JP2010251821A - Ｆｓｋ受信装置、ｆｓｋ受信方法、及びプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】ＦＳＫ受信装置において、変調符号内容の影響を受けずに受信信号とＦＳＫ受信装置との間の受信誤差を補正することが難しいという課題があった。
【解決手段】周波数弁別手段の出力変化量を検出し、検出した信号変化量からデータが変化したかどうかを検出し、データが変化したと検出された時に前記周波数弁別手段の基準周波数と受信した信号周波数との受信誤差を算出して受信誤差を補正するように構成した。
【選択図】図１

Description

本発明は、受信信号周波数と受信機における局部発振周波数の間に周波数誤差があっても受信性能が劣化することのない周波数シフトキーイング受信装置（以下、ＦＳＫ受信装置とする）に関するものである。

ＦＳＫ受信装置では、ＦＳＫ信号の中心を周波数弁別手段の中心に一致させておかなければ復調信号に符号歪みを生じる。しかし、一般的に受信信号周波数、局部発振器周波数、周波数弁別手段の中心周波数など、それぞれに周波数誤差があるため、これらの周波数誤差を補正するＡＦＣ回路が使用される。

このＡＦＣ回路は、その目的から、ＦＳＫ信号の周波数弁別手段に対する中心周波数誤差を零にすべく動作させねばならない。しかし、ＦＳＫ信号は信号自体が変調符号の”０”、”１”によって周波数がｆ０またはｆ１に変化する信号であるため、従来のＡＦＣ回路では符号情報の”０”と”１”の発生確率によってきまるｆ０とｆ１のあいだの移動平均周波数に追随することになる。したがって、ＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）符号等において”０”または”１”が長時間連送されると、ＡＦＣ回路は何れかの周波数に収斂してしまい、大きな誤差を発生させる。

この弊害から逃れる方法として、マンチェスタ符号を用いる方法のように変調符号に関係なく、常に移動平均周波数を中心周波数近傍に維持する方法などがある。

マンチェスタ符号は、情報の各ビットをそれぞれ２ビットずつの零平衡符号に変換して送信する方法であって、移動平均値は常に中心にあるので、特に保護回路を設けずともＡＦＣ回路は誤動作しない。ところが、ＮＲＺ符号に比して２倍の伝送帯域幅を必要とするため、伝送効率がきわめて悪い。

そこでマンチェスタ符号を用いないＦＳＫ用のＡＦＣが種々考案されている。例えば、その一例としては、周波数弁別器出力に正ピークホールド回路と負ピークホールド回路とを設け、その両出力の平均値から中心周波数誤差を検出しようとするものである。この方法では、キーイングが順当になされている間は良好に動作するが、”１”または”０”の連送が生じると、連送されていない側のホールド回路が徐々に放電していくため、やはり連送されている符号の周波数に徐々に引き込まれ、移動平均周波数が中心で維持できなくなってしまう。

他の一例としては、特許文献１には、ＦＳＫ受信機用復調補正回路が開示されている。この例では、通常、周波数弁別手段出力はコンパレータ等に加え、矩形波に波形整形して復調出力とすると共に、ＡＦＣを構成すべく前段の周波数変換用局部発振器（以下ＶＣＯ：電圧制御発振器、と呼ぶ）へ帰還される。このままでは、前述したように変調符号によって変化する移動平均値を零にするよう制御してしまうが、この方法ではコンパレータ出力よりこの移動平均値を求め、制御電圧からこの移動平均値を差し引くことによって正しい受信誤差を検出する。そして、この誤差電圧でＶＣＯを制御しようというものである。

また、上記文献の課題を解決するものとして、特許文献２には、周波数シフトキーイング受信機用自動周波数制御回路が開示されている。

特開平７−２３５９５４号公報 特開平１０−８４３９５号公報

しかしながら上記特許文献１では、変調符号内容の影響を受けずに受信誤差を検出できる範囲は、受信誤差が周波数偏移以内である場合だけであり、かつ受信誤差が周波数偏移以内であっても周波数弁別手段の出力信号レベルとコンパレータ出力レベルが等しい場合のみ（すなわち、ある特定のシフト周波数幅、ある特定の弁別手段感度のときのみ）であって、この条件以外のときでは変調符号内容の影響をうけてしまう。

上記課題を解決するものとして特許文献２に開示されたものでは、解決できるのは受信誤差が周波数偏移以内である時であり、受信誤差が周波数偏移より大きい場合は動作に不具合が生じる、という課題があった。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、簡単な構成、方法により変調符号内容の影響を受けることなく良好な受信誤差制御を行うことのできるＦＳＫ受信装置、ＦＳＫ受信方法、及びプログラムを提供することを目的とする。

受信手段と周波数弁別手段と前記周波数弁別手段の出力を波形整形するコンパレータを有するＦＳＫ受信装置であって、前記周波数弁別手段の出力変化量を検出する信号変化量検出手段と、前記信号変化量検出手段で検出した信号変化量からデータが１から０、或いは０から１に変化したかどうかを検出するデータ変化検出手段と、前記データ変化検出手段でデータが１から０、或いは０から１に変化したと検出された時に前記周波数弁別手段の基準周波数と受信した信号周波数との受信誤差を算出する受信誤差算出手段と、前記受信誤差算出手段からの受信誤差情報に基づき受信手段或いは周波数弁別手段或いはコンパレータの閾値を制御する受信誤差補正手段とで構成されたＦＳＫ受信装置である。

