JP2010239683A - 渦電流ブレーキの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 初期励磁に小容量の補助回路電源を用い、その後の励磁に必要な電力を発電制動時の運動エネルギから得る発電電力制御と、ブレーキの制動力制御が可能な渦電流ブレーキの制御装置を提供する。
【解決手段】 鉄道車両のレールに対向する位置に設けられたリニア誘導モータの電機子１１、１２を交流励磁してブレーキ力を発生させる渦電流ブレーキの制御装置において、初期励磁手段は、補助電源回路の低圧電源で初期励磁し、電力制御手段は、渦電流ブレーキの発電電力が交流励磁の周波数と一次電流大きさに対して一義的に決まる特性を利用して渦電流ブレーキの動作に必要な発電電力を過不足なく得るための制御を行い、制動力制御手段は、ブレーキ力が周波数によらずほぼ一定で、一次電流大きさに対して一義的に決まる特性を利用し、必要なブレーキ力を得られるよう出力電圧を制御する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、渦電流ブレーキ、リニア誘導モータ、誘導機の制御装置に関し、更に詳しくは、鉄道車両に装備される渦電流ブレーキの制御装置に関する。

従来からレールを２次導体として用いる渦電流ブレーキが開発されている（例えば、特許文献１）。
渦電流ブレーキは、電磁力を利用して台車とレール間に非接触で制動力を作用させる。従来の渦電流ブレーキでは、所定の制動力を得るために比較的大きな励磁電力が必要であり、そのために、電源として、主回路を使用したり、大規模バッテリの利用が検討されたりしていた。

特開平２００５−２７１７０４号公報

しかしながら、渦電流ブレーキの電源を主回路に依存すると、き電系や主回路系が故障した場合に、使用できなくなり、ブレーキシステムとしての信頼性を損なうという問題があった。また、そのために、非常ブレーキとして渦電流ブレーキを使用できないという問題もあった。

さらに、従来の渦電流ブレーキ装置の場合、制動力を積極的に制御する方法については明らかにされていなかった。

本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、初期励磁に小容量の補助回路電源を用い、その後の励磁に必要な電力を発電制動時の運動エネルギから得る発電電力制御と、ブレーキの制動力制御が可能な渦電流ブレーキの制御装置を提供することである。

前述した課題を解決するための本発明は、鉄道車両において２次導体であるレールに対向する位置に設けられたリニア誘導モータの電機子を交流励磁することによりブレーキ力を発生させる渦電流ブレーキの制御装置であって、小容量の電源で初期励磁を行う初期励磁手段と、前記渦電流ブレーキの発電制動により前記渦電流ブレーキの動作に必要な発電電力を過不足なく得るための制御を実施する電力制御手段と、を具備することを特徴とする渦電流ブレーキの制御装置である。
前記初期励磁手段は、補助電源回路の低圧電源で初期励磁を行う。

上記構成により、鉄道の補助電源装置等の小容量の電源で初期励磁を行えば、その後、渦電流ブレーキの発電制動により完全に独立電源系として動作することが可能である。

また、ブレーキ力を制御する制動力制御手段を更に具備する。
これにより、ブレーキ力（制動力）を渦電流ブレーキの制御装置で制御することが可能になる。

前記渦電流ブレーキの直流電源電圧を検出する電圧検出器と、前記渦電流ブレーキの３相出力電流を検出する電流検出器を備え、前記電力制御手段は、前記渦電流ブレーキの発電電力が前記交流励磁の周波数と一次電流大きさに対して一義的に決定される特性を利用し、前記電圧検出器により検出される直流電圧が、予め定めた前記渦電流ブレーキの動作に必要な直流電圧値に追従するように、前記交流励磁の周波数を制御する。
前記渦電流ブレーキの発電電力をＰ、前記交流励磁の周波数をｆ、前記電機子の抵抗をｒ_１、比例定数をＫとするとき、

であり、前記電力制御手段は、前記渦電流ブレーキの動作に必要な発電電力Ｐを得られるように周波数ｆを制御する。

前記電力制御手段により決定される交流励磁の周波数を、前記鉄道車両に設けた速度センサにより測定した走行速度に応じた周波数上限値以下に制御する。また、前記鉄道車両の走行速度に依存しない所定の周波数上限値を設けてもよい。

