JP2010142106A

JP2010142106A - 交流／直流変調転換システムとその応用

Info

Publication number: JP2010142106A
Application number: JP2009279799A
Authority: JP
Inventors: Ching-Sheng Yu; 金生余; Yi-Chang Leu; 宜昌呂; Hsin-Yi Lee; 馨怡李
Original assignee: Glacialtech Inc
Current assignee: Glacialtech Inc
Priority date: 2008-12-09
Filing date: 2009-12-09
Publication date: 2010-06-24
Also published as: DE102009057412A1; TW201023494A; US20100141170A1

Abstract

【課題】交流/直流変調転換システムとその応用を提供する。
【解決手段】本発明は、交流/直流変調転換システムを提供し、制御信号トランスミッター、制御信号レシーバー、及び、制御信号/変調信号コンバーター、からなる。制御信号トランスミッターは制御信号を伝送し、制御信号レシーバーは制御信号を受信し、制御信号/変調コンバーターは、制御信号をパルス幅変調信号か、直流レベル変調信号に転換する。よって、交流/直流変調転換システムは、制御可能な直流ロード回路、例えば、制御可能な直流ヒーター、制御可能な直流モーター、又は、制御可能な直流ランプ等に応用することができ、それぞれ、温度、速度、又は、輝度を制御する。
【選択図】図５

Description

本発明は、交流/直流変調転換システムに関するものであって、制御可能な直流ロード、例えば、制御可能な直流ヒーター、制御可能な直流モーター、又は、制御可能な直流ランプ等の温度、速度、又は、輝度等を制御することができる交流/直流変調転換システムに関するものである。

図１は、正弦波電圧チョッパー（sinusoidal voltage chopper）の回路図で、入力電圧端V_iと入力電圧基準端V_riは、正弦波電圧源ｖ_ｉ（ｔ）に連接される。出力電圧端V_oと出力電圧基準端V_roは、交流ロードに連接される。可変抵抗器（variable resistor）R₁とキャパシタC₁は、発射遅延回路（firing delay circuit）を構成する。抵抗器R₂とキャパシタC₂は、ローパスフィルタ（lowpass filter）を構成する。D₁はダイアック（Diode for Alternating Current、DIAC）で、Q_cは、トライアック（Triode for Alternating Current、TRIAC）である。

図２Aと図２Bは、D₁の等価回路と特性曲線を示す図である。一個のダイアックは、二個のショックリーダイオード（Shockley diode）の逆平行（in anti-parallel）と等しい。特性曲線から分かるように、D₁の電圧がブレークダウン電圧｜Ｖ_Ｂ｜（breakdown voltage）より大きい時、D₁は導通する。 D₁を流れる電流が保持電流｜Ｉ_Ｈ｜（holding current）より小さい時、D₁はオフになる。

図３Aと図３Bは、それぞれ、Q_cの等価回路と特性曲線を示す図である。一個のトライアックは、二個のシリコン制御整流器（silicon-controlled rectifier、SCR）の逆並列に等しい。特性曲線から分かるように、Q_cのゲート電流｜Ｉ_Ｇ｜（gate current）が大きくなるほど、そのブレークダウン電圧｜Ｖ_Ｂ｜は低くなる（|Ｉ_Ｇ２｜＞｜Ｉ_Ｇ１｜＞｜Ｉ_Ｇ０｜⇒|Ｖ_Ｂ０｜＞｜Ｖ_Ｂ１｜＞｜Ｖ_Ｂ２｜）。Q_cの電圧がブレークダウン電圧｜Ｖ_Ｂ｜より高い時、Q_cは導通する。 Q_cを流れる電流が保持電流｜Ｉ_Ｈ｜より小さい時、Q_cはオフになる。

図４は、正弦波電圧チョッパーの出力電圧ｖ_ｏ（ｔ）波形を示す図である。発射遅延期間０≦ｔ≦α／ωで、C₁の電圧はD₁のブレークダウン電圧Ｖ_Ｂより低い。D₁とQ_cはどちらもオフになる；ｖ_ｏ（ｔ）＝０である。導通期間α／ω≦ｔ≦π／ωで、C₁の電圧は、D₁のブレークダウン電圧Ｖ_Ｂより大きいか等しい。D₁とQ_cはどちらも導通する；ｖ_ｏ（ｔ）＝ｖ_ｉ（ｔ）である。負半周期の波形は、正半周期の波形に対称である。

