JP2010246329A - 制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子を駆動する駆動電圧の過不足を検出する、簡素で信頼性の高い電圧検出手段を提供する。
【解決手段】制御装置１では、電圧検出回路１５の第１抵抗１５１と第２抵抗１５２の接続点Ｊの電位Ｖｊがマイコン４に入力される。メモリ４１は、電位Ｖｊを１ｍｓｅｃでサンプリングし、そのサンプリング値を順に記憶する。演算部４２は、記憶されたサンプリング値のうち新しい方から４個分のサンプリング値の移動平均値Ｓを算出する。判定部４３は、閾値Ｈａ≦移動平均値Ｓ≦閾値Ｈｂであるか否かを判定する。Ｈａ≦移動平均値Ｓ≦閾値Ｈｂのとき、マイコン４は駆動ＩＣ５への信号出力を継続し、移動平均値Ｓ≦閾値Ｈａ、或は閾値Ｈｂ≦移動平均値Ｓのとき、マイコン４は、駆動ＩＣ５への信号出力を停止する。
【選択図】図１

Description

本発明は、制御装置に関し、特に、電圧の低下に対する保護機能を備えた制御装置に関する。

インバータモジュールを搭載した制御装置では、インバータモジュールに与えられる駆動電圧が低下したとき、内部のスイッチング素子の飽和電圧が大きくなり電力損失が増大し、スイッチング素子が熱破壊する可能性がある。その対策例として、特許文献１（特開２００２−２４７８５７号公報）に開示されている装置では、インバータモジュール自体が駆動電圧の低下を検出する電圧検出回路を内蔵しており、駆動電圧の低下を検出した際に電圧低下信号が出力されるので、制御部（マイコン）がその信号を受けてスイッチング素子の動作を停止させている。

しかしながら、電圧検出回路が内蔵されていないインバータモジュールを採用する場合、電圧検出回路の代替手段が制御装置上に設けられことになるが、実用されるためには、簡素で且つ信頼性の高い電圧検出手段でなければならない。

本発明の課題は、スイッチング素子を動作させる駆動電圧の過不足を検出する、簡素で信頼性の高い電圧検出手段を提供することにある。

第１発明に係る制御装置は、インバータ回路と電源回路と電圧検出回路と制御部とを備えている。インバータ回路は、上アーム側のスイッチング素子と下アーム側のスイッチング素子とで形成されている。電源回路は、スイッチング素子を動作させるための駆動電圧を供給する。電圧検出回路は、駆動電圧に応じた電圧を生じさせる部分の両端の電位差を検出する。制御部は、検出された電位差を所定の演算条件で処理した演算値を予め設定されている閾値と比較することによって、インバータ回路の保護の要否を決定する。

この制御装置では、電圧検出回路で検出した値は駆動電圧に対応しているので、所定の演算処理を経ることによって駆動電圧の過不足を判定できる演算値が得られる。その結果、インバータ回路の保護の要否が正確に判定される。

第２発明に係る制御装置は、第１発明に係る制御装置であって、電圧検出回路が駆動電圧に比例した電圧を生じさせる分圧抵抗を有している。この制御装置では、分圧抵抗の両端の電位差を検出することで、駆動電圧の過不足を推定することができるので構成が簡単である。

第３発明に係る制御装置は、第２発明に係る制御装置であって、制御部が、記憶部と演算部と判定部とを有している。記憶部は、分圧抵抗の両端の電位差を所定周期でサンプリングして得られたサンプリング値を順に記憶する。演算部は、記憶されたサンプリング値のうち新しい方から所定個数分のサンプリング値に基づいて移動平均値を算出する。判定部は、移動平均値が閾値で形成される所定範囲内にあるか否かを判定する。

この制御装置では、サンプリング時にノイズ等の影響で変化の大きい電位差を検出した場合でも、サンプリング値の移動平均によって、そのような突発的な電位差の変動が平滑されるので、駆動電圧の過不足が正確に判定される。

