JP2010200554A - Dc-dc converter - Google Patents

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JP2010200554A JP2009044779A JP2009044779A JP2010200554A JP 2010200554 A JP2010200554 A JP 2010200554A JP 2009044779 A JP2009044779 A JP 2009044779A JP 2009044779 A JP2009044779 A JP 2009044779A JP 2010200554 A JP2010200554 A JP 2010200554A
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Kohei Yamada
耕平 山田
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To complete the initial charge of a bootstrap capacitor, and certainly start a DC-DC converter at a high speed, even when an output voltage is high. <P>SOLUTION: A switch Mdc60 repeats on/off by the H/L of an output signal OSC from an oscillator 67. When the switch Mdc60 is at on, a charging current is made to flow from a regulator 55 to the bootstrap capacitor Cboot52, and the discharge current of an output capacitor Cout59 is made to flow from an output OUT. The absolute value of an inductor current IL increases with the time, and a terminal voltage Vsw54 also rises. When the switch Mdc60 is at off, the inductor current IL reduces while flowing through an input IN through a body diode for a switching element Msw51. When the inductor current IL sufficiently reduces and the switch Mdc60 is at on again, the terminal voltage Vsw54 is started from a low state, and the bootstrap capacitor Cboot52 is charged. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&amp;INPIT

Description

本発明は、ハイ(High)サイドスイッチング素子の駆動にブートストラップ回路を必要とするDC-DCコンバータに関する。   The present invention relates to a DC-DC converter that requires a bootstrap circuit for driving a high side switching element.

図３は、ハイ(High；以後Hと略称する)サイドスイッチング素子にNチャネルMOSFET（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いた従来のDC-DCコンバータの構成を示すブロック図である。図３においてHサイドスイッチング素子Msw31は、ブートストラップコンデンサCboot32に充電されている電荷によって駆動され、制御回路41の出力である制御信号に応じてON/OFFする。インダクタL38を流れるインダクタ電流ILは、Hサイドスイッチング素子Msw31のON時には、Hサイドスイッチング素子Msw31を経由して入力INから出力OUTへと流れ、Hサイドスイッチング素子Msw31のOFF時には、還流ダイオードD1(33)を経由して接地GNDから出力OUTへと流れる。還流ダイオードD1(33)の導通期間には、Hサイドスイッチング素子Msw31のソース側の端子電圧Vsw34が低下し、レギュレータ35からブートストラップダイオードDboot36を経由してブートストラップコンデンサCboot32に充電電流が供給されることにより、Hサイドスイッチング素子Msw31の駆動に使用した電荷が補充される。このように、一旦Hサイドスイッチング素子Msw31のON/OFF動作が開始されれば、Hサイドスイッチング素子Msw31の駆動とブートストラップコンデンサCboot32の充電を周期的に繰り返すことで、DC-DCコンバータの動作が保証されるが、DC-DCコンバータの起動前には、Hサイドスイッチング素子Msw31の駆動に十分な電圧まで、ブートストラップコンデンサCboot32を充電しておく必要がある。   FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a conventional DC-DC converter using an N-channel MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) as a high (hereinafter abbreviated as H) side switching element. In FIG. 3, the H-side switching element Msw31 is driven by the electric charge charged in the bootstrap capacitor Cboot32, and is turned ON / OFF according to the control signal that is the output of the control circuit 41. The inductor current IL flowing through the inductor L38 flows from the input IN to the output OUT via the H side switching element Msw31 when the H side switching element Msw31 is ON, and when the H side switching element Msw31 is OFF, the freewheeling diode D1 (33 ) Flows from ground GND to output OUT. During the conduction period of the freewheeling diode D1 (33), the terminal voltage Vsw34 on the source side of the H-side switching element Msw31 decreases, and the charging current is supplied from the regulator 35 to the bootstrap capacitor Cboot32 via the bootstrap diode Dboot36. As a result, the charge used for driving the H-side switching element Msw31 is replenished. As described above, once the ON / OFF operation of the H-side switching element Msw31 is started, the operation of the DC-DC converter can be performed by periodically repeating the driving of the H-side switching element Msw31 and the charging of the bootstrap capacitor Cboot32. Although guaranteed, it is necessary to charge the bootstrap capacitor Cboot32 to a voltage sufficient to drive the H-side switching element Msw31 before starting the DC-DC converter.