出力電圧ｖ_ｏ（ｔ）の二乗平均平方根（root-mean-squared）電圧Ｖ_ｒｍｓは、

で示され、Ｔは週期（period）である。ω＝２π／Ｔは角周波数（angular frequency）である。０≦α≦πは発射遅延角（firing delay angle）で、Ｖ_ｐｋはピーク電圧（peak voltage）である。R₁が減小すると、αは減小する。Ｖ_ｒｍｓは増大する。R₁が増大すると、αは増大する。Ｖ_ｒｍｓは減小する。

一般に、この公知の正弦波電圧チョッパーは、交流ロードに応用されて、温度、速度、輝度等を制御する。輝度を制御するのに用いられる時、交流調光器（AC light dimmer）と称される。早期の建築物中、交流調光器は、幅広く、交流ランプ、例えば、蛍光灯（fluorescent lamp）、白熱灯（incandescent lamp）等の調光に用いられていた。しかし、上述の交流ランプは発光效率（lighting efficiency）が低い。省エネ、減炭の目的を達成するため、高発光效率の直流ランプ、例えば、ハロゲンランプ（halogen lamp）、発光ダイオード（light emitting diode）等が登場した。直流ランプは直流電圧/電流をエネルギーとするので、交流調光器は、直接、直流ランプに応用して、輝度を制御することができない。

本発明は、交流/直流変調転換システム（AC/DC modulation conversion system）を提供し、上述の問題を改善することを目的とする。

本発明の交流/直流変調転換システムは、直流ロード、例えば、制御可能な直流ヒーター、制御可能な直流モーター、又は、制御可能な直流ランプ等を独自に制御し、及び/又は、正弦波電圧チョッパーと合わせて、温度、速度、又は、輝度等を制御することができる。

交流/直流変調転換システムは、制御信号トランスミッター、制御信号レシーバー、及び、制御信号/変調信号コンバーターからなる。制御信号トランスミッターは、入力電圧の振幅（amplitude）を感知（sense）すると共に、制御信号を発射し、制御信号レシーバーは、制御信号を受信して、制御信号/変調信号コンバーターを駆動すると共に、制御信号をパルス幅変調信号、又は、直流レベル変調信号に転換して、制御可能な直流ロード回路を制御する。

本発明の交流/直流変調転換システムにより、交流変調信号を直流変調信号に転換して、制御可能な直流ロード回路、例えば、制御可能な直流ヒーターの温度、制御可能な直流モーターの速度、又は、制御可能な直流ランプの輝度等を制御することができる。

公知技術による正弦波電圧チョッパーの回路図である。図１のD₁の等価回路と特性曲線を示す図である。図１のD₁の等価回路と特性曲線を示す図である。図１のQ_cの等価回路と特性曲線を示す図である。図１のQ_cの等価回路と特性曲線を示す図である。公知技術による正弦波電圧チョッパーの出力電圧波形を示す図である。本発明による交流/直流変調転換システムの構造を示す図である。本発明の図５のU_TとU_Rの第一実施例の回路図である。本発明の図５のU_TとU_Rの第二実施例の回路図である。本発明の図５のU_Cの実施例の回路図である。図８のT_C2のブロック図である。本発明のU_Tの入力電圧波形とU_Cの出力電圧波形を示す図である。

図５は、本発明による交流/直流変調転換システムの構造を示し、制御信号トランスミッター（control signal transmitter）U_T、制御信号レシーバー（control signal receiver）U_Rと制御信号/変調信号コンバーター（control signal/modulation signal converter）U_Cからなる。

U_Tの入力電圧端V_iと入力電圧基準端V_riは交流電源、又は、正弦波電圧チョッパーの出力端に連接される。U_Tは入力電圧の振幅を感知し、制御信号を発射する。

U_RはU_Cを接続する。U_Rは、U_Tからの制御信号を受信して、U_Cを駆動し、制御信号をパルス幅変調信号（pulse width modulation signal）、又は、直流レベル変調信号（DC level modulation signal）に転換する。U_Cの出力電圧端V_oと出力電圧基準端V_roは、それぞれ、直流ロードの正端と負端に連接される。

