JP2010183395A - スロット同期伝送システム及び受信装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】非定常な伝送障害を有する伝送チャンネルにおいてもスロット同期が可能なスロット同期伝送システム及び受信装置を提供する。
【解決手段】送信部１において、送信データ系列を、位置情報符号系列（M系列）と多重化し、ディジタル変調する。受信部３において、位置情報符号系列検出器４１は、ブラインド等化器３８が出力する受信信号を入力し、位置情報符号系列を分離して検出する。検出した位置情報符号系列に基づいて、位置情報符号系列を構成するビットの順序番号を検出する。フリーラン・カウンタ４２は、受信側のシンボルタイミングを計数するとともに、位置情報符号系列検出器４１が出力した順序番号を強制的にセットすることにより、送信側の順序番号との同期をとる。
【選択図】図１
【解決手段】送信部１において、送信データ系列を、位置情報符号系列（M系列）と多重化し、ディジタル変調する。受信部３において、位置情報符号系列検出器４１は、ブラインド等化器３８が出力する受信信号を入力し、位置情報符号系列を分離して検出する。検出した位置情報符号系列に基づいて、位置情報符号系列を構成するビットの順序番号を検出する。フリーラン・カウンタ４２は、受信側のシンボルタイミングを計数するとともに、位置情報符号系列検出器４１が出力した順序番号を強制的にセットすることにより、送信側の順序番号との同期をとる。
【選択図】図１
Description
本発明は、非定常な伝送障害のある伝送チャンネルを用いてデータを伝送する、スロット同期伝送システム及び受信装置に関するものである。
近年、家庭やオフィス内において、商用電源の電力線を使用し、短波帯の伝送チャンネルを使用して、ブロードバンドルータとパーソナルコンピュータ間を接続するPLC（Power Line Communication）が実用化されている。
このPLCにおいては、データ伝送装置（PLC端末）を屋内配線の任意の位置に配設し、このPLC端末内の結合回路を介してデータ伝送を行うことによりPLC端末間や、PLC端末と外部のネットワークに接続されたPLC端末との間でデータ通信を行う。
このPLCにおいては、データ伝送装置（PLC端末）を屋内配線の任意の位置に配設し、このPLC端末内の結合回路を介してデータ伝送を行うことによりPLC端末間や、PLC端末と外部のネットワークに接続されたPLC端末との間でデータ通信を行う。
これに先立ち、10〜450kHz帯を使用したPLCも規格化されているが、この帯域では、伝送障害が大きいために信頼性の高い伝送システムが普及していなかった。しかし、この帯域を使用して、家電機器の制御や電力量などの遠隔測定に使用したい。
PLCには、無線などの伝送媒体と異なり、過酷で非定常な伝送障害がある。すなわち、家電機器から発生する、大きくうねる雑音と鋭いインパルス雑音とが信号電力と同程度以上のレベルで加わる。また、家電機器による信号電力の吸い込み、分電盤などの分岐による受信信号の減衰もある。
上述した伝送障害は、電源周波数の半分を周期として変動するが、変動のパターンは周期毎に揺らいでいる。
PLCには、無線などの伝送媒体と異なり、過酷で非定常な伝送障害がある。すなわち、家電機器から発生する、大きくうねる雑音と鋭いインパルス雑音とが信号電力と同程度以上のレベルで加わる。また、家電機器による信号電力の吸い込み、分電盤などの分岐による受信信号の減衰もある。
上述した伝送障害は、電源周波数の半分を周期として変動するが、変動のパターンは周期毎に揺らいでいる。
図１２は、家電機器の障害例を示す説明図である。横軸は時間、縦軸は屋内配線電圧をアナログ・バンドパス・フィルタを介して100kHz〜500kHzの周波数区間を抽出して測定したものである。
図１２（ａ）は、インバータ蛍光灯の障害を示すものである。伝送信号は、山のような固まりの雑音に埋まっていて見えない。この雑音は、伝送信号に重畳される加法的雑音である。
図１２（ｂ）は、エアコンの障害を示すものである。伝送信号は、横軸に沿って太く見える部分であり、鋭いインパルス状のものが伝送信号に重畳される加法的雑音である。
図１２（ｃ）は、急速充電器の障害を示すものである。伝送信号は、横軸に沿って太く見える部分である。伝送信号は充電期間中においては吸収されるので、充電期間と放電期間とでは伝送信号の振幅が変動する。充電池の充電が進むにつれて、充電期間の時間帯が狭くなる。振幅が不連続に変化する過渡期間では伝送障害が大きくなる。
図１２（ｄ）は、多数の家電機器を接続した場合の障害を示すものである。一戸建て２階屋を模擬した配線板に、15種類の家電機器を接続した。この図は、100Hzの1周期分の受信波形を表しているが、周期内の波形は時々刻々変化する。測定値の上下は切れて表示されている。屋内配線は分電盤やコンセントなどで分岐している。新たな負荷をコンセントに接続したり外したりすることにより、また、電源スイッチで任意の家電機器をオン／オフすることにより、線路長や終端インピーダンスが変化する。
図１２（ａ）は、インバータ蛍光灯の障害を示すものである。伝送信号は、山のような固まりの雑音に埋まっていて見えない。この雑音は、伝送信号に重畳される加法的雑音である。
図１２（ｂ）は、エアコンの障害を示すものである。伝送信号は、横軸に沿って太く見える部分であり、鋭いインパルス状のものが伝送信号に重畳される加法的雑音である。
図１２（ｃ）は、急速充電器の障害を示すものである。伝送信号は、横軸に沿って太く見える部分である。伝送信号は充電期間中においては吸収されるので、充電期間と放電期間とでは伝送信号の振幅が変動する。充電池の充電が進むにつれて、充電期間の時間帯が狭くなる。振幅が不連続に変化する過渡期間では伝送障害が大きくなる。
図１２（ｄ）は、多数の家電機器を接続した場合の障害を示すものである。一戸建て２階屋を模擬した配線板に、15種類の家電機器を接続した。この図は、100Hzの1周期分の受信波形を表しているが、周期内の波形は時々刻々変化する。測定値の上下は切れて表示されている。屋内配線は分電盤やコンセントなどで分岐している。新たな負荷をコンセントに接続したり外したりすることにより、また、電源スイッチで任意の家電機器をオン／オフすることにより、線路長や終端インピーダンスが変化する。
一般に、劣悪な伝送環境に対する常套的な方法として、スペクトラム拡散伝送方式と、冗長ビットの大きい誤り訂正符号とを採用する。この方法は、伝送障害がランダムな加法的ガウス雑音（定常性雑音）であることを前提とした場合の最適受信である。
しかし、PLCの伝送障害は極めて人工的であり、定常性や厳密な周期性を仮定することができない非定常な伝送障害である。伝送障害は時間的に集中しているので、時間帯によって、送信データの判定結果の信頼性に大きな差がある。
このような非定常な状況に対して周知の「シャノン理論」を適用することは限界がある。その理由は、伝送ビット列中に非常に大きな誤り率を有するビットがあれば、誤り率がそのビット誤り率に支配されるからである。現実的な例で言えば、データ判定がほぼ確実に誤る時間帯が50％に近づけば、平均としてのビット率は0.5に達し、シャノン限界によれば、無限長の符号化になってしまい、誤り訂正は不可能である。
しかし、PLCの伝送障害は極めて人工的であり、定常性や厳密な周期性を仮定することができない非定常な伝送障害である。伝送障害は時間的に集中しているので、時間帯によって、送信データの判定結果の信頼性に大きな差がある。
このような非定常な状況に対して周知の「シャノン理論」を適用することは限界がある。その理由は、伝送ビット列中に非常に大きな誤り率を有するビットがあれば、誤り率がそのビット誤り率に支配されるからである。現実的な例で言えば、データ判定がほぼ確実に誤る時間帯が50％に近づけば、平均としてのビット率は0.5に達し、シャノン限界によれば、無限長の符号化になってしまい、誤り訂正は不可能である。
定常性の前提に立ったシャノン理論において、「SNRの良い周波数帯域に電力を集中して送信することが最適である」という注水定理がある。図１２に示したような非定常な伝送障害に対しては、この最適性原理を時間軸に対して適用すればよい。
しかし、実際には、信号対雑音比（SNR：Signal to Noise Ratio）の良い時間帯を、前もって予測することは困難である。また、仮に予測できるとしても、送信機と受信機との間で新たな打合せプロトコルを実施することによりSNRの良い時間帯を予測しなければならない。しかし、この打合せプロトコル自体は、SNRの良い時間帯の評価を参照できないので、打合せプロトコルが確実に実行される保証はない。
このジレンマを回避する現実的な方策として、とりあえずSNRの良い時間帯の送信データを判定して採用し、SNRの悪い時間帯の送信データを再送するARQ（再送制御）が考えられる。この方式を実現するには、採用した送信データの位置と、放棄した送信データの位置とがわかる必要がある。
しかし、実際には、信号対雑音比（SNR：Signal to Noise Ratio）の良い時間帯を、前もって予測することは困難である。また、仮に予測できるとしても、送信機と受信機との間で新たな打合せプロトコルを実施することによりSNRの良い時間帯を予測しなければならない。しかし、この打合せプロトコル自体は、SNRの良い時間帯の評価を参照できないので、打合せプロトコルが確実に実行される保証はない。
このジレンマを回避する現実的な方策として、とりあえずSNRの良い時間帯の送信データを判定して採用し、SNRの悪い時間帯の送信データを再送するARQ（再送制御）が考えられる。この方式を実現するには、採用した送信データの位置と、放棄した送信データの位置とがわかる必要がある。
一般に、送信データはフレームに組み立てて伝送され、ARQは、フレーム単位で実行される。誤り検出及び誤り訂正もフレーム単位で行われることが多い。
そのため、フレームの先頭にM系列等を用いたフレーム同期信号を挿入したり、このフレーム同期信号をフレーム内の送信データ内に分散配置して伝送し、フレーム同期を実行する（特許文献１参照）。
しかし、大きな伝送障害が到来する時刻とフレーム同期信号の位置とが一致した場合、フレーム同期信号を検出することができないため、フレーム同期が確立されない。しかし、伝送障害が発生しない時間帯が非常に限られているし、時間的に一定しない。
なお、以下の本明細書では、上述した従来技術の「フレーム」は、「スロット」と対応関係があり、「フレーム」という用語は、複数の「スロット」により構成される「データフレーム」として使用している。
そのため、フレームの先頭にM系列等を用いたフレーム同期信号を挿入したり、このフレーム同期信号をフレーム内の送信データ内に分散配置して伝送し、フレーム同期を実行する（特許文献１参照）。
しかし、大きな伝送障害が到来する時刻とフレーム同期信号の位置とが一致した場合、フレーム同期信号を検出することができないため、フレーム同期が確立されない。しかし、伝送障害が発生しない時間帯が非常に限られているし、時間的に一定しない。
なお、以下の本明細書では、上述した従来技術の「フレーム」は、「スロット」と対応関係があり、「フレーム」という用語は、複数の「スロット」により構成される「データフレーム」として使用している。
また、PLCは、伝送路の周波数スペクトルが均一でなく、負荷の状態等によって頻繁に変化する。そのため、等化器を使用する。しかし、参照信号をSNRの良い時間帯で送信できる保証がないという問題がある。しかし、この問題は、参照信号を送信しなくてもよいブラインド等化器（特許文献２参照）を採用すれば解決する。
本発明は、上述した問題点を解決するためになされたもので、非定常な伝送障害を有する伝送チャンネルにおいてもスロット同期が可能なスロット同期伝送システム及び受信装置を提供することを目的とするものである。