そして、データが変化したときのみ受信誤差を算出するので、変調符号内容の影響を受けずに受信誤差の補正を行うことができることとなる。

本発明のＦＳＫ受信装置、ＦＳＫ受信方法、及びプログラムを用いることにより、変調符号内容の影響を受けることなく良好な受信誤差制御を行うことができる。

本発明の第１の実施の形態におけるＦＳＫ受信装置の構成図 本発明の第１の実施の形態におけるＦＳＫ受信装置の動作を説明するための図 本発明の第１の実施の形態におけるＦＳＫ受信装置の信号変化量検出手段の動作を説明するための図 本発明の第１の実施の形態におけるＦＳＫ受信装置のデータ変化検出手段の動作を説明するための図 本発明の第２の実施の形態におけるＦＳＫ受信装置の構成図 本発明の第３の実施の形態におけるＦＳＫ受信装置の構成図 本発明の第１から第３の実施の形態におけるＦＳＫ受信方法を示すフローチャート

第１の発明は、受信手段と周波数弁別手段と前記周波数弁別手段の出力を波形整形するコンパレータを有するＦＳＫ受信装置であって、前記周波数弁別手段の出力変化量を検出する信号変化量検出手段と、前記信号変化量検出手段で検出した信号変化量からデータが１から０、或いは０から１に変化したかどうかを検出するデータ変化検出手段と、前記データ変化検出手段でデータが１から０、或いは０から１に変化したと検出された時に前記周波数弁別手段の基準周波数と受信した信号周波数との受信誤差を算出する受信誤差算出手段と、前記受信誤差算出手段からの受信誤差情報に基づき受信手段或いは周波数弁別手段或いはコンパレータの閾値を制御する受信誤差補正手段とで構成されたＦＳＫ受信装置である。

そして、データが変化したときのみ受信誤差を算出するので、変調符号内容の影響を受けずに受信誤差の補正を行うことができる。

第２の発明の信号変化量検出手段は、所定の時間区間の信号の最大値を検出する最大値検出手段と前記時間区間の信号の最小値を検出する最小値検出手段とを有し、前記最大値検出手段で検出した最大値と前記最小値検出手段で検出した最小値の差を信号変化量としたことを特徴としている。

そして、所定の時間区間の信号の最大値と最小値の差を信号変化量としているため、信号であるか雑音であるか、或いは信号が変化したかどうかを判断することに前記変化量を用いることができる。

第３の発明の信号変化量検出手段は、データが１であるか０であるかを判定する信号タイミング付近で取得した値を用いて所定の時間区間の信号の最大値と最小値を検出する構成である。

そして、データの１、或いは０の判別タイミングと最大値及び最小値の検出タイミングが同じであるため、より正確に前記前記変化量をできる。

第４の発明の信号変化量検出手段は、所定の時間区間の信号を所定間隔でサンプリングし、前記サンプリングした値を用いて前記所定の時間区間の信号の最大値と最小値を検出する構成である。

そして、所定の時間区間の信号を所定間隔でサンプリングした値を用いて最大値及び最小値を検出しているため、より正確に前記信号変化量を検出できる。

第５の発明のデータ変化検出手段は、二つの入力を比較するコンパレータを有し、前記入力のうちの一つ目の入力は所定の閾値であり、二つ目の入力は信号変化量検出手段からの信号変化量であることを特徴とし、前記所定の閾値より前記信号変化量が大きい場合にデータが１から０、或いは０から１に変化したと検出する構成である。

そして、前記所定の閾値と前記信号変化量を比較することにより、信号が変化したかどうかを検出することができる。

第６の発明のデータ変化検出手段は、三つの入力を比較するコンパレータを有し、前記入力のうちの一つ目の入力は第一の閾値であり、二つ目の入力は第二の閾値であり、三つ目の入力は信号変化量検出手段からの信号変化量であることを特徴とし、前記第一の閾値より前記信号変化量が大きく、かつ前記第二の閾値より前記信号変化量が小さい場合にデータが１から０、或いは０から１に変化したと検出する構成である。

そして、前記二つの閾値と前記信号変化量を比較することにより、信号であるか雑音であるか、或いは信号が変化したかどうかを検出することができる。

第７の発明の受信誤差算出手段は、信号変化量検出手段で検出した最大値と最小値の中間値を求め、前記中間値と所定の基準値との差を受信誤差とする構成である。

そして、簡単な構成で受信誤差を算出できる。

第８の発明の受信誤差算出手段は、信号変化量検出手段とは別に設けた所定の時間区間の信号の最大値と最小値を検出する検出手段を有し、前記最大値と最小値の中間値を求め、前記中間値と所定の基準値との差を受信誤差とする構成である。