第４発明に係る制御装置は、第３発明に係る制御装置であって、制御部が、判定部で移動平均値が所定範囲内にないと判定されたとき、スイッチング素子への駆動電圧の供給を停止する。この制御装置では、駆動電圧に過不足が生じたとき、制御部はスイッチング素子の動作を停止するので、スイッチング素子の損傷が回避され、インバータ回路が保護される。

第５発明に係る制御装置は、第３発明に係る制御装置であって、リレー回路をさらに備えている。リレー回路は、駆動電圧が供給されることによってオン動作し、電源回路と商用電源とを結ぶラインを電気的に接続する。制御部は、判定部で移動平均値が所定範囲内にないと判定されたとき、リレー回路への駆動電圧の供給を停止する。この制御装置では、駆動電圧の過不足が生じたとき、電源回路と商用電源とを結ぶラインが切断されるので、制御装置への給電が停止し、制御装置全体が保護される。

第６発明に係る制御装置は、第１発明から第５発明のいずれか１つに係る制御装置であって、スイッチング素子がＩＧＢＴである。この制御装置では、ＩＢＧＴが駆動電圧の低下から保護されるので、ＩＧＢＴの熱破損が未然に防止される。

第１発明に係る制御装置では、電圧検出回路で検出した値は駆動電圧に対応しているので、所定の演算処理を経ることによって駆動電圧の過不足を判定できる演算値が得られる。その結果、インバータ回路の保護の要否が正確に判定される。

第２発明に係る制御装置では、分圧抵抗の両端の電位差を検出することで、駆動電圧の過不足を推定することができるので構成が簡単である。

第３発明に係る制御装置では、サンプリング時にノイズ等の影響で変化の大きい電位差を検出した場合でも、サンプリング値の移動平均によって、そのような突発的な電位差の変動が平滑されるので、駆動電圧の過不足が正確に判定される。

第４明に係る制御装置では、駆動電圧に過不足が生じたとき、制御部はスイッチング素子の動作を停止するので、スイッチング素子の損傷が回避され、インバータ回路が保護される。

第５発明に係る制御装置では、駆動電圧の過不足が生じたとき電源回路と商用電源とを結ぶラインが切断されるので、制御装置への給電が停止し制御装置全体が保護される。

第６発明に係る制御装置では、ＩＢＧＴが駆動電圧の低下から保護されるので、ＩＧＢＴの熱破損が未然に防止される。

本発明の一実施形態に係る制御装置と三相モータとの接続を示す回路図。 駆動電圧Ｖｏを単調に低下させたときの、１ｍｓｅｃごとにサンプリングされた接続点Ｊの電位を示すグラフ。 駆動電圧Ｖｏを単調に上昇させたときの、１ｍｓｅｃごとにサンプリングされた接続点Ｊの電位を示すグラフ。

以下図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。なお、以下の実施形態は、本発明の具体例であって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。

＜制御装置の構成＞
図１は、本発明の一実施形態に係る制御装置と三相モータとの接続を示す回路図である。図１において、制御装置１は、三相モータ２００の回転数を制御するために、電源回路１０、リレー回路９、マイコン４およびインバータ装置２を備えている。三相モータ２００は、例えば、冷凍装置の送風機や圧縮機等を回転させるブラシレスモータであり、駆動コイルを内蔵する固定子と、固定子に対向するマグネットを有する回転子とから成る。なお、この制御装置１では、シャント抵抗１６に発生する電圧波形により三相モータ２００の回転子の回転数を検出することができる。

（インバータ装置２）
インバータ装置２は、インバータ回路２０と駆動ＩＣ５とを含んでいる。インバータ回路２０は６つのスイッチング素子で構成されたブリッジ回路であり、このスイッチング素子にはＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）２１，２２，２３，３１，３２，３３が採用されている。