図６は、本発明U_TとU_Rの第一実施例の回路図である。U_Tは、発射遅延角調整素子(firing delay angle adjustment element）R_T1、光ダイオード（optodiode）D_T1とD_T2を含み、D_T1とD_T2がまず逆並列に接続され、R_T1と直列される。U_Rは、光トランジスター（optotransistor）T_R1を含み、U_Cの入力端に連接される。D_T1、D_T2とT_R1は、双方向の光カプラー（bidirectional optocoupler）を構成する。R_T1は抵抗器(resistor)、又は、制御可能な電流源(controllable current source）で、本実施例中、R_T1は抵抗器である。

正半周期（positive half cycles）中、D_T1は入力電圧の順方向バイアス（forward-biased）を受けて導通するが、D_T2は入力電圧の逆方向のバイアス（reverse-biased）を受けてオフになる。入力電流はD_T1を流れるが、D_T2を流れない。D_T1は入力電流励起（excited）を受けて発光するが、D_T2は入力電流励起を受けないので発光しない。負半周期（negative half cycles）中、D_T2は入力電圧の順方向バイアスを受けて、導通するが、D_T1は入力電圧の逆方向のバイアスを受けて、オフになる。入力電流はD_T2を流れるが、D_T1を流れない。D_T2は入力電流励起を受けて発光するが、D_T1は入力電流励起を受けないので発光しない。

光ダイオードD_T1とD_T2の順方向電流（forward current）ｉ_Ｆ（ｔ）は

で示され、
ｖ_ｉ（ｔ）はU_Tの入力電圧、Ｖ_ＦはD_T1とD_T2の順方向電圧降下（forward voltage drop）である。光トランジスターT_R1のコレクター電流（collector current）ｉ_Ｃ（ｔ）は、

で示され、
ηはT_R1がD_T1とD_T2に対する電流伝達率（current transfer ratio、CTR）である。
ｉ_Ｃ（ｔ）はｖ_ｉ（ｔ）に依存しているので、T_R1は依存電流源（dependent current source）と見なされる。

図７は、本発明のU_TとU_Rの第二実施例の回路図である。U_Tは、発射遅延角調整素子R_T1、ブリッジダイオード整流器（bridge diode rectifier）B_T1と光ダイオードD_T1を含み、B_T1の交流入力端とR_T1は直列される。B_T1の直流出力端とD_T1は並列される。U_Rは光トランジスターT_R1を含み、U_Cの入力端に連接される。D_T1とT_R1は単方向の光カプラー（unidirectional optocoupler）を構成する。図６の実施例と同じように、R_T1は抵抗器、又は、制御可能な電流源で、本実施例中、R_T1は抵抗器である。

正半周期で、B_T1の左上（upper left）と右下（lower right）のダイオードは、入力電圧の順方向バイアスを受けて、導通する。B_T1の右上（upper right）と左下（lower left）のダイオードは、入力電圧の逆方向バイアスを受けて、オフになる。負半周期で、B_T1の右上と左下のダイオードは、入力電圧の順方向バイアスを受けて、導通する。B_T1の左上と右下ダイオードは、入力電圧の逆方向バイアスを受けて、オフになる。正半周期、又は、負半周期でも、D_T1は常に、入力電圧の順方向バイアスを受けて、導通する。入力電流は常にD_T1を流れる。D_T1は常に入力電流励起を受けて発光する。