本発明は、請求項１に記載の発明においては、J（Jは２以上の整数）シンボルで１スロットを構成し、k（kは２以上の整数）スロットで１データフレームを構成してデータを伝送するスロット同期伝送システムであって、送信装置において、J×kビット以上の長さを有し、連続するNビット（Nは２以上の整数）の配列が全て異なる位置情報符号系列を発生する位置情報符号系列発生器と、送信データ系列と、前記位置情報符号系列発生器から出力される位置情報符号系列とを、シンボルタイミングを単位として多重化する多重化手段と、該多重化手段により多重化されたシンボルを変調して送信信号とするディジタル変調手段を有し、受信装置において、前記送信装置が送信した送信信号を受信して復調した受信信号を入力し、該受信信号から前記位置情報符号系列を分離するとともに、分離した位置情報符号系列の前記Nビットの配列と、前記位置情報符号系列と同一の参照符号系列の前記Nビットの配列とを、前記シンボルタイミングを単位として比較することにより、前記１データフレーム内における前記各スロットの位置を検出するスロット同期手段、N（Nは２以上の整数）シンボルで１スロットを構成し、k（kは２以上の整数）スロットで１データフレームを構成してデータを伝送するスロット同期伝送システムであって、送信装置において、N×kビット以上の長さを有し、連続する前記Nビットの配列が全て異なる位置情報符号系列を発生する位置情報符号系列発生器と、送信データ系列と、前記位置情報符号系列発生器から出力される位置情報符号系列とを、シンボルタイミングを単位として多重化する多重化手段と、該多重化手段により多重化されたシンボルを変調して送信信号とするディジタル変調手段を有し、受信装置において、前記送信装置が送信した送信信号を受信して復調した受信信号を入力し、該受信信号から前記位置情報符号系列を分離するとともに、分離した位置情報符号系列の前記Nビットの配列と、前記位置情報符号系列と同一の参照符号系列の前記Nビットの配列とを、前記シンボルタイミングを単位として比較することにより、前記１データフレーム内における前記各スロットの位置を検出するスロット同期手段を有するものである。
従って、伝送障害があっても、送信信号の一部が受信できれば、送信データに多重化された位置情報符号系列は、１データフレーム内のビット位置を検出できるので、１データフレーム内の各スロットの位置がわかる。また、この位置情報符号系列と多重化されていた送信データ系列の送信データについても、その１データフレーム内における位置がわかる。その結果、非定常な伝送障害を有する伝送チャンネルにおいても結果的にスロット同期が可能となる。
特に、スロットの長さJを、J＝Nとすれば、識別されたNビット配列から、各スロットの位置及びスロット番号が直ちにわかる。
従って、伝送障害があっても、送信信号の一部が受信できれば、送信データに多重化された位置情報符号系列は、１データフレーム内のビット位置を検出できるので、１データフレーム内の各スロットの位置がわかる。また、この位置情報符号系列と多重化されていた送信データ系列の送信データについても、その１データフレーム内における位置がわかる。その結果、非定常な伝送障害を有する伝送チャンネルにおいても結果的にスロット同期が可能となる。
特に、スロットの長さJを、J＝Nとすれば、識別されたNビット配列から、各スロットの位置及びスロット番号が直ちにわかる。
請求項２に記載の発明においては、請求項１に記載のスロット同期伝送システムにおいて、前記各スロットにおける前記送信データ系列は、当該スロット内の送信データに対する誤り検出用の冗長ビットを含み、前記受信装置は、前記スロット同期手段が前記各スロット内の前記送信データの位置を検出できないときに、前記各スロットの同期誤りを出力する同期判定手段と、前記冗長ビットを用いて前記各スロット内の受信データの誤りを検出するデータ誤り検出手段と、該同期判定手段が出力する同期誤り、及び、前記データ誤り検出手段が出力するデータ誤りに基づいて、前記各スロット内の受信データの信頼性を判定する伝送制御処理手段を有するものである。
従って、スロットを単位とした受信データの信頼性判定ができる。
従って、スロットを単位とした受信データの信頼性判定ができる。
請求項３に記載の発明においては、請求項１又は２に記載のスロット同期伝送システムにおいて、前記位置情報符号系列として、１周期Lが2N−1ビットであり、J×k≦LとなるM系列を用いるものである。
従って、位置情報符号系列を線形シフトレジスタで簡単に生成することができる。
特に、スロットの長さJを、J＝Nとすることができる。
従って、位置情報符号系列を線形シフトレジスタで簡単に生成することができる。
特に、スロットの長さJを、J＝Nとすることができる。
請求項４に記載の発明においては、請求項１から３までのいずれか１項に記載のスロット同期伝送システムにおいて、前記受信装置は、前記送信装置が送信した送信信号を受信して復調した受信信号をブラインド等化するブラインド等化器を有し、前記スロット同期手段は、前記受信信号として、前記ブラインド等化器によりブラインド等化された受信信号を入力するものである。
従って、参照信号を送信しなくても伝送チャンネルの等化ができる。
従って、参照信号を送信しなくても伝送チャンネルの等化ができる。
請求項５に記載の発明においては、請求項１から４までのいずれか１項に記載のスロット同期伝送システムにおいて、前記ディジタル変調手段は8PSK変調手段であり、前記送信データの２ビットの値に対し、4QAMの信号点配置を割り当てるとともに、前記位置情報符号系列の１ビットの値に応じて、前記送信データの２ビットの値に割り当てた前記信号点配置をそのままにするか、又は、該信号点配置を135度の位相シフトをした信号点配置とするものである。
また、請求項６に記載の発明においては、請求項１から４までのいずれか１項に記載のスロット同期伝送システムにおいて、前記ディジタル変調手段は8PSK変調手段であり、前記送信データの２ビットの値に対し、4QAMの信号点配置を割り当てるとともに、前記位置情報符号系列の１ビットの値に応じて、前記送信データの２ビットの値に割り当てた前記信号点配置をそのままにするか、又は、該信号点配置を−135度の位相シフトをした信号点配置とするものである。
従って、いずれの請求項に記載の発明においても、送信データ系列と位置情報符号系列の多重化が容易にできる。位置情報符号系列により、送信データ系列のスペクトルを平坦化することもできる。
また、請求項６に記載の発明においては、請求項１から４までのいずれか１項に記載のスロット同期伝送システムにおいて、前記ディジタル変調手段は8PSK変調手段であり、前記送信データの２ビットの値に対し、4QAMの信号点配置を割り当てるとともに、前記位置情報符号系列の１ビットの値に応じて、前記送信データの２ビットの値に割り当てた前記信号点配置をそのままにするか、又は、該信号点配置を−135度の位相シフトをした信号点配置とするものである。
従って、いずれの請求項に記載の発明においても、送信データ系列と位置情報符号系列の多重化が容易にできる。位置情報符号系列により、送信データ系列のスペクトルを平坦化することもできる。
請求項７に記載の発明においては、請求項１から４までのいずれか１項に記載のスロット同期伝送システムにおいて、前記ディジタル変調手段は4QAM変調手段であり、前記送信データの１ビットの値に応じて、90度の角度をなす２つの信号点の一方を割り当てるとともに、前記位置情報符号系列の１ビットの値に応じて、前記送信データの１ビットの値に応じて割り当てた信号点をそのままにするか、又は、該信号点に180度の位相シフトをした信号点とするものである。
従って、送信データ系列と位置情報符号系列の多重化が容易にできる。位置情報符号系列により、送信データ系列のスペクトルを平坦化することもできる。また、受信信号に、位相の不確定さがない。
従って、送信データ系列と位置情報符号系列の多重化が容易にできる。位置情報符号系列により、送信データ系列のスペクトルを平坦化することもできる。また、受信信号に、位相の不確定さがない。
請求項８に記載の発明においては、請求項１から７までのいずれか１項に記載のスロット同期伝送システムに用いる受信装置であって、前記スロット同期手段は、前記送信信号のシンボルに対する前記受信信号の信号点配置について複数の場合を想定し、想定した信号点配置の複数の場合のそれぞれについて、前記受信信号から、前記位置情報符号系列の判定系列を分離し、分離した位置情報符号系列の判定系列の前記Nビットの配列と、前記位置情報符号系列と同一の参照符号系列の前記Nビットの配列とを、前記シンボルタイミングを単位として比較した結果、一致した検出が連続する回数に基づいて、前記想定した信号点配置の複数の場合のうち、最も確からしい信号点配置を選択し、選択した信号点配置を前提として分離した位置情報符号系列の判定系列に基づいて、前記１データフレーム内における前記各スロットの位置を検出するものである。
従って、受信信号から位置情報符号系列を容易に分離することができる。
従って、受信信号から位置情報符号系列を容易に分離することができる。
請求項９に記載の発明においては、請求項８に記載の受信装置において、前記スロット同期手段は、前記受信装置におけるシンボルタイミングを計数するフリーラン・カウンタを有するとともに、前記選択した信号点配置を前提として分離した位置情報符号系列の判定系列に基づいて、前記１データフレーム内の前記送信データの位置を表す順序番号を検出したとき、検出した順序番号を、前記フリーラン・カウンタにセットすることにより、前記フリーラン・カウンタの計数値を前記送信データの位置を表す順序番号に同期させるものである。
従って、送信された位置情報符号系列を、受信信号から連続して検出できていない期間においても、フリーラン・カウンタの計数値により、送信データの位置を表す順序番号を取得するとともに、前記１データフレーム内における前記各スロットの順序番号も検出することができる。
従って、送信された位置情報符号系列を、受信信号から連続して検出できていない期間においても、フリーラン・カウンタの計数値により、送信データの位置を表す順序番号を取得するとともに、前記１データフレーム内における前記各スロットの順序番号も検出することができる。
本発明によれば、非定常な雑音や非定常な信号電力変化等の伝送障害がある伝送チャンネルであっても、スロット同期が可能であるという効果を奏する。
その結果、いわゆる障害に強い伝送を目的とするロバスト（Robust）伝送のスロット同期に適用して効果がある。
その結果、いわゆる障害に強い伝送を目的とするロバスト（Robust）伝送のスロット同期に適用して効果がある。
図１は、本発明のスロット同期伝送システムを適用した実施の一形態を示す全体構成図である。
図示の例は、PLCであって、伝送路２として、電力線の屋内電気配線を用い、伝送路２に、データ伝送装置（PLC端末）が接続されている。
背景技術で述べたように、PLCには、強靱なデータ伝送能力が求められる。この実施の形態においては、この強靱性を、トレーニング信号（参照信号）の送信を必要としないブラインド等化器、位置情報符号系列を送信データに多重化して伝送することによるスロット同期、スロット同期状態及び誤り検出による信頼性判定に基づいた選択的再送訂正（Selective-ARQ：Automatic Repeat reQuest）により実現する。
図示の例は、PLCであって、伝送路２として、電力線の屋内電気配線を用い、伝送路２に、データ伝送装置（PLC端末）が接続されている。
背景技術で述べたように、PLCには、強靱なデータ伝送能力が求められる。この実施の形態においては、この強靱性を、トレーニング信号（参照信号）の送信を必要としないブラインド等化器、位置情報符号系列を送信データに多重化して伝送することによるスロット同期、スロット同期状態及び誤り検出による信頼性判定に基づいた選択的再送訂正（Selective-ARQ：Automatic Repeat reQuest）により実現する。
図１の上部に一方のPLC端末Aを示し、下部に他方のPLC端末Bを示す。
PLC端末A，PLC端末Bは、同一構成であって、伝送路２にハイブリッド回路４を介して送信部１、受信部３が接続された構成である。送信部１の詳細は上部のPLC端末Aについて示し、受信部３の詳細は下部のPLC端末Bについて示す。
PLC端末A，PLC端末Bは、同一構成であって、伝送路２にハイブリッド回路４を介して送信部１、受信部３が接続された構成である。送信部１の詳細は上部のPLC端末Aについて示し、受信部３の詳細は下部のPLC端末Bについて示す。
送信部１において、送信データは、データバッファ１１に一旦蓄積された上で、直並列変換/エンコーダ１３に出力される。誤り検出用冗長ビット生成部１２は、データバッファ１１から読み出した送信データに基づいて冗長ビットを生成し、直並列変換/エンコーダ１３に出力する。
位置情報符号系列発生器１４は、M系列（Maximum length code）の１周期以内のビット列を位置情報符号系列として発生し、直並列変換/エンコーダ１３に出力する。
位置情報符号系列発生器１４は、M系列（Maximum length code）の１周期以内のビット列を位置情報符号系列として発生し、直並列変換/エンコーダ１３に出力する。
伝送制御処理部１５は、送信データをスロットを単位として、さらに、複数個のスロットを１データフレームとして組み立てるとともに、各スロットの最後に冗長ビット（冗長シンボルCとなる１又は複数のビット）を付加する。後述するように、各スロットの最初に基準位相を決めるスロット同期ビット（基準位相シンボルSとなる１又は複数のビット）が付加される場合もある。