通常、出力コンデンサCout39の容量値CoutとブートストラップコンデンサCboot32の容量値Cbootの大小関係は、Cout>>Cbootであり、初期状態において、出力コンデンサCout39の電荷が放電され、出力電圧Vout45が0Vであれば、レギュレータ35の出力電圧Vregの立ち上がりに合わせてVreg→Dboot(36)→抵抗r(37)→Cboot(32)からインダクタL38を経由して出力コンデンサCout39に至る経路でブートストラップコンデンサCboot32の充電電流が流れ、レギュレータ35の出力電圧Vreg付近までブートストラップコンデンサCboot32が充電される。しかし、出力コンデンサCout39に初期電荷が残っている場合や、他の電源から電流の回り込みがあって出力電圧Vout45が0V近傍に十分に下がらない場合には、ブートストラップコンデンサCboot32の充電を十分に行うことができず、この状態でDC-DCコンバータが動作を開始すると、Hサイドスイッチング素子Msw31が導通しなかったり、Hサイドスイッチング素子Msw31のゲート電圧が不十分でオン抵抗が高い状態でHサイドスイッチング素子Msw31が導通するために熱破壊したりする可能性がある。   Normally, the magnitude relationship between the capacitance value Cout of the output capacitor Cout39 and the capacitance value Cboot of the bootstrap capacitor Cboot32 is Cout >> Cboot. In the initial state, the charge of the output capacitor Cout39 is discharged and the output voltage Vout45 is 0V. For example, according to the rise of the output voltage Vreg of the regulator 35, the bootstrap capacitor Cboot32 is charged through a path from Vreg → Dboot (36) → resistor r (37) → Cboot (32) through the inductor L38 to the output capacitor Cout39. A current flows, and the bootstrap capacitor Cboot32 is charged to the vicinity of the output voltage Vreg of the regulator 35. However, if the initial charge remains in the output capacitor Cout39, or if there is a current sneak from another power supply and the output voltage Vout45 does not drop sufficiently near 0V, the bootstrap capacitor Cboot32 is fully charged. If the DC-DC converter starts operating in this state, the H-side switching element Msw31 does not conduct, or the H-side switching element Msw31 has insufficient gate voltage and high on-resistance. Since the element Msw31 is conductive, there is a possibility of thermal destruction.

この対策として、Hサイドスイッチング素子の低電位側端子(Hサイドスイッチング素子Msw31にNチャネルMOSFETを用いた場合のソース側の端子)−接地間にNチャネルMOSFETからなるトランジスタスイッチMdc40を設け、DC-DCコンバータの起動前にこれを導通させることでブートストラップコンデンサCboot32を充電する手法もあるが、以下の問題がある。すなわち、トランジスタスイッチMdc40が導通すると、出力OUTからインダクタL38を介してトランジスタスイッチMdc40に電流が流れ込み、ブートストラップコンデンサCboot32が十分に充電される前に、Hサイドスイッチング素子Msw31の低電位側の端子電圧Vsw34の電位が上昇してしまう可能性がある。この場合でも、トランジスタスイッチMdc40を介して出力コンデンサCout39の電荷が放電されれば、それに伴ってHサイドスイッチング素子Msw31の低電位側の端子電圧Vsw34の電位も低下し、ブートストラップコンデンサCboot32は最終的には十分に充電される(ただし、時間は掛かる)が、他の電源からの電流の回り込み等で出力電圧Vout45が下がらない場合には、Hサイドスイッチング素子Msw31の低電位側の端子電圧Vsw34の電位も下がらず、いつまで経っても、ブートストラップコンデンサCboot32は十分に充電されないことになる。   As a countermeasure, a transistor switch Mdc40 consisting of an N-channel MOSFET is provided between the low-side terminal of the H-side switching element (the source-side terminal when an N-channel MOSFET is used for the H-side switching element Msw31) and the ground, and DC− Although there is a method of charging the bootstrap capacitor Cboot32 by making it conductive before starting the DC converter, there are the following problems. That is, when the transistor switch Mdc40 conducts, current flows from the output OUT to the transistor switch Mdc40 via the inductor L38, and the terminal voltage on the low potential side of the H-side switching element Msw31 before the bootstrap capacitor Cboot32 is sufficiently charged. The potential of Vsw34 may increase. Even in this case, if the charge of the output capacitor Cout39 is discharged through the transistor switch Mdc40, the potential of the terminal voltage Vsw34 on the low potential side of the H-side switching element Msw31 also decreases accordingly, and the bootstrap capacitor Cboot32 finally becomes However, if the output voltage Vout45 does not decrease due to current wraparound from other power sources, the terminal voltage Vsw34 on the low potential side of the H-side switching element Msw31 The potential does not drop, and the bootstrap capacitor Cboot32 is not fully charged even after a long time.