光ダイオードD_T1の順方向電流ｉ_Ｆ（ｔ）は

で示され、
Ｖ_ｆはB_T1の単一のダイオードの順方向電圧降下である。光トランジスターT_R1のコレクター電流ｉ_Ｃ（ｔ）は

で示され、
ηはT_R1とD_T1に対する電流伝達率である。ｉ_Ｃ（ｔ）はｖ_ｉ（ｔ）に基づくので、T_R1は依存電流源と見なされる。

注意すべきことは、U_Tの入力電圧端V_iと入力電圧基準端V_riは交流電源（発射遅延角α＝０）、又は、正弦波電圧チョッパーの出力端（発射遅延角０＜α≦π）に連接されることである。α＝０の時、直流変調の目的を達成することができるため、R_T1は可変抵抗器、制御可能な電流源、又は、その組み合わせでなければならない。０＜α≦πの時、正弦波電圧チョッパー中の可変抵抗器R₁(図1で示される)は、既に、発射遅延角の調整功能を有し、R_T1は固定抵抗器でもよい。上述の説明から分かるように、R_T1は固定抵抗器、可変抵抗器、制御可能な電流源、又は、その組み合わせで、直流変調の目的を達成する。

U_TとU_R間の通信（communication）は、これに限定されないが、光カプラー、磁性カプラー、又は、電気カプラー等である。説明を便利にするため、本文では、０＜α≦πと仮定し、且つ、本発明により全実施例が、光カプラーで実現する。U_T中の光ダイオードとU_R中の光トランジスターは、それぞれ、光トランスミッター（optotransmitter）と光レシーバー（optoreceiver）となる。

図８は、本発明U_Cの実施例による回路図を示す。U_Cは、抵抗器R_C2、R_C3、R_C4、R_C5、R_C6、フィルターキャパシターC_o（随意）、NPNバイポーラトランジスターQ_C1、Q_C2とプログラム可能な電圧レギュレーター（programmable voltage regulator）T_C2（随意）を含む。

注意すべきことは、C_oとT_C2は随意であることである（図中、＊で示す）。C_oが存在しないが、T_C2が存在する時、U_Cは制御信号をパルス幅変調信号に転換する。C_oが存在するが、T_C2が存在しない時、U_Cは、制御信号を直流レベル変調信号に転換する。説明を便利にするため、本文は、C_oが存在せず、T_C2が存在すると仮定する。

Q_C1とQ_C2はどちらも、ベース（base）B、エミッター（emitter）E、コレクター（collector）C、ベース-エミッター飽和電圧（base-emitter saturation voltage）Ｖ_{ＢＥ（ｓａｔ）}とコレクター-エミッター飽和電圧（collector-emitter saturation voltage）Ｖ_{ＣＥ（ｓａｔ）}を有し、且つ、Q_C1とQ_C2はどちらも電圧インバーター（voltage inverter）となる。

図９はT_C2のブロック図（block diagram）である。T_C2は電圧レギュレータ（voltage regulator）となり、基準端（reference）R、正極（anode）A、負極（cathode）Kと基準電圧（reference voltage）Ｖ_ｒｅｆを有する。

Q_C1のベースはR_C2を経てT_R1のエミッターに連接される。一旦、T_R1のコレクターとエミッターがショートすると、R_C2は、Q_C1のベース-エミッター電圧（base-emitter voltage）が高値になり、Q_C1のベース-エミッター接合（base-emitter junction）を破壊するのを防止する。

R_C3とR_C4はまず、出力電圧端V_oと出力電圧基準端V_roで直列され（connected in cascade）、更に、Q_C1のベースに連接され、且つ、Q_C1のベース-エミッター接合の分圧器（voltage divider）となる。

R_C5は独立した電圧源（independent voltage source）V₁、Q_C1のコレクターとQ_C2のベースに連接される。Q_C1が導通するが、Q_C2がオフの時、R_C5は、Q_C1のコレクター抵抗器となる。Q_C1がオフで、Q_C2が導通する時、R_C5は、Q_C2のベース抵抗器となる。

R_C6は、 V₁、Q_C2のコレクター、及び、T_C2の基準端と負極に連接される。Q_C2が導通する時、R_C6はQ_C2のコレクター抵抗器となる。ｖ_ｏ（ｔ）＝Ｖ_{ＣＥ（ｓａｔ）}である。Q_C2がオフになる時、R_C6はT_C2のプルアップ抵抗器（pull-up resistor）となる。ｖ_ｏ（ｔ）＝Ｖ_ｒｅｆである。