そして、周波数変化検出手段とは別に所定の時間区間の信号の最大値と最小値を検出する検出手段を有しているため、システム設計の自由度を増加できる。

第９の発明の受信誤差補正手段は、前記受信誤差算出手段で算出した受信誤差が零になる方向に受信手段の局部発振周波数を制御するように構成している。

そして、局部発振周波数を制御することにより、受信周波数と局部発振周波数の受信誤差を零に近づけることができる。

第１０の発明の受信誤差補正手段は、受信誤差算出手段で算出した受信誤差が零になる方向に周波数弁別手段の基準周波数が移動するように前記周波数弁別手段を制御するように構成している。

そして、周波数弁別手段を制御することにより、受信周波数の中心周波数に周波数弁別手段の基準周波数を一致させることができる。

第１１の発明の受信誤差補正手段は、受信誤差算出手段で算出した受信誤差に対応した値だけ周波数弁別手段の出力を波形整形するコンパレータの閾値をシフトするように制御する構成としている。

そして、コンパレータの閾値をシフトするように制御することにより、コンパレータの閾値を受信周波数の中心周波数のレベルに合わせることができる。

第１２の発明の受信誤差補正手段は、受信誤差算出手段で算出した受信誤差が所定値以上の時は受信手段或いは周波数弁別手段或いはコンパレータの閾値の制御状態をリセットし、初期状態に戻るように構成している。

そして、受信誤差を一度補正したにもかかわらず受信誤差が所定地位上の時には、雑音を受信していると可能性があると判断し、受信手段或いは周波数弁別手段或いはコンパレータの閾値の制御状態をリセットし、初期状態に戻すことができる。

第１３の発明の受信誤差補正手段は、受信誤差算出手段で算出した受信誤差が所定値以下の時は前記受信誤差から算出される周波数補正量よりも小さい補正量で受信手段或いは周波数弁別手段或いはコンパレータの閾値を制御するように構成している。

そして、受信誤差の誤検出により誤った周波数補正が行われることにより誤りエラーが発生しないように、を行わないように、受信誤差が所定値以下の時は前記受信誤差から算
出される周波数補正量よりも小さい補正量で受信手段或いは周波数弁別手段或いはコンパレータの閾値を制御することができる。

第１４の発明の受信誤差補正手段は、所定時間の間受信誤差算出手段からの信号を監視し、前記所定時間の間に取得した受信誤差情報に基づき受信手段或いは周波数弁別手段或いはコンパレータの閾値を制御する構成としている。

そして、所定時間の間に受信誤差算出手段からの信号を複数回取得でいるため、より正確に受信誤差を計算できる。

第１５の発明の受信誤差補正手段は、所定時間の間に受信誤差算出手段からの受信誤差情報を取得できなかった場合、受信手段或いは周波数弁別手段或いはコンパレータの閾値の制御状態をリセットし、初期状態に戻るように構成している。

そして、所定時間の間に受信誤差手段からの信号がなければ、異常状態と判断し、受信手段或いは周波数弁別手段或いはコンパレータの閾値の制御状態をリセットし、初期状態に戻すことができる。

第１６の発明は、受信手段と周波数弁別手段と前記周波数弁別手段の出力を波形整形するコンパレータを有するＦＳＫ受信装置のＦＳＫ受信方法であって、前記周波数弁別手段の出力変化量を検出する信号変化量検出ステップと、前記信号変化量検出ステップで検出した信号変化量からデータが１から０、或いは０から１に変化したかどうかを検出するデータ変化検出ステップと、前記データ変化検出ステップでデータが１から０、或いは０から１に変化したと検出された時に前記周波数弁別手段の基準周波数と受信した信号周波数との受信誤差を算出する受信誤差算出ステップと、前記受信誤差算出ステップからの受信誤差情報に基づき受信手段或いは周波数弁別手段或いはコンパレータの閾値を制御する受信誤差補正ステップという構成である。

そして、データが変化したときのみ受信誤差を算出するので、変調符号内容の影響を受けずに受信誤差の補正を行うことができる。

第１７の発明は、請求項１〜１６のいずれか１項記載のＦＳＫ受信装置或いはＦＳＫ受信方法の少なくとも一部をコンピュータに実現させるためのプログラムであるので、電気・情報機器、コンピュータ、等のハードリソースを協働させて本発明の少なくとも一部を簡単なハードウェアで実現できる。また記録媒体に記録したり通信回線を用いてプログラムを配信したりすることでプログラムの配布・更新やそのインストール作業が簡単にできる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は本発明の第１の実施の形態における無線装置の構成図である。同図において、１はアンテナ、２は受信手段、３は周波数弁別手段、４はコンパレータ、５はコンパレータ４の閾値、６は信号変化量検出手段、７はデータ変化検出手段、８は受信誤差算出手段、９は受信誤差補正手段である。そして受信手段２を構成するのは、高周波増幅手段１１、周波数変換手段１２、中間周波増幅手段１３、局部発振手段１４である。また２１はエッジ検出手段、２２は積み木加算手段、２３は積み木数検出手段、２４は積み木数減算手段、２５はサンプリング位置決定手段、２６は１／０判定手段である。

アンテナ１で受信したＦＳＫ信号は、受信手段２で中間周波数に変換増幅されて周波数弁別手段３に入力する。周波数弁別手段３以降の動作について図２を参照しながら説明する。