トランジスタスイッチMdc40のオン抵抗がゼロならHサイドスイッチング素子Msw31の端子電圧Vsw34の電位は上昇しないが、実際は5〜10Ω程度のオン抵抗を持っているので、トランジスタスイッチMdc40に流れる電流により電位差が生じる。このオン抵抗を数十〜数百ｍΩ程度に下げられればさほど大きな問題にはならないかもしれないが、この低抵抗を実現させるためにはトランジスタスイッチMdc40の大きさ（半導体チップ上での占有面積）を非常に大きくする必要がある。実際、5〜10Ω程度のオン抵抗を実現するだけでも無視できない面積が必要であり、数十〜数百ｍΩ程度となるとHサイドスイッチング素子Msw31と同程度の大きさになってしまうため、結局トランジスタスイッチMdc40用にパワートランジスタを追加することになってしまう。ところで、パワートランジスタは、電源システムを半導体に集積する際、通常では最も大きな面積を必要とする部品として位置付けられており、このようにすると、半導体チップのコストを大幅に引き上げることになり、回路設計の上では避けなければならないことになる。   If the on-resistance of the transistor switch Mdc40 is zero, the potential of the terminal voltage Vsw34 of the H-side switching element Msw31 does not rise, but actually has an on-resistance of about 5 to 10Ω, so a potential difference is caused by the current flowing through the transistor switch Mdc40. If this on-resistance is lowered to several tens to several hundreds mΩ, it may not be a big problem, but in order to realize this low resistance, the size of the transistor switch Mdc40 (occupied area on the semiconductor chip) Need to be very large. Actually, it is necessary to have an area that cannot be ignored just by realizing an on-resistance of about 5 to 10Ω, and if it is about several tens to several hundreds of mΩ, it becomes the same size as the H-side switching element Msw31. A power transistor will be added for the switch Mdc40. By the way, the power transistor is normally positioned as a component that requires the largest area when integrating the power supply system in the semiconductor. In this way, the cost of the semiconductor chip is greatly increased, and the circuit design is performed. On the top you will have to avoid it.

また、インダクタＬ38のインダクタンスが小さいので、トランジスタスイッチMdc40がオンしてから数十μｓ程度で、Hサイドスイッチング素子Msw31の低電位側の端子電圧Vsw34の電位は出力電圧Vout45とほぼ同じになってしまう。例えば、出力電圧Vout45の定常出力電圧が5Vで、起動時に出力電圧Vout45が前の出力電圧の5Ｖがそのままで残っていて、トランジスタスイッチMdc40のオン抵抗が10Ωとすると、数十μｓ後にはトランジスタスイッチMdc40に500mAの電流が流れていることになる。出力コンデンサCout39は大きいコンデンサなので100μｓ程度は500mAという電流を十分維持することができる。また、レギュレータ35（これはシリーズレギュレータ）には出力抵抗(図示せず)があり、出力電流値をむやみに大きくすることができないので、数十μｓ程度の時間ではブートストラップコンデンサCboot32をゼロから5Vまで充電することはできない。一方、レギュレータ35の出力電圧Vregは5Vであり、Hサイドスイッチング素子Msw31の低電位側の端子電圧Vsw34の電位が上昇すると、ドライバ（Driver）43を駆動できる電圧までブートストラップコンデンサCboot32を充電できなくなる。   Further, since the inductance of the inductor L38 is small, the potential of the terminal voltage Vsw34 on the low potential side of the H-side switching element Msw31 becomes almost the same as the output voltage Vout45 in about several tens of μs after the transistor switch Mdc40 is turned on. . For example, if the steady output voltage of the output voltage Vout45 is 5V, and the output voltage Vout45 remains at the previous output voltage of 5V at startup, and the on-resistance of the transistor switch Mdc40 is 10Ω, the transistor switch after several tens of μs A current of 500 mA flows through Mdc40. Since the output capacitor Cout39 is a large capacitor, the current of 500 mA can be sufficiently maintained for about 100 μs. Also, the regulator 35 (this is a series regulator) has an output resistor (not shown), and the output current value cannot be increased unnecessarily, so the bootstrap capacitor Cboot32 is set from zero to 5 V in a time of about several tens of μs. Can not be charged. On the other hand, the output voltage Vreg of the regulator 35 is 5V, and when the potential of the terminal voltage Vsw34 on the low potential side of the H-side switching element Msw31 rises, the bootstrap capacitor Cboot32 cannot be charged to a voltage that can drive the driver (Driver) 43. .

