JP2010213282A - マルチユーザー用マルチ入力マルチ出力無線送信システムのための一般化された高速決定フィードバック等化器プリコーダの実現 - Google Patents

Abstract

【課題】マルチユーザー（ＭＵ）ＭＩＭＯシステムのための一般化された決定フィードバック等化器（ＧＤＦＥ）プリコーダを実現するための技術を提供する。
【解決手段】ｋ個のユーザーターミナルを有し、各ユーザーターミナルは、これに関連する１つのフィードフォーワードフィルタを有する、ＭＵ−ＭＩＭＯ無線システムの基地局における、ＧＤＦＥプリコーダを構成するための方法が提供される。この方法は、本発明の複数の別の式のうちの１つを使用してフィルタマトリックスＣを計算するステップと、フィルタマトリックスＣの計算に基づき、ＧＤＦＥプリコーダの決定フィードバック等化ステージの後で得られるシンボルベクトルを処理するのに使用される送信フィルタのための送信フィルタマトリックスＢを計算するステップと、フィードフォワードフィルタマトリックスＦを計算するステップと、干渉プリキャンセルマトリックスＧを計算するステップとを備える。
【選択図】図４

Description

（発明の分野）
本発明は、マルチ入力マルチ出力（ＭＩＭＯ）の通信システムに関する。より詳細には、本発明は、ＭＩＭＯシステムにおけるプリコーダコンフィギュレーションに関する。

（発明の背景）
一般化された決定フィードバック等化器（ＧＤＦＥ）に基づくプリコーダは、マルチユーザーのマルチ入力マルチ出力（ＭＵ−ＭＩＭＯ）無線システムに対して最適な容量の解決案を提供する。しかしながらＧＤＦＥプリコーダに関連する種々のフィルタを決定する計算上のコストが、禁止的な額となることが多く、このプリコーダは、多くの実用的なシステムには適していない。

多数のアンテナが設けられた基地局（ＢＳ）が、多数のユーザーターミナル（ＵＴ）に同時にデータストリームを送り、システム容量を最適にすることができるいくつかの公知のプリ符号化技術が存在する。一般に、ＭＵ−ＭＩＭＯシステムのためのプリ符号化は、所定の基準、例えばシステム容量またはビット誤り率を最適にすることを目的とする。提案されている技術の適当な特徴の説明と共に、以下、選択された参照文献について記載する。

Ｑ．Ｈ．スペンサー、Ａ．Ｌ．スウィンドルハーストおよびＭ．ハールトの論文「マルチユーザーのＭＩＭＯチャネルにおけるダウンリンク空間マルチプレクシングのためのゼロ強制方法」（信号処理に関するＩＥＥＥトランザクション、４６１〜４７１ページ、２００４年２月［１］）は、ブロック対角化（ＢＤ）として知られるリニアプリ符号化技術について述べおり、この技術は犠牲ＵＴチャネルのゼロ空間に干渉が広がることを求めることにより、データストリームを異なるＵＴに分離する。このＢＤ技術は、有効チャネルマトリックスを対角化し、ＢＳとＵＴとの間に多数のアイソレートされたＭＩＭＯサブチャネルを形成する。この方式は実施が簡単であるが、システム容量を多少制限する。

Ｃ．ウィンドパシンガー、Ｒ．Ｆ．Ｈ．フィッシャー、Ｔ．ベンセルおよびＪ．Ｂ．ヒューバーの論文「マルチアンテナおよびマルチユーザー通信におけるプリコーディング」（無線通信に関するＩＥＥＥトランザクション、１３０５〜１３１６ページ、２００４年７月［２］）は、トムリンソン−ハラシマプリコーディング（ＴＨＰ）として知られる非リニアプリ符号化方式について述べている。この方式は、ＢＳにおける連続的な干渉プリキャンセルに依拠している。送信パワーを越えないことを保証するために、モジュロ演算が使用される。ＢＤと異なり、ＴＨＰは、有効チャネルマトリックスを三角マトリックスとし、ＢＤと比較したとき、多少高いシステム容量を提供している。

Ｗ．ユーの博士論文「マルチユーザー通信環境における競合と協力」（スタンフォード大学、２００２年２月、［３］）およびＷ．ユー、Ｊ．チオッピーの論文「ガウスベクトル放送チャネルの合計容量」（情報理論に関するＩＥＥＥトランザクション、１８７５〜１８９２ページ、２００４年９月、［４］）において、ウェイ・ユー氏はＧＤＦＥプリコーダを紹介し、このプリコーダは高度のシステム容量を達成することを証明した。図１にはこの方式の基本コンポーネントが示されている。ＧＤＦＥプリコーダは、干渉プリキャンセルブロック１０１を含む。上記参考文献［２］で検討されたＴＨＰプリ符号化方式と同じように、この干渉プリキャンセルは、ｋ番目のステップで符号化されたシンボルベクトルは（ｋ−１）個のシンボルベクトルからしか干渉を受けないことを保証するのに役立つ。情報シンボルｕは、干渉プリキャンセルブロック１０１に処理され、フィルタにかけられたベクトルシンボルｘを発生する。

次に、フィルタにかけられたベクトルシンボルｘは、マトリックスＢにより表示された送信フィルタ１０３を通過させられ、送信される信号ｙを発生する。非特許文献３および４では、ＧＤＦＥプリコーダコンポーネントを計算するために、「好ましい最低ノイズ」に対応する共分散マトリックス（Ｓ_ｚｚ）に基づく技術が提案されている。この技術は、高度のシステム容量を達成するが、ほとんどの実用的システムが必要とするリアルタイムの実施に対し、ＧＤＦＥプリコーダコンポーネントを決定する計算コストが実際上禁止的な額となり得る。

Ｘ．シャオ、Ｊ．ユアンおよびＰ．ラパジックの論文「ＭＩＭＯ放送チャネルのためのプリコーダの設計」（通信に関するＩＥＥＥ国際会議（ＩＣＣ）、７８８〜７９４ページ、２００５年５月、［５］）は、理論的に最大のシステム容量に近い容量を達成する異なるプリ符号化技術を提案している。提案されているこの方法は、ＧＤＦＥプリコーダ技術と比較し、計算上、複雑度が低い。しかしながら、提案されている方法は、すべてのデータストリームに等しいパワーを割り当てており、このことは、有限数の量子化されたビットレートを使用する実用的なシステムに対する有効な技術とはなり得ない。更に、この提案されている技術は、可逆的なチャネルマトリックスに限定されているが、常にそのようケースになるとは限らない。