図２の（ａ）は周波数弁別手段３の出力、（ｂ）はコンパレータ４の出力、（ｃ）はサンプリングパルス、（ｄ）は積み木加算手段２２の出力である。まず図２の（ａ）〜（ｄ）を参照しながら図１の各手段の動作について説明する。

周波数弁別手段３の出力は閾値５で設定された値を閾値にして波形整形される。閾値５の閾値は周波数弁別手段３の基準周波数の出力電圧値Ｖ０に設定されている。図２（ａ）におけるＶ０が閾値５で設定された閾値であり、図２（ｂ）がＶ０を閾値として波形整形された出力波形である。前記出力波形はエッジ検出手段２１に入力し、立ち上りエッジが検出される。積み木加算手段２２は１ビットの時間長Ｔ（すなわちＴ＝伝送速度ｂｐｓの逆数）を８個のスロットに分解し、前記エッジ検出手段２１で検出された立ち上りエッジのタイミングで該当する時間のスロットに積み木を１個加算する。その様子を図２（ｄ）に示す。立ち上りエッジはスロット６のタイミングで発生しているので立ち上りエッジが発生した時にスロット６に積み木が１個加算されている。

図２（ｃ）で示すサンプリングパルスは、積み木数検出手段２３により積み木の一番多いスロットが検出され、サンプリング位置決定手段２５により積み木の一番多いスロット位置から４番目の位置に発生するように構成されている。そして１／０判定手段２６で前記サンプリングパルスの時間位置でコンパレータ出力が１か０かを識別し、前記識別した値をデータとして出力する。

一方信号変化量検出手段６では前記サンプリングパルスで周波数弁別手段３の出力がサンプリングされ、図２（ａ）に示すようにＶ１とＶ２を取得し、Ｖ１とＶ２の差を計算する。

そしてデータ変化検出手段７では、二つの入力を比較するコンパレータを有し、１つ目の入力はＦＳＫ信号の周波数偏移から設定される所定の値である。例えば周波数偏移が±２ｋＨｚであり、周波数弁別手段３からの周波数偏移±２ｋＨｚに相当する出力電圧が±Ｖａであれば、最大値と最小値の電圧差２Ｖａの半分の値Ｖａが所定値に設定されている。２つ目の入力は前記信号変化量検出手段６からの信号変化量｜Ｖ１−Ｖ２｜である。そして前記信号変化量｜Ｖ１−Ｖ２｜が所定値Ｖａ以上であればデータが０から１、或いは１から０に変化したと認識し、Ｖａ以下であればデータ０或いは１から変化しなかったと判定する。

受信誤差検出手段８では、データ変化検出手段７でデータが変化したと認識したときのみ、受信誤差検出動作を行う。受信誤差に相当する電圧誤差はΔＶ＝（Ｖ１＋Ｖ２）／２−Ｖ０であり、その様子を図２（ａ）に示す。

受信誤差補正手段９では、前記電圧誤差ΔＶに相当する受信誤差を算出し、前記電圧誤差ΔＶが零になるように局部発振手段１４の発振周波数を制御する。局部発振手段１４は、例えばＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）周波数シンセイサイザ回路で構成され、ＰＬＬを構成するＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）の発振周波数をＰＬＬにより制御する構成である。

上記動作により周波数が制御されΔＶが零になる方向に補正された以降の動作について図２（ｅ）〜（ｈ）を参照しながら説明する。図２（ｅ）は周波数補正された後の周波数弁別手段３の出力、図２（ｆ）は図２（ｅ）の出力波形をコンパレータ４で波形整形した
出力、図２（ｇ）は周波数補正後のサンプリングパルス、図２（ｈ）は周波数補正後の積み木加算手段２２の出力である。

図２（ｆ）の波形の立ち上りエッジのタイミング毎に対応するスロットのところに１個積み木が加算される。図２（ｈ）においてはスロット７のタイミングに立ち上がりエッジがあるので、スロット７に立ち上がりのタイミング毎に積み木が１個加算される。サンプリングパルスは積み木数の一番多いスロット位置に発生する。そして、スロット６の積み木数３よりスロット７に積み木が多く積まれた時にサンプリングパルスの発生位置がスロット６の位置からスロット７の位置に変化する。これによりサンプリングパルスの発生をデータ判定の最良点に補正することができる。

積み木加算手段２２において、コンパレータ４の出力の立ち上りエッジ毎に積み木を加算していく動作が継続すると各スロットに積み木がどんどんつみ上がっていく。例えば雑音を受信していた状態からＦＳＫ信号を受信した場合を考える。

雑音によりあるスロットに積み木が多く積まれていた場合、ＦＳＫ信号を受信した後、正規のスロットに積み木が積まれるが、正規のスロットに積まれた積み木数が雑音によって不正規のスロットに積まれた積み木数を超えるまでに時間がかかることが考えられる。

そこで積み木数減算手段２４において、最大の積み木数が所定の値、例えば８個を超えた場合は、各スロットの積み木数を減らすという動作を行う。積み木数減算手段２４の動作として、各スロットの積み木数を１／２にしても良いし、各スロットの積み木数を半分にしても良いし、各スロットの積み木数から所定の数だけ減算しても良い。