ちなみに特許文献１に示されるDC-DCコンバータには、ブートストラップコンデンサ8を充電時にHサイドスイッチング素子2の低電位側の端子(スイッチング端子)から切り離して接地する構成が示されている。   Incidentally, the DC-DC converter disclosed in Patent Document 1 shows a configuration in which the bootstrap capacitor 8 is disconnected from the low potential side terminal (switching terminal) of the H side switching element 2 and grounded during charging.

特開２００７−２１５２５９号公報JP 2007-215259 A

しかし特許文献１に示されたDC-DCコンバータの構成では、その図１に示されるスイッチ12に対応するスイッチが図３に示す従来構成のDC-DCコンバータに比べると１つ余分に必要となる。このスイッチ抵抗12のオン抵抗は小さくしておく必要があり、その大きさ（半導体チップ上での占有面積）が問題となる。また、特許文献１の図１のブートストラップコンデンサ8を集積回路に外付けするためには、図３に示す従来構成のDC-DCコンバータに対しては、Cboot32とVsw34の間にスイッチ12を挿入する形になり、スイッチ12を半導体チップに内蔵させたとしても、Vsw32とは別の端子が外付け端子として１つ余分に必要となるという問題がある。   However, in the configuration of the DC-DC converter shown in Patent Document 1, an extra switch corresponding to the switch 12 shown in FIG. 1 is required as compared with the DC-DC converter having the conventional configuration shown in FIG. . The on-resistance of the switch resistor 12 needs to be small, and its size (occupied area on the semiconductor chip) becomes a problem. Further, in order to externally attach the bootstrap capacitor 8 of FIG. 1 of Patent Document 1 to an integrated circuit, a switch 12 is inserted between Cboot 32 and Vsw 34 in the DC-DC converter having the conventional configuration shown in FIG. Even if the switch 12 is built in the semiconductor chip, there is a problem that one extra terminal other than Vsw32 is required as an external terminal.

つまり、特許文献１においてもスイッチ12のオン抵抗を数Ωにしようとするとそれなりに大きな面積を必要とするので、このようなスイッチが増えることは電源システムを半導体に集積する際には好ましくないという問題があり、また通常、半導体チップに対し外付けとなるブートストラップコンデンサCboot32に対する半導体チップの外部端子は、Vboot42とVsw34になるが、上記特許文献１ではCboot32とVsw34の間にスイッチ12を挿入する形になるので、スイッチ12を半導体チップに内蔵させる場合は、ブートストラップコンデンサCboot32を外付けさせるためにVsw34とは別の端子を新たに設ける必要があるという問題がある。さらにスイッチ12も外付けにする場合は端子の追加は必要ないが、スイッチ12としてディスクリートのトランジスタを半導体チップの外部に追加する必要があるという問題がある。   In other words, even in Patent Document 1, if the on-resistance of the switch 12 is set to several Ω, a large area is required. Therefore, the increase in the number of such switches is not preferable when the power supply system is integrated in a semiconductor. There is a problem, and the external terminals of the semiconductor chip with respect to the bootstrap capacitor Cboot32 that is usually external to the semiconductor chip are Vboot42 and Vsw34. However, in Patent Document 1, the switch 12 is inserted between Cboot32 and Vsw34. Therefore, when the switch 12 is built in the semiconductor chip, there is a problem that it is necessary to newly provide a terminal different from the Vsw 34 in order to externally attach the bootstrap capacitor Cboot32. Further, when the switch 12 is also externally attached, it is not necessary to add a terminal, but there is a problem that a discrete transistor as the switch 12 needs to be added outside the semiconductor chip.