Ｎ．ジンダール、Ｗ．リー、Ｓ．ビシュアナ、Ｓ．Ａ．ジャファーおよびＡ．ゴールドスミスの論文「マルチアンテナガウス放送チャネルのための合計パワー繰り返しウォーターフィリング」（情報理論に関するＩＥＥＥトランザクション、１５７０〜１５８０ページ、２００５年４月、［６］）は、ＭＡＣ／ＢＣ（マルチアクセスチャネル／放送チャネル）二重性と称される極めて有効な結果を引き出しており、ウェイ・ユー氏の離散的数学および理論的コンピュータサイエンスにおけるＤＩＭＡＣＳシリーズ第６６巻「ネットワークインフォメーション理論における発展」（１５９〜１４７ページ、［７］）は、最低の好ましい雑音の概念を発展させている。

Ｑ．Ｈ．スペンサー、Ａ．Ｌ．スウィンドルハーストおよびＭ．ハールトの論文「マルチユーザーのＭＩＭＯチャンネルにおけるダウンリンク空間マルチプレクシングのためのゼロ強制方法」、信号処理に関するＩＥＥＥトランザクション、４６１〜４７１ページ、２００４年２月 Ｃ．ウィンドパシンガー、Ｒ．Ｆ．Ｈ．フィッシャー、Ｔ．ベンセルおよびＪ．Ｂ．ヒューバーの論文「マルチアンテナおよびマルチユーザー通信におけるプリコーディング」（無線通信に関するＩＥＥＥトランザクション、１３０５〜１３１６ページ、２００４年７月［２］） Ｗ．ユーの博士論文「マルチユーザー通信環境における競合と協力」、スタンフォード大学、２００２年２月 Ｗ．ユー、Ｊ．チオッピーの論文「ガウスベクトル放送チャンネルの合計容量」、情報理論に関するＩＥＥＥトランザクション、１８７５〜１８９２ページ、２００４年９月 Ｘ．シャオ、Ｊ．ユアンおよびＰ．ラパジックの論文「ＭＩＭＯ放送チャンネルのためのプリコーダの設計」、通信に関するＩＥＥＥ国際会議（ＩＣＣ）、７８８〜７９４ページ、２００５年５月 Ｎ．ジンダール、Ｗ．リー、Ｓ．ビシュアナ、Ｓ．Ａ．ジャファーおよびＡ．ゴールドスミスの論文「マルチアンテナガウス放送チャンネルのための合計パワー繰り返しウォーターフィリング」、情報理論に関するＩＥＥＥトランザクション、１５７０〜１５８０ページ、２００５年４月 ウェイ・ユー氏の離散的数学および理論的コンピュータサイエンスにおけるＤＩＭＡＣＳシリーズ第６６巻「ネットワークインフォメーション理論における発展」、１５９〜１４７ページ

（発明の概要）
マルチユーザー（ＭＵ）ＭＩＭＯシステムのためのＧＤＦＥプリコーダを実現するための技術が使用され、この技術は、計算上のコストを大幅に低減するが、容量損失は生じさせない。この技術は、現在計画中の、将来（第４世代）のセルラーネットワークを含む種々のＭＵ−ＭＩＭＯ無線システムの性能を改善するのに適す。

ＧＤＦＥプリコーダの説明する実現例の実施は、「好ましい最低ノイズ」に対応する共分散マトリックス（Ｓ_ｚｚ）の知識の必要性を緩和する。このことは、ＧＤＦＥプリコーダの従来の設計におけるキーとなるコンポーネントであり、増大し得る計算上のコストを必要とする。更に、ＧＤＦＥプリコーダを実現するための均一なフレームワークも提供する。従来のＧＤＦＥプリコーダ設計と異なり、ここに提案する方法は、ダウンリンクチャネルのための入力共分散マトリックス（Ｓ_ｘｘ）の階数が不足しているときには、チャネルを低減しなくてもよい。
ＧＤＦＥプリコーダの、以下に説明する実現例は、従来のＧＤＦＥプリコーダよりも計算上のコストを大幅に改善するものである。

本発明の特徴は、ｋ個のユーザーターミナル（ＵＴ）を有し、各ユーザーターミナル（ＵＴ）が、これに関連する１つのフィードフォワードフィルタを有する、マルチユーザーマルチ入力マルチ出力（ＭＵ−ＭＩＭＯ）無線システムの基地局における一般化された決定フィードバック等化器（ＧＤＦＥ）に基づき、プリコーダを構成するための方法に関する。この方法は、下記のように本発明の複数の別の式のうちの１つを使用してフィルタマトリックスＣを計算するステップと、フィルタマトリックスＣの計算に基づき、ＧＤＦＥプリコーダの決定フィードバック等化ステージの後で得られるシンボルベクトルを処理するのに使用される送信フィルタのための送信フィルタマトリックスＢを計算するステップと、フィードフォワードフィルタマトリックスＦを計算するステップと、干渉プリキャンセルマトリックスＧを計算するステップとを備える。

本発明の別の特徴は、ｋ個のユーザーターミナルを有し、各ユーザーターミナルが、これに関連する１つのフィードフォワードフィルタを有するＭＵ−ＭＩＭＯ無線システムの基地局におけるＧＤＦＥに基づくプリコーダに関する。このＧＤＦＥプリコーダは、フィードフォワードパスと、フィードバックパスと、フィードバックパス内に配置されたＩ−Ｇで表示される干渉プリキャンセルブロックとを備え、Ｉは恒等マトリックスであり、Ｇは干渉プリキャンセルマトリックスである。干渉プリキャンセルマトリックスには、後述するような新規な式により、フィードフォワードフィルタマトリックスＦが関係している。

本発明の更に別の特徴は、ｋ個のユーザーターミナルを有し、各ユーザーターミナルがこれに関連する１つのフィードフォワードフィルタを有するＭＵ−ＭＩＭＯ無線システムの基地局におけるＧＤＦＥに基づくプリコーダに関する。このＧＤＦＥプリコーダは、フィードフォワードパスと、フィードバックパスと、フィードバックパス内に配置されたＩ−Ｇで表示される干渉プリキャンセルブロックとを備え、Ｉは恒等マトリックスであり、Ｇは干渉プリキャンセルマトリックスである。干渉プリキャンセルブロック内の干渉プリキャンセルマトリックスＧは、下記のように本発明の複数の別の式のうちの１つを使用してフィルタマトリックスＣを計算するステップと、フィルタマトリックスＣの計算に基づき、ＧＤＦＥプリコーダの決定フィードバック等化ステージの後で得られるシンボルベクトルを処理するのに使用される送信フィルタのための送信フィルタマトリックスＢを計算し、フィードフォワードフィルタマトリックスＦを計算し、干渉プリキャンセルマトリックスＧを計算することにより決定される。