一般に、Q_C1のベース-エミッター電圧ｖ_ＢＥ（ｔ）は

で示され、
ｖ_ｏ（ｔ）はU_Cの出力電圧で、ｉ_Ｃ（ｔ）はT_R1のコレクター電流である。上述から分かるように、ｖ_ＢＥ（ｔ）はｉ_Ｃ（ｔ）に依存している。即ち、ｖ_ＢＥ（ｔ）はｖ_ｉ（ｔ）に依存している。

図１０は、本発明U_Tの入力電圧波形とU_Cの出力電圧波形を示す図で、U_Tの入力波形ｖ_ｉ（ｔ）は正弦波電圧チョッパーの出力電圧波形である。発射遅延期間０≦ｔ≦α／ωに、｜ｖ_ｉ（ｔ）｜＜Ｖ_Ｆ（U_Tの第一実施例）、又は、｜ｖ_ｉ（ｔ）｜＜Ｖ_Ｆ＋２Ｖ_ｆ（U_Tの第二実施例）である；ｉ_Ｃ（ｔ）＝０；ｖ_ＢＥ（ｔ）＜Ｖ_{ＢＥ（ｓａｔ）}である；Q_C1はオフで、且つ、Q_C2は導通する；ｖ_ｏ（ｔ）＝Ｖ_{ＣＥ（ｓａｔ）}である。導通期間α／ω≦ｔ≦π／ωに、｜ｖ_ｉ（ｔ）｜≧Ｖ_Ｆ（U_Tの第一実施例）、又は、｜ｖ_ｉ（ｔ）｜≧Ｖ_Ｆ＋２Ｖ_ｆ（U_Tの第二実施例）である；ｉ_ｃ（ｔ）＝η（｜ｖ_ｉ（ｔ）｜−Ｖ_Ｆ）／Ｒ_Ｔ１（U_Tの第一実施例）、又は、ｉ_ｃ（ｔ）＝η（｜ｖ_ｉ（ｔ）｜−（Ｖ_Ｆ＋２Ｖ_ｆ））／Ｒ_Ｔ１（U_Tの第二実施例）である；ｖ_ＢＥ（ｔ）＝Ｖ_{ＢＥ（ｓａｔ）}; Q₁は導通で、Q₂はオフである；ｖ_ｏ（ｔ）＝Ｖ_ｒｅｆである。負半周期の波形は正半周期的波形に対称である。R_T1が減小すると、αは減小する；Ｖ_ｒｍｓは増大する；パルス幅は増大する。R_T1が増大すると、αは増大する；Ｖ_ｒｍｓは減小する；パルス幅は減小する。よって、この交流/直流変調転換システムは、交流変調信号を直流変調信号に転換して、制御可能な直流ロード回路、例えば、制御可能な直流ヒーターの温度、制御可能な直流モーターの速度、又は、制御可能な直流ランプの輝度等を制御することができる。

注意すべきことは、本発明の制御信号トランスミッターと制御信号レシーバーと制御信号/変調信号コンバーターとを有する直流/交流変調転換システムは、個別部品（discrete components）、集積回路（integrated circuits）、又は、システムオンチップ(system on chip、SOC)等により実現される。

本発明では好ましい実施例を前述の通り開示したが、これらは決して本発明に限定するものではなく、当該技術を熟知する者なら誰でも、本発明の精神と領域を脱しない範囲内で各種の変動や潤色を加えることができ、従って本発明の保護範囲は、特許請求の範囲で指定した内容を基準とする。

Vi 入力電圧端
Vri 入力電圧基準端
Vo 出力電圧端
Vro 出力電圧基準端
C1、C2 キャパシター
R1、R2 抵抗器
D1 ダイアック
QC トライアック
UT 制御信号トランスミッター
RT1 発射遅延角調整素子
BT1 ブリッジダイオード整流器
DT1、DT2 光ダイオード
UR 制御信号レシーバー
TR1 光トランジスター
UC 制御信号/変調信号コンバーター
QC1、QC2 トランジスター
RC2、RC3、RC4、RC5、RC6 抵抗器
V1 独立電圧源
Co フィルターキャパシター
TC2 プログラム可能な電圧レギュレーター

