JP2010130425A - 検波装置、受信装置及び検波方法 - Google Patents

Abstract

【課題】受信信号に対応する平衡信号に混入する同相ノイズのレベルを低減して、検波精度を向上するのに好適な検波装置、受信装置及び検波方法を提供する。
【解決手段】受信装置１を、アンテナ１０と、低雑音増幅器１１と、検波装置１２と、ＬＰＦ（Low-pass filter）１３と、判別部１４とを含んだ構成とし、検波装置１２を、ＬＮＡ１１から出力される第１及び第２の交流信号ｃ及びｄに基づき正極全波整流信号を生成する第１の検波回路１２０と、第１及び第２の交流信号ｃ及びｄに基づき負極全波整流信号を生成する第２の検波回路１２１と、正極全波整流信号と負極全波整流信号とを差動増幅する差動増幅器１２２とを含んだ構成とした。更に、判別部１４は、ＬＰＦ１３を介して入力された差分整流信号を二値化すると共に、その二値化信号のレベルと予め設定された基準レベルとに基づき、ＵＷＢ信号を受信したか否かを判別する。
【選択図】図１

Description

本発明は、信号を受信する受信装置に係り、特に、受信した信号に混入する同相ノイズのレベルを低減して、信号の受信有無の判別精度を向上するのに好適な検波装置、受信装置及び検波方法に関する。

受信された信号の包絡線を検出しベースバンド信号を復調する回路は古くから使用されており、様々な回路が考え出されている。包絡線は信号の尖頭値を結んだものであり交流成分の絶対値を平滑化して得られる。また信号を二乗し平滑化して包絡線検出に替える方法も古くからあり、「二乗検波」などと呼ばれている。例えば、特許文献１には、信号の二乗値を得る二乗検出回路とそれを使った振幅検波の方法が記載されている。
また、ＵＷＢ（Ultra Wide Band）の周波数帯域の信号、特に搬送波を用いないＩＲ（Impulse Radio）によるＵＷＢ通信（以下「ＵＷＢ−ＩＲ」通信と言う）においても包絡線検出を使った受信機があり、例えば、特許文献２または特許文献３においてその有効性が記載されている。これらの特許文献２または特許文献３では、整流回路と積分回路が用いられているが、これは信号の交流成分の絶対値を平滑化して包絡線を求めるものである。

また、非特許文献１には、ＵＷＢ−ＩＲの信号が断続的であることから、信号がないときに送受信回路において電源を遮断して装置の消費電力を低減させる技術について開示されている。
特開平４−１７０８０７号公報 特開２００４−３２００８３号公報 特開２００５−２５２７４０号公報 Ａ ＣＭＯＳ ＩＭＰＵＬＳＥ ＲＡＤＩＯ ＵＬＴＲＡ−ＷＩＤＥＢＡＮＤ ＴＲＡＮＣＥＩＶＥＲ ＦＯＲ １Ｍｂ／ｓ ＤＡＴＡ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮ ＡＮＤ ±２．５ｃｍ ＲＡＮＧＥ ＦＩＮＤＩＮＧＳ Ｔ．Ｔｅｒａｄａ ｅｔ．ａｌ、 ２００５ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ ＶＬＳＩ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｄｉｇｅｓｔ ｏｆ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｐａｐｅｒｓ、ｐｐ．３０−３３

しかしながら、例えば、上記非特許文献１のように、送受信回路において信号がないときに電源の供給を遮断し、信号があるときに電源を供給する動作をさせるために、トランジスタなどのスイッチング素子を用いて行うと、このスイッチング素子のオン・オフによって発生するスイッチング・ノイズが受信信号に混入し、検波精度を低下させる恐れがあった。
そこで、本発明は、このような従来の技術の有する未解決の課題に着目してなされたものであって、受信信号に対応する平衡信号に混入する同相ノイズのレベルを低減して、検波精度を向上するのに好適な検波装置、受信装置及び検波方法を提供することを目的としている。

