JP2010233306A - Power conversion apparatus - Google Patents
Power conversion apparatus Download PDFInfo
- Publication number
- JP2010233306A JP2010233306A JP2009076512A JP2009076512A JP2010233306A JP 2010233306 A JP2010233306 A JP 2010233306A JP 2009076512 A JP2009076512 A JP 2009076512A JP 2009076512 A JP2009076512 A JP 2009076512A JP 2010233306 A JP2010233306 A JP 2010233306A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- time
- auxiliary
- current
- coil
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/4811—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode having auxiliary actively switched resonant commutation circuits connected to intermediate DC voltage or between two push-pull branches
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
Description
本発明は、直流電力をスイッチングにより交流電力に変換する電力変換装置に係り、特に主スイッチ素子の損失を低減する補助回路を設けた電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power converter that converts DC power into AC power by switching, and more particularly to a power converter that includes an auxiliary circuit that reduces loss of a main switch element.
インバータの主スイッチ素子の損失を低減するために、補助共振転流回路を用いてソフトスイッチングを行わせる技術が知られている。この補助共振転流回路は、インバータの各相毎に設けられ、リアクトルと補助スイッチ素子の直列接続回路にコンデンサを並列接続した構成である。直流電源電圧を2つの直列コンデンサで分圧し、この分圧点から各相の上下アームの接続点まで、それぞれ補助共振転流回路を接続している。そして、スイッチングさせるアームに対応した補助スイッチ素子をオンしてリアクトルとコンデンサとを共振させることにより、主スイッチ素子のソフトスイッチングを実現している(例えば、特許文献1)。 In order to reduce the loss of the main switch element of the inverter, a technique for performing soft switching using an auxiliary resonant commutation circuit is known. This auxiliary resonant commutation circuit is provided for each phase of the inverter, and has a configuration in which a capacitor is connected in parallel to a series connection circuit of a reactor and an auxiliary switch element. The DC power supply voltage is divided by two series capacitors, and the auxiliary resonant commutation circuit is connected from this voltage dividing point to the connection point of the upper and lower arms of each phase. Then, the auxiliary switch element corresponding to the arm to be switched is turned on to resonate the reactor and the capacitor, thereby realizing soft switching of the main switch element (for example, Patent Document 1).
しかしながら、上記従来の補助共振転流回路は、各相毎に独立に設けられているため、3相インバータの場合は、3つのリアクトルと3つのコンデンサが必要となり、インバータの大型化やコスト増加につながるという問題点があった。 However, since the conventional auxiliary resonant commutation circuit is provided independently for each phase, in the case of a three-phase inverter, three reactors and three capacitors are required, which increases the size and cost of the inverter. There was a problem of being connected.
上記問題点を解決するために、本発明は、電力変換装置に、直流電源の電圧を分圧する二つのコンデンサと、二つのコンデンサによる分圧点に一端が接続された一つのコイルと、コイルの他端と多相交流の各相の出力点との間を接続する複数の補助スイッチ素子とを備え、前記コイルに複数の相電流が流れると判断した場合、少なくとも一つの相に流れる電流を予め設定された大きさより小さくなるように前記複数の補助スイッチ素子を制御する。 In order to solve the above problems, the present invention provides a power converter, two capacitors that divide the voltage of a DC power supply, one coil having one end connected to a voltage dividing point by the two capacitors, A plurality of auxiliary switch elements that connect between the other end and an output point of each phase of the polyphase alternating current, and when it is determined that a plurality of phase currents flow through the coil, a current flowing through at least one phase is previously The plurality of auxiliary switch elements are controlled to be smaller than a set size.
本発明によれば、電力変換装置の主スイッチ回路をソフトスイッチングさせるためのコイルが一つで済むようになるため、電力変換装置を小型化し、コストを低減することができるという効果がある。 According to the present invention, since only one coil for soft-switching the main switch circuit of the power converter is required, there is an effect that the power converter can be reduced in size and cost can be reduced.
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態を詳細に説明する。図1は、本発明に係る電力変換装置の実施形態を説明する電力変換システムの構成図である。尚、本実施形態では、電力変換装置は、直流を3相交流へ変換しているが、変換する交流は、3相に限らず、4相以上の多相交流であってもかまわない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is a configuration diagram of a power conversion system for explaining an embodiment of a power conversion device according to the present invention. In the present embodiment, the power conversion device converts direct current into three-phase alternating current, but the alternating current to be converted is not limited to three phases, and may be multiphase alternating current of four or more phases.
図1において、電力変換システムは、3相インバータである電力変換装置1と、電力変換装置1に直流電圧Edを供給する直流電源2と、電力変換装置1が直流から3相交流に変換した電力を消費する負荷としてのモータ3と、電力変換装置1を制御するコントローラ4とを備える。
In FIG. 1, the power conversion system includes a
電力変換装置1は、それぞれIGBTを用いた主スイッチ素子S1,S2,S3,S4,S5,S6と、各主スイッチ素子に逆並列に接続されたダイオードD1,D2,D3,D4,D5,D6を備えている。それぞれ直列接続された主スイッチ素子の対、S1とS2,S3とS4,S5とS6とは、それぞれインバータの各相の上アームと下アームとを構成している。即ち、主スイッチ素子S1のエミッタと主スイッチ素子S2のコレクタが接続され、この接続点が3相交流U相の出力点となり、モータ3のU相が接続されている。同様に、主スイッチ素子S3のエミッタと主スイッチ素子S4のコレクタが接続され、この接続点が3相交流V相の出力点となり、モータ3のV相が接続されている。同様に、主スイッチ素子S5のエミッタと主スイッチ素子S6のコレクタが接続され、この接続点が3相交流W相の出力点となり、モータ3のW相が接続されている。
The
主スイッチ素子S1,S3,S5の各コレクタは、直流電源2の正極に接続され、主スイッチ素子S2,S4,S6の各エミッタは、直流電源2の負極に接続されている。主スイッチ素子S1〜S6の各ゲートは、コントローラ4が出力する制御信号により駆動される。
The collectors of the main switch elements S1, S3, and S5 are connected to the positive electrode of the
コントローラ4は、図示しない電流センサが検出するモータ3へ流れる各相の負荷電流Iu,Iv,Iw(Iu,Iv,Iwを合わせて負荷電流ILと呼ぶ)と、図示しない回転センサが検出するモータ3の回転位置と、図外の上位装置から与えられる電圧指令値に基づいて、各主スイッチ素子S1〜S6をPMW制御する制御信号を生成して、各主スイッチ素子S1〜S6のゲートへ出力する。
The
また、図1において、主スイッチ素子S1〜S6のソフトスイッチングを行うための補助回路として、電解コンデンサを用いたコンデンサCr1、Cr2と、コイルLrと、IGBTを用いた補助スイッチ素子Sr1〜Sr6が設けられている。 In FIG. 1, capacitors Cr1 and Cr2 using electrolytic capacitors, a coil Lr, and auxiliary switch elements Sr1 to Sr6 using IGBTs are provided as auxiliary circuits for performing soft switching of the main switch elements S1 to S6. It has been.