前記制動力制御手段は、ブレーキ力が滑り周波数によらずほぼ一定であり、一次電流大きさにより一義的に決定される特性を利用し、前記電流検出器により検出される出力電流が、必要なブレーキ力を得るための一次電流大きさの指令値に追従するように、出力電圧を制御する。

本発明によれば、初期励磁に小容量の補助回路電源を用い、励磁に必要な電力を発電制動時の運動エネルギから得る発電電力制御と、ブレーキの制動力制御が可能な渦電流ブレーキの制御装置を提供することが可能になる。

本発明の一実施形態に係る渦電流ブレーキ装置及びその周辺部分を示す図 本発明の一実施形態に係る渦電流ブレーキ装置の基本構成を示すブロック図 本発明の一実施形態に係る渦電流ブレーキ装置のエネルギーフローの説明図 本発明の一実施形態に係る渦電流ブレーキ装置の周波数特性を示す図 本発明の一実施形態に係る渦電流ブレーキ装置の速度特性を示す図 本発明の一実施形態に係る渦電流ブレーキ装置の制御回路のブロック図（速度信号を用いる場合） 本発明の第２の実施形態に係る渦電流ブレーキ装置の制御回路のブロック図（速度信号を用いない場合） 本発明の第２の実施形態に係る渦電流ブレーキ装置の制御回路のシミュレーション結果を示す図

以下、図面に基づいて本発明の好適な実施形態について詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る渦電流ブレーキ装置及びその周辺部分を示す図である。
渦電流ブレーキ装置は、励磁極として、リニア誘導モータの電機子を適用する。すなわち、一方のレール２１に対向するように第１の電機子１１が配置され、他方のレール２２に対向するように第２の電機子１２が配置される。これらの電機子１１、１２は、コア（磁心）に形成された複数の溝に巻線を巻いて構成された直線状の電磁石であり、車輪１３を回転可能に支持する台車１４または車輪支持点である軸箱に固定されている。

図２は、本発明の一実施形態に係る渦電流ブレーキ装置の基本構成を示すブロック図である。電源回路とその制御方法としては、ＶＶＶＦ（Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）インバータを使用した発電制動を適用する。
図２は、１車両２台車についての電源回路および制御回路の基本構成を示している。１台の台車に、電機子１１、１２が、もう１台の台車に電機子１１’、１２’が装備されている。

図２に示すように、本実施形態に係る渦電流ブレーキ装置は、き電系の主回路とは切り離され、例えば、直流１００Ｖ〜７００Ｖの補助電源装置１６からの電源（例えば１００Ｖ）が供給される。これにより、き電系や主回路に故障が生じた場合であっても、ブレーキシステムとしての信頼性を損なうことがない。

補助電源装置１６は、スイッチ１７およびダイオード１８を介してＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）インバータ１５に接続される。
ＰＷＭインバータ１５は、車輪１３を介してレールに接地されており（１９）、補助電源装置１６からスイッチ１７、ダイオード１８を介して印加される例えば１００Ｖの直流電圧に基づいて、電機子１１、１２、１１’、１２’に交流電流を流し、電機子１１、１２、１１’、１２’を励磁して、ブレーキ力を発生させる。
ここで、図２では、１台車の（または１１’、１２’）をＰＷＭインバータ１５に対して直列に接続し、２台の台車の電機子１１、１２および電機子１１’、１２’をＰＷＭインバータ１５に対して並列に接続しているが、電機子１１、１２、
１１’、１２’の接続構成はこれに限るものではない。

電機子１１、１２、
１１’、１２’の巻線に流れる電流を検出するために、ＰＷＭインバータ１５の出力側に電流検出器３１が配置され、検出された電流値Ｉ_Ｕ、Ｉ_Ｖ、Ｉ_Ｗ３２が制御回路２０に入力される。
制御回路２０の詳細については後述するが、制御回路２０は、電流検出器３１により検出された電流値Ｉ_Ｕ、Ｉ_Ｖ、Ｉ_Ｗ３２に基づいて、電機子１１、１２、１１’、１２’に流れる電流ベクトルを検出し、制動力指令信号Ｉ_ｒｅｆ ^２３４と直流電圧設定値Ｖ_{ｄｃ＿ｒｅｆ}３３、実速度Ｖｅｌ３５に従い、電機子１１、１２、１１’、１２’に供給する３相交流電圧パターンＴ_Ｕ、Ｔ_Ｖ、Ｔ_Ｗ３６を算出し、ＰＷＭインバータ１５に出力する。