そこで本発明のDC-DCコンバータは、出力電圧が高い場合においても、ブートストラップコンデンサの初期充電を完了させ、DC-DCコンバータを確実且つ高速に起動できるようにすることを目的とするものである。   Therefore, the DC-DC converter according to the present invention is intended to complete the initial charging of the bootstrap capacitor even when the output voltage is high, so that the DC-DC converter can be started up reliably and at high speed. .

本発明のDC-DCコンバータは、DC-DCコンバータの起動前に、スイッチング素子の低電位側端子−接地間に設けたスイッチ(Mdc)の導通と遮断を複数回繰り返すことにより、ブートストラップコンデンサ(Cboot)の充電を行って、確実かつ高速にDC-DCコンバータを起動するよう構成したものである。   The DC-DC converter of the present invention repeats conduction and interruption of a switch (Mdc) provided between the low potential side terminal of the switching element and the ground several times before starting the DC-DC converter, so that a bootstrap capacitor ( Cboot) is charged and the DC-DC converter is started up reliably and quickly.

本発明によれば、出力コンデンサ(Cout)に出力電圧が残っている状態においても、出力コンデンサ(Cout)に保存されているエネルギーを全部捨てずに残存させたまま、ブートストラップコンデンサ(Cboot)を充電することが可能であり、確実かつ高速に起動可能なDC-DCコンバータが実現できる。   According to the present invention, even in the state where the output voltage remains in the output capacitor (Cout), the bootstrap capacitor (Cboot) is left without leaving all the energy stored in the output capacitor (Cout). A DC-DC converter that can be charged and can be started reliably and quickly can be realized.

本発明の実施形態に係るDC-DCコンバータの構成を示すブロック図である。1 is a block diagram showing a configuration of a DC-DC converter according to an embodiment of the present invention. 図１のDC-DCコンバータの動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of the DC-DC converter of FIG. 従来のDC-DCコンバータの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the conventional DC-DC converter.

以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。
図１は、本発明の実施形態に係るDC-DCコンバータの構成を示すブロック図である。また図２は、図１のDC-DCコンバータの動作波形を示す図である。DC-DCコンバータとしての基本的構成および動作は図３に示す従来のDC-DCコンバータと同様であるので、以下、本発明に係る従来技術と異なる箇所について説明する。図１において、DC-DCコンバータは、制御回路61の入力であるrun/stop bar信号がロー（L）レベルの時に停止し、ハイ（H）レベルの時に動作するよう構成されている。一方、発振器67は、制御回路61の入力であるrun/stop bar信号がインバータ66を介して供給されるため、run/stop bar信号がHレベルの時に停止（発振器67の出力はLレベル）し、Lレベルの時に動作（発振器67はパルスを出力；図２の通常動作前を参照）する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail.
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a DC-DC converter according to an embodiment of the present invention. FIG. 2 is a diagram showing operation waveforms of the DC-DC converter of FIG. Since the basic configuration and operation of the DC-DC converter are the same as those of the conventional DC-DC converter shown in FIG. 3, the following description will be made on differences from the prior art according to the present invention. In FIG. 1, the DC-DC converter is configured to stop when the run / stop bar signal that is the input of the control circuit 61 is at a low (L) level and to operate when the signal is at a high (H) level. On the other hand, since the run / stop bar signal that is the input of the control circuit 61 is supplied via the inverter 66, the oscillator 67 stops when the run / stop bar signal is at the H level (the output of the oscillator 67 is at the L level). , Operates at the L level (the oscillator 67 outputs a pulse; refer to the state before normal operation in FIG. 2).