以下に記載する詳細な説明、図面および特許請求の範囲から、本発明の別の特徴および利点が明らかとなろう。

（図面の簡単な説明）
本発明の種々の実施形態の添付図面および詳細な説明から、本発明をより完全に理解できようが、本発明を特定の実施形態だけに限定すべきでなく、以下の説明は単に発明を説明し、理解させるためのものにすぎない。
公知のＧＤＦＥプリコーダのブロック図である。 ＧＤＦＥプリコーディングを使用する通信システムのブロック図である。 ＧＤＦＥプリコーダのフィードフォワードフィルタを構成するブロック図である。 ＧＤＦＥプリコーダを構成するフローチャートである。

（詳細な説明）
以下、ＧＤＦＥプリコーダの実施の説明により、まずサブセクションＡで、次にサブセクションＢで、システムモデルおよび対応する従来技術について説明する。

当業者であれば、本発明の次の詳細な説明は単に説明のためのものに過ぎず、いかなる意味においても限定的でないことを認識できよう。本開示に関心を有するかかる当業者には、本発明の別の実施形態を容易に想到できよう。本発明を実施するには、これら特定の細部は必要でないことは、当業者には明らかとなろう。その他の場合において、本発明を不明瞭にしないように、周知の回路およびデバイスはブロック図にて示されている。次の実施形態の説明において、実質的に同一の部品は同一の参照番号で表示する。

まずシステムのモデルおよび以下使用する表示について記載する。基地局（ＢＳ）は、Ｎ個のアンテナを有し、各々がＬ_ｋ個のアンテナを有するＫ個のユーザーターミナル（ＵＴ）が存在するものとする。ＵＴにおけるアンテナの総数を

と表示する。ここで、Ｈ_ｋは、ＢＳとｋ番目のＵＴとの間の次元｛Ｌ_ｋ×Ｎ｝のチャネル利得マトリックスを示すものとする。ＢＳとＫ個のＵＴとの間の組み合わされたチャネル利得マトリックスは、｛Ｌ×Ｎ｝であり、

で示され、ここで、添え字^Ｔは、マトリックスの転置を示す。

ｕ_ｋは、ｋ番目のＵＴに向けられた入力シンボルベクトルを示すものとし、よってスタックされた入力ベクトルを

と表示できる。ｕの長さは、ＢＳにおけるアンテナの数を越えないものと仮定する。更に、Ｓ_ｕｕ＝Ｅ[ｕｕ^Ｈ]＝Ｉの別の制限を仮定し、ここでＥ［．］は、その引数の時間平均を示し、添え字Ｈは、共役転置を示し、Ｉは恒等マトリックスを示す。

Ａ．１ 定義

図２を参照する。ここには、基地局２１０とユーザーターミナル２２０１−２２０ｋを有するＭＵ−ＭＩＭＯシステムの機能ブロック図が示されている。各ユーザーターミナルは、これに関連する１つのフィードフォワードフィルタＦ_１−Ｆ_ｋを有する。チャネルマトリックスＨによって示されるチャネル２３１を通して通信が行われる。基地局は、フィードフォワードパスおよびフィードバックパスを含むＧＤＦＥプレコーダを備える。フィードフォワードパスでは、モジュロユニット２３３がフィルタにかけられたベクトルシンボルＸのストリームを発生し、これらベクトルシンボルは、送信フィルタ２３５によりフィルタ処理され、送信されるシンボルストリームｙを発生する。フィードバックパスでは、干渉プリキャンセルブロック２３７を介してシンボルＸがフィードバックされる。干渉プリキャンセルブロック２３７は、恒等マトリックスＩから減算された干渉プリキャンセルマトリックスＧによって示される。ユーザーシンボルｕのストリームから干渉プリキャンセルブロック２３７の出力信号が減算され、この結果はモジュロユニット２３３に加えられる。

以下、このシステムモデルに関連する、他のアスペクト／パラメータについて説明する。

１）干渉プリキャンセルマトリックス（Ｇ）：このマトリックスは、図１に示されるようにＧＤＦＥプリコーダの干渉プリキャンセルステージにて送信機で使用される。このマトリックスの主な目的は、干渉プリキャンセル目的のために入力シンボルベクトルｕを処理することである。その構造は、各々サイズａ_ｋの恒等マトリックスであるブロック対角サブマトリックスを有する上部右三角マトリックスの構造である。

２）ダウンリンクチャネルのための入力共分散マトリックス：（Ｓ_ｘｘ）：このマトリックスはＳ_ｘｘ＝Ｅ[ｘｘ^Ｈ]と定義され、送信パワー制限を満たす。すなわちトレース

であり、ここでＰ_ｔは利用可能な総送信パワーを示し、トレース（．）は、マトリックス引数の対角要素の和を示す。ダウンリンクチャネルのためのこの入力共分散マトリックスは、前記Ｎ個の送信アンテナの異なる１つずつから送信されるシンボルの依存性を示し；対角マトリックス要素の和は、Ｎ個の送信アンテナからの意図する総送信パワーを示す。以下の記載では、次のように固有値分解（ＥＶＤ）を使ってＳ_ｘｘ
３）を表示する。
Ｓ_ｘｘ＝ＶΣＶ^Ｈ (1)
ここでＶは、ユニタリマトリックスであり、Σは、負でない成分を有する対角マトリックスである。

３）送信フィルタ（Ｂ）：図２に示されるように、ＧＤＦＥプリコーダのＤＦＥステージの後で得られるシンボルベクトルｘを処理するのに、このマトリックスを使用する。このフィルタは、次の式で示される。
Ｂ＝ＶΣ^１/２Ｍ (2)
ここでＭは、ユニタリマトリックスであり、マトリックス｛Ｖ、Σ｝は（１）で定義されているものと同じである。

４）好ましい最低ノイズ共分散マトリックス（Ｓ_ｚｚ）：このマトリックスは、すべてのＵＴの間のフルコーディネーションを仮定したときに最小のシステム容量を生じさせるようなノイズ共分散マトリックスであると見なすことができる。このマトリックスは、ブロック対角サブマトリックスがサイズａ_ｋの恒等マトリックスとなっている正の定エルミット行列である。このマトリックスは、非特許文献４の式（６７）で示されるのと同様に定義される。

５）等価的アップリンクチャネルのための入力共分散マトリックス（Ｄ）：このマトリックスは、チャネルマトリックスＨ^Ｈを有する等価的アップリンク／メディアムアクセスチャネル（ＭＡＣ）に対する入力ベクトルのシンボル間の相関性として、非特許文献７の式（３.６）と同様に定義される。マトリックスＤの構造は、ブロック対角マトリックスの構造であり、送信パワー制限を満たす。すなわち