また受信誤差補正手段９で周波数補正を行ったときに、積み木加算手段２２を制御し、各スロットの積み木をクリアし、各スロットの積み木数を零に戻しても良い。各スロットの積み木数を零に戻すことにより、周波数補正後にサンプリングパルスを正規のスロット位置に変更するまでの時間を短縮できる。

またサンプリングパルスの位置の変更は、積み木の最大数のスロット位置の変更に連動して、前記最大数のスロット位置に即座に移動しても良いし、所定のスロット数ずつ移動しても良い。

例えば積み木の最大数のスロットが１の場合、サンプリングパルス位置はスロット１である。この状態から積み木の最大数のスロットが４に変更になった場合、サンプリングパルスをいきなりスロット４の位置に変更するのではなく、所定時間の間はスロット２の位置に変更し、さらに所定時間経過後はスロット３の位置の変更し、さらに所定時間経過後にスロット４に変更する。

このようにすることにより雑音などの理由により誤ったスロットに積み木が積まれ不正規のスロットが最大積み木数になった場合でも緩やかにサンプリングパルス位置が変化するため、誤り発生につながりにくい。なお上記の説明においてスロットの移動は１スロット毎であったが、例えばスロット１から最終スロット４に移動する場合、スロット２の位置に変更し、さらに所定時間経過後にスロット４の位置に移動するように２スロットごとであってもかまわない。

また上記説明において、コンパレータ４の出力の立ち上りエッジ毎に積み木を加算していく動作について説明したが、立下りエッジ毎に積み木を加算していく動作であっても、立ち上がりと立下りの両エッジ毎に積み木を加算していく動作であってもかまわない。

また上記説明では、サンプリングパルス位置（請求項３記載の信号タイミングと同じ）で取得したＶ１とＶ２を最小値、最大値としているが、サンプリングパルス位置から数スロット前後にずれたスロット位置で取得した値を最小値、最大値としても良い。

また時間Ｔの区間を８スロットに分割した例で説明したが、８スロットにこだわるものではない。１０スロットでも１６スロットでもスロット数に特に規定はない。

次に信号変化量検出手段６の他の実施例について図３を参照しながらその動作を説明する。図３（ａ）はアナログ的な最大値検出用のピークホールド回路及び最小値検出用のピークホールド回路を有し、所定区間２Ｔの間に最小値Ｖ１と最大値Ｖ２をピークホールド回路で保持し、信号変化量｜Ｖ１−Ｖ２｜を求めている。

図３（ｂ）の例は、図３（ｃ）で示すサンプリングパルスで周波数弁別手段３の出力をサンプリングし、所定区間２Ｔの間にサンプリングした値の中から最大値Ｖ２と最小値Ｖ１を抽出し、信号変化量｜Ｖ１−Ｖ２｜を求めている。図３（ｃ）の例では、積み木を積み上げていくスロットのタイミングでサンプリングパルスを発生しているが、前記スロットとは別に作成したタイミングでサンプリングパルスを発生するようにしても良い。

図３（ｃ）の例では、区間２Ｔの間に１６回サンプリングしているが、図３（ｄ）の例では、間引きして区間２Ｔの間に４回サンプリングしている。そしてサンプリングした４つの値から最小値Ｖ１と最大値Ｖ２を抽出し、信号変化量｜Ｖ１−Ｖ２｜を求めている。区間２Ｔの間に何回サンプリングするかは特にこだわらないが、サンプリング回数が多いほど正確に最大値と最小値を抽出でき、信号変化量検出性能が向上するが、回路動作の負担が大きくなる。よって回路動作の負担と求められる信号変化量検出性能との兼ね合いでサンプリング回数を決めればよい。

次にデータ変化検出手段７の他の実施例について説明する。データ変化検出手段７の第二の実施例ではデータ変化検出手段７は３つの入力を有するコンパレータを有している。そして１つ目の入力はＦＳＫ信号の周波数偏移から設定される所定の値である。例えば周波数偏移が±２ｋＨｚであり、周波数弁別手段３からの周波数偏移±２ｋＨｚに相当する出力電圧が±Ｖａであれば、最大値と最小値の電圧差２Ｖａの半分の値Ｖａが所定値に設定されている。２つ目の入力は前記信号変化量検出手段６からの信号変化量｜Ｖ１−Ｖ２｜である。そして前記信号変化量｜Ｖ１−Ｖ２｜が所定値Ｖａ以上であればデータが０から１、或いは１から０に変化したと認識し、Ｖａ以下であればデータ０或いは１から変化しなかったと判定する。

ここまではすでに説明したデータ変化検出手段７の第一の実施例と同じである。データ変化検出手段７の第２の実施例のコンパレータは３番目の入力を有し、前記信号変化量｜Ｖ１−Ｖ２｜がデータの変化によって生じたものか雑音によって生じたものかを判断することができる。