Hサイドスイッチング素子の低電位側端子(Hサイドスイッチング素子Msw51にNチャネルMOSFETを用いた場合のソース側の端子)−接地間に設けられたNチャネルMOSFETからなるトランジスタスイッチMdc60は、発振器67の出力信号OSCのH/Lにより、オン（ON）／オフ（OFF）を繰り返す（図２上段参照）。スイッチMdc60がONになると、レギュレータ（シリーズレギュレータ）55からはブートストラップダイオードDboot56，抵抗r(57)，ブートストラップコンデンサCboot52，スイッチMdc60という経路でブートストラップコンデンサCboot52の充電電流が流れるとともに、出力OUTからはインダクタL58，スイッチMdc60という経路で出力コンデンサCout59の放電電流が流れる。インダクタL58を経由して流れる電流（インダクタ電流IL）の絶対値は時間とともに増加する（図２中段参照。インダクタ電流ILは図１中の矢印で示されているＩＬの方向を正としているため、図２では負方向に増加する電流波形が示されている。）ため、Hサイドスイッチング素子Msw51の低電位側の端子電圧Vsw54はこれに合わせて上昇していく（図２下段参照）。ここで、スイッチMdc60がOFFになると、インダクタ電流ILは、Hサイドスイッチング素子Msw51のボディダイオード(図示せず)を経由して入力INへと流れながら減少する。インダクタ電流ILが十分に減少（図２中段参照）した後、再びスイッチMdc60がONになると、Hサイドスイッチング素子Msw51の低電位側の端子電圧Vsw54が低い状態から始まり（図２下段参照）、ブートストラップコンデンサCboot52の充電が行われる。この動作を繰り返す（図２に示す例では3サイクルの繰り返し）ことにより、出力電圧Vout65が十分に低下しない場合でも、端子電圧Vsw54の上昇を抑制することによりブートストラップコンデンサCboot52を十分に充電することができる。つまりは、出力コンデンサCoutに保存されているエネルギーを全部捨てずに残存させたまま、ブートストラップコンデンサ（Cboot）を充電することが可能であり、確実かつ高速にDC-DCコンバータを起動させることができる。   The transistor switch Mdc60 consisting of an N-channel MOSFET provided between the low-potential side terminal of the H-side switching element (source side terminal when an N-channel MOSFET is used for the H-side switching element Msw51) and the ground is the output of the oscillator 67. The signal is repeatedly turned on / off by the signal OSC H / L (see the upper part of FIG. 2). When the switch Mdc60 is turned ON, the charging current of the bootstrap capacitor Cboot52 flows from the regulator (series regulator) 55 through the path of the bootstrap diode Dboot56, the resistor r (57), the bootstrap capacitor Cboot52, and the switch Mdc60, and from the output OUT. , The discharge current of the output capacitor Cout59 flows through the path of the inductor L58 and the switch Mdc60. The absolute value of the current flowing through the inductor L58 (inductor current IL) increases with time (see the middle part of FIG. 2. Since the inductor current IL is positive in the direction of IL indicated by the arrow in FIG. 1, FIG. 2 shows a current waveform that increases in the negative direction.) Therefore, the terminal voltage Vsw54 on the low potential side of the H-side switching element Msw51 rises accordingly (see the lower part of FIG. 2). Here, when the switch Mdc60 is turned OFF, the inductor current IL decreases while flowing to the input IN via the body diode (not shown) of the H-side switching element Msw51. After the inductor current IL has sufficiently decreased (see the middle part of FIG. 2), when the switch Mdc60 is turned on again, the terminal voltage Vsw54 on the low potential side of the H-side switching element Msw51 starts from a low state (see the lower part of FIG. 2) and boots The strap capacitor Cboot52 is charged. By repeating this operation (3 cycles in the example shown in FIG. 2), even when the output voltage Vout65 is not sufficiently lowered, the bootstrap capacitor Cboot52 is sufficiently charged by suppressing the rise of the terminal voltage Vsw54. Can do. In other words, it is possible to charge the bootstrap capacitor (Cboot) while leaving all of the energy stored in the output capacitor Cout remaining, and to start the DC-DC converter reliably and at high speed. it can.