であり、ここで、Ｐ_ｔは、利用できる総送信パワーを示す。Ｄの各ブロック対角サブマトリックスは、アップリンクチャネル内の特定のＵＴに対する入力共分散マトリックスを示す。非特許文献６内に示された方法を使って、容量の最適マトリックスＤを計算できる。

Ａ．２ 送信機の処理

図２に示されるように、ＧＤＦＥプリコーダは、Ｉ−Ｇによって表示される干渉プリキャンセルブロックを含む。ここで、Ｇはブロック上部右三角マトリックスの構造を有する。非特許文献２のＴＨＰプリ符号化方式と同様に、フィードバックマトリックスＧの三角構造は、ｋ番目のステップにおいて符号化されるシンボルベクトルが（ｋ−１）のシンボルベクトルからしか干渉を受けないことを保証することを補助する。次の関係を使って、

のｘ_ｋ番目のサブベクトルを発生する。

ここでＧ_ｋｍは、ｘ_ｋからのベクトルシンボルｘ_ｍに起因する干渉をプリキャンセルするのに必要なＧのサブマトリックスを示す。これらサブベクトルは、ｘ_ｋが最初に発生されるベクトルとなり、ｘ_１が最後に発生されるベクトルとなるように、逆の順序で発生される。次に、３つのＵＴのシナリオに対するマトリックスＧの構造の一例を示す。

この特定の例では、最初にｘ_３を発生し、次にｘ_２を発生し、サブマトリックスＧ_２３を使ってｘ_２からｘ_３に起因する干渉を予め減算する。最後に、ｘ_２およびｘ_３に起因する干渉を予め減算した後に、最後にｘ_１を発生する。次の集合から（３）におけるベクトルα_ｋの各複素要素を選択する。

結果として生じるベクトルｘ_ｋの要素の境界が、幅

の平方領域によって定められるようにα_ｋの要素を選択する。この機構は、干渉のプリキャンセルを可能にしながら、総送信パワーも制限する。

次の関係式で示されるベクトルｙを発生するように、送信フィルタＢにベクトルｘを通過させる。
ｙ＝Ｂｘ (6)

基地局のそれぞれのアンテナ素子にベクトルｙの要素をマッピングすることによってベクトルｙを送信する。

Ａ．３ 受信機の処理

次元｛ａ_ｋ×Ｌ_ｋ｝のマトリックスであるＦ_ｋにより、ｋ番目のＵＴによって使用されるフィードフォワードフィルタを表示するものとする。ここで、ａ_ｋはベクトルｕ_ｋの長さを示す。次に、ｋ番目のＵＴに対応する受信されたベースバンドベクトルを次のように示す。
ｒ_ｋ＝Ｆ_ｋＨＢｘ＋Ｆ_ｋｎ_ｋ (7)
ここでｘは、図２に示されるような干渉プリキャンセルステップ後の入力シンボルベクトルｕから誘導されたシンボルベクトルである。フィルタＢが送信フィルタを示し、ｋ番目のＵＴにおけるノイズをｎ_ｋで表示する。すべてのＫ個のＵＴに対応する、受信され、スタックされたベースバンドベクトルを次のように示すことができる。
ｒ＝ＦＨＢｘ＋Ｆｎ (8)
ここでＦ＝diag(Ｆ_１，Ｆ_２，…Ｆ_ｋ)は、フィードフォワードフィルタを示すブロック対角マトリックスであり、ｎはスタックされたノイズベクトルを示す。

次の記載において、前に定義したようなマトリックスＢ、ＧおよびＦを計算するための異なる方法を示す。１つの方法では、Ｓ_ｚｚの知識を仮定し、別の方法では、Ｓ_ｚｚの知識を用いないでＧＤＦＥマトリックスを計算するための方法を説明する。

Ｂ．ＧＤＦＥプリコーダマトリックスの計算

従来の方法とは異なり、本方法では、フィードフォワードフィルタＦを次のように表記する。
Ｆ＝ＧＭ^Ｈ(ＨＶΣ^１/２)^Ｈ[ＨＳ_ｘｘＨ^Ｈ＋Ｓ_ｚｚ]^−１ (9)
ここで、「好ましい最低ノイズ」Ｓ_ｚｚを、すべてのＵＴ間でフルコーディネーションが生じるときに、システム容量を最小にするノイズ共分散マトリックスと見なす。このＳ_ｚｚは、非特許文献４内に記載された技術を使って計算できる。マトリックス｛Ｖ、Σ｝は、（１）で定義されたものと同じである。

チャネル利得マトリックスＨ^Ｈを有する等価的アップリンク／メディアムアクセスチャネル（ＭＡＣ）に対する入力共分散マトリックスＤをまず計算することにより、ダウンリンクチャネルに対する入力共分散マトリックスＳ_ｘｘを計算できる。提案されるＧＤＦＥ方法によって達成される容量は、等価的アップリンクチャネルに対するＤの選択によって得られる容量と同じである。非特許文献６に示される方法を使って、容量の最適マトリックスＤを計算できる。次に、非特許文献７に示された次の式を使って、ダウンリンクチャネルに対する入力共分散マトリックスＳ_ｘｘを計算できる。

ここで所定の総送信パワーＰ_ｔに対するスカラー変数λを次のように計算できる。

次に、図４を参照し、次のようにフィルタマトリックスＣを定義する。

（図４におけるステップ４０３）。次に下記のようにフィードフォワードフィルタＦを示すことができる。
Ｆ＝ＧＭ^ＨＣ (13)

Ｆは、ブロック対角マトリックスであり、Ｇは、この対角ブロックを形成する恒等マトリックスを有するブロック上部右三角マトリックスであることが理解できよう。Ｍがユニタリマトリックスであると仮定する。Ｍ^ＨをＣで乗算すると、その結果、ブロック上部右三角マトリックスＲが生じるはずである。従って、次のようなＣのＱＲ分解（ＱＲＤ）を使用して、Ｍを得ることができる。
Ｃ＝ＭＲ (14)
（ステップ４０６）。
同じベクトル空間に広がるＣのゼロでない列のすべては、マトリックスＭ内の１つの列ベクトルにしか機能しないようにＱＲＤを実行すると理解しなければならない。次のようにマトリックスＢ、ＧおよびＦの計算を実行する。

下式を計算する。
Ｂ＝ＶΣ^１/２Ｍ（ステップ４０７） (15)