次に、図４を参照しながらデータ変化検出手段７の実施例に詳細に説明する。信号変化量検出手段６により所定区間２Ｔの間の最小値Ｖ１と最大値Ｖ２から信号変化量｜Ｖ１−Ｖ２｜が算出される。この信号変化量｜Ｖ１−Ｖ２｜からデータが１から０、或いは０から１に変化したかどうかをデータ変化検出手段７において検出する。図４（ａ）はデータが１ビットごとに変化する信号の周波数弁別手段３の出力である。Ｖａはすでに述べたようにデータ変化検出手段７を構成するコンパレータの１つ目の入力として設定されている所定値である。Ｖｂは前記コンパレータの３つ目の入力として設定されている所定値であり、例えばＶｂ＝４Ｖａに設定されている。雑音がなければ、信号変化量｜Ｖ１−Ｖ２｜＝２Ｖａである。よってＶａ＜｜Ｖ１−Ｖ２｜＜Ｖｂである。この条件を満たす場合はデ
ータが０から１、或いは１から０に変化したと認識する。

図４（ｂ）はデータが変化せずに１或いは０のビットが続いている場合に雑音が重畳した例である。雑音がなければフラットな信号が続くはずであるが、雑音が重畳したことにより、信号波形が変動している。雑音がなければ信号変化量｜Ｖ１−Ｖ２｜＝０であるが、雑音が重畳したことにより｜Ｖ１−Ｖ２｜はある大きさの値になるが、｜Ｖ１−Ｖ２｜＜Ｖａであれば雑音が重畳したことによる変動と判定しデータに変化がなかったと認識する。

図４（ｃ）はデータが１ビットごとに変化する信号に大きなレベルの雑音が重畳した場合の例である。大きな雑音が重畳したことにより、最大値Ｖ２が大きな値になり信号変化量｜Ｖ１−Ｖ２｜はＶｂより大きな値になっている。閾値Ｖｂより信号変化量｜Ｖ１−Ｖ２｜が大きい場合は大きな雑音が信号に重畳していると認識し、次段の受信誤差算出手段８で受信誤差を算出しないようにする。これにより次段の受信誤差算出手段８において誤った受信誤差ΔＶを算出するのを防止することができる。

受信誤差算出手段８は図２（ａ）で説明したように信号変化量検出手段６で検出した最小値Ｖ１と最大値Ｖ２を用いてその中間値（Ｖ１＋Ｖ２）／２を求め、所定の基準値Ｖ０との差ΔＶを求め受信誤差としている。しかしながら信号変化量検出手段６で検出した最小値Ｖ１と最大値Ｖ２を用いることにこだわるものではない。信号変化量検出手段６とは別に設けた所定区間における最大値と最小値を検出する検出手段を用いて所定の基準値Ｖ０との差ΔＶを求めて受信誤差とする構成であってもかまわない。

（実施の形態２）
実施の形態２では、受信誤差補正手段９の他の実施例について説明する。図１に示す前述した受信誤差補正手段９は局部発振手段１４の発振周波数を制御することにより周波数弁別手段３の出力の中心が基準値Ｖ０になるように構成している。図５を参照しながら受信誤差補正手段９の第二の実施例について説明する。図５と図１の違いは、図１が受信誤差補正手段９は局部発振手段１４の発振周波数を制御しているが、図５においては周波数弁別手段３を制御している。

受信周誤差補正手段９は受信誤差算出手段８により算出された受信誤差ΔＶを零にする方向に周波数弁別手段３の出力電圧を制御する。すなわち周波数弁別手段３は一般的にＳカーブという復調特性を有している。そして前記Ｓカーブの中心の出力電圧が基準値Ｖ０である。図１の例では周波数弁別手段３に入力する信号周波数の中心をＳカーブの中心に来るように局部発振手段１４の発振周波数を制御していた。図５の例では周波数弁別手段３に入力する信号周波数の中心にＳカーブの中心が来るようにＳカーブ自体を推移させている。簡単に説明すれば、受信誤差補正手段９は周波数弁別手段３に入力する信号周波数の中心の出力電圧が基準値Ｖ０になるように周波数弁別手段３の復調特性であるＳカーブを動かすように制御する。その結果コンパレータ４の出力は図２（ｆ）のように補正され正しい位置に積み木が加算されることになりデータのサンプリングパルスは図２（ｇ）のように正しい位置に補正されることになる。

（実施の形態３）
実施の形態３では、受信誤差補正手段９の第三の実施例について図６を参照しながら説明する。図６において、受信誤差補正手段９はコンパレータ４の閾値５を制御している。図２（ａ）の例で説明すると、周波数弁別手段３に出力する信号周波数の中心が基準値Ｖ０からＶ０ずれて（Ｖ１＋Ｖ２）／２になっている時、受信誤差補正手段９はコンパレータ４の閾値５が（Ｖ１＋Ｖ２）／２になるよう閾値５を制御する。その結果コンパレータ４の出力は図２（Ｆ）のように補正され正しい位置に積み木が加算されることになりデー
タのサンプリングパルスは図２（Ｇ）のように正しい位置に補正されることになる。