ここで、図２においては、速度センサ（図示しない）を用いて実速度Ｖｅｌ３５を測定し制御回路２０に入力しているが、実速度Ｖｅｌ情報は必ずしも必要なく、速度センサを使用しない速度センサレスの制御回路２０を構成してもよい。これについては後述する。

補助電源回路１６とＰＷＭインバータ１５間にダイオード１８を挿入することで、ＰＷＭインバータ１５は、低電圧から起動した後に、発電電力を利用して直流電圧を上昇させる。そして、所定の直流電圧に到達したら、制動力を保ちつつ、発電電力と電機子銅損が平衡するような電力制御を実行し、ＰＷＭインバータ１５の定常動作に必要な直流電圧を維持し続けるようにする。

図３は、一実施形態に係る渦電流ブレーキ装置のエネルギーフローの説明図である。
図３において、渦電流ブレーキ装置を構成する電機子１１、１２、１１’、１２’、ＰＷＭインバータ１５、制御回路２０等を装備した車両は、レール２１、２２上を走行することにより運動エネルギを蓄えている。この運動エネルギは、制動時には電機子１１、１２、１１’、１２’の銅損およびレール２１、２２の発熱で消費することになる。

このとき、電機子１１、１２、１１’、１２’の初期励磁には補助電源回路１６からの電流を使用し、その後は、車両に蓄えられた運動エネルギの一部によって電機子１１、１２、１１’、１２’を励磁し、所望の制動力を得る。

この発電制動において、ＰＷＭインバータ１５は、発電出力が零となるように有効電力を調整し、かつ、励磁に必要な無効電力のみを電機子１１、１２、１１’、１２’に供給する必要がある。

以下、交流励磁方式の渦電流ブレーキの電気的特性を例示しながら、ＰＷＭインバータ１５に具備させるべき基本的な制御則について説明する。
速度制御用途などに使用される従来の誘導機制御には、ベクトル制御や、Ｖ/Ｆ制御と滑り周波数制御を組み合わせた制御方式が使用されている。これらの方法は、トルクに比例するパラメータを直接制御することでトルク制御系（速度制御系）の高応答化を図るものである。

一方、交流励磁方式の渦電流ブレーキでは、ＰＷＭインバータ１５の容量は極力小さくすることが望まれる。このため、非常に高い滑り周波数（低いインバータ周波数）を用いて、大きな二次電流を誘起させ、所定の制動力を確保することになる。すなわち、制動力を確保するため励磁電流を大きくとりながら、低いインバータ周波数の範囲内に滑り周波数を制御し、発電電力を制御するようなシステムにすることが実用的である。

図４は、定電流運転を前提とした場合の、ブレーキ力（制動力）（図４（ａ））、発電電力（図４（ｂ））、皮相容量（等価二次入力）（図４（ｃ））の周波数特性を概念モデル（等価回路）で計算した結果を示す図である。一次電流Ｉ_１＝１４８９Ａ/ｍとして、各種速度（１６０ｋｍ/ｈ、１３０ｋｍ/ｈ、１００ｋｍ/ｈ、７０ｋｍ/ｈ）について計算した。

図４（ａ）に示すように、ブレーキ力（制動力）は、インバータ周波数ｆに対してフラットな特性を示し、更に、速度依存性も小さい。
また、図４（ｂ）に示すように、発電電力は、速度に依存せず、インバータ周波数ｆに対して一義的に決まる直線的特性を示している。
さらに、図４（ｃ）に示すように、皮相容量は、インバータ周波数ｆに対して二乗曲線的に増加する特性を示す。

これらの特性は、低いインバータ周波数ｆを用いてインバータ容量を小さくするという要求から好都合であり、特に、滑り周波数によらず、ほぼ一定のブレーキ力（制動力）を発生できることから、制動力指令のパラメータを電流値振幅Ｉ_１のみで指定することが可能である。
また、発電電力についても、一次電流Ｉ_１とインバータ周波数ｆに対して一義的に決まるので、制御回路２０の構築に好都合である。