〔形態１〕 上記目的を達成するために、形態１の検波装置は、第１の交流信号と該第１の交流信号と１８０°位相の異なる第２の交流信号とをそれぞれ正極側で半波整流し、これら半波整流信号を合成して正極全波整流信号を生成する正極整流信号生成手段と、
前記第１の交流信号と前記第２の交流信号とを負極側で半波整流し、これら半波整流信号を合成して負極全波整流信号を生成する負極整流信号生成手段と、
前記正極全波整流信号と前記負極全波整流信号との差分の信号である差分整流信号を生成する差分整流信号生成手段と、を備える。
このような構成であれば、正極整流信号生成手段に第１及び第２の交流信号が入力されると、これら交流信号が正極側で半波整流され、更に、これら半波整流信号が合成されて正極側で全波整流された正極全波整流信号が生成される。

一方、負極整流信号生成手段に第１及び第２の交流信号が入力されると、これら交流信号が負極側で半波整流され、更に、これら半波整流信号が合成されて負極側で全波整流された負極全波整流信号が生成される。
そして、正極全波整流信号及び負極全波整流信号が生成されると、差分整流信号生成手段において、正極全波整流信号及び負極全波整流信号の差分信号である差分整流信号が生成される。
これにより、例えば、第１及び第２の交流信号に同相ノイズが混入していた場合に、差分整流信号の生成時に、正極全波整流信号に混入された同相ノイズと負極全波整流信号に混入された同相ノイズとが打ち消し合い、同相ノイズ成分が低減された差分整流信号を生成することが可能である。この差分整流信号は、検波対象の信号の包絡線に対応する。更に、差分をとることによって全波整流信号同士は加算されるので全波整流信号の信号レベルを引き上げることが可能である。

従って、上記構成によって、特に、同相ノイズが混入したときの検波精度を向上することができるという効果が得られる。
ここで、上記「正極側で整流する」とは、第１の交流信号及び第２の交流信号に基づき、基準電圧レベルに対してプラス側に振幅する整流信号を生成する整流動作のことである。以下の各形態において同様である。
また、上記「負極側で整流する」とは、第１の交流信号及び第２の交流信号に基づき、基準電圧レベルに対してマイナス側に振幅する整流信号を生成する整流動作のことである。以下の各形態において同様である。
また、第１の交流信号と第２の交流信号との関係は、一方が他方に対して等振幅で且つ位相が１８０°異なる関係であることが望ましいが、等振幅でなくてもよいし、位相も動作に支障のない範囲であれば多少のズレは許容範囲である。以下の各形態において同様である。

〔形態２〕 更に、形態２の検波装置は、形態１に記載の検波装置において、前記正極整流信号生成手段は、導電に寄与するキャリアが正孔である第１のトランジスタ及び第２のトランジスタからなる第１の差動対と第１の負荷とを含み、前記第１の差動対に入力される前記第１の交流信号及び前記第２の交流信号に応じて正極側で半波整流された第１の半波整流信号と該第１の半波整流信号に対して１８０°位相の異なる第２の半波整流信号とを生成すると共に、前記第１及び第２の半波整流信号を合成してなる前記正極全波整流信号を前記第１の負荷を介して出力する第１の整流回路を備え、
前記負極整流信号生成手段は、導電に寄与するキャリアが電子である第３のトランジスタ及び第４のトランジスタからなる第２の差動対と第２の負荷とを含み、前記第２の差動対に入力される前記第１の交流信号及び前記第２の交流信号に応じて負極側で半波整流された第３の半波整流信号と該第３の半波整流信号と１８０°位相の異なる第４の半波整流信号とを生成すると共に、前記第３及び第４の半波整流信号を合成してなる前記負極全波整流信号を前記第２の負荷を介して出力する第２の整流回路を備える。

