信号を該出力信号へと変換する段階、及び
    ｃ）前記第３の中間信号に対する前記少なくとも第１及び第２の中間信号の可変遅延に応答して、位相配列ビーム誘導のために前記中間信号を相対的に位相整合する段階、
    を有することを特徴とする方法。
18. 同様の割合で変化し、かつ１つの遅延が増大する間に別の遅延が低減する遅延を用いて前記少なくとも第１及び第２の中間信号の各々を前記第３の中間信号に対して可変遅延させる段階を含むことを特徴とする請求項１６又は請求項１７に記載の位相配列アンテナシステムを作動させる方法。
19. 前記可変遅延させる段階は、互いにマグニチュードが等しいそれぞれの遅延を印加することを特徴とする請求項１８に記載の位相配列アンテナシステムを作動させる方法。
20. 隣接する位置の信号を合成して回路の交差を回避する段階を含むことを特徴とする請求項１６、請求項１７、請求項１８、又は請求項１９に記載の位相配列アンテナシステムを作動させる方法。
21. 隣接する位置の中間信号を合成してアンテナ素子のための駆動信号を生成し、回路の交差を回避する段階を含むことを特徴とする請求項１６に記載の位相配列アンテナシステムを作動させる方法。
22. アンテナ素子のための駆動信号に前記アレイにわたって実質的に線形の位相面を備える段階を含むことを特徴とする請求項１６に記載の位相配列アンテナシステムを作動させる方法。
23. アンテナ素子のための駆動信号にサイドローブを抑制する振幅テーパと、ビーム形状を阻害することなく前記アレイのビームを傾斜させる実質的に線形の位相テーパとを備える段階を含むことを特徴とする請求項１６に記載の位相配列アンテナシステムを作動させる方法。
24. 異なる周波数の送信及び／又は受信信号を分離して、異なる傾斜制御に関連付けられた独立した電気的傾斜角を形成する段階を含むことを特徴とする請求項１６又は請求項１７に記載の位相配列アンテナシステムを作動させる方法。
25. 余弦、余割、又はＤｏｌｐｈ−Ｃｈｅｂｙｓｈｅｖ振幅テーパのような振幅テーパを実施する信号分割する段階を含むことを特徴とする請求項１６又は請求項１７に記載の位相配列アンテナシステムを作動させる方法。
26. 第１及び第２の中間信号のみを前記第３の中間信号に対して可変遅延させる段階を含むことを特徴とする請求項１６又は請求項１７に記載の位相配列アンテナシステムを作動させる方法。
27. 第１、第２、第４、及び第５の中間信号のみを前記第３の中間信号に対して可変遅延させる段階を含むことを特徴とする請求項１６又は請求項１７に記載の位相配列アンテナシステムを作動させる方法。
28. 前記アンテナ素子のアレイは、７個、１１個、１５個、又は１９個のアンテナ素子を有することを特徴とする請求項１６又は請求項１７に記載の位相配列アンテナシステムを作動させる方法。
29. 二重ボックス直交混成器及び和と差の混成器を用いて信号を分割して合成する段階を含むことを特徴とする請求項１６又は請求項１７に記載の位相配列アンテナシステムを作動させる方法。
30. 前記駆動信号の一部は、個々の中間信号の一部であり、他の駆動信号は、２つの中間信号の一部のベクトル和又はベクトル差であることを特徴とする請求項１６又は請求項１７に記載の位相配列アンテナシステムを作動させる方法。

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