ここで、電機子抵抗をｒ_１、比例定数をＫとすると、図４（ｂ）の直線的特性より、発電電力Ｐを表現できる。

これをインバータ周波数ｆについての式にすると、

となる。ここで、Ｋ_ｐは発電電力に関する定数、およびＫ_ｒは電機子抵抗に関する定数である。

（２）式から分かるように、予め発電電力Ｐを設定して、発電電力Ｐに追随させる制御系を想定すると、制御回路２０は本質的に速度情報が必要なく、速度センサなしで一義的に周波数指令を決定できる。
速度情報を必要としない制御系は、フェイル要因の排除の観点から有利であり、信頼性が重視されるブレーキシステムに適用する利点は大きい。

渦電流ブレーキの動作に過不足ない電力を発電させるには、（２）式のＫ_ｐを零にすればよい。図５は、図４の計算に用いたものと同一の概念モデルについて、発電電力ＫｆＩ_１ ^２を３０ｋＷ（うち電機子銅損３ｒ_１Ｉ_１ ^２を２０ｋＷ）で一定として制御した場合の速度特性を示す図である。図５（ａ）は、ブレーキ力Ｆｘ（制動力）およびインバータ周波数ｆについての速度特性を示す図、図５（ｂ）は、皮相容量および発電電力およびレール発熱低減率の速度特性を示す図である。

図５（ａ）に示すように、定電流・定発電制御を行う場合、インバータ周波数ｆおよびブレーキ力Ｆｘ（制動力）はほぼ一定に保たれることが分かる。また、図５（ｂ）に示すように、皮相容量は、速度の低下に伴って増加することが分かる。

以上の交流励磁方式渦電流ブレーキの特性と、ＰＷＭインバータ１５の実用的な容量を考慮して、制御回路２０の基本制御則は、一次電流振幅Ｉ_１でブレーキ力（制動力）を制御し、インバータ周波数ｆで発電電力を制御することとする。ここで、ＰＷＭインバータ１５は、電圧と周波数を個別に制御する。

図６は、一実施形態の制御回路２０の制御ブロック図である。
制御回路２０は、予め設定される直流電圧設定Ｖ_{ｄｃ＿ｒｅｆ}３３、必要な制動力に応じて設定される制動力指令の電流振幅値Ｉ_ｒｅｆ ^２３４を設定値とし、渦電流ブレーキ４０の電機子１１、１２、１１’、１２’の巻線に流れ、電流検出器３１で検出される現在の電流値Ｉ_Ｕ、Ｉ_Ｖ、Ｉ_Ｗ３２と、ＰＷＭインバータ１５の入力側に設けられた電圧検出器３７で検出される現在の電圧値、速度センサ（図示しない）で検出される実速度Ｖ_ｅｌ３５を元に、（２）式をフォワード項としたＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ）制御、ＰＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）制御等により、ＰＷＭインバータ１５に設定する３相出力電圧パターンＴ_Ｕ ^＊、Ｔ_Ｖ ^＊、Ｔ_Ｗ ^＊３６を算出する。

図６において、Ｖ_{ｄｃ＿ｒｅｆ}３３は直流電圧設定値、Ｉ_ｒｅｆは出力電流指令、Ｖ_ｄｃは直流電圧、ｆ_ｒｅｆはフォワード周波数指令、ｆ_ｍａｘは周波数上限、ｆ_ｒｅｆ ^＊は周波数指令、Ｖ_ｒｅｆはフォワード出力電圧指令、Ｖ_ｒｅｆ ^＊は出力電圧指令、Ｉは出力電流、Ｉ_α、Ｉ_βは２相電流、Ｉ_Ｕ、Ｉ_Ｖ、Ｉ_Ｗ３２は３相出力電流、Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊は３相出力電圧指令、Ｔ_Ｕ ^＊、Ｔ_Ｖ ^＊、Ｔ_Ｗ ^＊３６は３相出力電圧パターン、Ｋ_ｐ、Ｋ_ｒ、Ｋ_Ｖ/Ｆは定数である。