下式をセットする。
Ｆ＝Blockdiagonal(Ｒ)（ステップ４０８） (16)
Ｂｌｏｃｋｄｉａｇｏｎａｌ（．）関数は、図３に示されるようにマトリックスＲのブロック対角からサイズ｛ａ_ｋ×Ｌ_ｋ｝のサブマトリックスＦ_１、Ｆ_２、．．．、Ｆ_Ｋを抽出する。ｋ番目のＵＴに割り当てられるシンボルの数ａ_ｋは、Ｆ_ｋの階数に等しい。

下式を計算する。
Ｇ＝ＦＲ^†（ステップ４０９） (17)
ここで添え字†は、ムーア−ペンローズの一般化された逆マトリックスを示す。

Ｂ．１ Ｃを計算するための別の方法

この方法では、マトリックスＣを計算し、その後、ＧＤＦＥプリコーダの別の従属マトリックスを計算するために、Ｓ_ｚｚの使用を回避する。

式（１２）は、次のように書き換えられる。

次に、非特許文献７で示された式Ｈ^Ｈ[ＨＳ_ｘｘＨ^Ｈ＋Ｓ_ｚｚ]^−１Ｈ＝λＩを次のように別の形で表記する。
[ＨＳ_ｘｘＨ^Ｈ＋Ｓ_ｚｚ]＝λ^−１ＨＨ^Ｈ (19)
ここでλは、（１１）を使って計算する。

次に、（１９）内の式を（１８）内に代入すると、次の等式が得られる。

階数がその行の数以上となっているチャネルマトリックスＨに対しては、マトリックスＣを次のようにユニークに決定できる。

（図４内のステップ４０４）
ここで添え字†は、ムーア−ペンローズの一般化された逆マトリックスを示す。更に、上記式内のスカラー演算λを省略しても、ＧＤＦＥプリコーダの性能は変化しない。従って、Ｈの階数がＨ内の行の数以上であればいつも、チャネルに対して次の式を使用することもできる。

階数がその行の数未満であるチャネルマトリックスＨに対しては、次の極限により、マトリックスＣを決定できる。

ここでＸは、Ｈと同じ数の行を有する任意のマトリックスである。Ｘ内の行の数は、結果として生じるマトリックス[Ｈ Ｘ]の階数がＨ内の行の数以上となるように選択する。ここでマトリックスＳ_ｘｘは、有効なダウンリンクチャネルマトリックス[Ｈ Ｘ]に対する入力共分散マトリックスを示す。

次のような、あるマトリックス操作と共に、（１０）を使って（２３）内の式を簡略化できる。

この式は次のようなマトリックス反転アイデンティティを使って更に簡略化できる。

ここで（２５）内のマトリックスの積（ＨＶ）^†ＨＶは、前方対角成分が１であり、後方成分の残りが０となっている対角マトリックスに等しい。１に等しい対角成分の数は、Ｈの階数と同じである。マトリックス積ＨＶの階数が常にΣの階数以上であることを観察すれば、マトリックス積（ＨＶ）^†ＨＶ内の後方の０の数が常にΣのうちの０の数以下となるようにすることができる。

従って、（２５）内の上記式を次のように更に簡略化できる。

（図４内のステップ４０５）
ここで任意のチャネルマトリックスＨに対して式（２４）、（２５）および（２６）を使用できることに留意すべきである。しかしながら、チャネルマトリックスの階数が行の数以上であるとき、可能な計算上の効率により、（２１）または（２２）内の式を使用してもよい。

Ｂ．２ 数値例

例−１：Ｃを計算するため式（１２）を使用

次の数値例は、Ｓ_ｚｚが予め分かっているとき、すなわち式（１２）を使ってＣを計算したときのケースに対するＧＤＦＥプリコーダの設計に関係する種々のマトリックスの計算を示す。

双方のユーザーに関係するチャネルマトリックスが２×４のディメンジョンとなるように、４つのアンテナを有する１つのＢＳと、各々が２つのアンテナを有する２人のユーザーを検討する。ここで、全体のチャネルマトリックスを次のように見なす。

２０の固定された送信パワーに対し、まず非特許文献６に記載されたような等価的アップリンク／ＭＡＣチャネルに対する最適入力共分散マトリックスＤを計算し、次に式（１０）を使用することによりダウンリンクチャネルに対する最適入力共分散マトリックスＳ_ｘｘを計算できる。

次のようにＳ_ｘｘの固有値分解（ＥＶＤ）を計算できる。

および

次のように、非特許文献４に記載された技術を使って「好ましい最低ノイズ」の共分散マトリックスＳ_ｚｚを計算できる。

方法−Ｉに概略を述べた詳細の後で、まず次のＱＲ分解を計算する。

次にこの方法は、次のような送信フィルタマトリックスＢを計算する。

次のように、有効フィードフォワードフィルタを計算する。

従って、２人のユーザーは、式（７）に示されるようなベースバンド信号処理用のために次のフィードフォワードフィルタを使用する。

また、次のように干渉プリキャンセルマトリックスＧを計算できる。

例−２：Ｃを計算するため式（２２）を使用

次の数値例は、Ｓ_ｚｚが未知のときのＧＤＦＥプリコーダの設計に関係する種々のマトリックスの計算を示す。式（２７）〜（３０）によってそれぞれマトリックスＨ、Ｓ_ｘｘ、ＶおよびΣが示されるように、２０に固定された送信パワーを有する例１と同じシステムを仮定する。

Ｂ．１に概略を述べた詳細の後で、マトリックスＣおよびそのＱＲ分解を計算する。

次に、下記のように、この方法は送信フィルタマトリックスＢを計算する。

また、下記のように有効フィードフォワードフィルタも計算する。

従って、２人のユーザーは式（７）に示されるように、ベースバンド信号処理のために次のフィードフォワードフィルタを使用する。

また下記のように、干渉プリキャンセルマトリックスＧを計算する。

例−３：Ｃを計算するため式（２２）を使用

前の例と同じシステムを検討するが、前の２つの例のように２０の代わりに送信パワーを１０に固定する。この場合、ＧＤＦＥに関連するマトリックスが次のようになることを示すことができる。

式（４２）からＢの２番目の列は０となることが明らかであり、このことは、ｘ_１内の第２要素には０の送信パワーが割り当てられることを意味する。従って、ＵＴ−１には１つのシンボルしか送信せず、ＵＴ−２には２つのシンボルを送信することが示唆される。すなわちｕ_１＝[ｕ_１１０]^Ｔ，ｕ_２＝[ｕ_２１ｕ_２２]^Ｔをセットするので、