インバータ回路２０は、三相モータ２００のＵ相に接続される出力線８１、Ｖ相に接続される出力線８２、及びＷ相に接続される出力線８３を有している。インバータ回路２０の上アームは、ＩＧＢＴ２１、ＩＧＢＴ２２及びＩＧＢＴ２３によって構成され、ＩＧＢＴ２１のエミッタは出力線８１に、ＩＧＢＴ２２のエミッタは出力線８２、ＩＧＢＴ２３のエミッタは出力線８３に接続されている。

インバータ回路２０の下アームは、ＩＧＢＴ３１、ＩＧＢＴ３２及びＩＧＢＴ３３によって構成され、ＩＧＢＴ３１のコレクタは出力線８１に、ＩＧＢＴ３２のコレクタは出力線８２、ＩＧＢＴ３３のコレクタは出力線８３に接続されている。

また、ＩＧＢＴ２１，２２，２３，３１，３２，３３のコレクタとエミッタ間にダイオードＤが並列に接続されている。これらダイオードＤが流す電流の方向と、ＩＧＢＴ２１，２２，２３，３１，３２，３３が電流を流す方向とは逆方向である。

ＩＧＢＴ２１，２２，２３の各コレクタには、三相モータ２００に電圧を供給するためにモータ用電源Ｖｐｐの正極が接続される。出力線８１は、ＩＧＢＴ２１のエミッタとＩＧＢＴ３１のコレクタとの接続点を通っているので、ＩＧＢＴ２１がオンしたとき、モータ用電源Ｖｐｐと出力線８１とが導通し、三相モータ２００のＵ相に出力電流が流れる。

同様に、出力線８２は、ＩＧＢＴ２２のエミッタとＩＧＢＴ３２のコレクタとの接続点を通っているので、ＩＧＢＴ２２がオンしたとき、モータ用電源Ｖｐｐと出力線８２とが導通し、三相モータ２００のＶ相に出力電流が流れる。

同様に、出力線８３は、ＩＧＢＴ２３のエミッタとＩＧＢＴ３３のコレクタとの接続点を通っているので、ＩＧＢＴ２３がオンしたときモータ用電源Ｖｐｐと出力線８３とが導通し、三相モータ２００のＷ相に出力電流が流れる。

（マイコン４）
マイコン４は、ＣＰＵとメモリを内蔵し、三相モータ２００が所定の回転数になるようにパルス幅変調（ＰＷＭ）方式で変更する。ＰＷＭ方式は、三相モータ２００へ入力する電圧のオン時間とオフ時間との比率（以後、デューティ比とよぶ）を変更して回転数を変更する方式であり、マイコン４から駆動ＩＣ５にデューティ比を制御する制御信号（以後、デューティ比制御信号とよぶ）が入力される。

（駆動ＩＣ５）
マイコン４は、駆動ＩＣ５を介してインバータ回路２０を制御している。駆動ＩＣ５には、ＩＧＢＴ２１，２２，２３，３１，３２，３３を駆動する駆動用電源Ｖｂの正極が接続されている。また、ブートストラップ回路６のコンデンサ６ａの高電位側の極から分岐したラインも接続されている。ブートストラップ回路６はコンデンサ６ａ、抵抗６ｂ及びダイオード６ｃで構成されている。コンデンサ６ａの一端は、上アーム側のＩＧＢＴ２１，２２，２３のエミッタと下アーム側のＩＧＢＴ３１，３２，３３のコレクタとの接続点に繋がっている。コンデンサ６ａの他端は、抵抗６ｂとダイオード６ｃを介して駆動用電源Ｖｂの正極と繋がっている。抵抗６ｂは、コンデンサ６ａの充電電流を制限するために設けられ、ダイオード６ｃは抵抗６ｂを介してコンデンサ６ａが放電されないよう、その順方向を駆動電源Ｖｂの正極からコンデンサ６ａ側へと向けている。