コンデンサCr1とCr2とは互いに容量が等しく、両者が直列接続された両端が直流電源2の正極及び負極に接続され、直流電源2の直流電圧Edを分圧している。この分圧点の電圧をErとする。それぞれダイオードを内蔵する補助スイッチ素子Sr1とSr2,Sr3とSr4,Sr5とSr6は、それぞれ逆方向に直列接続されて、双方向スイッチ回路を構成している。コイルLrの一端は、コンデンサCr1とCr2によるEdの分圧点Erに接続され、コイルLrの他端は、補助スイッチ素子で構成された3つの双方向スイッチの一端に接続されている。3つの双方向スイッチ回路の他端は、インバータの各相の出力点にそれぞれ接続されている。以上の接続により、本発明では、1つのコイルLrを3相の補助回路が共用している。
Capacitors Cr1 and Cr2 have the same capacitance, and both ends of the capacitors Cr1 and Cr2 connected in series are connected to the positive electrode and the negative electrode of the
コントローラ4は、各補助スイッチ素子Sr1〜Sr6のオンオフを制御する制御信号を生成して、各補助スイッチ素子Sr1〜Sr6のゲートへ出力する。
The
特に限定されないが本実施形態では、コントローラ4は、演算処理装置CPUと、プログラムROMと、作業用RAMと、入出力インタフェースとを備えたマイクロプロセッサで構成されている。そして、コントローラ4の制御機能は、ROMに格納されたプログラムをCPUが実行することにより実現されている。
Although not particularly limited, in the present embodiment, the
ここで、補助スイッチ素子Sr1とSr2から成る双方向スイッチに流れる補助電流をIr1、補助スイッチ素子Sr3とSr4から成る双方向スイッチに流れる補助電流をIr2、補助スイッチ素子Sr5とSr6から成る双方向スイッチに流れる補助電流をIr3とする。負荷電流(Iu,Iv,Iw)、並び補助電流(Ir1,Ir2,Ir3)の極性について、図1に示される方向を正と定義する。 Here, the auxiliary current flowing through the bidirectional switch composed of the auxiliary switch elements Sr1 and Sr2 is Ir1, the auxiliary current flowing through the bidirectional switch composed of the auxiliary switch elements Sr3 and Sr4 is Ir2, and the bidirectional switch composed of the auxiliary switch elements Sr5 and Sr6. The auxiliary current that flows through Ir is assumed to be Ir3. The direction shown in FIG. 1 is defined as positive for the polarities of the load current (Iu, Iv, Iw) and the auxiliary currents (Ir1, Ir2, Ir3).
図2、図3は、U相を例にした1相分の補助回路によるソフトスイッチング制御の基本動作を示すタイムチャートである。主スイッチ素子S1がオフ状態からオン状態になるまでの時間をTrをとし,主スイッチ素子S1のオン状態から補助スイッチ素子のオフ状態になるまでの時間をTfとし、補助スイッチ素子のオン動作時間をTr+Tfとする。 2 and 3 are time charts showing the basic operation of the soft switching control by the auxiliary circuit for one phase taking the U phase as an example. The time from when the main switch element S1 is turned on to the on state is Tr, and the time from when the main switch element S1 is turned on to when the auxiliary switch element is off is Tf, and the auxiliary switch element is on. Is Tr + Tf.
すなわち、主スイッチ素子S1,S2からなる上下アームの相補PWM信号のデッドタイム(Td)中に、モータ相電流の極性によって、それぞれの相の双方向スイッチを構成する補助スイッチ素子のいずれかの1つをオン動作をさせることにより、補助回路のコイルLrへ電流を流させ、モータ3の相電流の相当分電流が流された時点で、主スイッチ素子をオンさせ、その時の主スイッチ素子はゼロ電流スイッチングが実現される。主スイッチ素子のオン後、その主スイッチ素子の電流が増加することに伴い、補助回路の電流が減少し、補助回路の電流がゼロの時点において補助スイッチ素子をオフさせる。
That is, during the dead time (Td) of the complementary PWM signal of the upper and lower arms composed of the main switch elements S1 and S2, one of the auxiliary switch elements constituting the bidirectional switch of each phase depending on the polarity of the motor phase current. By turning on one of them, a current is passed through the coil Lr of the auxiliary circuit, and when the current corresponding to the phase current of the
各相の負荷電流IL(Iu,Iv,Iw)が正の場合、各相の補助スイッチ素子(Sr1,Sr3,Sr5)が主スイッチ素子(S1,S3,S5)のタイミングに合わせて動作する。 When the load current IL (Iu, Iv, Iw) of each phase is positive, the auxiliary switch elements (Sr1, Sr3, Sr5) of each phase operate according to the timing of the main switch elements (S1, S3, S5).