伝送制御処理部１５は、また、１データフレームの先頭タイミングにおいて、位置情報符号系列発生器１４を所定の初期値から開始させる。
伝送制御処理部１５は、また、１データフレームの先頭タイミングにおいて、位置情報符号系列発生器１４を所定の初期値から開始させる。
直並列変換/エンコーダ１３は、データバッファ１１から出力される送信データに冗長ビット、必要に応じてスロット同期ビットを挿入したものを送信データ系列とする。
この送信データ系列を、さらに、位置情報符号系列発生器１４から出力される、位置情報符号系列（M系列）と、シンボルタイミングを単位として多重化し、多重化した送信データ系列を、ディジタル変調方式の規則に応じた、２系列のI相（同相），Q相（直交）の並列データに変換する。
この送信データ系列を、さらに、位置情報符号系列発生器１４から出力される、位置情報符号系列（M系列）と、シンボルタイミングを単位として多重化し、多重化した送信データ系列を、ディジタル変調方式の規則に応じた、２系列のI相（同相），Q相（直交）の並列データに変換する。
１シンボルタイミングについて、多重化される前の送信データ系列の１又は複数のビット（ディジタル変調方式により決まるビット数）と、位置情報符号系列（M系列）の１ビットにより、I相（同相），Q相（直交）の並列データに変換される。変換されたものは、多重化後の送信データシンボルを表す。これに対し、多重化される前の送信データ系列の１又は複数のビットは、多重化される前の送信データシンボルということもできる。次のシンボルタイミングにおいては、多重化される前の送信データ系列の次の１又は複数のビットと、位置情報符号系列（M系列）の次の１ビットが、多重化後の送信データシンボルに変換される。
ここで、位置情報符号系列とは、所定の連続する複数Nビットの配列が全て異なる符号系列であって、受信部３において、この位置情報符号系列の部分である所定の連続する複数Nビットのパターンを検出することにより、シンボルタイミング単位でビット位置（ビットの時間位置）を特定できる符号系列である。詳細は、図２，図３を参照して後述する。
以下の説明では、ディジタル変調方式として、図４を参照して後述する8PSK（8 Phse Shift Keying：8相位相変調）、図５を参照して後述する4QAM（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）（例１）、図６を参照して後述する4QAM（例２）を例示している。
以下の説明では、ディジタル変調方式として、図４を参照して後述する8PSK（8 Phse Shift Keying：8相位相変調）、図５を参照して後述する4QAM（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）（例１）、図６を参照して後述する4QAM（例２）を例示している。
送信データ系列と位置情報符号系列との多重化とは、受信側において、復調されたベースバンドの受信シンボルから、各シンボルタイミングにおいて、送信データ系列と位置情報符号系列とを個別に独立して分離できるように、送信側において、両系列に基づいてシンボルに変換することをいう。
なお、スクランブル技術が周知である。スクランブル技術では、送信信号のスペクトラムを平坦化するために、送信データ系列とM系列とを、それぞれの１，0を１，-1に変換して乗算したものを、そのままベースバンドで、又は、さらにディジタル変調して送信する。このスクランブル技術では、送信データ系列とM系列とが一体化されて送信される。そのため、受信側において、送信側のM系列と受信側の参照用M系列との位相同期をとらなければ、送信データ系列を分離することができない。
なお、スクランブル技術が周知である。スクランブル技術では、送信信号のスペクトラムを平坦化するために、送信データ系列とM系列とを、それぞれの１，0を１，-1に変換して乗算したものを、そのままベースバンドで、又は、さらにディジタル変調して送信する。このスクランブル技術では、送信データ系列とM系列とが一体化されて送信される。そのため、受信側において、送信側のM系列と受信側の参照用M系列との位相同期をとらなければ、送信データ系列を分離することができない。
直並列変換/エンコーダ１３が出力するI相（同相）データ及びQ相（直交）データは、それぞれ、ロールオフフィルタ１６I，１６Qにおいて、所定のシンボル速度に対応した周波数帯域に制限するとともに、帯域制限により符号間干渉が生じないように成形し、変調器１７に出力する。
変調器１７は、乗算器１８，１９、移相器２０、加算器２１からなる。I相データ及びQ相データは、変調器１７においてキャリア信号発生器２２から出力されるキャリア（搬送波）信号と乗算することにより、直交変調される。
変調器１７の出力信号は、D/A変換器２３によってアナログ信号に変換され、アンプ２４によって増幅され、ハイブリッド回路４を介し伝送路２に送出される。
変調器１７は、乗算器１８，１９、移相器２０、加算器２１からなる。I相データ及びQ相データは、変調器１７においてキャリア信号発生器２２から出力されるキャリア（搬送波）信号と乗算することにより、直交変調される。
変調器１７の出力信号は、D/A変換器２３によってアナログ信号に変換され、アンプ２４によって増幅され、ハイブリッド回路４を介し伝送路２に送出される。
PLC端末Bにおいて、伝送路２からハイブリッド回路４を介して受信した信号は、受信部３において、BPF（バンドパスフィルタ）３１を通過し、A/D変換器３２によりディジタル値に変換され復調器３３に出力される。
復調器３３は、乗算器３４，３５、移相器３６からなり、受信信号をキャリア信号３７と乗算することにより直交復調し、I相成分，Q相成分をブラインド等化器３８に出力する。
復調器３３は、乗算器３４，３５、移相器３６からなり、受信信号をキャリア信号３７と乗算することにより直交復調し、I相成分，Q相成分をブラインド等化器３８に出力する。
等化器は、一般に、強制等化の目標となるトレーニング信号（参照信号）を伝送することにより、等化器のタップ利得を制御する。
これに対し、ブラインド等化器３８は、ブラインド等化器３８が出力するシンボルの絶対値と所定の半径値との差の２乗を評価関数とし、この評価関数が最小となるようにタップ利得を制御する（佐藤洋一著「線形等化理論−適応ディジタル信号処理」、丸善株式会社、平成２年５月３１日発行、p.187等を参照）。
従って、このブラインド等化器３８は、上述したトレーニング信号（参照信号）を必要とせず、AGC（自動利得制御）が確立すれば自動的に収束し、特に、シンボルの複数の各信号点が、いずれも同じ半径上にある8PSKや４QAMの場合は、急速に収束する。その結果、伝送障害の少ない時間帯がわずかであっても、この時間帯においては、等化器の出力信号のアイパターンが開き、正確なレベル判定を可能にし、送信データと同じ受信データを取得することができる。
これに対し、ブラインド等化器３８は、ブラインド等化器３８が出力するシンボルの絶対値と所定の半径値との差の２乗を評価関数とし、この評価関数が最小となるようにタップ利得を制御する（佐藤洋一著「線形等化理論−適応ディジタル信号処理」、丸善株式会社、平成２年５月３１日発行、p.187等を参照）。
従って、このブラインド等化器３８は、上述したトレーニング信号（参照信号）を必要とせず、AGC（自動利得制御）が確立すれば自動的に収束し、特に、シンボルの複数の各信号点が、いずれも同じ半径上にある8PSKや４QAMの場合は、急速に収束する。その結果、伝送障害の少ない時間帯がわずかであっても、この時間帯においては、等化器の出力信号のアイパターンが開き、正確なレベル判定を可能にし、送信データと同じ受信データを取得することができる。
位相シフト/レベル判定部３９は、ブラインド等化器３８が出力するI相成分、Q相成分の等化器出力信号を、それぞれ個別に、シンボルタイミングにおいて、閾値と比較することにより、等化器出力信号が、信号点の所定範囲内にあるか否かをレベル判定する。
位相シフト/レベル判定部３９は、加えて、キャリア信号３７を基準とした等化器出力信号の位相が、送信側におけるキャリア信号２２を基準とした送信信号の位相と一致していないときに、等化器の出力信号を位相シフト、言い換えれば位相回転させる。
位相シフト/レベル判定部３９は、加えて、キャリア信号３７を基準とした等化器出力信号の位相が、送信側におけるキャリア信号２２を基準とした送信信号の位相と一致していないときに、等化器の出力信号を位相シフト、言い換えれば位相回転させる。
スロット同期部４０は、例えば、位置情報符号系列検出器４１、フリーラン・カウンタ４２、同期判定部４３により構成される。
位置情報符号系列検出器４１は、ブラインド等化器３８が出力するベースバンドの受信信号を入力し、位置情報符号系列を分離して検出する。
位置情報符号系列検出器４１は、送信側の位置情報符号系列発生器１４が出力する位置情報符号系列と同一の位置情報符号系列を参照符号系列として使用し、位置情報符号系列を検出する。
この位置情報符号系列検出器４１の具体的な動作については、図７〜図１０を参照して後述することとして、ここでは、機能の概要を説明する。
位置情報符号系列検出器４１は、ブラインド等化器３８が出力するベースバンドの受信信号を入力し、位置情報符号系列を分離して検出する。
位置情報符号系列検出器４１は、送信側の位置情報符号系列発生器１４が出力する位置情報符号系列と同一の位置情報符号系列を参照符号系列として使用し、位置情報符号系列を検出する。
この位置情報符号系列検出器４１の具体的な動作については、図７〜図１０を参照して後述することとして、ここでは、機能の概要を説明する。
位置情報符号系列検出器４１は、受信信号の信号点配置（ベースバンド信号となった各シンボルの信号点の配置）について複数の場合を想定し、想定した信号点配置の複数の場合のそれぞれについて、前記受信信号から、前記位置情報符号系列の判定系列を分離し、分離した位置情報符号系列の判定系列の一部分（Nビット）の配列（パターン）と、前記位置情報符号系列と同一の参照符号系列の一部分の配列とを、前記シンボルタイミングを単位として比較した結果、一致の連続検出回数、言い換えれば、一致するシンボル期間の連続長さに基づいて、想定した信号点配置の複数の場合のうち、最も確からしい信号点配置を選択し、選択した信号点配置を前提として分離した位置情報符号系列の判定系列に基づいて、位置情報符号系列を構成するビットの順序番号、言い換えれば、多重化された送信データシンボルの順序番号を検出する。その結果、１データフレーム内の各スロットの位置がわかる。また、この位置情報符号系列と多重化されていた送信データ系列の送信データについても、その１データフレーム内における位置がわかる。
非定常な伝送障害がある伝送路２においては、位置情報符号系列の全てのビットを誤りなく検出することは難しい。しかし、位置情報符号系列は、送信側の位置情報符号系列発生器１４の説明で触れたように、所定の連続する複数ビットのパターンを検出することさえできれば、位置情報符号系列を構成するビットの位置（時間的位置）を特定できるため、位置情報符号系列を部分的に検出することができる。
部分的にでも検出された位置情報符号系列を、位相シフト/レベル判定部３９に出力し、送信データ系列を等化された受信信号から分離する。
位置情報符号系列検出器４１は、また、一致の連続検出回数（一致するシンボル期間の連続長さ）が所定値以上であるとき、言い換えれば、順序番号を所定以上のシンボルにわたって連続して検出しているとき、この順序番号をフリーラン・カウンタ４２及び同期判定部４３に出力する。
フリーラン・カウンタ４２は、受信側のシンボルタイミングを計数して出力するとともに、位置情報符号系列検出器４１が出力した順序番号を強制的にセットすることにより、送信側の送信データの位置を表す順序番号との同期をとる。
順序番号の最初の番号が、１データフレームの先頭のシンボルタイミングを表す。
一方、位置情報符号系列検出器４１が、順序番号を出力していないときは、シンボルタイミングで計数を続けることにより順序番号を出力する。
フリーラン・カウンタ４２は、また、同期タイミング（シンボルタイミング）、スロット番号を出力する。
同期判定部４３は、位置情報符号系列検出器４１の出力（送信側の順序番号）とフリーラン・カウンタ４２が出力する順序番号とを比較し、両者が不一致のときは、スロットを単位として、同期誤り信号を伝送制御処理部１５に出力する。
位置情報符号系列検出器４１は、また、一致の連続検出回数（一致するシンボル期間の連続長さ）が所定値以上であるとき、言い換えれば、順序番号を所定以上のシンボルにわたって連続して検出しているとき、この順序番号をフリーラン・カウンタ４２及び同期判定部４３に出力する。