となる。ＧＤＦＥプリコーダに関連するマトリックスの他の部分は次のようになることを示すことができる。

および

例−４：Ｃを計算するため式（２６）を使用

次の数値例はチャネルマトリックスＨが正方マトリックスであるときのＧＤＦＥプリコーダの設計に関係する種々のマトリックスの計算を示す。ここで、４つのアンテナを有する１つのＢＳおよび各々が３つのアンテナを有する２人のユーザーを検討し、よって双方のユーザーに関連するチャネルマトリックスは、３×４のディメンジョンとなる。全体のチャネルマトリックスは、例えば次のように非正方マトリックスとなる。

次に、２０の固定された送信パワーに対し、非特許文献６のＭＡＣ／ＢＣデュアルティを使って、ダウンリンクチャネルのための最適入力共分散マトリックスＳ_ｘｘを計算でき、これを次の式で与えられる。

Ｓ_ｘｘの固有値分解（ＥＶＤ）を次のように計算できる。

および

次のように非特許文献６内に記載されている方法を使って、等価的アップリンク／ＭＡＣチャネルに対する最適入力共分散マトリックスＤを計算できる。

次に、下記のように式（２６）を使ってマトリックスＣを計算できる。

次に、この方法は、下記のように送信フィルタマトリックスＢを計算する。

下記のように有効フィードフォワードフィルタを計算できる。

従って、２人のユーザーは、式（７）内に示されるようなベースバンド信号処理のために次のフィードフォワードフィルタを使用する。

式５２および５３から、第１ユーザーには１つのシンボルしか割り当てられないが、他方、第２ユーザーには３つのシンボルが割り当てられることが明らかである。すなわちｕ_１＝[ｕ_１１]，ｕ_２＝[ｕ_２１ｕ_２２ｕ_２３]^Ｔであるので、

となる。従って、次のように干渉プリキャンセルマトリックスＧを計算できる。

これまでの方法は、妥当な限度内の計算コストでＭＵ−ＭＩＭＯシステムのスペクトル効率を改善する方法を提供するものである。性能の改善は、より計算上複雑なＧＤＦＥプリコーダによって得られる改善と実質的に同じである。従って、これら方法はＩＭＴ−アドヴァンストのような開発規格を含む高速デジタルセルラー電話または有線通信を含む他の形態の高速デジタル通信に良好に適すものである。

これまでの方法は、種々の形態で具現化でき、方法、プロセス、システムおよび集積回路のようなコンポーネントとして実現できる。１つの代表的な実現例では、これら方法はデジタル信号プロセッサによって実行されるソフトウェアで実施される。

以上で、本発明の特定の実施形態について図示し、説明したが、本明細書の教示に基づけば、当業者には、本発明およびそのより広い様相から逸脱することなく、変更および変形を行うことができることは明らかとなろう。従って、添付した特許請求の範囲は、本発明の真の要旨にある、かかるすべての変形例および変更例を含むものである。

Claims (18)

1. ｋ個のユーザーターミナル（ＵＴ）を有するマルチユーザーマルチ入力マルチ出力（ＭＵ−ＭＩＭＯ）無線システムの基地局における、一般化された決定フィードバック等化器（ＧＤＦＥ）に基づくプリコーダを構成するための方法であり、各ユーザーターミナル（ＵＴ）は、このターミナルに関連する、Ｆ_１、Ｆ_２、．．．、Ｆ_ｋによって示される１つのフィードフォワードフィルタを有し、この方法は、以下の（ｉ）〜（ｉｖ）の式、すなわち
   

   

   
   ここでＶは、ユニタリマトリックスであり、Σは、負でない成分を有する対角マトリックスであり、Ｓ_ｚｚは、好ましい最低ノイズ共分散マトリックスであり、
   Ｓ_ｘｘは、次のようなダウンリンクチャネルのための入力共分散マトリックスであり、
   

   

   
   ここでＩは、恒等マトリックスであり、Ｈは、チャネルを示すチャネルマトリックスであり、このチャネルを通して無線システム内で通信が行われ、Ｄは、容量が最適であるように選択された無線システム内の等価的アップリンク／メディアムアクセスチャネル（ＭＡＣ）のための入力共分散マトリックスであり、λは、
   λ＝trace(Ｉ−[Ｈ^ＨＤＨ＋Ｉ]^−１)/Ｐ_ｔ
   のように所定の総送信パワーＰ_ｔに対するスカラー変数である、
   

   

   
   上記式は、階数が行の数以上となっているチャネルマトリックスＨに対するものであり、添え字†は、ムーア−ペンローズの一般化された逆マトリックスを示す、
   

   

   
   上記式は、階数が行の数以上となっているチャネルマトリックスＨに対する、および
   

   