補助スイッチ素子のオン時間は、
Tr=IL×Lr/Er …(1)
Tf=IL×Lr/(Ed−Er) …(2)
となる。
ここで、Trは、Lr/Erの電流変化率で0[A]からIL[A]まで変化する時間[s]、Tfは、Lr/(Ed−Er)の電流変化率でIL[A]から0[A]まで変化する時間[s]、U相の主スイッチ素子S1のタイミングに合わせ、補助スイッチ素子の動作タイミングを図2に示す。
The on-time of the auxiliary switch element is
Tr = IL × Lr / Er (1)
Tf = IL * Lr / (Ed-Er) (2)
It becomes.
Here, Tr is the time [s] in which the current change rate of Lr / Er changes from 0 [A] to IL [A] [T], and Tf is the current change rate of Lr / (Ed-Er) IL [A]. FIG. 2 shows the operation timing of the auxiliary switch element in accordance with the time [s] from 0 to 0 [A] and the timing of the U-phase main switch element S1.
一方、負荷電流IL(Iu,Iv,Iw)が負の場合、それぞれ相の補助スイッチ素子(Sr2,Sr4,Sr6)が主スイッチ素子(S2,S4,S6)のタイミングに動作する。 On the other hand, when the load current IL (Iu, Iv, Iw) is negative, the auxiliary switch elements (Sr2, Sr4, Sr6) of the respective phases operate at the timing of the main switch elements (S2, S4, S6).
補助スイッチ素子のオン動作にかかる立ち上がり時間Tr、立ち下がり時間Tfは、
Tr=−IL×Lr/(Ed−Er) …(3)
Tf=−IL×Lr/Er …(4)
となる。
Trは、Lr/(Ed−Er)の電流変化率で0[A]からIL[A]まで変化する時間[s]、Tfは、Lr/Erの電流変化率でIL[A]から0[A]まで変化する時間[s]、U相の主スイッチ素子S2のタイミングに合わせ、補助スイッチ素子の動作タイミングを図3に示す。
The rise time Tr and fall time Tf required to turn on the auxiliary switch element are:
Tr = −IL × Lr / (Ed−Er) (3)
Tf = −IL × Lr / Er (4)
It becomes.
Tr is a time [s] that changes from 0 [A] to IL [A] at a current change rate of Lr / (Ed-Er), and Tf is a current change rate of Lr / Er from IL [A] to 0 [ FIG. 3 shows the operation timing of the auxiliary switch element in accordance with the time [s] that changes until A] and the timing of the U-phase main switch element S2.
補助スイッチ素子が主スイッチ素子の相補PWM信号のデッドタイム(Td)中に動作しているため、それぞれの補助スイッチ素子の立ち上がり時間Tr、立ち下がり時間Tfは、
Tr<Td,Tf<Td …(5)
が成立つ。
Since the auxiliary switch element operates during the dead time (Td) of the complementary PWM signal of the main switch element, the rise time Tr and the fall time Tf of each auxiliary switch element are:
Tr <Td, Tf <Td (5)
Is established.
一方、直流電源2の電圧EdがコンデンサCr1,Cr2により1/2に分圧されるので、分圧点の電圧Erは、
Er=Ed/2 …(6)
となり、また、
Tr=|IL|×Lr/(Ed/2) …(7)
Tf=Tr …(8)
となる。
On the other hand, since the voltage Ed of the
Er = Ed / 2 (6)
And again
Tr = | IL | × Lr / (Ed / 2) (7)
Tf = Tr (8)
It becomes.
コントローラ4は、一般的な三角波比較PWM方式により、主スイッチ素子S1〜S6を制御する。この原理は、3相正弦波電圧指令と搬送波である三角波を比較することにより、パルス列(PWM)が得られる。各相PWMのパルス幅(時間)が電圧指令の振幅によって変わってくるが、その出力パルス幅がそれぞれの指令値より一義的に決められ、電圧ベクトルの出力時間は計算式から求めることができる(例えば、Relationship Between Space-Vector Modulation and Three-Phase Carrier-based PWM : A Comprehensive Analysis, Keliang Zhou & Danwei Wang, IEEE Trans.On Industrial Electronics Vol.49,No.1,pp.187-196,Feb.2002.)。
The
図4に、3相電圧指令がU相>V相>W相の場合の、3相PWMパルス出力(1周期分)を示す。2相の電圧指令値が近づいていくと、生成されるパルスの幅も近くなるが、電圧指令値が等しくなると、パルスの幅も同じになる。 FIG. 4 shows a three-phase PWM pulse output (for one cycle) when the three-phase voltage command is U phase> V phase> W phase. As the voltage command values of the two phases approach, the width of the generated pulse becomes closer, but when the voltage command values become equal, the pulse width becomes the same.
図5に示されるような3相正弦波電圧指令値によるモータ駆動において、それらの相電圧は正弦波一周期の内に、30°から角度60°毎に6回、いずれかの2相の電圧値が近づき、30+60×n(n=0,1,2,3,4,5)の時点で等しくなる。 In the motor drive by the three-phase sine wave voltage command value as shown in FIG. 5, the phase voltage is a voltage of any two phases from six times every 30 ° to 60 ° within one cycle of the sine wave. The values approach and become equal when 30 + 60 × n (n = 0, 1, 2, 3, 4, 5).
3相インバータのソフトスイッチングに関しては、各相の駆動用PWMパルスのオンタイミングに合わせ、それぞれの相に補助電流を流させることにする。 Regarding the soft switching of the three-phase inverter, an auxiliary current is caused to flow in each phase in accordance with the ON timing of the driving PWM pulse of each phase.