電流検出器３１で検出された現在の電流値Ｉ_Ｕ、Ｉ_Ｖ、Ｉ_Ｗ３２は、Ａ/Ｄ（アナログ−ディジタル）変換器２１０でディジタル値に変換後、演算器２０９により２相電流ベクトル値Ｉ_α、Ｉ_βに変換し、演算器２０８により現在の出力電流値Ｉ^２を求め、フィルタ２０７によりフィルタリングする。フィルタリング後の値と制動力指令の電流振幅値Ｉ_ｒｅｆ ^２３４の差分を求め、出力電流コントローラ２０６に入力する。

出力電流コントローラ２０６は、例えば、ＰＩ制御コントローラであり、現在の出力電流値Ｉ^２を制動力指令の電流振幅値Ｉ_ｒｅｆ ^２３４に追従させるように出力電圧指令Ｖ_ｒｅｆ ^＊を制御する。すなわち、出力電流コントローラ２０６により、出力電圧指令の差分値Δ_ｒｅｆを求め、制動力指令の電流振幅値Ｉ_ｒｅｆ ^２３４と周波数指令ｆ_ｒｅｆ ^＊を入力として演算器２０５で求めたフォワード出力電圧指令Ｖ_ｒｅｆと加算して出力電圧指令Ｖ_ｒｅｆ ^＊を算出する。
周波数指令ｆ_ｒｅｆ ^＊の変化に対して制動力は直接的な干渉はほとんど受けないが、出力電流Ｉが干渉を受け、その結果間接的に干渉を受けるため、周波数指令ｆ_ｒｅｆ ^＊および出力電流指令Ｉ_ｒｅｆに応じたフォワード出力電圧Ｖ_ｒｅｆを加算して出力電圧指令Ｖ_ｒｅｆ ^＊を算出することにより、非干渉化する。

一方、ＰＷＭインバータ１５の入力側に設けられた電圧検出器３７で検出された現在の直流電圧値はＡ/Ｄ（アナログ−ディジタル）変換器２０１でディジタル値Ｖ_ｄｃに変換後、直流電圧設定Ｖ_{ｄｃ＿ｒｅｆ}３３との差分を求め、直流電圧コントローラ２０２に入力される。直流電圧設定Ｖ_{ｄｃ＿ｒｅｆ}３３は例えば６００Ｖにプリセットされる。

直流電圧コントローラ２０２は、例えば、ＰＤ制御コントローラであり、現在の直流電圧Ｖ_ｄｃを直流電圧設定Ｖ_{ｄｃ＿ｒｅｆ}３３に追従させるように周波数指令ｆ_ｒｅｆ ^＊を制御する。すなわち、直流電圧コントローラ２０２により、周波数指令の差分値Δｆ_ｒｅｆを求め、制動力指令の電流振幅値Ｉ_ｒｅｆ ^２３４と前述の（２）式の演算器２０３により演算されたフォワード周波数指令ｆ_ｒｅｆと加算する。
渦電流ブレーキ自身の動作に過不足ない電力を発電させる場合には定数Ｋ_ｐを零とするが、この場合は出力電流Ｉの変化に対して直流電圧Ｖ_ｄｃは干渉を受けない。また、渦電流ブレーキ自身の動作に過不足ない電力を発電させる場合の周波数を予めＫ_ｒとして設定しておき、これをフォワード周波数指令ｆ_ｒｅｆとして周波数指令の差分値Δｆ_ｒｅｆと加算する。
定数Ｋ_ｒは、速度、周波数、出力電流に依存しない一定値として差し支えない。

次に、以上により求めた周波数指令値を比較器２１１により比較し、適正な範囲の周波数指令ｆ_ｒｅｆ ^＊を求める。
すなわち、フォワード周波数指令ｆ_ｒｅｆから大きく周波数が増加しすぎると制動力や発電電力が減少する領域に入るため、周波数指令上限ｆ_ｍａｘを定める必要があるためである。
周波数指令ｆ_ｒｅｆ ^＊の上限値は実速度Ｖ_ｅｌ３５から演算器２０４により求めることが可能である。ここで、Ｓ_ｍａｘは滑りの最大値、τは磁極ピッチである。これにより求めた上限値ｆ_ｍａｘを比較器２１１に設定することにより、０＜≦ｆ_ｍａｘの範囲の周波数指令ｆ_ｒｅｆ ^＊を求める。