   
   ここでフィードフォワードフィルタマトリックスＦは、Ｆ＝ＧＭ^ＨＣによって示され、Ｍは、ユニタリマトリックスであり、Ｇは、ＧＤＦＥプリコーダの干渉プリキャンセルステージにおいて送信機内で使用される干渉プリキャンセルマトリックスである
   のうちの１つを使って、フィルタマトリックスＣを計算するステップと、
   次の式
   Ｃ＝ＭＲ
   のようにＣのＱＲ分解（ＱＲＤ）を使って、マトリックスＭを計算するステップと、
   次の式
   Ｂ＝ＶΣ^１／２Ｍ
   を使って、前記ＧＤＦＥプリコーダの決定フィードバック等化ステージの後で得られるシンボルベクトルを処理するのに使用される送信フィルタのための送信フィルタマトリックスＢを計算するステップと、
   次の式
   Ｆ＝BlockDiagonal(Ｒ)
   ここでＢｌｏｃｋＤｉａｇｏｎａｌ（．）関数は、マトリックスＲのブロック対角からサイズ｛ａ_ｋ×Ｌ_ｋ｝のサブマトリックスＦ_１、Ｆ_２、．．．、Ｆ_ｋを抽出し、ａ_ｋは、ｋ番目のユーザーターミナル（ＵＴ）に割り当てられたシンボル数であり、Ｆ_ｋの階数に等しい、を使って前記フィードフォワードフィルタマトリックスＦを計算するステップと、
   Ｇ＝ＦＲ^†
   ここで添え字†は、ムーア−ペンローズの一般化された逆マトリックスを示す、を使って干渉プリキャンセルマトリックスＧを計算するステップとを備える、一般化された決定フィードバック等化器（ＧＤＦＥ）に基づくプリコーダを構成するための方法。
2. 恒等マトリックスＩから前記干渉プリキャンセルマトリックスＧを減算し、干渉プリキャンセルブロックを得るステップを更に備え、
   前記ＧＤＦＥプリコーダは、フィードフォワードパスとフィードバックパスとを含み、前記フィードフォワードパス内に配置されたモジュロユニットにより、フィルタにかけられたベクトルシンボルＸのストリームを発生し、前記フィードバックパス内に配置された前記干渉プリキャンセルブロックを通して前記ストリームをフィードバックする、請求項１に記載の方法。
3. ユーザーシンボルのストリームから前記干渉プリキャンセルブロックの出力信号を減算するステップと、前記減算の結果を前記フィードフォワードパス内の前記モジュロユニットへ適用するステップとを更に含む、請求項２に記載の方法。
4. 前記フィードフォワードパス内に配置された前記モジュロユニットによって発生されたフィルタにかけられたベクトルシンボルＸのストリームを、前記送信フィルタマトリックスＢによって示される送信フィルタによりフィルタにかけるステップを更に含む、請求項２に記載の方法。
5. 前記チャネルマトリックスＨによって示されるチャネルへ、前記送信フィルタの出力を向けるステップを更に含み、前記チャネルマトリックスＨを通して、前記ユーザーターミナルを有する前記無線システム内で通信が行われる、請求項４に記載の方法。
6. ｋ個のユーザーターミナル（ＵＴ）を有するマルチユーザーマルチ入力マルチ出力（ＭＵ−ＭＩＭＯ）無線システムの基地局における、一般化された決定フィードバック等化器（ＧＤＦＥ）に基づくプリコーダであり、各ユーザーターミナル（ＵＴ）は、このターミナルに関連する、Ｆ_１、Ｆ_２、．．．、Ｆ_ｋによって示される、フィードフォワードフィルタを有し、このＧＤＦＥプリコーダは、
   フィードフォワードパスと、
   フィードバックパスと、
   前記フィードバックパス内に配置されたＩ−Ｇ（Ｉは、恒等マトリックスであり、Ｇは、干渉プリキャンセルマトリックスである）によって示される干渉プリキャンセルブロックとを備え、
   フィードフォワードフィルタマトリックスＦは、
   Ｆ＝BlockDiagonal(Ｒ)
   であり、ここでＢｌｏｃｋＤｉａｇｏｎａｌ（．）関数は、マトリックスＲのブロック対角からサイズ｛ａ_ｋ×Ｌ_ｋ｝のサブマトリックスＦ_１、Ｆ_２、．．．、Ｆ_ｋを抽出し、ａ_ｋは、ｋ番目のユーザーターミナル（ＵＴ）に割り当てるシンボルの数であり、Ｆ_ｋの階数に等しく、マトリックスＦは、次の式
   Ｆ＝ＧＭ^Ｈ(ＨＶΣ^１/２)^Ｈ[ＨＳ_ｘｘＨ^Ｈ＋Ｓ_ｚｚ]^−１
   で示され、ここでＭは、ユニタリマトリックスであり、Ｖは、ユニタリマトリックスであり、Σは、負でない成分を有する対角マトリックスであり、Ｓ_ｚｚは、好ましい最低ノイズ共分散マトリックスであり、
   Ｓ_ｘｘは、次の式
   

   

   
   で示される前記ダウンリンクチャネル用の入力共分散チャネルであり、
   Ｉは、恒等マトリックスであり、Ｈは、チャネルを示すチャネルマトリックスであり、このチャネルを通して無線システム内で通信が行われ、Ｄは、容量最適となるように選択された前記無線システム内の等価的アップリンク／メディアムアクセスチャネル（ＭＡＣ）のための入力共分散マトリックスであり、λは、次の式
   λ＝trace(Ｉ−[Ｈ^ＨＤＨ＋Ｉ]^−１)/Ｐ_ｔ
   で示されるような所定の総送信パワーＰ_ｔに対するスカラー変数である、ＧＤＦＥプリコーダ。
7. 次の式、（ｉ）、（ｉｉ）、（ｉｉｉ）のうちの１つを使ってフィルタマトリックスＣを計算し、
   

   

   
   

   

   
   階数が行の数以上であるチャネルマトリックスＨに対する
   ここで添え字†は、ムーア−ペンローズの一般化された逆マトリックスであり、および
   

   

   
   ここで前記フィードフォワードフィルタマトリックスＦは、Ｆ＝ＧＭ^ＨＣによって表示され、
   Ｃ＝ＭＲ
   を使ってＣのＱＲ分解（ＱＲＤ）からマトリックスＭを計算し、
   Ｂ＝ＶΣ^１／２Ｍ
   を使って、
   前記ＧＤＦＥプリコーダの決定フィードバック等化ステージの後で得られるシンボルベクトルを処理するのに使用される送信フィルタのための送信フィルタマトリックスＢを計算し、
   Ｆ＝BlockDiagonal(Ｒ)
   ここでＢｌｏｃｋＤｉａｇｏｎａｌ（．）関数は、マトリックスＲのブロック対角からサイズ｛ａ_ｋ×Ｌ_ｋ｝のサブマトリックスＦ_１、Ｆ_２、．．．、Ｆ_ｋを抽出し、ａ_ｋは、ｋ番目のユーザーターミナル（ＵＴ）に割り当てるシンボルの数であり、Ｆ_ｋの階数に等しく、を使って前記フィードフォワードフィルタマトリックスＦを計算し、そして
   Ｇ＝ＦＲ^†
   ここで添え字†は、ムーア−ペンローズの一般化された逆マトリックス、を使って前記干渉プリキャンセルマトリックスＧを計算することにより、前記干渉プリキャンセルブロック内の干渉プリキャンセルマトリックスＧを決定する、請求項６に記載のＧＤＦＥプリコーダ。
8. 前記フィードバックパス内に配置された前記干渉プリキャンセルブロックを通してフィードバックされる、フィルタにかけられたベクトルシンボルＸのストリームを発生するよう、前記フィードフォワードパス内に配置されたモジュロユニットを更に含む、請求項６に記載のＧＤＦＥプリコーダ。
9. ユーザーシンボルのストリームから、前記干渉プリキャンセルブロックの出力信号を減算し、この出力信号を前記フィードフォワードパス内の前記モジュロユニットに適用する、請求項８に記載のＧＤＦＥプリコーダ。
10. 前記フィードフォワードパス内に配置された前記モジュロユニットによって発生される前記フィルタにかけられたベクトルシンボルＸのストリームをフィルタにかけるための、前記送信フィルタマトリックスＢによって示される送信フィルタを更に含む、請求項８に記載のＧＤＦＥプリコーダ。
11. 請求項１０に記載の前記ＧＤＦＥプリコーダを含む基地局と、
    複数のｋ個のユーザーターミナルと、
    前記チャネルマトリックスＨによって示されるチャネルとを備え、前記チャネルを通して無線システム内でユーザーターミナルとの通信が行われ、前記送信フィルタの出力を受信するようになっている、ＭＵ−ＭＩＭＯ無線システム。
12. 前記無線システムは、Ｎ個のアンテナを含み、ｋ個のユーザーターミナル（ＵＴ）の各々はＬ_ｋ個のアンテナを有し、
    前記ＵＴにおけるアンテナの総数は、
    