フリーラン・カウンタ４２は、受信側のシンボルタイミングを計数して出力するとともに、位置情報符号系列検出器４１が出力した順序番号を強制的にセットすることにより、送信側の送信データの位置を表す順序番号との同期をとる。
順序番号の最初の番号が、１データフレームの先頭のシンボルタイミングを表す。
一方、位置情報符号系列検出器４１が、順序番号を出力していないときは、シンボルタイミングで計数を続けることにより順序番号を出力する。
フリーラン・カウンタ４２は、また、同期タイミング（シンボルタイミング）、スロット番号を出力する。
同期判定部４３は、位置情報符号系列検出器４１の出力（送信側の順序番号）とフリーラン・カウンタ４２が出力する順序番号とを比較し、両者が不一致のときは、スロットを単位として、同期誤り信号を伝送制御処理部１５に出力する。
デコーダ/並直列変換部４４は、レベル判定後のI相データ、Q相データをディジタル変調方式の規則に応じて、直列データに変換する。この直列データの中から、送信データはデータバッファ４５に出力し、送信データと冗長ビットは、誤り検出部４６に出力する。スロット同期シンボルSを付加している場合、これを位相シフト/レベル判定部３９に出力し、キャリア信号発生部３７のキャリア信号と、送信側のキャリア信号発生部２２のキャリア信号との位相不一致を解消するために、位相シフト/レベル判定部３９において、ブラインド等化器３８が出力する受信信号の信号点配置を位相シフト（位相回転）させる。
誤り検出部４６は、送信データと冗長ビットとを用いて、スロット単位で誤り検出を行い、誤りを検出したときは、データ誤り信号をスロット単位で伝送制御処理部１５に出力する。
PLC端末Aの伝送制御処理部１５とPLC端末Bの伝送制御処理部１５とは、信頼性のないスロットの送信データについて、選択的ARQ制御を行い、最終的に信頼性のある送信データを組み立てて、データバッファ４５から図示しない利用装置に出力する。
PLC端末Aの伝送制御処理部１５とPLC端末Bの伝送制御処理部１５とは、信頼性のないスロットの送信データについて、選択的ARQ制御を行い、最終的に信頼性のある送信データを組み立てて、データバッファ４５から図示しない利用装置に出力する。
この選択的ARQ制御は、OSI（Open Systems Interconnection）モデルのデータリンク層の内、MAC（Media Access Control）層の技術である。
伝送障害の少ない時間帯に受信されたデータは、できる限り正確であってほしい。もし、この受信データの信頼性が低ければ、誤り訂正が必要になり、本発明の意義が失われる。本発明では、送信データを短いスロット単位（例：24ビット）の送信データ系列にして送信する。このスロットの信頼性を評価して、ほとんど100％正しい（accept）、正しいと思われるが保留（suspend）、誤り（reject）に分類する。
通信制御のコマンド伝送や高い信頼性が要求される伝送では、acceptのデータだけをMAC層に上げ、MAC層に対し、rejectとsuspendのデータについて選択的ARQを実行させる。その他の場合、例えば、音声信号や画像信号の場合は、acceptとsuspendのデータをMAC層に上げて、rejectのデータについて選択的ARQを実行する。
伝送障害の少ない時間帯に受信されたデータは、できる限り正確であってほしい。もし、この受信データの信頼性が低ければ、誤り訂正が必要になり、本発明の意義が失われる。本発明では、送信データを短いスロット単位（例：24ビット）の送信データ系列にして送信する。このスロットの信頼性を評価して、ほとんど100％正しい（accept）、正しいと思われるが保留（suspend）、誤り（reject）に分類する。
通信制御のコマンド伝送や高い信頼性が要求される伝送では、acceptのデータだけをMAC層に上げ、MAC層に対し、rejectとsuspendのデータについて選択的ARQを実行させる。その他の場合、例えば、音声信号や画像信号の場合は、acceptとsuspendのデータをMAC層に上げて、rejectのデータについて選択的ARQを実行する。
PLC端末Ｂの伝送制御処理部１５は、同期判定部４３から出力される同期誤り信号、フリーラン・カウンタ４２から出力されるスロット番号、及び、誤り検出部４６から出力されるデータ誤り信号を入力して、送信データの信頼性判定を行い、信頼性がないときは、PLC端末Ｂの送信部１に対し、信頼性のないスロットの送信データについて再送を要求する伝送制御信号（NACK）を、送信データ系列に挿入し、PLC端末Ａに送信する。
PLC端末ＡがPLC端末Ｂの送信部１から再送の要求があった場合は、この信頼性がないとされたスロットの送信データを、送信部１内のデータバッファ１１から抽出し、スロット番号とともに、再度、PLC端末Ｂに送信する。
PLC端末Ａから再送があったとき、再送された受信データに信頼性があった場合は、この再送された受信データのスロット番号を参照して、データバッファ４５内の、同じスロット番号が付された信頼性のないスロットの受信データと置き換える。
PLC端末Ａから再送があったとき、再送された受信データに信頼性があった場合は、この再送された受信データのスロット番号を参照して、データバッファ４５内の、同じスロット番号が付された信頼性のないスロットの受信データと置き換える。
図１を参照したスロット同期伝送システムにおいては、位置情報符号系列を多重化して伝送し、位置情報符号系列を部分的にでも検出することにより、１データフレーム内の各スロットの開始タイミングが推定できる。また、送信データが、１データフレームのどのスロット、どのシンボル位置にあるかも分かるので、信頼性のない受信データの位置が、スロット番号等により、確定できるから、選択的な再送訂正ができる。
図２は、図１の実施形態において使用する位置情報符号系列（M系列）の性質を示す説明図である。説明を簡単にするため、位置情報符号系列として、短周期のM系列について説明する。
図２（ａ）は、M系列生成器の具体例である。
M系列生成器は、LFSR（線形帰還シフトレジスタ）であって、このシフトレジスタの段数を所定の段数としたときに、最大周期のPN（疑似乱数）系列となるものがM系列（Maximum length code）である。
図示の例では、N＝4段（Nは正の整数）の線形帰還シフトレジスタ（LFSR）において、出力端子のタップを0としたとき、タップ0、タップ3が帰還タップとなり、帰還タップの出力が排他的加算されて、入力端子であるタップ４に入力される。
図２（ａ）は、M系列生成器の具体例である。
M系列生成器は、LFSR（線形帰還シフトレジスタ）であって、このシフトレジスタの段数を所定の段数としたときに、最大周期のPN（疑似乱数）系列となるものがM系列（Maximum length code）である。
図示の例では、N＝4段（Nは正の整数）の線形帰還シフトレジスタ（LFSR）において、出力端子のタップを0としたとき、タップ0、タップ3が帰還タップとなり、帰還タップの出力が排他的加算されて、入力端子であるタップ４に入力される。
図２（ｂ）は、図２（ａ）のM系列生成部により生成されるM系列の具体例である。M系列の周期L＝2N−1＝24−1＝15である。
M系列の性質の１つとして、連続するN＝4ビットの配列は、どこをとっても全て異なることが知られている。すなわち、M系列を、その１周期＝15にわたって、１ビットずつ、ずらせて、連続するN＝4ビットを識別する（言い換えれば、N＝4ビットの窓を通して識別する）（２周期目にまたがって識別する）と、全て異なるパターンが識別される。
この全て異なるパターンとは、２値４桁の組合せからオール0を除いたものである。
従って、上述したN＝4ビット窓で識別されたパターンが、M系列の１周期中における一部分に識別できれば、識別した窓の位置、すなわち、M系列の１周期の先頭から何番目のビット位置であるかが確定される。
M系列の性質の１つとして、連続するN＝4ビットの配列は、どこをとっても全て異なることが知られている。すなわち、M系列を、その１周期＝15にわたって、１ビットずつ、ずらせて、連続するN＝4ビットを識別する（言い換えれば、N＝4ビットの窓を通して識別する）（２周期目にまたがって識別する）と、全て異なるパターンが識別される。
この全て異なるパターンとは、２値４桁の組合せからオール0を除いたものである。
従って、上述したN＝4ビット窓で識別されたパターンが、M系列の１周期中における一部分に識別できれば、識別した窓の位置、すなわち、M系列の１周期の先頭から何番目のビット位置であるかが確定される。
このような連続するNビットパターンがすべて異なる性質を備えた有限長の2値符号系列は、従来、長さや角度の絶対位置を光学的に検出する測定器（アブソリュート・エンコーダ）において、縞模様トラックとして用いられている。
上述した連続するNビットパターンがすべて異なる性質を備えた有限長の2値符号系列は、典型的な例はM系列であるが、M系列の他にも存在する。有限長の全ての2値符号系列の中から、このような性質を有する符号系列を探索することができる。本発明者等は、上述した性質を持つ符号系列を「位置情報符号系列」と呼んでいる。
ここで、位置情報とは、シンボルやデータビットの位置であり、時間位置（時刻）ということもできる。
上述した連続するNビットパターンがすべて異なる性質を備えた有限長の2値符号系列は、典型的な例はM系列であるが、M系列の他にも存在する。有限長の全ての2値符号系列の中から、このような性質を有する符号系列を探索することができる。本発明者等は、上述した性質を持つ符号系列を「位置情報符号系列」と呼んでいる。
ここで、位置情報とは、シンボルやデータビットの位置であり、時間位置（時刻）ということもできる。
図２（ｃ）は、M系列とデータフレーム、スロット、送信データ系列との対応関係の説明図である。
図１を参照して説明した実施の形態においては、1スロットの長さをN＝4とし、複数k＝3個のスロットで１データフレームを構成している。図示のM系列は、１周期の長さL＝2N−1＝15ビットである。
従って、１データフレームの長さ＝12＝N×k＜L＝15である。一般的には、N×k≦Lとする。すなわち、データフレームの長さを設計すると、このデータフレームの長さ以上の周期Lを有するM系列を採用する。
ここで、スロット長Nは、M系列において、図２（ｂ）に示したように、連続するN＝4ビットの配列（パターン）が全て異なるという数値である。従って、連続するN＝4ビットの配列を識別することにより、直ちに、スロット番号を識別できる。
図２（ｂ）では、N＝4ビット窓で識別される15種類のパターンと順序番号１〜15とを対応付けるとともに、順序番号1，5，9にスロット番号1，2，3を対応付けている。
図１を参照して説明した実施の形態においては、1スロットの長さをN＝4とし、複数k＝3個のスロットで１データフレームを構成している。図示のM系列は、１周期の長さL＝2N−1＝15ビットである。
従って、１データフレームの長さ＝12＝N×k＜L＝15である。一般的には、N×k≦Lとする。すなわち、データフレームの長さを設計すると、このデータフレームの長さ以上の周期Lを有するM系列を採用する。
ここで、スロット長Nは、M系列において、図２（ｂ）に示したように、連続するN＝4ビットの配列（パターン）が全て異なるという数値である。従って、連続するN＝4ビットの配列を識別することにより、直ちに、スロット番号を識別できる。
図２（ｂ）では、N＝4ビット窓で識別される15種類のパターンと順序番号１〜15とを対応付けるとともに、順序番号1，5，9にスロット番号1，2，3を対応付けている。
M系列の連続するN＝4ビットを識別するためには、3シンボルタイミングの遅れが生じる。そのため、図２（ｃ）の下段に示したように、位置情報符号系列検出器においては、順序番号1〜9、スロット番号1〜3が3シンボルタイミング遅れて検出される。図示の例では、順序番号10〜15については、N＝4ビット窓では検出されることがない。しかし、順序番号9を検出したシンボルタイミングにおいて、先行する３シンボルタイミングまでのビット位置が、第３スロット内の順序番号10〜12に対応することがわかる。
図示の例では、連続するN＝4ビットのパターンとして、「0001」，［1110］，「1011」を識別することにより、直ちに、スロット番号1，2，3を識別できる。
しかし、スロットの長さ（これをJとおく）は、必ずしも連続する相異なるパターンの長さであるNに等しく（J＝N）する必要はない。図２（ｂ）において説明したように、N＝4ビットのパターンが識別されれば、識別されたパターンがM系列の１周期内のどの位置であるかがわかるから、M系列の１周期の開始ビットから何ビット目であるかが識別できる。