算出された周波数指令と出力電圧指令Ｖ_ｒｅｆ ^＊は、Ｄ/Ａ（ディジタル−アナログ）変換器２１２によりアナログ値に変換したうえ、３相電圧演算およびＡ/Ｄ変換器２１３により３相の出力電圧値指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊を求め、これをＰＷＭ変調２１４して３相出力電圧パターンＴ_Ｕ ^＊、Ｔ_Ｖ ^＊、Ｔ_Ｗ ^＊３６に変換してＰＷＭインバータ１５に入力する。

以上の制御回路２０により、一次電流振幅Ｉ_１（Ｉ_ｒｅｆ ^２３４）でブレーキ力（制動力）を制御し、インバータ周波数ｆ（ｆ_ｒｅｆ ^＊）で発電電力を制御することが可能になる。
また、初期励磁時に例えば１００Ｖの補助電源装置１６から電圧を供給することにより、その後は外部からの電力供給をすることなく、例えば６００Ｖにプリセットされた直流電圧設定Ｖ_{ｄｃ＿ｒｅｆ}３３にまで直流電圧値を上昇させ、その後は直流電圧値を維持し、制動力を保ちつつ、発電電力と電機子銅損の平衡を保つように電力制御を行うことが可能になる。

図７は、第２の実施形態に係る速度センサなしの制御回路２０の制御ブロック図である。
多くの部分は図６に示した第１の実施形態にかかる制御回路２０の制御ブロック図と同様の構成である。
第２の実施形態の制御回路２０は、第１の実施形態で使用した実速度Ｖ_ｅｌ３５を用いずに周波数指令上限ｆ_ｍａｘを定める。
図７において、上限周波数を規定する情報は周波数変化上限値Ｆ_ｍａｘ２２０である。すなわち、適切な周波数変化上限値Ｆ_ｍａｘ２２０を速度に依存しない一定値として予め定めておき、これを比較器２１１の上限値ｆ_ｍａｘとして設定する。

第１の実施形態の制御装置２０の場合のように、実速度Ｖ_ｅｌ３５に応じたｆ_ｍａｘを使用すると大きな発電電力を扱うことが可能になるが、ＰＷＭインバータ１５の容量として相当に大きいものが要求される。よって、周波数変化上限値Ｆ_ｍａｘ２２０を予め定めることにより、インバータ容量制限を考慮することが可能になる。更に、実速度Ｖ_ｅｌ３５を使用しないので、速度信号を要さない速度センサなしの制御回路２０を構築することが可能になる。

図８は、第２の実施形態に係る制御回路２０を用いた場合の渦電流ブレーキ装置の概念モデルのシミュレーション結果を示す図である。
ここでは、出力電流コントローラにはＰＩ制御を、直流電圧コントローラにはＰＤ制御を適用した。

図８（ａ）に示す出力電流指令Ｉ_ｒｅｆ３４により、図８（ｇ）に示すように、直流電圧Ｖ_ｄｃが初期励磁に使用される補助電源装置１６の１００Ｖから、直流電圧設定Ｖ_{ｄｃ＿ｒｅｆ}３３でプリセットされた６００Ｖに立ちあげられ、同時に、図８（ｂ）に示すように、出力電流Ｉが出力電流指令Ｉ_ｒｅｆ３４の指令値１００Ａへ追従している。そして、図８（ｈ）に示すように、約２０００Ｎの制動力Ｆ_ｂを発生している。
この間、渦電流ブレーキ装置、ＰＷＭインバータ１５および制御回路２０は外部との電力授受はなく、完全に独立電源系として動作することが可能である。

以上に示したように、（２）式に則り、一次電流振幅Ｉ_１でブレーキ力（制動力）を制御し、インバータ周波数ｆで発電電力を制御する制御回路２０の基本制御則により、初期励磁に小容量の補助回路電源を用い、励磁に必要な電力を発電制動時の運動エネルギから得る発電電力制御と、一次電流振幅指令によるブレーキの制動力制御が可能な渦電流ブレーキの制御装置を提供することが可能になる。