以上説明した動作を図７のフローチャートを用いて再度説明する。まず、周波数弁別手段３の出力を図３に示す方法でサンプリングする（ステップ１００）。そして、所定時間２Ｔ経過したかどうかを監視し（ステップ１０１）、２Ｔ時間経過するまでステップ１００を繰り返す。２Ｔ時間経過すれば、ステップ１００で取得したサンプリング値から最小値Ｖ１と最大値Ｖ２を取得する（ステップ１０２）。そして、信号変化量として｜Ｖ１−Ｖ２｜を計算する（ステップ１０３）。以上ステップ１００からステップ１０３までが信号変化量検出ステップの動作である。

次に、Ｖａ＜｜Ｖ１−Ｖ２｜＜Ｖｂ の判定を行い（ステップ１０４）、ステップ１０４においてＮｏであれば雑音、あるいはデータの変化がなかったとしてステップ１００に戻る。また、ステップ１０４においてＹｅｓであればステップ１０５に行く。ステップ１０４がデータ変化検出ステップである。

ステップ１０５では、受信誤差ΔＶ＝（Ｖ１＋Ｖ２）／２を計算する。ステップ１０５は受信誤差算出ステップである。

そして、ステップ１０６で初期状態からの初めての補正処理かどうかを判定し、ステップ１０６においてＹｅｓならばステップ１０７で受信誤差ΔＶを補正し補正後の受信誤差が零になるようにする。また、ステップ１０６においてＮｏならばΔＶが所定値以上かどうかをステップ１０８で判定する。

初期状態から１度補正されている場合は、大きな受信誤差はないはずなので、通常はステップ１０８においてＮｏと判定されてステップ１０９で受信誤差ΔＶの半分１／２だけ補正される。これは初期状態から１度、受信誤差補正を行った後であり受信誤差が大きくずれていない場合には受信状態を大きく変化させるより小さな変化に留めたほうが、雑音が重畳したことにより見かけ上受信誤差ΔＶが発生した場合の影響を小さくできるためである。

ステップ１０８でＹｅｓの判定をした場合は、初期状態から１度、受信誤差補正を行った後であるにもかかわらず受信誤差が大きいのは初期状態からの最初の補正がおかしかったと判断し、ステップ１１０で受信誤差制御状態を初期状態に戻す。ステップ１０６〜１１０が受信誤差補正ステップであり、図１の受信誤差補正手段９の第二の実施例の動作説明でもある。

またデータによって最大０あるいは１が連続するビット数が決まっている場合がある。例えば同じデータが連続する最大回数は５だとすると、５ビット長の時間区間に必ずデータ変化検出手段７からデータ変化検出信号が出力するはずである。したがって６ビットの時間長以上にわたってデータ変化検出手段７からデータ変化検出信号が出力しない場合、受信状態に異常があると判断することができる。そこで受信誤差補正手段９は所定時間（例えば６ビット長の時間）の間受信誤差算出手段からの信号を監視し、前記所定時間経過しても受信誤差情報が来なかった場合は受信状態に異常があると判断し、受信誤差制御状態をリセットし初期状態に戻す動作を行う。これにより誤った受信誤差補正を長時間継続してしまうことを防止することができる。

データ変化検出手段７は、データに変化がなかった、或いは雑音による変化だと認識した場合も、その情報を次段の受信誤差算出手段８に出力し、さらに受信誤差算出手段８はデータ変化検出手段７からの前記情報を受信誤差補正手段９に伝える。そして受信誤差補正手段９は受信誤差算出手段８からの前記情報や受信誤差情報に基づいて受信誤差の補正
を行うように構成することもできる。これによりさらに細かな判断に基づく受信誤差制御が可能になる。ひとつの情報だけで判断せずに例えば、ステップ１０８での判定として１つの受信誤差情報から判断するのではなく、２回連続してＹｅｓであれば初期状態に戻すという方法でもかまわない。

以上のように本発明にかかるＦＳＫ受信装置、ＦＳＫ受信方法、及びプログラムは、データが１或いは０から０或いは１に変化したときのみ受信誤差を算出し、算出した受信誤差を用いて受信誤差を補正する構成であるので、１或いは０が連続する場合の影響を受けずに受信誤差の補正を行うことができ良好な通信特性を有する無線システムを構築できる。

１ アンテナ
２ 受信手段
３ 周波数弁別手段
４ コンパレータ
５ 閾値
６ 信号変化量検出手段
７ データ変化検出手段
８ 受信誤差算出手段
９ 受信誤差補正手段
１４ 局部発信手段
２２ 積み木加算手段
２３ 積み木数検出手段
２４ 積み木数減算手段
２５ サンプリング位置決定手段

Claims (17)