一方、１データフレーム内の各スロットの先頭位置と長さJは予め固定されている。従って、スロットの先頭位置がわかるので、スロットを正確に同期して切り出すことができる。この切り出しは、J≠Nであっても矛盾なく行うことができる。
しかし、スロットの長さ（これをJとおく）は、必ずしも連続する相異なるパターンの長さであるNに等しく（J＝N）する必要はない。図２（ｂ）において説明したように、N＝4ビットのパターンが識別されれば、識別されたパターンがM系列の１周期内のどの位置であるかがわかるから、M系列の１周期の開始ビットから何ビット目であるかが識別できる。
一方、１データフレーム内の各スロットの先頭位置と長さJは予め固定されている。従って、スロットの先頭位置がわかるので、スロットを正確に同期して切り出すことができる。この切り出しは、J≠Nであっても矛盾なく行うことができる。
図１に示したスロット同期伝送システムでは、上述したM系列と、送信データ系列とをシンボル単位で多重化してディジタル変調のシンボルを割り当てている。従って、上述したM系列の連続するN＝4のパターンを識別することにより、多重化される前の送信データについても、１データフレームの先頭から何番目のシンボル（ビット）であるかがわかる。
このことは、Jの値に関係しないから、J＝1（1シンボル＝1スロット）とし、1シンボル（ビット）とその位置を表す位置情報符号系列の1ビットとを対にして伝送するシステムの場合にも言える。
このことは、Jの値に関係しないから、J＝1（1シンボル＝1スロット）とし、1シンボル（ビット）とその位置を表す位置情報符号系列の1ビットとを対にして伝送するシステムの場合にも言える。
上述した位置情報符号系列の性質を前提に、実用的な長周期のM系列を用いた具体例を説明する。
図３は、図１の実施形態に使用するM系列と、データフレーム、スロット、送信データ系列との対応関係の説明図である。
図１に示したPLCにおいては、バーストモードでデータを送信する。規格上の制約により、１バーストは、最大許容時間が決められており、伝送休止期間をおいて、次の１バーストを送信しなければならない。
１データフレームを１バーストで伝送する。１データフレームの長さは、最大許容時間内であれば、固定長であっても、可変長であってもよい。従って、１データフレームに含まれるスロットの個数は、固定数であっても、可変数であってもよい。
図３は、図１の実施形態に使用するM系列と、データフレーム、スロット、送信データ系列との対応関係の説明図である。
図１に示したPLCにおいては、バーストモードでデータを送信する。規格上の制約により、１バーストは、最大許容時間が決められており、伝送休止期間をおいて、次の１バーストを送信しなければならない。
１データフレームを１バーストで伝送する。１データフレームの長さは、最大許容時間内であれば、固定長であっても、可変長であってもよい。従って、１データフレームに含まれるスロットの個数は、固定数であっても、可変数であってもよい。
位置情報符号系列として、１データフレームの長さよりも長いものを用いればよいから、許容されるデータフレームの最大の長さよりも長いものを採用すればよい。
図示の例では、位置情報符号系列としてN＝12のM系列を採用し、スロットの長さを、上述したN（相異なる配列が検出される連続ビット数）=12とした例を示す。このM系列の周期L＝２N−１＝4095である。その結果、最大長さのデータフレーム中のスロットの数kは、L÷N＝（２N−１）÷Nの整数部分＝341となり、最大で、Slot1〜Slot341の341個のスロットを含んでいる。このとき、M系列の先頭から、N×k＝4092ビットが、１データフレームに割り当てられる。
図示の例では、位置情報符号系列としてN＝12のM系列を採用し、スロットの長さを、上述したN（相異なる配列が検出される連続ビット数）=12とした例を示す。このM系列の周期L＝２N−１＝4095である。その結果、最大長さのデータフレーム中のスロットの数kは、L÷N＝（２N−１）÷Nの整数部分＝341となり、最大で、Slot1〜Slot341の341個のスロットを含んでいる。このとき、M系列の先頭から、N×k＝4092ビットが、１データフレームに割り当てられる。
上述した位置情報符号系列（M系列）と多重化される送信データ系列において、この実施形態では、各セグメントの先頭に基準位相シンボルSとなるビットを挿入し、各セグメントの最後に誤り検出用冗長シンボルCとなるビットを挿入している。１スロット中の残り10シンボルは、送信データに基づく送信シンボルである。
後述する8PSKにおいては、2ビットの送信データに基づいて1シンボルの送信データが作成され、4QAMにおいては、1ビットの送信データに基づいて1シンボルの送信データが作成される。
上述した基準位相シンボルSは、後述する8PSKの場合に、基準位相を送信側と受信側とで一致させるために使用する。
誤り検出用冗長シンボルCは、１スロット内の送信データに対する誤り検出を行う場合に使用する。
後述する8PSKにおいては、2ビットの送信データに基づいて1シンボルの送信データが作成され、4QAMにおいては、1ビットの送信データに基づいて1シンボルの送信データが作成される。
上述した基準位相シンボルSは、後述する8PSKの場合に、基準位相を送信側と受信側とで一致させるために使用する。
誤り検出用冗長シンボルCは、１スロット内の送信データに対する誤り検出を行う場合に使用する。
図４は、図１に示した実施の形態において採用するディジタル変調の一例として、8PSKを示す説明図である。
図４（ａ）は信号点の配置図、図４（ｂ）は、位置情報符号系列（M系列）のビット及び送信データと送信シンボルの信号点配置との対応関係を示すシンボルマップである。
図４（ａ）に示すように、信号点は（0）〜（7）の8点であり、その絶対値が等しい。M系列のビット＝0のときは黒丸の信号点の１つに対応し、M系列のビット＝1のときは白丸の信号点の１つに対応する。
図４（ｃ）に示すように、M系列のビット＝0のときは奇数番号の信号点に対応する。図４（ｄ）に示すように、M系列のビット＝1のときは偶数番号の信号点に対応する。いずれの信号点配置も、4QAMの信号点配置となる。図中、各信号点に［0,0］のように記載したものは、対応する2ビットの送信データを示す。
図４（ａ）は信号点の配置図、図４（ｂ）は、位置情報符号系列（M系列）のビット及び送信データと送信シンボルの信号点配置との対応関係を示すシンボルマップである。
図４（ａ）に示すように、信号点は（0）〜（7）の8点であり、その絶対値が等しい。M系列のビット＝0のときは黒丸の信号点の１つに対応し、M系列のビット＝1のときは白丸の信号点の１つに対応する。
図４（ｃ）に示すように、M系列のビット＝0のときは奇数番号の信号点に対応する。図４（ｄ）に示すように、M系列のビット＝1のときは偶数番号の信号点に対応する。いずれの信号点配置も、4QAMの信号点配置となる。図中、各信号点に［0,0］のように記載したものは、対応する2ビットの送信データを示す。
図４（ｃ）の左に示すM系列のビット＝0での信号点配置を＋135度位相シフトすると、図４（ｃ）の右に示すM系列のビット＝1での信号点配置となる。その結果、個々の信号点についても、M系列のビット＝1のときの信号点は、M系列のビット＝0のときの信号点から135度の位相シフトをしている。
この位相シフトの角度は、位相シフトによって、元の信号点配置と重ならない限り任意の角度、例えば＋45度、又は、-45度でもよい。しかし、±180度に近いほど、多重化した後の送信信号のスペクトルが、送信データ系列のスペクトル（送信データに同値の連続が生じていると、スペクトルが集中する）に依存しなくなる。すなわち、位置情報符号系列のランダム性によって送信データ系列のスペクトルが平坦になるから、伝送チャネルの不均一な周波数特性の影響を受けにくくなる。従って、135度に代えて、−135度の位相シフトをしてもよい。
この位相シフトの角度は、位相シフトによって、元の信号点配置と重ならない限り任意の角度、例えば＋45度、又は、-45度でもよい。しかし、±180度に近いほど、多重化した後の送信信号のスペクトルが、送信データ系列のスペクトル（送信データに同値の連続が生じていると、スペクトルが集中する）に依存しなくなる。すなわち、位置情報符号系列のランダム性によって送信データ系列のスペクトルが平坦になるから、伝送チャネルの不均一な周波数特性の影響を受けにくくなる。従って、135度に代えて、−135度の位相シフトをしてもよい。
上述した8PSKの場合、送信データの２ビットの値に対し、4QAMの信号点配置を割り当てるとともに、位置情報符号系列の１ビットの値に対し、上述した信号点配置をそのまま、又は、信号点が重ならない位相シフトをしている。
ディジタル変調は、上述した8PSKに限られるものではない。送信データの１又は複数のビットに対して割り当てた信号点配置を、位置情報符号系列の１ビットの値に対し、上述した信号点配置をそのままにするか、又は、この信号点配置に対し位相シフトした信号点配置とする。位相シフトは、180度に近い値とすることが好ましい。
なお、送信シンボルの信号点配置は、キャリア信号に対して位相が固定されていれば、図示の信号点配置の全体を位相シフト（位相回転、例えば、22.5度）させた信号点配置であってもよい。
ディジタル変調は、上述した8PSKに限られるものではない。送信データの１又は複数のビットに対して割り当てた信号点配置を、位置情報符号系列の１ビットの値に対し、上述した信号点配置をそのままにするか、又は、この信号点配置に対し位相シフトした信号点配置とする。位相シフトは、180度に近い値とすることが好ましい。
なお、送信シンボルの信号点配置は、キャリア信号に対して位相が固定されていれば、図示の信号点配置の全体を位相シフト（位相回転、例えば、22.5度）させた信号点配置であってもよい。
従来知られているディジタル変調方式の信号点配置、例えば、4QAM、16QAM等において、信号点を２つの同個数のグループに２分割し、第１，第２のグループのそれぞれが、位置情報符号系列の値に応じた第１，第２の信号点配置を構成し、第１の信号点配置を位相シフトすると、第２の信号点配置に一致するようにすればよい。
図５は、図１に示した実施の形態において採用するディジタル変調の一例として、第１の4QAM（例１）を示す説明図である。
図５（ａ）は信号点の配置図、図５（ｂ）は、位置情報符号系列（M系列）のビット及び送信データと送信シンボルの信号点配置との対応関係を示すシンボルマップである。全体として4QAMの信号点配置（0）〜（3）となる。
図５（ｃ）に示すように、M系列の値に応じて、2PSKの信号点配置（0），（2）そのままにするか、又は、この配置に対し＋90度位相シフトした信号点配置とする。
この具体例においても、送信シンボルの信号点配置は、キャリア信号に対して位相が固定されていれば、図示の信号点配置の全体を位相シフト（位相回転、例えば、45度）させた信号点配置であってもよい。
図５（ａ）は信号点の配置図、図５（ｂ）は、位置情報符号系列（M系列）のビット及び送信データと送信シンボルの信号点配置との対応関係を示すシンボルマップである。全体として4QAMの信号点配置（0）〜（3）となる。
図５（ｃ）に示すように、M系列の値に応じて、2PSKの信号点配置（0），（2）そのままにするか、又は、この配置に対し＋90度位相シフトした信号点配置とする。
この具体例においても、送信シンボルの信号点配置は、キャリア信号に対して位相が固定されていれば、図示の信号点配置の全体を位相シフト（位相回転、例えば、45度）させた信号点配置であってもよい。
図６は、図１に示した実施の形態において採用するディジタル変調の一例として、第２の4QAM（例２）を示す説明図である。
図６（ａ）は信号点の配置図、図６（ｂ）は、位置情報符号系列（M系列）のビット及び送信データと送信シンボルの信号点配置との対応関係を示すシンボルマップである。全体として4QAMの信号点配置（0）〜（3）となる。
図６（ｃ）に示すように、90度の位相差を有する変則的2PSKの信号点配置（3），（2）を、M系列の値に応じて、そのままにするか、又は、180度の位相シフトした信号点配置とする。
図６（ａ）は信号点の配置図、図６（ｂ）は、位置情報符号系列（M系列）のビット及び送信データと送信シンボルの信号点配置との対応関係を示すシンボルマップである。全体として4QAMの信号点配置（0）〜（3）となる。
図６（ｃ）に示すように、90度の位相差を有する変則的2PSKの信号点配置（3），（2）を、M系列の値に応じて、そのままにするか、又は、180度の位相シフトした信号点配置とする。