図6は、Ir1>0,Ir2>0,Ir3<0のケースの補助電流の流し方(PWMの1制御周期)を示すタイムチャートである。図中において、主スイッチ素子S1,S3,S6のPWMのオンタイミングに合わせて、各相の補助電流(Ir1,Ir2,Ir3)は、モータ3の相電流(Iu,Iv,Iv)まで流せる。すなわち、
Ir1(peak)=Iu,Ir2(peak)=Iv,Ir3(peak)=Iw …(9)
となるように、式(1)〜(4)より補助スイッチ素子のオン時間を決定する。
FIG. 6 is a time chart showing how the auxiliary current flows (one PWM control cycle) in the case of Ir1> 0, Ir2> 0, and Ir3 <0. In the figure, the auxiliary currents (Ir1, Ir2, Ir3) of each phase can flow up to the phase currents (Iu, Iv, Iv) of the
Ir1 (peak) = Iu, Ir2 (peak) = Iv, Ir3 (peak) = Iw (9)
Thus, the ON time of the auxiliary switch element is determined from the equations (1) to (4).
しかし、U相とV相の電圧指令値が近づくと主スイッチ素子S1をオンさせてから、主スイッチ素子S3をオンさせるまでの時間(Ta)が短くなり、または、補助電流Ir1、補助電流Ir2のピーク値が増加すると、Tf1+Tr2>Taとなり、U、V2相の補助電流の動作時間が重なることになる。 However, when the voltage command values of the U phase and the V phase approach, the time (Ta) from when the main switch element S1 is turned on to when the main switch element S3 is turned on becomes shorter, or the auxiliary current Ir1 and the auxiliary current Ir2 When the peak value increases, Tf1 + Tr2> Ta, and the operation times of the auxiliary currents of the U and V2 phases overlap.
図7は、U相とV相の2相の補助動作の衝突とその回避を説明するタイムチャートである。オン時間がU相の主スイッチ素子S1のオン動作に伴うU相の補助電流Ir1が流れている最中に,V相の主スイッチ素子S3のオンタイミングが近づいて、V相の補助電流Ir2を流そうとする場合、U相とV相の2相の補助電流のオン時間が重なる。そこで、そのPWM制御周期中に、2相のソフトスイッチングの補助電流の時間衝突が発生する。 FIG. 7 is a time chart for explaining the collision of the U-phase and V-phase auxiliary operations and the avoidance thereof. While the U-phase auxiliary current Ir1 accompanying the ON operation of the U-phase main switch element S1 is flowing, the ON timing of the V-phase main switch element S3 approaches and the V-phase auxiliary current Ir2 is reduced. When attempting to flow, the ON times of the auxiliary currents of the U-phase and V-phase two phases overlap. Therefore, during the PWM control period, a time collision of the auxiliary current for two-phase soft switching occurs.
また、図4から分かるように、2つソフトスイッチング相の衝突を起きないために、その時点の電圧ベクトルの出力時間(TaまたはTb)は、先行したソフトスイッチング相のオン時間Tfと、その後のソフトスイッチング相のオン時間Trの時間合わせより長くするのは必須である。 Further, as can be seen from FIG. 4, in order not to cause the collision of the two soft switching phases, the output time (Ta or Tb) of the voltage vector at that time is the on time Tf of the preceding soft switching phase and the subsequent time It is essential to make the soft switching phase longer than the ON time Tr of the soft switching phase.
そこで、それぞれの相の時間合わせを計算し、次に電圧ベクトルの出力時間を比較し、2つの相の補助電流が流れる時間の衝突を予測する。 Therefore, the time alignment of each phase is calculated, and then the output times of the voltage vectors are compared, and the collision of the time when the auxiliary currents of the two phases flow is predicted.
U相とV相の電流極性が一致すれば、U相・V相の時間合わせTuvを計算する。 If the U-phase and V-phase current polarities match, the U-phase / V-phase time alignment Tuv is calculated.
Tuv=Tf1+Tr2 …(10)
V相とW相の電流極性が一致すれば、V相・W相の時間合わせTvwを計算する。
Tuv = Tf1 + Tr2 (10)
If the current polarities of the V phase and the W phase match, the time alignment Tvw of the V phase and the W phase is calculated.
Tvw=Tf2+Tr3 …(11)
W相とU相の電流極性が一致すれば、W相・U相の時間合わせTwuを計算する。
Tvw = Tf2 + Tr3 (11)
If the current polarities of the W phase and the U phase match, the W phase / U phase time alignment Twu is calculated.
Twu=Tr3+Tr1 …(12)
すなわち、式(10),(11),(12)が,その時点の電圧ベクトルの出力時間より小さくなれば、該当相における補助電流のオン時間の重なりが発生する。
Thu = Tr3 + Tr1 (12)
That is, if the equations (10), (11), and (12) become shorter than the output time of the voltage vector at that time, the on-time overlap of the auxiliary current in the corresponding phase occurs.
このような2つの相の補助電流のオン時間衝突の回避方法は、次の〔1〕、〔2〕、〔3〕の3通りの方法がある。 There are the following three methods [1], [2] and [3] for avoiding the on-time collision of the auxiliary currents of the two phases.
〔1〕2つの相の補助電流を同時にオンさせないために、いずれかの相の補助電流を0として、当該相のソフトスイッチングを行なわない。 [1] In order not to turn on the auxiliary currents of the two phases at the same time, the auxiliary current of either phase is set to 0 and soft switching of the phases is not performed.