なお、スイッチMdc60を駆動する発振器67の出力信号OSCのパルスの周波数及びDuty比については、インダクタンスL(58)，入力電圧Vin(64)，出力電圧Vout(65)の設定値の範囲を考慮して、適切な値に選ぶ必要がある。複雑な回路が許容できる場合には、発振器67に、予めパルスの周波数及びDuty比の固定された発振器を用いるのではなく、Hサイドスイッチング素子Msw51の低電位側端子の電圧情報（インダクタ電流IL絶対値の増加時の電圧上昇、インダクタ電流IL絶対値が0まで減少した時の電圧降下、についての情報）（図２下段参照）を利用してパルスの周波数及びDuty比を決定することで、より柔軟な対応も可能となる。   Note that the pulse frequency and duty ratio of the output signal OSC of the oscillator 67 that drives the switch Mdc60 take into account the setting range of the inductance L (58), input voltage Vin (64), and output voltage Vout (65). It is necessary to select an appropriate value. If a complicated circuit is acceptable, the oscillator 67 does not use an oscillator whose pulse frequency and duty ratio are fixed in advance, but voltage information on the low potential side terminal of the H-side switching element Msw51 (inductor current IL absolute By determining the pulse frequency and Duty ratio using the information on the voltage rise when the value increases and the voltage drop when the inductor current IL absolute value decreases to 0 (see the lower part of Fig. 2) Flexible response is also possible.

また、本発明は、還流ダイオードD1(53)に代えて同期整流素子(図示せず)を採用した同期整流型のDC-DCコンバータにも適用可能であり、同期整流素子と並列にスイッチMdc60を設けるほか、DC-DCコンバータの起動前には、スイッチMdc60を使用する代わりに同期整流素子を使用して導通/遮断を複数回繰り返して、ブートストラップコンデンサCboot52の充電を実現する場合も、本発明の概念に含まれる。   The present invention is also applicable to a synchronous rectification type DC-DC converter that employs a synchronous rectifier element (not shown) instead of the freewheeling diode D1 (53), and a switch Mdc60 is provided in parallel with the synchronous rectifier element. In addition to providing the DC-DC converter, the present invention can also be used when the bootstrap capacitor Cboot52 is charged by repeating the conduction / shutoff several times using a synchronous rectifier instead of using the switch Mdc60. Included in the concept.

また、本実施の形態では、Hサイドスイッチング素子Msw51にNチャネルMOSFETを用いた場合について説明したが、本発明はこれに限定するものではなく、例えばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor）やバイポーラトランジスタなどの素子をHサイドスイッチング素子Msw51に適用してもよい。   Further, in the present embodiment, the case where an N-channel MOSFET is used for the H-side switching element Msw51 has been described. However, the present invention is not limited to this, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a bipolar transistor, or the like. The element may be applied to the H-side switching element Msw51.

51 ハイサイドスイッチング素子
52 ブートストラップコンデンサ
53 還流ダイオード
54 ハイサイドスイッチング素子の低電位側の端子電圧
55 レギュレータ
56 ブートストラップダイオード
57 抵抗(r)
58 インダクタ(L)
59 出力コンデンサ
60 スイッチ(Mdc)
61 制御回路
62 ブートストラップ電圧(Vboot)
63 ドライバ(Driver)
64 入力電圧(Vin)
65 出力電圧(Vout)
66 インバータ
67 発振器 51 High-side switching element
52 Bootstrap capacitor
53 Freewheeling diode
54 Terminal voltage on the low potential side of the high-side switching element
55 Regulator
56 Bootstrap diode
57 Resistance (r)
58 Inductor (L)
59 Output capacitor
60 switch (Mdc)
61 Control circuit
62 Bootstrap voltage (Vboot)
63 Driver
64 Input voltage (Vin)
65 Output voltage (Vout)
66 Inverter
67 Oscillator

Claims (8)