図示の例では、M系列のビットの値に応じて、信号点配置が、Q軸に対称であるが、M系列のビットの値に応じて、信号点配置が、I軸に対称となる信号点配置であってもよい。
この4QAM（例２）は、送信データの１ビットの値に応じて、90度の角度をなす２つの信号点の一方を割り当てるとともに、M系列の１ビットの値に応じて、送信データの１ビットの値に応じて割り当てた信号点をそのままにするか、又は、この信号点に180度の位相シフトをした信号点とする場合の典型例である。
この4QAM（例２）は、送信データの１ビットの値に応じて、90度の角度をなす２つの信号点の一方を割り当てるとともに、M系列の１ビットの値に応じて、送信データの１ビットの値に応じて割り当てた信号点をそのままにするか、又は、この信号点に180度の位相シフトをした信号点とする場合の典型例である。
図６に示した第２の4QAM（例２）は、図５に示した第１の4QAM（例１）に比べ、M系列の値に応じて、180度の位相シフトをするので、図４に示す8PSKについて説明したように、スペクトルが平坦になるという効果がある。
また、非対称のPSK変調であるため、4QAMシンボルのいわゆる「90度任意性」問題を回避できる。そのため、図９、図１０を参照して後述するように、スロット同期シンボルSをスロット先頭に付加しなくてもよい。その結果、送信シンボルを１シンボル増やすことができる。
また、非対称のPSK変調であるため、4QAMシンボルのいわゆる「90度任意性」問題を回避できる。そのため、図９、図１０を参照して後述するように、スロット同期シンボルSをスロット先頭に付加しなくてもよい。その結果、送信シンボルを１シンボル増やすことができる。
図７は、図１に示したブラインド等化器３８に後続するブロックにおける受信動作について、第１の具体例を示すフローチャートである。上述した動作は、ハードウエアロジック、又は、プログラムを用いて、端末に組み込んだコンピュータに実行させることができる。
この第１の具体例は、図３のデータフレーム構成及びM系列、図４の8PSKディジタル変調方式を採用したものである。
この第１の具体例は、図３のデータフレーム構成及びM系列、図４の8PSKディジタル変調方式を採用したものである。
図８は、図７に示したフローチャートの処理過程の説明図である。等化された受信信号が、送信された8PSKと位相の偶奇が合致する場合の具体例について示す。
図８（ａ）は、等化された受信信号の信号点位置を示す信号点配置図である。
図８（ｂ）は、M系列のビット＝1のとき、8PSKの信号点配置を、4QAMの信号点配置へ変換する処理の説明図である。
図８（ｃ）は、等化された受信信号の絶対位相を、スロットの先頭に付加された基準位相シンボルSにより確定させた後の信号点配置図である。
図８（ａ）は、等化された受信信号の信号点位置を示す信号点配置図である。
図８（ｂ）は、M系列のビット＝1のとき、8PSKの信号点配置を、4QAMの信号点配置へ変換する処理の説明図である。
図８（ｃ）は、等化された受信信号の絶対位相を、スロットの先頭に付加された基準位相シンボルSにより確定させた後の信号点配置図である。
図７において、Ｓ１０１〜Ｓ１１０のステップは、図１に示した位置情報符号系列検出器４１の機能に対応する。
図１に示した復調器３３によりディジタル復調され、I相成分，Q相成分のベースバンド信号は、ブラインド等化器３８により等化された受信信号となる。
Ｓ１０１において、等化された受信信号のI相成分とQ相成分とをレベル判定（シンボル信号点の判定）する。もし、ブラインド等化のアイパターンが開いていれば、8PSK信号の偶数番の信号点であるか、奇数番の信号点であるかが識別できる。偶数位相の信号点、奇数位相の信号点のいずれとも判定できないときには、後述する判定系列１，判定系列２のいずれも取得されないから、以下のＳ１０２〜Ｓ１１０の処理が行われない。
図１に示した復調器３３によりディジタル復調され、I相成分，Q相成分のベースバンド信号は、ブラインド等化器３８により等化された受信信号となる。
Ｓ１０１において、等化された受信信号のI相成分とQ相成分とをレベル判定（シンボル信号点の判定）する。もし、ブラインド等化のアイパターンが開いていれば、8PSK信号の偶数番の信号点であるか、奇数番の信号点であるかが識別できる。偶数位相の信号点、奇数位相の信号点のいずれとも判定できないときには、後述する判定系列１，判定系列２のいずれも取得されないから、以下のＳ１０２〜Ｓ１１０の処理が行われない。
ここで、送信された8PSK信号に対する受信信号の位相について、可能性のある、第１の信号点配置と第２の信号点配置を想定する。
第１の信号点配置とは、送信された8PSKと等化された受信信号の位相の偶奇が合致した信号点配置である。これに対し、第２の信号点配置とは、送信された8PSKと等化された受信信号の位相の偶奇が逆になった信号点配置である。
第１の信号点配置を想定した場合について、Ｓ１０２〜Ｓ１０５において位置情報符号系列（M系列）の検出処理を行い、第２の信号点配置を想定した場合について、Ｓ１０６〜Ｓ１０９において位置情報符号系列（M系列）の検出処理を行う。Ｓ１０２〜Ｓ１０５とＳ１０６〜Ｓ１０９とは、時分割多重処理等により同時に実行する。
第１の信号点配置とは、送信された8PSKと等化された受信信号の位相の偶奇が合致した信号点配置である。これに対し、第２の信号点配置とは、送信された8PSKと等化された受信信号の位相の偶奇が逆になった信号点配置である。
第１の信号点配置を想定した場合について、Ｓ１０２〜Ｓ１０５において位置情報符号系列（M系列）の検出処理を行い、第２の信号点配置を想定した場合について、Ｓ１０６〜Ｓ１０９において位置情報符号系列（M系列）の検出処理を行う。Ｓ１０２〜Ｓ１０５とＳ１０６〜Ｓ１０９とは、時分割多重処理等により同時に実行する。
Ｓ１０２において、Ｓ１０１におけるレベル判定結果から、第１の信号点配置を想定した位置情報符号系列の判定系列１を取得する。
図８（ａ）の左図に示すように、二重丸を付している偶数位相（0度、90度、180度、270度）のいずれかのときは、“1”、奇数位相（45度、135度、225度、315度）のいずれかのときは“0”となる判定系列１を出力する。
一方、Ｓ１０６においては、Ｓ１０１におけるレベル判定結果から、第２の信号点配置を想定した位置情報符号系列の判定系列２を取得する。図８（ａ）の右図に示すように、二重丸を付している奇数位相（45度、135度、225度、315度）のいずれかのときは“1”、偶数位相（0度、90度、180度、270度）のいずれかのときは“0”となる判定系列２を出力する。
なお、判定系列１と判定系列２とは相補的であるから、一方の判定系列の“0”と“1”とを反転させれば他方の判定系列が得られる。
図８（ａ）の左図に示すように、二重丸を付している偶数位相（0度、90度、180度、270度）のいずれかのときは、“1”、奇数位相（45度、135度、225度、315度）のいずれかのときは“0”となる判定系列１を出力する。
一方、Ｓ１０６においては、Ｓ１０１におけるレベル判定結果から、第２の信号点配置を想定した位置情報符号系列の判定系列２を取得する。図８（ａ）の右図に示すように、二重丸を付している奇数位相（45度、135度、225度、315度）のいずれかのときは“1”、偶数位相（0度、90度、180度、270度）のいずれかのときは“0”となる判定系列２を出力する。
なお、判定系列１と判定系列２とは相補的であるから、一方の判定系列の“0”と“1”とを反転させれば他方の判定系列が得られる。
図８に示した具体例は、等化された受信信号が、送信された8PSKと位相の偶奇が合致する場合の具体例である。
この具体例では、図８（ａ）の左図において判定系列１を取得すると、M系列のビットパターンが検出される。すなわち、等化された受信信号から、送信信号系列に多重化されていた位置情報符号系列（M系列）が分離される。
これに対し、図８（ｂ）の右図において判定系列２を取得しても、M系列のビットパターンが検出されない。
この具体例では、図８（ａ）の左図において判定系列１を取得すると、M系列のビットパターンが検出される。すなわち、等化された受信信号から、送信信号系列に多重化されていた位置情報符号系列（M系列）が分離される。
これに対し、図８（ｂ）の右図において判定系列２を取得しても、M系列のビットパターンが検出されない。
Ｓ１０３において、判定系列１から連続する１２ビットを抽出する。すなわち、判定系列１を、順番に１２ビットの窓から識別する。
Ｓ１０４において、コード表を参照し、連続する１２ビットに対応する順序番号（連番ともいう）を読み出す。
ここで、コード表とは、位置情報符号系列（M系列）を、順番に１２ビットの窓で識別したときの配列（ビットパターン）と、その順序番号を並べた表である。順序番号は、位置情報符号系列（M系列）の１周期における、先頭ビットからの順序を示す番号である。コード表にない配列（ビットパターン）があれば（例えば、M系列の１周期中、使用していない系列が予めわかっている場合において、使用していない系列に含まれる配列）、順序番号＝0を出力する。
Ｓ１０４の処理は、位置情報符号系列の連続するNビットの配列と、位置情報符号の参照符号系列の連続するNビットの配列とを、シンボルタイミングを単位として比較することに相当する。
なお、図２（ｂ）に示したM系列の４ビットパターンには、順序番号を付している。
Ｓ１０４において、コード表を参照し、連続する１２ビットに対応する順序番号（連番ともいう）を読み出す。
ここで、コード表とは、位置情報符号系列（M系列）を、順番に１２ビットの窓で識別したときの配列（ビットパターン）と、その順序番号を並べた表である。順序番号は、位置情報符号系列（M系列）の１周期における、先頭ビットからの順序を示す番号である。コード表にない配列（ビットパターン）があれば（例えば、M系列の１周期中、使用していない系列が予めわかっている場合において、使用していない系列に含まれる配列）、順序番号＝0を出力する。
Ｓ１０４の処理は、位置情報符号系列の連続するNビットの配列と、位置情報符号の参照符号系列の連続するNビットの配列とを、シンボルタイミングを単位として比較することに相当する。
なお、図２（ｂ）に示したM系列の４ビットパターンには、順序番号を付している。
Ｓ１０５において、順序番号の連続検出回数がn回（nは正の整数、例えば、n＝8とする）を超えたか否か、言い換えれば、位置情報符号系列のNビットの配列と、位置情報符号系列の参照符号系列との一致が連続して検出される回数（一致が連続する期間の長さ）を判定する。超えたときはyesを出力し、超えないときはnoを出力する。
Ｓ１０７〜Ｓ１０９は、Ｓ１０３〜Ｓ１０５と同様の処理である。
Ｓ１１０において、Ｓ１０５又はＳ１０９のうち、最初にyesを出力した判定系列１又は判定系列２を選択する。この選択したyesの判定系列が出力する順序番号（Ｓ１０４又はＳ１０８で出力されている）を取得する。
すなわち、一致検出が連続する回数に基づいて、想定された信号点配置のうち最も確からしい信号点配置を前提として分離された判定系列を選択し、選択した判定系列に基づいて、順序番号を検出する。このNビット連続パターンの一致の連続性は、非常に強い意味の誤り検出である。
Ｓ１０７〜Ｓ１０９は、Ｓ１０３〜Ｓ１０５と同様の処理である。
Ｓ１１０において、Ｓ１０５又はＳ１０９のうち、最初にyesを出力した判定系列１又は判定系列２を選択する。この選択したyesの判定系列が出力する順序番号（Ｓ１０４又はＳ１０８で出力されている）を取得する。
すなわち、一致検出が連続する回数に基づいて、想定された信号点配置のうち最も確からしい信号点配置を前提として分離された判定系列を選択し、選択した判定系列に基づいて、順序番号を検出する。このNビット連続パターンの一致の連続性は、非常に強い意味の誤り検出である。
Ｓ１１１において、図１のフリーラン・カウンタ４２の値を、選択した判定系列の出力する順序番号に合わせる。その結果、位置情報符号系列（M系列）検出部４１が出力する順序番号をセットすることにより、送信側の順序番号との同期をとる。
Ｓ１１２において、選択した判定系列のビット（すなわち、M系列のビット）が１のときは、図８（ｂ）に示すように、等化された受信信号を−135°位相シフトする。
この処理は、8PSKの信号配置を4QAMの信号配置に変換して、後続するデコーダ/並直列変換部４４を4QAMのデコーダで実現できるようにするための処理である。
Ｓ１１２において、選択した判定系列のビット（すなわち、M系列のビット）が１のときは、図８（ｂ）に示すように、等化された受信信号を−135°位相シフトする。
この処理は、8PSKの信号配置を4QAMの信号配置に変換して、後続するデコーダ/並直列変換部４４を4QAMのデコーダで実現できるようにするための処理である。