本発明では、補助回路にコイルLrが1つしかないため、コイルLrへ同時に2つ相の補助電流を流さないように、2つの相の補助電流のオン時間の衝突が予測される場合には、いずれかの相の補助電流を0として、当該相のソフトスイッチングを行なわないように制御する。例えば、U相とV相の補助電流の衝突が予測される場合、U相の補助電流Ir1あるいはV相の補助電流Ir2のいずれかをゼロにすることにより、2相の補助電流が同時にオンとなる衝突が回避される。 In the present invention, since there is only one coil Lr in the auxiliary circuit, when an on-time collision between two phases of auxiliary current is predicted so that two phases of auxiliary current do not flow simultaneously through the coil Lr. The auxiliary current of any phase is set to 0 and control is performed so as not to perform soft switching of the phase. For example, when a collision between the U-phase and V-phase auxiliary currents is predicted, by setting either the U-phase auxiliary current Ir1 or the V-phase auxiliary current Ir2 to zero, the two-phase auxiliary currents are simultaneously turned on. Collisions are avoided.
〔2〕2つの相の補助電流を同時にオンさせないために、いずれかの相の補助スイッチ素子のオン時間を短くなるように制御する。 [2] In order not to turn on the auxiliary currents of the two phases at the same time, control is performed so as to shorten the on time of the auxiliary switch element of either phase.
本発明では、補助回路にコイルLrが1つしかないため、コイルLrへ同時に2つ相の補助電流を流さないように、2つの相の補助電流オン時間の衝突が予測される場合には、いずれかの相の補助スイッチ素子のオン時間を短くするように制御する。 In the present invention, since there is only one coil Lr in the auxiliary circuit, in order to prevent a two-phase auxiliary current from flowing through the coil Lr at the same time, when a collision between two phases of auxiliary current on-time is predicted, Control is performed so as to shorten the ON time of the auxiliary switch element of any phase.
式(1)、(2)、(3)、(4)から分かるように、補助スイッチ素子のオン時間(Tr,Tf)は、それぞれ相の補助電流に比例している。そこで、ある相の補助スイッチ素子のオン時間を短くすれば、その相に流す補助電流がモータの電流より小さく抑えられる。 As can be seen from the equations (1), (2), (3), and (4), the on-time (Tr, Tf) of the auxiliary switch element is proportional to the auxiliary current of the phase. Therefore, if the ON time of the auxiliary switch element of a certain phase is shortened, the auxiliary current flowing through the phase can be suppressed to be smaller than the motor current.
図8に示すように、U相の補助電流Ir1と、一点鎖線で示すV相の補助電流Ir2との衝突が予測される場合、V相の補助電流Ir2を実線で示すように小さくし、V相の補助スイッチ素子のオン時間を短くすることにより、2相の同時オン時間の衝突が回避される。 As shown in FIG. 8, when a collision between the U-phase auxiliary current Ir1 and the V-phase auxiliary current Ir2 indicated by the alternate long and short dash line is predicted, the V-phase auxiliary current Ir2 is reduced as indicated by the solid line, By shortening the on-time of the phase auxiliary switch elements, collisions of the two-phase simultaneous on-time are avoided.
〔3〕2つの相の補助電流のオン時間が重なる時間と所定時間との比較により、上記〔1〕と〔2〕の回避ロジックを切替える。 [3] The avoidance logics of [1] and [2] are switched by comparing the time during which the ON times of the auxiliary currents of the two phases overlap with a predetermined time.
本発明では、補助回路にコイルLrが1つしかないため、コイルLrへ同時に2つ相の補助電流を流さないように、オン時間の重なりが所定時間より短い場合には、いずれかの相の補助電流を小さくする。一方、その重なり時間が所定時間より長い場合には、いずれかの相の補助電流を0として、当該相のソフトスイッチングを行なわないように制御する。 In the present invention, since there is only one coil Lr in the auxiliary circuit, if the overlap of the on-time is shorter than the predetermined time so that two phases of auxiliary current do not flow through the coil Lr simultaneously, Reduce the auxiliary current. On the other hand, when the overlap time is longer than the predetermined time, the auxiliary current of any phase is set to 0 and control is performed so as not to perform soft switching of the phase.
なお、上記のオン時間衝突の回避方法は、次のように補助電流の衝突が予測されるときの各相の負荷電流あるいは各相の電圧指令値の大きさにより、補助電流が抑止又は低減されることにより調整される相(以下、調整相と呼ぶ)を決めることにする。 The on-time collision avoidance method described above suppresses or reduces the auxiliary current depending on the magnitude of the load current of each phase or the voltage command value of each phase when the collision of the auxiliary current is predicted as follows. The phase to be adjusted (hereinafter referred to as the adjustment phase) is determined.
〔3−A〕オン時間衝突の2つ補助電流相に対して、負荷電流絶対値の小さい方の相のソフトスイッチングを行わない、あるいは、その相の補助電流オン時間を短くする。 [3-A] For the two auxiliary current phases of the on-time collision, the soft switching of the phase having the smaller absolute value of the load current is not performed, or the auxiliary current on-time of the phase is shortened.
〔3−B〕オン時間衝突の2つ補助電流相に対して、電圧指令値の大きい方(あるいは小さい方)の相の補助電流を0として、当該相のソフトスイッチングを行なわないように制御する、あるいは、その相の補助電流のオン時間を短くするように制御する。 [3-B] For the two auxiliary current phases of the on-time collision, the auxiliary current of the phase with the larger (or smaller) voltage command value is set to 0 and control is performed so that soft switching of the phase is not performed. Alternatively, control is performed so as to shorten the on-time of the auxiliary current of the phase.