ハイサイドスイッチング素子の駆動にブートストラップ回路を用いるDC-DCコンバータにおいて、前記ハイサイドスイッチング素子の低電位側端子と接地間に還流ダイオードと並列にスイッチを設け、前記DC-DCコンバータの起動前に、前記スイッチの導通／遮断を複数回繰り返し実行させて前記ブートストラップ回路のブートストラップコンデンサの充電を行うことを特徴とするDC-DCコンバータ。   In a DC-DC converter using a bootstrap circuit for driving a high-side switching element, a switch is provided in parallel with a freewheeling diode between the low-potential side terminal of the high-side switching element and the ground, and before the DC-DC converter is started The DC-DC converter is characterized in that the bootstrap capacitor of the bootstrap circuit is charged by repeatedly conducting / cutting off the switch a plurality of times. 前記スイッチの導通／遮断を制御する発振器を設け、該発振器の入力を制御して前記スイッチの導通／遮断を行わせることを特徴とする請求項１記載のDC-DCコンバータ。   2. The DC-DC converter according to claim 1, wherein an oscillator for controlling conduction / cutoff of the switch is provided, and the switch is turned on / off by controlling an input of the oscillator. 前記発振器の周波数及びパルスのDuty比を、前記DC-DCコンバータのインダクタンス，入力電圧，出力電圧の設定値の範囲を考慮した適切な値に選定することを特徴とする請求項２記載のDC-DCコンバータ。   The DC-DC converter according to claim 2, wherein the frequency of the oscillator and the duty ratio of the pulse are selected to be appropriate values in consideration of ranges of set values of inductance, input voltage, and output voltage of the DC-DC converter. DC converter. 前記発振器の周波数又はパルスのDuty比は、ハイサイドスイッチング素子の低電位側端子の電圧情報を基に、前記パルスの周波数又は前記パルスのDuty比のいずれか一方を或いは両方を決定することを特徴とする請求項３記載のDC-DCコンバータ。   The frequency of the oscillator or the duty ratio of the pulse determines either or both of the frequency of the pulse and the duty ratio of the pulse based on voltage information of the low potential side terminal of the high side switching element. The DC-DC converter according to claim 3. ハイサイドスイッチング素子の駆動にブートストラップ回路を用いるDC-DCコンバータにおいて、前記ハイサイドスイッチング素子の低電位側端子と接地間にスイッチ並びに該スイッチに並列に同期整流素子を設け、前記DC-DCコンバータの起動前に、前記スイッチの導通／遮断を複数回繰り返し実行させて前記ブートストラップ回路のブートストラップコンデンサの充電を行うことを特徴とするDC-DCコンバータ。   In the DC-DC converter using a bootstrap circuit for driving the high-side switching element, a switch is provided between the low-potential side terminal of the high-side switching element and the ground, and a synchronous rectifying element is provided in parallel with the switch, and the DC-DC converter The DC-DC converter is characterized in that the bootstrap capacitor of the bootstrap circuit is charged by repeatedly conducting / cutting off the switch a plurality of times before starting. 前記スイッチの導通／遮断を制御する発振器を設け、該発振器の入力を制御して前記スイッチの導通／遮断を行わせることを特徴とする請求項５記載のDC-DCコンバータ。   6. The DC-DC converter according to claim 5, wherein an oscillator for controlling conduction / cutoff of the switch is provided, and the switch is turned on / off by controlling an input of the oscillator. 前記発振器の周波数及びパルスのDuty比を、前記DC-DCコンバータのインダクタンス，入力電圧，出力電圧の設定値の範囲を考慮した適切な値に選定することを特徴とする請求項６記載のDC-DCコンバータ。   The DC-DC converter according to claim 6, wherein the frequency and pulse duty ratio of the oscillator are selected to be appropriate values in consideration of ranges of set values of inductance, input voltage, and output voltage of the DC-DC converter. DC converter. 前記発振器の周波数又はパルスのDuty比は、ハイサイドスイッチング素子の低電位側端子の電圧情報を基に、前記パルスの周波数又は前記パルスのDuty比のいずれか一方を或いは両方を決定することを特徴とする請求項７記載のDC-DCコンバータ。   The frequency of the oscillator or the duty ratio of the pulse determines either or both of the frequency of the pulse and the duty ratio of the pulse based on voltage information of the low potential side terminal of the high side switching element. The DC-DC converter according to claim 7.
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