M系列が分離されるだけでは、ディジタル変調信号の信号位相が送信側と受信側とで一致するとは限らない。９０度の角度差で４つの可能性がある。そのため、図８（ｃ）に示されるように、送信側でスロットの先頭シンボルを基準位相シンボルSとして送信しておく。スロットの先頭シンボルの位置は、上述した順序番号から識別できるから、このときのシンボル信号点が基準位相、すなわち、第１象限の(1)になるように位相シフトする。
Ｓ１１３において上述した処理を実行する。スロットの切り出しタイミングの位置が基準位相シンボルSになるようにスロット内の受信信号の全体を位相シフト（位相回転）し、受信データ系列（受信データ及び冗長ビット）を取得する。
Ｓ１１３において上述した処理を実行する。スロットの切り出しタイミングの位置が基準位相シンボルSになるようにスロット内の受信信号の全体を位相シフト（位相回転）し、受信データ系列（受信データ及び冗長ビット）を取得する。
上述したＳ１１２，Ｓ１１３の処理は、図１における位相シフト/レベル判定部３９の機能の一部である。
上述したＳ１１２における−135°位相シフトは、送信側の位相シフト135度の位相シフトに呼応するものであるが、45度の奇数倍であっても構わない。なぜなら、Ｓ１１３においても、基準位相シンボルSに基づいて位相シフトをするからである。
なお、位相シフト/レベル判定部３９において位相シフトをすることなく、デコーダ/並直列変換部４４において、選択した判定系列のビット（M系列のビット）の値、スロットの先頭シンボルの位置の基準位相に基づいて、図４（ｂ）に示した8PSKのシンボルマップを参照して送信データのデコードをしてもよい。
上述したＳ１１２における−135°位相シフトは、送信側の位相シフト135度の位相シフトに呼応するものであるが、45度の奇数倍であっても構わない。なぜなら、Ｓ１１３においても、基準位相シンボルSに基づいて位相シフトをするからである。
なお、位相シフト/レベル判定部３９において位相シフトをすることなく、デコーダ/並直列変換部４４において、選択した判定系列のビット（M系列のビット）の値、スロットの先頭シンボルの位置の基準位相に基づいて、図４（ｂ）に示した8PSKのシンボルマップを参照して送信データのデコードをしてもよい。
図８を参照して説明した具体例は、等化された受信信号が、送信された8PSKと位相の偶奇が合致する場合のものであった。これに対し、送信された8PSKと位相の偶奇が一致しない場合は、図８（ａ）の右側に示した、第２の信号点配置を想定した場合に、判定系列２においてM系列ビットパターンが検出されることとなり、図７のＳ１０６〜Ｓ１０９の処理を経て、Ｓ１１０は、判定系列２を選択することになる。
Ｓ１１４において、スロット（12シンボル）毎に、冗長シンボルC（２ビットの冗長ビット）を用いて誤り検出をする。この処理は、図１の誤り検出部４６に対応する。
Ｓ１１５において、フリーラン・カウンタ４２の値と、位置情報符号系列検出器４１が出力する、選択した判定系列の出力する順序番号とを比較する。この処理は、図１の同期判定部４３に対応する。
Ｓ１１５において、フリーラン・カウンタ４２の値と、位置情報符号系列検出器４１が出力する、選択した判定系列の出力する順序番号とを比較する。この処理は、図１の同期判定部４３に対応する。
Ｓ１１６は、図１の伝送制御処理部１５が実行する機能の一つであり、スロットを単位として、受信データの信頼性を判定する。
誤り検出ＯＫ（データ誤り無し）＆フリーラン・カウンタの値＝選択した判定系列の出力する「順序番号」（同期誤りなし）の場合は、「accept（真）」と判定する。この場合は、このように判定したスロットの受信データにフリーラン・カウンタ４２から出力されるスロット番号を付けて、図１のデータバッファ４５に出力する。
誤り検出ＯＫ（データ誤り無し）＆フリーラン・カウンタの値＝選択した判定系列の出力する「順序番号」（同期誤りなし）の場合は、「accept（真）」と判定する。この場合は、このように判定したスロットの受信データにフリーラン・カウンタ４２から出力されるスロット番号を付けて、図１のデータバッファ４５に出力する。
誤り検出ＯＫ（データ誤り無し）＆フリーラン・カウンタの値≠選択した判定系列の出力する「順序番号」（同期誤りあり）の場合は、「suspend（保留）」と判定する。この場合は、このように判定したスロットの受信データにフリーラン・カウンタ４２から出力されるスロット番号を付けて、データバッファ４５に出力する。
誤り検出ＮＧ（データ誤りあり）の「場合は、「reject（偽）」と判定する。この場合は、このように判定したスロットの受信データにフリーラン・カウンタ４２から出力されるスロット番号を付けて、データバッファ４５に出力する。
図１の伝送制御処理部１５は、データバッファ４５にスロット単位で一時記憶された受信データ及びスロット番号を用いて、選択的ARQの通信制御手順を実行する。
図１の伝送制御処理部１５は、データバッファ４５にスロット単位で一時記憶された受信データ及びスロット番号を用いて、選択的ARQの通信制御手順を実行する。
上述したフローチャートは、ディジタル変調信号として、8PSKを採用したものであったが、図５に示した、4QAM（例１）を採用した場合も、上述した図７，図８を参照して説明した第１の具体例と同様に受信側の処理を実行することができる。
この場合、第１の信号点配置とは、送信された4QAMと位相が合致していると想定した場合の信号点配置であり、第２の信号点配置とは、送信された4QAMと位相が直交している（９０度シフトしている）と想定した場合の信号点配置である。
この場合、第１の信号点配置とは、送信された4QAMと位相が合致していると想定した場合の信号点配置であり、第２の信号点配置とは、送信された4QAMと位相が直交している（９０度シフトしている）と想定した場合の信号点配置である。
第１の信号点配置を想定した場合では、等化された受信信号が、45度、225度のいずれかのときは“0”、135度、315度のいずれかのときは“1”となる判定系列１を取得する。一方、第２の信号点配置を想定した場合では、135度、315度のいずれかのときは“0”、45度、225度のいずれかのときは“1”となるとなる判定系列２を取得する。選択した判定系列が“1”のときは、-45度の位相シフトをして、4QAMを2PSKに変換するか、図５（ｂ）に示した4QAMのシンボルマップを参照して送信データを取得する。
図９は、図１に示したブラインド等化器３８に後続するブロックにおける受信動作について、第２の具体例を示すフローチャートである。上述した動作も、ハードウエアロジック、又は、プログラムを用いて端末に組み込んだコンピュータに実行させることができる。
この第２の具体例は、図３のデータフレーム構成及びM系列、図６の4QAM（例２）を採用したものである。
4QAM（例２）の信号点配置の非対称性を利用して、スロットの先頭に基準位相シンボルSを付加しなくても絶対位相が確定される。
この第２の具体例は、図３のデータフレーム構成及びM系列、図６の4QAM（例２）を採用したものである。
4QAM（例２）の信号点配置の非対称性を利用して、スロットの先頭に基準位相シンボルSを付加しなくても絶対位相が確定される。
図１０は、図９に示したフローチャートの処理過程の説明図である。
図１０（ａ）は、第１〜第４の信号点配置を想定したときの位相シフト処理の説明図である。
図示の具体例は、送信された4QAM（例２）と等化された受信信号との位相が一致している場合の具体例を示している。
図１０（ｂ）は、選択された判定系列における4QAM（例２）の信号点配置図である。
図１０（ｃ）は、4QAM（例２）のシンボルマップである。
図１０（ａ）は、第１〜第４の信号点配置を想定したときの位相シフト処理の説明図である。
図示の具体例は、送信された4QAM（例２）と等化された受信信号との位相が一致している場合の具体例を示している。
図１０（ｂ）は、選択された判定系列における4QAM（例２）の信号点配置図である。
図１０（ｃ）は、4QAM（例２）のシンボルマップである。
図９において、Ｓ１２１〜Ｓ１４２のステップは、図１に示した位置情報符号系列検出器４１の機能だけではなく、位相シフト/レベル判定部３９、デコーダ/並直列変換部４４を合わせた機能も備えている。すなわち、位置情報符号系列の検出機能と送信データ系列の検出機能とが一体化されている。
Ｓ１２１において、等化された受信信号のI相成分とQ相成分とをレベル判定（シンボル信号点判定）する。
次に、送信側の4QAM信号に対する受信信号の位相について、可能性のある、第１〜第４の信号点配置を想定する。
Ｓ１２１において、等化された受信信号のI相成分とQ相成分とをレベル判定（シンボル信号点判定）する。
次に、送信側の4QAM信号に対する受信信号の位相について、可能性のある、第１〜第４の信号点配置を想定する。
第１の信号点配置とは、送信された4QAM（例２）と等化された受信信号との位相が一致していることを想定した、図１０（ａ）の上左に示される信号点配置である。Ｓ１２２においては第１の信号点配置を想定し、直ちにＳ１２３に処理を進める。
第２の信号点配置とは、送信された4QAM（例２）に対し、等化された受信信号の位相が90度位相シフトしていると想定した信号点配置である。この場合、Ｓ１２７において、図１０（ａ）の上右に示されるように、等化された受信信号を−90度位相シフト（位相回転）する。
第２の信号点配置とは、送信された4QAM（例２）に対し、等化された受信信号の位相が90度位相シフトしていると想定した信号点配置である。この場合、Ｓ１２７において、図１０（ａ）の上右に示されるように、等化された受信信号を−90度位相シフト（位相回転）する。
第３の信号点配置とは、送信された4QAM（例２）に対し、等化された受信信号の位相が180度位相シフトしていると想定した信号点配置である。この場合、Ｓ１３２において、図１０（ａ）の下左に示されるように、等化された受信信号を−180度位相シフトする。
第４の信号点配置とは、送信された4QAM（例２）に対し、等化された受信信号の位相が270度位相シフトしていると想定した信号点配置である。この場合、Ｓ１３７において、図１０（ａ）の下右に示されるように、等化された受信信号を−270度位相シフトする。
第４の信号点配置とは、送信された4QAM（例２）に対し、等化された受信信号の位相が270度位相シフトしていると想定した信号点配置である。この場合、Ｓ１３７において、図１０（ａ）の下右に示されるように、等化された受信信号を−270度位相シフトする。
第１の信号点配置を想定したＳ１２３において、Ｉ相成分を判定することにより判定系列１を得る。図１０（ａ）の左上に示されるように、M系列が“1”のとき、信号点が±45度の位置にあるから、判定系列１からM系列が取得される。
Ｓ１２４において、判定系列１から連続１２ビットを抽出する。
Ｓ１２５，Ｓ１２６，Ｓ１４２，Ｓ１４３は、図７のＳ１０４，Ｓ１０５，Ｓ１１０，Ｓ１１１と同様の処理である。
Ｓ１４４において、図１０（ｂ）に示された選択された判定系列（図示の具体例では、図１０（ａ）の上左図に基づく判定系列１）において、選択された判定系列のQ相データの値（±１）にI相データの値（±１）を乗算することにより、受信データ系列（受信データ及び冗長ビット）を取得する。この演算は、図１０（ｃ）のシンボルマップの変換規則を根拠としている。このＳ１４４の機能は、図１のデコーダ/並直列変換器４４の機能に対応する。
Ｓ１４５〜Ｓ１４７は、図７のＳ１１４〜Ｓ１１６と同じである。
Ｓ１２４において、判定系列１から連続１２ビットを抽出する。
Ｓ１２５，Ｓ１２６，Ｓ１４２，Ｓ１４３は、図７のＳ１０４，Ｓ１０５，Ｓ１１０，Ｓ１１１と同様の処理である。
Ｓ１４４において、図１０（ｂ）に示された選択された判定系列（図示の具体例では、図１０（ａ）の上左図に基づく判定系列１）において、選択された判定系列のQ相データの値（±１）にI相データの値（±１）を乗算することにより、受信データ系列（受信データ及び冗長ビット）を取得する。この演算は、図１０（ｃ）のシンボルマップの変換規則を根拠としている。このＳ１４４の機能は、図１のデコーダ/並直列変換器４４の機能に対応する。
Ｓ１４５〜Ｓ１４７は、図７のＳ１１４〜Ｓ１１６と同じである。
図１０を参照して説明した具体例は、等化された受信信号が、送信された4QAMと信号点配置（位相）が一致する場合であった。これに対し、送信された4QAMと信号点配置（位相）が一致しない場合は、図１０（ａ）の上右側、下左側、下右側に示した、第２〜第４の信号点配置のうち、いずれかを想定した場合に、同相成分から得られる判定系列にM系列ビットパターンが検出される。その結果、図９のＳ１２７〜Ｓ１３１、Ｓ１３２〜Ｓ１３６、Ｓ１３７〜Ｓ１４１の処理を経て、Ｓ１４１が、判定系列２〜判定系列４のいずれかを選択することになる。