次に、図8乃至図14のフローチャートを参照して、コントローラ4が行う補助回路の電流制御方法を説明する。図8は、コントローラ4による補助回路のオン時間設定を説明するフローチャートである。まずステップ(以下、ステップをSと略す)10において、コントローラ4は、電流センサが測定したモータ3に流れる3相負荷電流(Iu,Iv,Iw)を読み込む。次いでS12において、コントローラ4は、補助電流の初期値をS10の測定値に設定する。即ち、U相の初期値Ir1=Iu,V相の初期値Ir2=Iv,W相の初期値Ir3=Iwとする。
Next, an auxiliary circuit current control method performed by the
次いでS14において、コントローラ4は、各相の補助スイッチ素子のオン動作時間(Tr、Tf)を式(7)、式(8)により計算する。次いでS16において、コントローラ4は、主スイッチ素子のPWMの電圧ベクトルの出力時間、言い換えれば、ある主スイッチ素子をオンさせてから別の主スイッチ素子をオンさせるまでの時間(図4のTa、Tbに相当)を計算する。次いでS18において、コントローラ4は、電圧ベクトルの出力時間に合わせて、補助スイッチ素子のオン時間を式(10),式(11),式(12)により計算する。
Next, in S14, the
次いでS20において、コントローラ4は、PWMの電圧ベクトルの出力時間(Ta,Tb)が補助スイッチ素子のオン動作時間(Tr+Tf)より短いか否かを判定する。S20の判定において、PWMの電圧ベクトルの出力時間が補助スイッチ素子のオン動作時間以上であれば、コントローラ4は、衝突回避処理を行うことなく、補助回路のオン時間設定が完了する。
Next, in S20, the
S20の判定において、PWMの電圧ベクトルの出力時間が補助スイッチ素子のオン動作時間より短ければ、コントローラ4は、S22へ進み、衝突回避処理を行った後に、補助回路のオン時間設定が完了する。
If the output time of the PWM voltage vector is shorter than the ON operation time of the auxiliary switch element in the determination of S20, the
図9乃至図14は、図8のS22における衝突回避処理の詳細例をそれぞれ示すサブルーチンのフローチャートである。 9 to 14 are flowcharts of subroutines respectively showing detailed examples of the collision avoidance process in S22 of FIG.
図9は、衝突回避処理−1を示すフローチャートである。この実施形態は、2つの相の補助スイッチの動作時間が衝突すると予測された場合、そのときの負荷電流により、何れか一方の相の補助電流をゼロとし、当該相のソフトスイッチングを行わない場合である。 FIG. 9 is a flowchart showing the collision avoidance process-1. In this embodiment, when it is predicted that the operation times of the auxiliary switches of the two phases collide, the auxiliary current of one of the phases is set to zero by the load current at that time, and the soft switching of the corresponding phase is not performed. It is.
まずS32において、コントローラ4は、時間衝突する2つの相に対して、その時の負荷電流の絶対値の小さい方の相を調整相として選択する。次いでS34で、コントローラ4は、調整相の補助スイッチのオン時間(Tr、Tf)をゼロにして、言い換えれば、調整相の補助スイッチ素子をオンすること無くオフ状態を維持させるようにして、メインルーチンへリターンする。
First, in S32, the
図10は、衝突回避処理−2を示すフローチャートである。この実施形態は、2つの相の補助スイッチの動作時間が衝突すると予測された場合、そのときの電圧指令値の小さい方の相の補助電流をゼロとし、当該相のソフトスイッチングを行わない実施形態である。 FIG. 10 is a flowchart showing the collision avoidance process-2. In this embodiment, when it is predicted that the operation times of the auxiliary switches of the two phases collide, the auxiliary current of the phase having the smaller voltage command value at that time is set to zero, and soft switching of the phase is not performed. It is.
まずS42において、コントローラ4は、時間衝突する2つの相に対して、その時の電圧指令値の小さい方の相を調整相として選択する。次いでS44で、コントローラ4は、調整相の補助スイッチのオン時間(Tr、Tf)をゼロにして、言い換えれば、調整相の補助スイッチ素子をオンすること無くオフ状態を維持させるようにして、メインルーチンへリターンする。
First, in S42, the
図11は、衝突回避処理−3を示すフローチャートである。この実施形態は、2つの相の補助スイッチの動作時間が衝突すると予測された場合、そのときの負荷電流の絶対値の小さい方の相の補助電流を小さくして、2つの相の衝突を回避する実施形態である。 FIG. 11 is a flowchart showing the collision avoidance process-3. In this embodiment, when the operation time of the auxiliary switch of the two phases is predicted to collide, the auxiliary current of the phase having the smaller absolute value of the load current at that time is reduced to avoid the collision of the two phases. It is embodiment to do.
まずS52において、コントローラ4は、時間衝突する2つの相に対して、その時の負荷電流(Iu,Iv,Iw)の絶対値の小さい方の相を調整相として選択する。次いでS54で、コントローラ4は、調整相の補助スイッチのオン時間(Tr、Tf)を短くして、2つの相の時間合わせが電圧ベクトルの出力時間(Ta,Tb)より短くなるよう調整
して、メインルーチンへリターンする。
First, in S52, the
図12は、衝突回避処理−4を示すフローチャートである。この実施形態は、2つの相の補助スイッチの動作時間が衝突すると予測された場合、そのときの電圧指令値の小さい方(あるいは大きい方)の相の補助電流を小さくして、2つの相の衝突を回避する実施形態である。この実施例は、3相交流の位相が進むに従って、そのときの電圧指令値の小さい方(あるいは大きい方)の相が順次入れ替わるので、各相に均等にソフトスイッチングを行うことができる。 FIG. 12 is a flowchart showing the collision avoidance process-4. In this embodiment, when it is predicted that the operation times of the auxiliary switches of the two phases collide, the auxiliary current of the phase with the smaller (or larger) voltage command value at that time is reduced, It is embodiment which avoids a collision. In this embodiment, as the phase of the three-phase alternating current advances, the phase with the smaller (or larger) voltage command value at that time is sequentially switched, so that soft switching can be performed equally for each phase.