    

    
    と表示され、
    Ｈ_ｋは、前記基地局とｋ番目のＵＴとの間のディメンジョン｛Ｌ_ｋ×Ｎ｝のチャネル利得マトリックスを示し、
    前記基地局と前記ｋ個のＵＴとの間の組み合わされたチャネル利得マトリックスは、ディメンジョン｛Ｌ×Ｎ｝であり、チャネルマトリックス
    

    

    
    ここで添え字^Ｔは、マトリックスの転置を示し、によって与えられる、請求項１１に記載のＭＵ−ＭＩＭＯ無線システム。
13. ｋ個のユーザーターミナル（ＵＴ）を有するマルチユーザーマルチ入力マルチ出力（ＭＵ−ＭＩＭＯ）無線システムの基地局における、一般化された決定フィードバック等化器（ＧＤＦＥ）に基づくプリコーダであり、各ユーザーターミナル（ＵＴ）は、このターミナルに関連する、Ｆ_１、Ｆ_２、．．．、Ｆ_ｋによって示されるフィードフォワードフィルタを有し、このＧＤＦＥプリコーダは、
    フィードフォワードパスと、
    フィードバックパスと、
    前記フィードバックパス内に配置されたＩ−Ｇ（Ｉは、恒等マトリックスであり、Ｇは、干渉プリキャンセルマトリックスである）によって示される干渉プリキャンセルブロックとを備え、
    次の式、（ｉ）、（ｉｉ）、（ｉｉｉ）、（ｉｖ）のうちの１つを使ってフィルタマトリックスＣを計算し、
    

    

    
    ここでＶは、ユニタリマトリックスであり、Σは、負でない成分を有する対角マトリックスであり、Ｓ_ｚｚは、好ましい最低ノイズ共分散マトリックスであり、
    ここでＳ_ｘｘは、次の式
    

    

    
    で示されるダウンリンクチャネルに対する入力共分散マトリックスであり、
    ここでＩは、恒等マトリックスであり、Ｈは、チャネルを示すチャネルマトリックスであり、このチャネルを通し、無線システム内で通信が行われ、Ｄは、容量が最適となるように選択された前記無線システム内の等価的アップリンク／メディアムアクセスチャネル（ＭＡＣ）のための入力共分散マトリックスであり、λは
    

    

    
    で示される、所定の総送信パワーＰ_ｔに対するスカラー変数であり、
    

    

    
    階数が行の数以上であるチャネルマトリックスＨに対する
    ここで添え字†は、ムーア−ペンローズの一般化された逆マトリックスであり、
    

    

    
    階数が行の数以上であるチャネルマトリックスＨに対する
    および
    

    

    
    ここでフィードフォワードフィルタマトリックスＦは、Ｆ＝ＧＭ^ＨＣによって示され、Ｍは、ユニタリマトリックスであり、Ｇは、前記ＧＤＦＥプリコーダの干渉プリキャンセルステージにおける送信機内で使用される干渉プリキャンセルマトリックスである
    Ｃ＝ＭＲ
    を使ってＣのＱＲ分解（ＱＲＤ）からマトリックスＭを計算し、
    Ｂ＝ＶΣ^１/２Ｍ
    を使って、
    前記ＧＤＦＥプリコーダの決定フィードバック等化ステージの後で得られるシンボルベクトルを処理するのに使用される送信フィルタのための送信フィルタマトリックスＢを計算し、
    Ｆ＝BlockDiagonal(Ｒ)
    ここでＢｌｏｃｋＤｉａｇｏｎａｌ（．）関数は、マトリックスＲのブロック対角からサイズ｛ａ_ｋ×Ｌ_ｋ｝のサブマトリックスＦ_１、Ｆ_２、．．．、Ｆ_ｋを抽出し、ａ_ｋは、ｋ番目のユーザーターミナル（ＵＴ）に割り当てるシンボルの数であり、Ｆ_ｋの階数に等しい、を使って前記フィードフォワードフィルタマトリックスＦを計算し、
    Ｇ＝ＦＲ^†
    ここで添え字†は、ムーア−ペンローズの一般化された逆マトリックスを示す、を使って前記干渉プリキャンセルマトリックスＧを計算することにより、前記干渉プリキャンセルブロック内の前記干渉プリキャンセルマトリックスＧを計算する、ＧＤＦＥプリコーダ。
14. 前記フィードバックパス内に配置された前記干渉プリキャンセルブロックを通してフィードバックされる、フィルタにかけられたベクトルシンボルＸのストリームを発生するよう、前記フィードフォワードパス内に配置されたモジュロユニットを更に含む、請求項１３に記載のＧＤＦＥプリコーダ。
15. ユーザーシンボルのストリームから、前記干渉プリキャンセルブロックの出力信号を減算し、この出力信号を前記フィードフォワードパス内の前記モジュロユニットに適用する、請求項１４に記載のＧＤＦＥプリコーダ。
16. 前記フィードフォワードパス内に配置された前記モジュロユニットによって発生される前記フィルタにかけられたベクトルシンボルＸのストリームをフィルタにかけるための、前記送信フィルタマトリックスＢによって示される送信フィルタを更に含む、請求項１４に記載のＧＤＦＥプリコーダ。
17. 請求項１６に記載の前記ＧＤＦＥプリコーダを含む基地局と、
    複数のｋ個のユーザーターミナルと、
    前記チャネルマトリックスＨによって示されるチャネルとを備え、前記チャネルを通して無線システム内でユーザーターミナルとの通信が行われ、前記送信フィルタの出力を受信するようになっている、ＭＵ−ＭＩＭＯ無線システム。
18. 前記無線システムは、Ｎ個のアンテナを含み、ｋ個のユーザーターミナル（ＵＴ）の各々は、Ｌ_ｋ個のアンテナを有し、
    前記ＵＴにおけるアンテナの総数は、
    

    

    
    と表示され、
    Ｈ_ｋは、前記基地局とｋ番目のＵＴとの間のディメンジョン｛Ｌ_ｋ×Ｎ｝のチャネル利得マトリックスを示し、
    前記基地局と前記ｋ個のＵＴとの間の組み合わされたチャネル利得マトリックスは、ディメンジョン｛Ｌ×Ｎ｝であり、チャネルマトリックス
    

    

    
    ここで添え字^Ｔは、マトリックスの転置を示し、によって与えられる、請求項１７に記載のＭＵ−ＭＩＭＯ無線システム。

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