なお、図１にはＩＧＢＴ２１およびＩＧＢＴ３１に対応する駆動ＩＣ５とブートストラップ６だけが示されており、ＩＧＢＴ２２およびＩＧＢＴ３２に対応する駆動ＩＣ５とブートストラップ６、ＩＧＢＴ２３およびＩＧＢＴ３３に対応する駆動ＩＣ５とブートストラップ６は省略されている。

駆動ＩＣ５は、上アーム側のＩＧＢＴ２１，２２，２３のオンオフを制御するため、コンデンサ６１から高電位を取り入れる。また、ＩＧＢＴ３１，３２，３３のオンオフを制御については、駆動電源Ｖｂの正極の電位を利用するだけでよい。ＩＧＢＴ２１，２２，２３，３１，３２，３３のオン／オフは、駆動ＩＣ５がゲート電位を制御することによって行われる。その駆動ＩＣ５の動作は、マイコン４から入力されるデューティ比制御信号に基づいて制御される。

（リレー回路９）
リレー回路９は、商用電源１００と電源回路１０とを結ぶラインを電気的に開閉するリレー接点９ａと、リレー接点９ａを動作させるリレーコイル９ｂと、リレーコイル９ｂへの通電と非通電とを行うトランジスタ９ｃとを含んでいる。リレーコイル９ｂの一端は、駆動用電源Ｖｂの正極に接続され、他端はトランジスタ９ｃのコレクタ側に接続されている。マイコン４は、リトランジスタ９ｃのゲート電位を切り換えて、コレクタとエミッタ間をオンオフし、リレーコイル９ｂへの通電と非通電を行う。

（電源回路１０）
電源回路１０では、商用電源１００から変圧器１３を介して駆動用電源Ｖｂ及びロジック用電源Ｖｃが生成される。駆動用電源Ｖｂはインバータ装置２に駆動電圧を供給し、ロジック用電源Ｖｃはマイコン４へ制御電圧を供給する。

（電圧検出回路１５）
電圧検出回路１５は、駆動用電源Ｖｂから出力される電圧を分圧するため、第１抵抗１５１と第２抵抗１５２によって抵抗分圧回路を構成している。第１抵抗１５１と第２抵抗１５２とは直列に接続され、その接続点Ｊの電位が負荷抵抗１５３を介してマイコン４に入力される。例えば、駆動用電源Ｖｂの出力電圧がＶｏ（以後、駆動電圧Ｖｏとよぶ）で、第１抵抗１５１および第２抵抗１５２それぞれの抵抗値がＲ１、Ｒ２で、接続点Ｊの電位がＶｊの場合、マイコン４にはＶｊ＝Ｖｏ・Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）が入力される。したがって、予め接続点Ｊの電位の閾値が設定されていれば、マイコン４に入力される接続点Ｊの電位とその閾値とを比較することによって、駆動電圧Ｖｏの過不足を判定することができる。

（マイコン４による駆動電圧Ｖｏの過不足判定）
また、マイコン４側では、ノイズ等による過渡的異常値の影響を抑制するため、接続点Ｊの電位をそのまま閾値と比較するのではなく、所定時間ｔ秒ごとに接続点Ｊの電位をサンプリングし、そのサンプリング値をメモリ４１に記憶する。次に、演算部４２が、メモリ４１に記憶されているサンプリング値の新しい方から所定個数ｎ個分の移動平均を算出する（以後、その値を移動平均値Ｓとよぶ）。そして、判定部４３が、移動平均値Ｓと閾値とを比較する。マイコン４は、移動平均値Ｓと閾値との比較結果に基づいて、ＩＧＢＴ２１，２２，２３，３１，３２，３３のゲートへの電圧の供給可否を決定する。