まずS62において、コントローラ4は、時間衝突する2つの相に対して、その時の電圧指令値の小さい方の相を調整相として選択する。次いでS64で、コントローラ4は、調整相の補助スイッチのオン時間(Tr、Tf)を短くして、2つの相の時間合わせが電圧ベクトルの出力時間(Ta,Tb)より短くなるよう調整して、メインルーチンへリターンする。
First, in S62, the
図13は、衝突回避処理−5を示すフローチャートである。この実施形態は、2つの相の補助スイッチの動作時間が衝突すると予測された場合、そのときの負荷電流ならびに重なり時間により補助電流を調整して、2つの相の衝突を回避する実施形態である。 FIG. 13 is a flowchart showing the collision avoidance process-5. In this embodiment, when it is predicted that the operation times of the auxiliary switches of the two phases collide, the auxiliary current is adjusted according to the load current and the overlap time at that time to avoid the collision of the two phases. .
まずS72において、コントローラ4は、時間衝突する2つの相に対して、式(10)、(11)、(12)により、補助スイッチ素子のオン時間の重なり時間を予測する。次いでS74で、コントローラ4は、重なり時間が所定時間を超えているか否かを判定する。S74の判定で、重なり時間が所定時間を超えていれば、図9に示したS30の衝突回避処理−1を実行してリターンする。S74の判定で、重なり時間が所定時間を超えていなければ、図10に示したS40の衝突回避処理−2を実行してリターンする。
First, in S72, the
図14は、衝突回避処理−6を示すフローチャートである。この実施形態は、2つの相の補助スイッチの動作時間が衝突すると予測された場合、そのときの負荷電流ならびに重なり時間により補助電流を調整して、2つの相の衝突を回避する実施形態である。 FIG. 14 is a flowchart showing the collision avoidance process-6. In this embodiment, when it is predicted that the operation times of the auxiliary switches of the two phases collide, the auxiliary current is adjusted according to the load current and the overlap time at that time to avoid the collision of the two phases. .
まずS82において、コントローラ4は、時間衝突する2つの相に対して、式(10)、(11)、(12)により、補助スイッチ素子のオン時間の重なり時間を予測する。次いでS84で、コントローラ4は、重なり時間が所定時間を超えているか否かを判定する。S74の判定で、重なり時間が所定時間を超えていれば、図11に示したS50の衝突回避処理−3を実行してリターンする。S84の判定で、重なり時間が所定時間を超えていなければ、図12に示したS60の衝突回避処理−4を実行してリターンする。
First, in S82, the
以上説明した本実施形態によれば、電力変換装置に、直流電源の電圧を分圧する二つのコンデンサと、二つのコンデンサによる分圧点に一端が接続された一つのコイルと、コイルの他端と多相交流の各相の出力点との間を接続する複数の補助スイッチ素子とを備え、前記コイルに複数の相電流が流れると判断した場合、少なくとも一つの相に流れる電流を予め設定された大きさより小さくなるように前記複数の補助スイッチ素子を制御するので、主スイッチ素子をソフトスイッチングさせるためのコイルの数が3から1に減少し、電力変換装置の重量及び容積と、そのコストを低減することができるという効果がある。 According to this embodiment described above, the power converter includes two capacitors that divide the voltage of the DC power supply, one coil having one end connected to a voltage dividing point by the two capacitors, and the other end of the coil. A plurality of auxiliary switch elements connected between the output points of each phase of the polyphase alternating current, and when it is determined that a plurality of phase currents flow in the coil, a current flowing in at least one phase is set in advance Since the plurality of auxiliary switch elements are controlled to be smaller than the size, the number of coils for soft-switching the main switch element is reduced from 3 to 1, thereby reducing the weight and volume of the power converter and its cost. There is an effect that can be done.
また本実施形態によれば、コイルに2つの相の電流が流れると判断した場合、何れか一方の相の電流がコイルに流れないように補助スイッチ素子を制御するので、2つの相の電流がコイルで干渉することが無くなる。 Further, according to the present embodiment, when it is determined that the current of two phases flows through the coil, the auxiliary switch element is controlled so that the current of one phase does not flow through the coil. No interference with the coil.
また本実施形態によれば、コイルに2つの相電流が流れると判断した場合、何れか一方の相電流が流れる時間を短縮するように補助スイッチ素子を制御するので、可能な限りソフトスイッチングを行うことができるという効果がある。 Further, according to the present embodiment, when it is determined that two phase currents flow through the coil, the auxiliary switch element is controlled so as to shorten the time during which one of the phase currents flows, so soft switching is performed as much as possible. There is an effect that can be.
また本実施形態によれば、コイルに流れる電流を調整する方の相は、その時の相電流の絶対値が小さい方とすることにより、ソフトスイッチングの効果を最も大きくできる。 Further, according to the present embodiment, the effect of soft switching can be maximized by setting the phase for adjusting the current flowing through the coil to be the one with the smaller absolute value of the phase current at that time.
また本実施形態によれば、コイルに流れる電流を調整する方の相は、その時の電圧指令値が大きい方の相とすることにより、3相交流の位相が進むに従って電流調整する相が順次変化し、ソフトスイッチングによる主スイッチ素子の損失低減効果が各相に均等に分配されるという効果がある。 Further, according to the present embodiment, the phase for adjusting the current flowing through the coil is set to the phase having the larger voltage command value at that time, so that the phase for current adjustment sequentially changes as the phase of the three-phase AC advances. In addition, there is an effect that the loss reduction effect of the main switch element by the soft switching is evenly distributed to each phase.
また本実施形態によれば、コイルに流れる電流を調整する方の相は、その時の電圧指令値が小さい方の相とすることにより、3相交流の位相が進むに従って電流調整する相が順次変化し、ソフトスイッチングによる主スイッチ素子の損失低減効果が各相に均等に分配されるという効果がある。 Further, according to the present embodiment, the phase for adjusting the current flowing through the coil is set to the phase having the smaller voltage command value at that time, so that the phase for adjusting the current is sequentially changed as the phase of the three-phase AC advances. In addition, there is an effect that the loss reduction effect of the main switch element by the soft switching is evenly distributed to each phase.