Claims

交流/直流変調転換システムであって、
交流変調信号を受信すると共に、制御信号を発射する制御信号トランスミッターと、
前記制御信号を受信する制御信号レシーバーと、
前記制御信号レシーバーと独立した電圧源と出力電圧基準端と出力電圧端とを連接して、前記制御信号を、前記出力電圧端のパルス幅変調信号に転換する制御信号/変調信号コンバーターと、
からなることを特徴とする交流/直流変調転換システム。
前記制御信号トランスミッターと前記制御信号レシーバー間の通信は、磁気カプラー、電気カプラー、又は、光カプラーであることを特徴とする請求項１に記載の交流/直流変調転換システム。
前記制御信号トランスミッターと前記制御信号レシーバーは双方向の光カプラーを形成し、前記制御信号トランスミッターは、発射遅延角調整素子、第一光ダイオードと第二光ダイオードを含み、前記第一光ダイオードと前記第二光ダイオードが、前記制御信号トランスミッターの二つの入力端間に接続され、極性は相反し、前記発射遅延角調整素子は前記二つの入力端のどちらかに直列され、前記制御信号レシーバーは光トランジスターであることを特徴とする請求項１に記載の交流/直流変調転換システム。
前記発射遅延角調整素子は、固定抵抗器、可変抵抗器、制御可能な電流源、又は、その組み合わせであることを特徴とする請求項３に記載の交流/直流変調転換システム。
前記制御信号トランスミッターと前記制御信号レシーバーは単方向の光カプラーを形成し、前記制御信号トランスミッターは、発射遅延角調整素子、ブリッジダイオード整流器と光ダイオードを含み、前記光ダイオードの陽極と陰極は、それぞれ、前記ブリッジダイオード整流器の正極と負極を連接し、前記発射遅延角調整素子は、前記ブリッジダイオード整流器の交流入力端か交流出力端に直列され、前記制御信号レシーバーは光トランジスターであることを特徴とする請求項１に記載の交流/直流変調転換システム。
前記発射遅延角調整素子は、固定抵抗器、可変抵抗器、制御可能な電流源かその組み合わせであることを特徴とする請求項５に記載の交流/直流変調転換システム。
前記制御信号/変調信号コンバーターは、
コレクターと前記の独立電圧源との間に第一抵抗器を連接し、エミッターが前記出力電圧基準端を連接し、ベースとエミッターとの間に第二抵抗器を連接し、ベースと前記出力電圧端との間に第三抵抗器と前記制御信号レシーバーとを連接する第一NPNバイポーラトランジスターと、
コレクターと前記独立電圧源との間に第四抵抗器を連接し、エミッターが前記出力電圧基準端を連接し、ベースが前記第一NPNバイポーラトランジスターのコレクターを連接し、コレクターが前記出力電圧端を連接する第二NPNバイポーラトランジスターと、
からなることを特徴とする請求項１に記載の交流/直流変調転換システム。
更に、フィルターキャパシターを有し、前記出力電圧端と前記出力電圧基準端との間に設置されることを特徴とする請求項７に記載の交流/直流変調転換システム。
更に、プログラム可能な電圧レギュレーターを有し、前記プログラム可能な電圧レギュレーターの基準端は、前記プログラム可能な電圧レギュレーターの負極を連接し、前記プログラム可能な電圧レギュレーターの負極と正極は、それぞれ、前記出力電圧端と前記出力電圧基準端を連接することを特徴とする請求項７に記載の交流/直流変調転換システム。
更に、正弦波電圧チョッパーを有し、前記制御信号トランスミッターを連接して、前記交流変調信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の交流/直流変調転換システム。
交流/直流変調転換制御集積回路であって、請求項１に記載の交流/直流変調転換システムを実施することを特徴とする交流/直流変調転換制御集積回路。
交流/直流変調転換制御チップであって、請求項１に記載の交流/直流変調転換システムを実施することを特徴とする交流/直流変調転換制御チップ。
調光器であって、請求項１に記載の交流/直流変調転換システム、請求項１１に記載の交流/直流変調転換制御集積回路、又は、請求項１２に記載の交流/直流変調転換制御チップを実施することを特徴とする調光器。