1. 受信手段と周波数弁別手段と前記周波数弁別手段の出力を波形整形するコンパレータを有するＦＳＫ受信装置であって、
   前記周波数弁別手段の出力変化量を検出する信号変化量検出手段と、前記信号変化量検出手段で検出した信号変化量からデータが１から０、或いは０から１に変化したかどうかを検出するデータ変化検出手段と、前記データ変化検出手段でデータが１から０、或いは０から１に変化したと検出された時に前記周波数弁別手段の基準周波数と受信した信号周波数との受信誤差を算出する受信誤差算出手段と、前記受信誤差算出手段からの受信誤差情報に基づき受信手段或いは周波数弁別手段或いはコンパレータの閾値を制御する受信誤差補正手段とで構成されたＦＳＫ受信装置。
2. 信号変化量検出手段は、所定の時間区間の信号の最大値を検出する最大値検出手段と前記時間区間の信号の最小値を検出する最小値検出手段とを有し、前記最大値検出手段で検出した最大値と前記最小値検出手段で検出した最小値の差を信号変化量としたことを特徴とする請求項１記載のＦＳＫ受信装置。
3. 信号変化量検出手段は、データが１であるか０であるかを判定する信号タイミング付近で取得した値を用いて所定の時間区間の信号の最大値と最小値を検出する構成とした請求項２記載のＦＳＫ受信装置。
4. 信号変化量検出手段は、所定の時間区間の信号を所定間隔でサンプリングし、前記サンプリングした値を用いて前記所定の時間区間の信号の最大値と最小値を検出する構成とした請求項２記載のＦＳＫ受信装置。
5. データ変化検出手段は、二つの入力を比較するコンパレータを有し、前記入力のうちの一つ目の入力は所定の閾値であり、二つ目の入力は信号変化量検出手段からの信号変化量であることを特徴とし、前記所定の閾値より前記信号変化量が大きい場合にデータが１から０、或いは０から１に変化したと検出する請求項１記載のＦＳＫ受信装置。
6. データ変化検出手段は、三つの入力を比較するコンパレータを有し、前記入力のうちの一つ目の入力は第一の閾値であり、二つ目の入力は第二の閾値であり、三つ目の入力は信号変化量検出手段からの信号変化量であることを特徴とし、前記第一の閾値より前記信号変化量が大きく、かつ前記第二の閾値より前記信号変化量が小さい場合にデータが１から０、或いは０から１に変化したと検出する請求項１記載のＦＳＫ受信装置。
7. 受信誤差算出手段は、信号変化量検出手段で検出した最大値と最小値の中間値を求め、前記中間値と所定の基準値との差を受信誤差とする請求項１記載のＦＳＫ受信装置。
8. 受信誤差算出手段は、信号変化量検出手段とは別に設けた所定の時間区間の信号の最大値と最小値を検出する検出手段を有し、前記最大値と最小値の中間値を求め、前記中間値と所定の基準値との差を受信誤差とする請求項１記載のＦＳＫ受信装置。
9. 受信誤差補正手段は、前記受信誤差算出手段で算出した受信誤差が零になる方向に受信手段の局部発振周波数を制御するように構成した請求項１記載のＦＳＫ受信装置。
10. 受信誤差補正手段は、受信誤差算出手段で算出した受信誤差が零になる方向に周波数弁別手段の基準周波数が移動するように前記周波数弁別手段を制御するように構成した請求項１記載のＦＳＫ受信装置。
11. 受信誤差補正手段は、受信誤差算出手段で算出した受信誤差に対応した値だけ周波数弁別手段の出力を波形整形するコンパレータの閾値をシフトするように制御する構成とした請求項１記載のＦＳＫ受信装置。
12. 受信誤差補正手段は、受信誤差算出手段で算出した受信誤差が所定値以上の時は受信手段或いは周波数弁別手段或いはコンパレータの閾値の制御状態をリセットし、初期状態に戻るように構成した請求項１記載のＦＳＫ受信装置。
13. 受信誤差補正手段は、受信誤差算出手段で算出した受信誤差が所定値以下の時は前記受信誤差から算出される周波数補正量よりも小さい補正量で受信手段或いは周波数弁別手段或いはコンパレータの閾値を制御するように構成した請求項１記載のＦＳＫ受信装置。
14. 受信誤差補正手段は、所定時間の間受信誤差算出手段からの信号を監視し、前記所定時間の間に取得した受信誤差情報に基づき受信手段或いは周波数弁別手段或いはコンパレータの閾値を制御する構成とした請求項１記載のＦＳＫ受信装置。
15. 受信誤差補正手段は、所定時間の間に受信誤差算出手段からの受信誤差情報を取得できなかった場合、受信手段或いは周波数弁別手段或いはコンパレータの閾値の制御状態をリセットし、初期状態に戻るように構成した請求項１４記載のＦＳＫ受信装置。
16. 受信手段と周波数弁別手段と前記周波数弁別手段の出力を波形整形するコンパレータを有するＦＳＫ受信装置のＦＳＫ受信方法であって、
    前記周波数弁別手段の出力変化量を検出する信号変化量検出ステップと、前記信号変化量検出ステップで検出した信号変化量からデータが１から０、或いは０から１に変化したかどうかを検出するデータ変化検出ステップと、前記データ変化検出ステップでデータが１から０、或いは０から１に変化したと検出された時に前記周波数弁別手段の基準周波数と受信した信号周波数との受信誤差を算出する受信誤差算出ステップと、前記受信誤差算出ステップからの受信誤差情報に基づき受信手段或いは周波数弁別手段或いはコンパレータの閾値を制御する受信誤差補正ステップとで構成されたＦＳＫ受信方法。
17. 請求項１〜１６のいずれか１項記載のＦＳＫ受信装置或いはＦＳＫ受信方法の少なくとも一部をコンピュータに実現させるためのプログラム。

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