ここで、本実施形態における移動平均についてさらに詳細に説明する。図２は、駆動電圧Ｖｏを単調に低下させたときの、１ｍｓｅｃごとにサンプリングされた接続点Ｊの電位を示すグラフである。図２おいて、駆動電圧Ｖｏの基準電圧が１５Ｖ、駆動電圧Ｖｏの下限値が１２Ｖ、第１抵抗１５１および第２抵抗１５２それぞれの抵抗値がＲ１＝３．３ｋΩ、Ｒ２＝１５ｋΩであるとしたとき、接続点Ｊの基準電位は２．７Ｖ、接続点Ｊの電位の下限値２．２Ｖとなり、下限値２．２Ｖが、即ち閾値Ｈａである。

また、図２において、接続点Ｊの電位は１ｍｓｅｃごとにサンプリングされ、最初のサンプリング値をＶｊ１として、１ｍｓｅｃごとにＶｊ２、Ｖｊ３、・・・Ｖｊｎの順でメモリ４１に記憶されている。

演算部４２は、先ず、Ｖｊ１、Ｖｊ２、Ｖｊ３、Ｖｊ４の平均値Ｓ１を算出し、判定部４３が、平均値Ｓ１が閾値２．２Ｖ以下であるか否かを判定し、平均値Ｓ１が閾値Ｈａ（２．２Ｖ）より低いときマイコン４は駆動ＩＣ５への信号出力を停止する。一方、平均値Ｓ１が２．２Ｖより高いとき、演算部４２は、Ｖｊ２、Ｖｊ３、Ｖｊ４、Ｖｊ５の平均値Ｓ２を算出し、判定部４３が、平均値Ｓ２が閾値Ｈａ以下であるか否かを判定し、平均値Ｓ２が閾値Ｈａより低いときマイコン４は駆動ＩＣ５への信号出力を停止し、平均値Ｓ２がＨａより高いとき、演算部４２は、Ｖｊ３、Ｖｊ４、Ｖｊ５、Ｖｊ６の平均値Ｓ３を算出する。

このように、１ｍｓｅｃごとに新しいサンプリング値が入力され、その新しいサンプリング値を含めて過去４個分のサンプリング値の平均値が算出される。その結果、４個のサンプリング値に１つの過渡的な異常値が含まれていたときでも、その異常値が平滑され、異常でないのに異常と判定される事態が回避される。また、４個のサンプリング値の平均値が閾値Ｈａ以下になるときは、明らかに異常があると判断して差し支えない。

なお、ここまで、駆動電圧Ｖｏが基準電圧より低下することを想定して説明したが、図３に示すように、駆動電圧Ｖｏが基準電圧より上昇することもあり得る。したがって、駆動電圧Ｖｏの上限値に対応する接続点Ｊの電位Ｖｊの閾値Ｈｂを設定することによって、電位Ｖｊの移動平均値Ｓ≧Ｈｂのとき、駆動電圧Ｖｏが過電圧であると判定することができる。

以上のように、Ｈａ≦Ｓ≦Ｈｂのとき、マイコン４は、駆動電圧Ｖｏは正常であると判断して、駆動ＩＣ５への信号出力を継続する。しかし、Ｓ≦Ｈａ、或はＨｂ≦Ｓのとき、マイコン４は、駆動電圧Ｖｏが異常であると判断して、駆動ＩＣ５への信号出力を停止する。その結果、ＩＧＢＴ２１，２２，２３，３１，３２，３３のベースに電圧が供給されなくなり、インバータ装置２の動作が停止する。

＜特徴＞
制御装置１では、電圧検出回路１５の第１抵抗１５１と第２抵抗１５２の接続点Ｊの電位Ｖｊがマイコン４に入力される。メモリ４１は、電位Ｖｊを１ｍｓｅｃでサンプリングし、そのサンプリング値を順に記憶する。演算部４２は、記憶されたサンプリング値のうち新しい方から４個分のサンプリング値の移動平均値Ｓを算出する。判定部４３は、閾値Ｈａ≦移動平均値Ｓ≦閾値Ｈｂであるか否かを判定する。Ｈａ≦移動平均値Ｓ≦閾値Ｈｂのとき、マイコン４は駆動ＩＣ５への信号出力を継続し、移動平均値Ｓ≦閾値Ｈａ、或は閾値Ｈｂ≦移動平均値Ｓのとき、マイコン４は、駆動ＩＣ５への信号出力を停止する。その結果、サンプリング時にノイズ等の影響で変化の大きい電位Ｖｊを検出された場合でも、サンプリング値の移動平均によって、そのような突発的な電位の変動が平滑されるので、電圧の過不足が正確に判定される。