低圧の補助回路電源で動作するため、き電系の主回路に依存することなく、ブレーキシステムとしての信頼性を向上することが可能である。
また、速度信号が必須でなく、速度センサなしで制御回路２０を構成することが可能であり、設備を簡素化することが可能である。

また、すべり周波数の大きい周波数域（低いインバータ周波数域）で動作させるため、ＰＷＭインバータ１５を小容量で実現することが可能である。

さらに、制御回路２０は、ＰＩコントローラやＰＤコントローラ等を使用したフィードバック制御によりロバスト化されるので、一次電流によるレール表面の磁気飽和の影響や端効果の影響を補償することが可能である。

尚、本発明は、前述した実施の形態に限定されるものではなく、種々の改変が可能であり、それらも、本発明の技術範囲に含まれる。

１１、１２………電機子
１５………ＰＷＭインバータ
１６………補助電源装置
１７………スイッチ
１８………ダイオード
１９………接地
２０………制御回路
２１、２２………レール
３１………電流検出器
３２………３相出力電流Ｉ_Ｕ、Ｉ_Ｖ、Ｉ_Ｗ
３３………直流電圧設定Ｖ_{ｄｃ＿ｒｅｆ}
３４………制動力指令Ｉ_ｒｅf ^２
３５………実速度Ｖ_ｅｌ
３６………３相出力電圧パターンＴ_Ｕ ^＊、Ｔ_Ｖ ^＊、Ｔ_Ｗ ^＊
３７………電圧検出器

Claims (9)

1. 鉄道車両においてレールに対向する位置に設けられたリニア誘導モータの電機子を交流励磁することによりブレーキ力を発生させる渦電流ブレーキの制御装置であって、
   小容量の電源で初期励磁を行う初期励磁手段と、
   前記渦電流ブレーキの発電制動により前記渦電流ブレーキの動作に必要な発電電力を過不足なく得るための制御を実施する電力制御手段と、
   を具備することを特徴とする渦電流ブレーキの制御装置。
2. 鉄道車両においてレールに対向する位置に設けられたリニア誘導モータの電機子を交流励磁することによりブレーキ力を得る渦電流ブレーキの制御装置であって、
   ブレーキ力を制御する制動力制御手段を更に具備することを特徴とする請求項１記載の渦電流ブレーキの制御装置。
3. 前記初期励磁手段は、補助電源回路の低圧電源で初期励磁を行うことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の渦電流ブレーキの制御装置。
4. 前記渦電流ブレーキの直流電源電圧を検出する電圧検出器と、
   前記渦電流ブレーキの３相出力電流を検出する電流検出器を備え、
   前記電力制御手段は、前記渦電流ブレーキの発電電力が前記交流励磁の周波数と一次電流量大きさに対して一義的に決定される特性を利用し、前記電圧検出器により検出される直流電圧が、予め定めた前記渦電流ブレーキの動作に必要な直流電圧値に追従するように、前記交流励磁の周波数を制御することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の渦電流ブレーキの制御装置。
5. 前記渦電流ブレーキの発電電力をＰ、前記交流励磁の周波数をｆ、前記電機子の抵抗をｒ_１、比例定数をＫとするとき、
   

   

   であり、
   前記電力制御手段は、前記渦電流ブレーキの動作に必要な発電電力Ｐを得られるように周波数ｆを制御することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の渦電流ブレーキの制御装置。
6. 前記制動力制御手段は、ブレーキ力が滑り周波数によらずほぼ一定であり、一次電流大きさにより一義的に決定される特性を利用し、前記電流検出器により検出される出力電流が、必要なブレーキ力を得るための一次電流大きさの指令値に追従するように、出力電圧を制御することを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の渦電流ブレーキの制御装置。
7. 前記電力制御手段により決定される交流励磁の周波数を、前記鉄道車両に設けた速度センサにより測定した走行速度に応じた周波数上限値以下に制御することを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の渦電流ブレーキの制御装置。
8. 前記電力制御手段により決定される交流励磁の周波数を、前記鉄道車両の走行速度に依存しない所定の周波数上限値以下に制御することを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の渦電流ブレーキの制御装置。
9. 前記電力制御手段により実施される制御において、制御装置は電機子に無効電力のみを供給し、制御装置と電機子とで構成される交流回路が零力率で運転されることを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の渦電流ブレーキの制御装置。

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