その結果、スロットの先頭位置に基準位相シンボルを付加しておかなくても、絶対位相が確定する。
その結果、スロットの先頭位置に基準位相シンボルを付加しておかなくても、絶対位相が確定する。
上述した図７、図９のフローチャートにおいて、図３に示した１回のバースト（１データフレーム）期間中において、バースト送信の開始後、一旦、位置情報符号系列の１つの判定系列が決まると、以後、そのバースト期間中においては、非定常な妨害がひどくない限り、判定系列が切り替わることはない。従って、図７のＳ１１０、図９のＳ１４２において、判定系列が選択された後は、同じバースト期間においては、選択されなかった判定系列についての処理は不要となる。
図４〜図６に示したディジタル変調方式を用いた位置情報符号系列の多重化は、位置情報符号系列の値に応じた第１，第２の信号点配置を構成し、第１の信号点配置を位相シフトすると、第２の信号点配置に一致する関係にあった。
これに対し、図９，図１０に示したような、全ての信号点配置を選択する受信処理をする方法は、第１の信号点配置を位相シフトすると第２の信号点配置に一致する関係にあるかどうかに関係なく、適用することができる。
これに対し、図９，図１０に示したような、全ての信号点配置を選択する受信処理をする方法は、第１の信号点配置を位相シフトすると第２の信号点配置に一致する関係にあるかどうかに関係なく、適用することができる。
図１１は、図７，図８を参照して説明した8PSKを採用した第１の具体例のシミュレーション結果を示すグラフである。
図中、横軸をシンボル番号とし、伝送制御処理部１５において判定した、スロット毎の信頼性を、矩形の模様で表している。参考のため、縦軸に、等化された受信信号のI相成分を示している。
図中、横軸をシンボル番号とし、伝送制御処理部１５において判定した、スロット毎の信頼性を、矩形の模様で表している。参考のため、縦軸に、等化された受信信号のI相成分を示している。
上述した説明では、PLC端末AとPLC端末Bとの間の１対１伝送の場合について、１種類の位置情報符号系列（M系列）を用いた場合を説明した。
しかし、１対１伝送の場合においても、伝送データの内容に応じて、連続する相異なるNビットパターンの長さ（識別窓のビット）、スロット長を同じにして、異なる位置情報符号系列（M系列）を用いるようにしてもよい。
また、３以上のPLC端末間、又は、１つのPLC親端末と複数のPLC子端末との間で、データ伝送をする場合に、各PLC端末が、連続する相異なるNビットパターンの長さ（識別窓のビット）、スロット長を同じにして、異なる位置情報符号系列（M系列）を用いるようにしてもよい。
M系列の場合、周期L＝2N−1が同じであっても、複数種類のM系列が得られる。例えば、12段のシフトレジスタを用いる周期L＝4095のとき、約70種類のM系列が得られる。
しかし、１対１伝送の場合においても、伝送データの内容に応じて、連続する相異なるNビットパターンの長さ（識別窓のビット）、スロット長を同じにして、異なる位置情報符号系列（M系列）を用いるようにしてもよい。
また、３以上のPLC端末間、又は、１つのPLC親端末と複数のPLC子端末との間で、データ伝送をする場合に、各PLC端末が、連続する相異なるNビットパターンの長さ（識別窓のビット）、スロット長を同じにして、異なる位置情報符号系列（M系列）を用いるようにしてもよい。
M系列の場合、周期L＝2N−1が同じであっても、複数種類のM系列が得られる。例えば、12段のシフトレジスタを用いる周期L＝4095のとき、約70種類のM系列が得られる。
また、上述した説明では、図３に示したように、１データフレームを１バーストで伝送する場合について説明した。
しかし、上述したデータフレームを複数個連結したものを１バーストで伝送したり、データフレームを単位とする連続伝送をするようにしてもよい。
この場合、１データフレームに割り当てた位置情報符号系列が、１データフレームの境界で、連続するNビットパターンの長さが相異なるという性質を持たなくなる場合がある。しかし、この場合でも、一時的に連続番号が得られなくなるだけであるから、さほどの問題にはならない。なお、１データフレームにM系列の１周期を割り当てた場合には、１データフレームの境界で、連続するNビットパターンの長さが相異なるという性質を保持する。
しかし、上述したデータフレームを複数個連結したものを１バーストで伝送したり、データフレームを単位とする連続伝送をするようにしてもよい。
この場合、１データフレームに割り当てた位置情報符号系列が、１データフレームの境界で、連続するNビットパターンの長さが相異なるという性質を持たなくなる場合がある。しかし、この場合でも、一時的に連続番号が得られなくなるだけであるから、さほどの問題にはならない。なお、１データフレームにM系列の１周期を割り当てた場合には、１データフレームの境界で、連続するNビットパターンの長さが相異なるという性質を保持する。
PLCに限らず、加入者電話回線、ローカルエリアネットワークの伝送チャンネルを用いたデータ伝送等においても、本発明を適用することにより、確実なデータ伝送が可能となる。
１…送信部、２…伝送路、３…受信部、４…ハイブリッド回路、
１１…データバッファ、１２…誤り検出用冗長ビット生成部、１３…直並列変換/エンコーダ、１４…位置情報符号系列発生器、１５…伝送制御処理部、１６I，１６Q…ロールオフフィルタ、１７…変調器、１８，１９…乗算器、２０…移相器、２１…加算器、２２…キャリア信号発生部、２３…D/A変換器、２４…アンプ
３１…BPF、３２…A/D変換器、３３…復調器、３４，３５…乗算器、３６…移相器、３７…キャリア信号発生部、３８…ブラインド等化器、３９…位相シフト/レベル判定部、４０…スロット同期部、４１…位置情報符号系列検出器、４２…フリーラン・カウンタ、４３…同期判定部、４４…デコーダ/並直列変換部、４５…データバッファ、４６誤り検出部
１１…データバッファ、１２…誤り検出用冗長ビット生成部、１３…直並列変換/エンコーダ、１４…位置情報符号系列発生器、１５…伝送制御処理部、１６I，１６Q…ロールオフフィルタ、１７…変調器、１８，１９…乗算器、２０…移相器、２１…加算器、２２…キャリア信号発生部、２３…D/A変換器、２４…アンプ
３１…BPF、３２…A/D変換器、３３…復調器、３４，３５…乗算器、３６…移相器、３７…キャリア信号発生部、３８…ブラインド等化器、３９…位相シフト/レベル判定部、４０…スロット同期部、４１…位置情報符号系列検出器、４２…フリーラン・カウンタ、４３…同期判定部、４４…デコーダ/並直列変換部、４５…データバッファ、４６誤り検出部
Claims (9)
- J（Jは２以上の整数）シンボルで１スロットを構成し、k（kは２以上の整数）スロットで１データフレームを構成してデータを伝送するスロット同期伝送システムであって、
送信装置において、
J×kビット以上の長さを有し、連続するNビット（Nは２以上の整数）の配列が全て異なる位置情報符号系列を発生する位置情報符号系列発生器と、
送信データ系列と、前記位置情報符号系列発生器から出力される位置情報符号系列とを、シンボルタイミングを単位として多重化する多重化手段と、
該多重化手段により多重化されたシンボルを変調して送信信号とするディジタル変調手段を有し、
受信装置において、
前記送信装置が送信した送信信号を受信して復調した受信信号を入力し、該受信信号から前記位置情報符号系列を分離するとともに、分離した位置情報符号系列の前記Nビットの配列と、前記位置情報符号系列と同一の参照符号系列の前記Nビットの配列とを、前記シンボルタイミングを単位として比較することにより、前記１データフレーム内における前記各スロットの位置を検出するスロット同期手段、
を有することを特徴とするスロット同期伝送システム。 - 前記各スロットにおける前記送信データ系列は、当該スロット内の送信データに対する誤り検出用の冗長ビットを含み、
前記受信装置は、
前記スロット同期手段が前記各スロット内の前記送信データの位置を検出できないときに、前記各スロットの同期誤りを出力する同期判定手段と、
前記冗長ビットを用いて前記各スロット内の受信データの誤りを検出するデータ誤り検出手段と、
該同期判定手段が出力する同期誤り、及び、前記データ誤り検出手段が出力するデータ誤りに基づいて、前記各スロット内の受信データの信頼性を判定する伝送制御処理手段、
を有することを特徴とする、
請求項１に記載のスロット同期伝送システム。 - 前記位置情報符号系列として、１周期Lが2N−1ビットであり、J×k≦LとなるM系列を用いる、
ことを特徴とする請求項１又は２に記載のスロット同期伝送システム。 - 前記受信装置は、前記送信装置が送信した送信信号を受信して復調した受信信号をブラインド等化するブラインド等化器を有し、
前記スロット同期手段は、前記受信信号として、前記ブラインド等化器によりブラインド等化された受信信号を入力する、
ことを特徴とする請求項１から３までのいずれか１項に記載のスロット同期伝送システム。 - 前記ディジタル変調手段は8PSK変調手段であり、
前記送信データの２ビットの値に対し、4QAMの信号点配置を割り当てるとともに、
前記位置情報符号系列の１ビットの値に応じて、前記送信データの２ビットの値に割り当てた前記信号点配置をそのままにするか、又は、該信号点配置を135度の位相シフトをした信号点配置とする、
ことを特徴とする請求項１から４までのいずれか１項に記載のスロット同期伝送システム。 - 前記ディジタル変調手段は8PSK変調手段であり、
前記送信データの２ビットの値に対し、4QAMの信号点配置を割り当てるとともに、
前記位置情報符号系列の１ビットの値に応じて、前記送信データの２ビットの値に割り当てた前記信号点配置をそのままにするか、又は、該信号点配置を−135度の位相シフトをした信号点配置とする、
ことを特徴とする請求項１から４までのいずれか１項に記載のスロット同期伝送システム。 - 前記ディジタル変調手段は4QAM変調手段であり、
前記送信データの１ビットの値に応じて、90度の角度をなす２つの信号点の一方を割り当てるとともに、前記位置情報符号系列の１ビットの値に応じて、前記送信データの１ビットの値に応じて割り当てた信号点をそのままにするか、又は、該信号点に180度の位相シフトをした信号点とする、
ことを特徴とする請求項１から４までのいずれか１項に記載のスロット同期伝送システム。 - 請求項１から７までのいずれか１項に記載のスロット同期伝送システムに用いる受信装置であって、
前記スロット同期手段は、
前記送信信号のシンボルに対する前記受信信号の信号点配置について複数の場合を想定し、想定した信号点配置の複数の場合のそれぞれについて、前記受信信号から、前記位置情報符号系列の判定系列を分離し、分離した位置情報符号系列の判定系列の前記Nビットの配列と、前記位置情報符号系列と同一の参照符号系列の前記Nビットの配列とを、前記シンボルタイミングを単位として比較した結果、一致した検出が連続する回数に基づいて、前記想定した信号点配置の複数の場合のうち、最も確からしい信号点配置を選択し、選択した信号点配置を前提として分離した位置情報符号系列の判定系列に基づいて、前記１データフレーム内における前記各スロットの位置を検出する、
ことを特徴とする受信装置。 - 前記スロット同期手段は、前記受信装置におけるシンボルタイミングを計数するフリーラン・カウンタを有するとともに、
前記選択した信号点配置を前提として分離した位置情報符号系列の判定系列に基づいて、前記１データフレーム内の前記送信データの位置を表す順序番号を検出したとき、検出した順序番号を、前記フリーラン・カウンタにセットすることにより、前記フリーラン・カウンタの計数値を前記送信データの位置を表す順序番号に同期させる、
ことを特徴とする請求項８に記載の受信装置。
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| JPH10210004A (ja) * | 1997-01-24 | 1998-08-07 | Y R P Ido Tsushin Kiban Gijutsu Kenkyusho:Kk | Ｃｄｍａ移動体通信システムおよび送受信装置 |
| JP2006157421A (ja) * | 2004-11-29 | 2006-06-15 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | パイロットキャリアの送受信方法、送信装置及び受信装置 |
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