＜変形例＞
上記実施形態では、接続点Ｊの電位Ｖｊが閾値Ｈａ以下、或は電位Ｖｊが閾値Ｈｂ以上のとき、マイコン４は、駆動ＩＣ５への信号出力を停止しているが、それに限定されず、例えば、リレー回路９のトランジスタ９ｃのベースへの信号出力を停止してもよい。その結果、リレー回路９のリレーコイル９ｂに駆動電圧Ｖｏが供給されなくなるので、リレー接点９ａがオフし、商用電源１００から電源回路１０へ電力が供給されなくなり、制御装置１全体が保護される。

但し、電源回路１０へ電力供給されないときは、ロジック用電源Ｖｃが生成されず、マイコン４への電力供給がなくなるので、それを担保する別電源を設ける必要がある。

以上のように、本発明によれば、電圧の過不足を簡単に且つ確実に検出することができるので制御装置の保護回路として有用である。

１ 制御装置
４ 制御部
９ リレー回路
１０ 電源回路
１５ 電圧検出回路
２０ インバータ回路
２１，２２，２３ 上アーム側のＩＧＢＴ
３１，３２，３３ 下アーム側のＩＧＢＴ
４１ メモリ
４２ 演算部
４３ 判定部
１００ 商用電源
１５１ 第１抵抗

特開２００２−２４７８５７号公報

Claims (6)

1. 上アーム側のスイッチング素子（２１，２２，２３）と下アーム側のスイッチング素子（３１，３２，３３）とで形成されるインバータ回路（２０）と、
   前記スイッチング素子を動作させるための駆動電圧を供給する電源回路（１０）と、
   前記駆動電圧に応じた電圧を生じさせる部分の両端の電位差を検出する電圧検出回路（１５）と、
   検出された前記電位差を所定の演算条件で処理した演算値を予め設定されている閾値と比較することによって、前記インバータ回路（２０）の保護の要否を決定する制御部（４）と、
   を備えた制御装置（１）。
2. 前記電圧検出回路（１５）は、前記駆動電圧に比例した電圧を生じさせる分圧抵抗（１５１）を有している、
   請求項１に記載の制御装置（１）。
3. 前記制御部（４）は、
   前記分圧抵抗（１５１）の両端の電位差を所定周期でサンプリングして得られたサンプリング値を順に記憶する記憶部（４１）と、
   記憶された前記サンプリング値のうち新しい方から所定個数分の前記サンプリング値に基づいて移動平均値を算出する演算部（４２）と、
   前記移動平均値が前記閾値で形成される所定範囲内にあるか否かを判定する判定部（４３）と、
   を有している、
   請求項２に記載の制御装置（１）。
4. 前記制御部（４）は、前記判定部（４３）で前記移動平均値が前記所定範囲内にないと判定されたとき、前記スイッチング素子への前記駆動電圧の供給を停止する、
   請求項３に記載の制御装置（１）。
5. 前記駆動電圧が供給されることによってオン動作し、前記電源回路（１０）と商用電源（１００）とを結ぶラインを電気的に接続するリレー回路（９）をさらに備え、
   前記制御部（４）は、前記判定部（４３）で前記移動平均値が前記所定範囲内にないと判定されたとき、前記リレー回路（９）への前記駆動電圧の供給を停止する、
   請求項３に記載の制御装置（１）。
6. 前記スイッチング素子がＩＧＢＴである、
   請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の制御装置（１）。

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