1 電力変換装置
2 直流電源
3 モータ
4 コントローラ(制御手段)
Cr1,Cr2 コンデンサ
Lr コイル
S1〜S6 IGBT(主スイッチ素子)
Sr1〜Sr6 IGBT(補助スイッチ素子)
DESCRIPTION OF
Cr1, Cr2 capacitor Lr coil S1-S6 IGBT (main switch element)
Sr1-Sr6 IGBT (auxiliary switch element)
Claims (6)
前記直流電源の両端子間に直列接続された一対の主スイッチ素子で構成されて当該一対の主スイッチ素子の相互接続点を各相の出力点とする主スイッチング回路が、前記多相交流の各相毎に設けられた主スイッチング手段と、
前記直流電源の電圧を分圧する2つのコンデンサと、
前記二つのコンデンサによる分圧点に一端が接続された一つのコイルと、
前記コイルの他端と前記各相の出力点との間を接続する複数の補助スイッチ素子と、
前記コイルに複数の相電流が流れると判断した場合、少なくとも一つの相に流れる電流を予め設定された大きさより小さくなるように前記複数の補助スイッチ素子を制御する制御手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。 A power conversion device for converting a DC power source into polyphase AC,
A main switching circuit composed of a pair of main switch elements connected in series between both terminals of the DC power supply and having an interconnection point of the pair of main switch elements as an output point of each phase, Main switching means provided for each phase;
Two capacitors for dividing the voltage of the DC power supply;
One coil having one end connected to a voltage dividing point by the two capacitors;
A plurality of auxiliary switch elements connecting between the other end of the coil and the output point of each phase;
When it is determined that a plurality of phase currents flow in the coil, control means for controlling the plurality of auxiliary switch elements so that a current flowing in at least one phase is smaller than a preset magnitude;
A power conversion device comprising:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2009076512A JP2010233306A (en) | 2009-03-26 | 2009-03-26 | Power conversion apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2009076512A JP2010233306A (en) | 2009-03-26 | 2009-03-26 | Power conversion apparatus |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2010233306A true JP2010233306A (en) | 2010-10-14 |
Family
ID=43048614
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2009076512A Pending JP2010233306A (en) | 2009-03-26 | 2009-03-26 | Power conversion apparatus |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2010233306A (en) |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2020205699A (en) * | 2019-06-18 | 2020-12-24 | 株式会社日立産機システム | Power converter |
WO2023074636A1 (en) * | 2021-10-26 | 2023-05-04 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | Power conversion device and control method |
WO2024009827A1 (en) * | 2022-07-08 | 2024-01-11 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | Power conversion device |
WO2024013007A1 (en) * | 2022-07-11 | 2024-01-18 | Friedrich-Alexander-Universität Erlangen-Nürnberg | Arcp 2-point inverter with only one inductor for several phases, and method for collision-free operation |
WO2024043125A1 (en) * | 2022-08-26 | 2024-02-29 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | Electric power conversion device |
WO2024043124A1 (en) * | 2022-08-26 | 2024-02-29 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | Power conversion device |
-
2009
- 2009-03-26 JP JP2009076512A patent/JP2010233306A/en active Pending
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2020205699A (en) * | 2019-06-18 | 2020-12-24 | 株式会社日立産機システム | Power converter |
WO2020255459A1 (en) * | 2019-06-18 | 2020-12-24 | 株式会社日立産機システム | Power conversion device |
JP7142609B2 (en) | 2019-06-18 | 2022-09-27 | 株式会社日立産機システム | power converter |
WO2023074636A1 (en) * | 2021-10-26 | 2023-05-04 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | Power conversion device and control method |
WO2024009827A1 (en) * | 2022-07-08 | 2024-01-11 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | Power conversion device |
WO2024013007A1 (en) * | 2022-07-11 | 2024-01-18 | Friedrich-Alexander-Universität Erlangen-Nürnberg | Arcp 2-point inverter with only one inductor for several phases, and method for collision-free operation |
WO2024043125A1 (en) * | 2022-08-26 | 2024-02-29 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | Electric power conversion device |
WO2024043124A1 (en) * | 2022-08-26 | 2024-02-29 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | Power conversion device |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US9130481B2 (en) | Power converting appartatus | |
JP5617926B2 (en) | Power converter and control method thereof | |
JP2010233306A (en) | Power conversion apparatus | |
JP5683760B2 (en) | Power converter | |
JP5360125B2 (en) | Series multiple power converter | |
WO2013035495A1 (en) | Power conversion device and power conversion method | |
CN100418296C (en) | PWM inverter control method | |
JPWO2015056571A1 (en) | Power conversion device and power conversion method | |
CN102844977B (en) | Power converting apparatus | |
JP6676830B1 (en) | Power converter | |
KR20140066063A (en) | Motor driving apparatus and control method thereof | |
JP5494618B2 (en) | Power converter | |
JP2009100558A (en) | Motor driving inverter controller | |
JP5045020B2 (en) | Inverter controller for motor drive | |
JP3379578B2 (en) | Power converter | |
JP2005130611A (en) | Auxiliary resonance pwm power converter | |
JP6053448B2 (en) | Motor control device | |
Mohseni et al. | A novel current controller for three-phase voltage-source inverters | |
JP2005269722A (en) | Motor drive controller | |
JP5402093B2 (en) | Power converter | |
JP5894031B2 (en) | Power converter | |
JP2005269723A (en) | Motor drive controller | |
JP2004357358A (en) | Inverter | |
JP6702210B2 (en) | Power converter | |
JP2005130612A (en) | Auxiliary resonance pwm power converter |