このような構成であれば、第１の交流信号が第１の差動対の一方のトランジスタに入力され、第２の交流信号が第１の差動対の他方のトランジスタに入力されると、これら位相の異なる２つの交流信号の入力に応じて、正極側で半波整流された、互いに位相が１８０°異なる第１及び第２の半波整流信号が生成される。そして、これら第１及び第２の半波整流信号は合成されて、第１の負荷を介して正極側全波整流信号として差分整流信号生成手段に向けて出力される。
一方、第１の交流信号が第２の差動対の一方のトランジスタに入力され、第２の交流信号が第２の差動対の他方のトランジスタに入力されると、これら位相の異なる２つの交流信号の入力に応じて、負極側で半波整流された、互いに位相が１８０°異なる第３及び第４の半波整流信号が生成される。そして、これら第３及び第４の半波整流信号は合成されて、第２の負荷を介して負極側全波整流信号として差分整流信号生成手段に向けて出力される。

そして、正極全波整流信号及び負極全波整流信号が差分整流信号生成手段に入力されると、差分整流信号生成手段において、正極全波整流信号及び負極全波整流信号の差分信号である差分整流信号が生成される。
これにより、例えば、第１及び第２の交流信号に同相ノイズが混入していた場合に、差分整流信号の生成時に、正極全波整流信号に混入された同相ノイズと負極全波整流信号に混入された同相ノイズとが打ち消し合い、同相ノイズ成分が低減された差分整流信号を生成することが可能である。更に、差分をとることによって全波整流信号同士は加算されるので全波整流信号の信号レベルを引き上げることが可能である。
従って、上記構成によって、特に、同相ノイズが混入したときの検波精度を向上することができるという効果が得られる。
ここで、上記「負荷を介して出力する」とは、差動対を構成するトランジスタがオンとなったときに流れる電流信号を、負荷によって電圧信号に変換して出力することを含む。

〔形態３〕 更に、形態３の検波装置は、形態２に記載の検波装置において、前記第１及び第２のトランジスタは、Ｐチャンネル型の電界効果トランジスタであり、
前記第１の整流回路は、前記第１及び第２のトランジスタのドレイン端子が前記第１の負荷の電流入力端に電気的に接続され、前記第１の負荷の電流出力端が低電位側の電源ノードに電気的に接続され、前記第１及び第２のトランジスタのソース端子が高電位側の電源ノードに電気的に接続されており、前記第１のトランジスタのゲート端子に入力された前記第１の交流信号と、前記第２のトランジスタのゲート端子に入力された前記第２の交流信号とに応じて前記第１及び第２の半波整流信号を生成すると共に、前記第１及び第２の半波整流信号を合成してなる前記正極全波整流信号を前記第１の負荷を介して出力し、
前記第３及び第４のトランジスタは、Ｎチャンネル型の電界効果トランジスタであり、
前記第２の整流回路は、前記第３及び第４のトランジスタのドレイン端子が前記第２の負荷の電流出力端に電気的に接続され、前記第２の負荷の電流入力端が高電位側の電源ノードに電気的に接続されており、前記第３及び第４のトランジスタのソース端子が低電位側の電源ノードに電気的に接続されており、前記第３のトランジスタのゲート端子に入力された前記第１の交流信号と、前記第４のトランジスタのゲート端子に入力された前記第２の交流信号とに応じて前記第３及び第４の半波整流信号を生成すると共に、前記第３及び第４半波整流信号を合成してなる前記負極全波整流信号を前記第２の負荷を介して出力する。

このような構成であれば、第１の差動対を構成するＰチャンネル型の電界効果トランジスタである第１のトランジスタのゲート端子に第１の交流信号が入力されると、入力された第１の交流信号の負極側の振幅に対して第１のトランジスタがオン状態となる。
これにより、第１の負荷を流れる電流量が負極側の振幅に応じて変化し、該電流量に応じた振幅の正極側で半波整流された第１の半波整流信号が生成される。
また、第１の差動対を構成するＰチャンネル型の電界効果トランジスタである第２のトランジスタのゲート端子に第２の交流信号が入力されると、入力された第２の交流信号の負極側の振幅に対して第２のトランジスタがオン状態となる。
これにより、第１の負荷を流れる電流量が負極側の振幅に応じて変化し、該電流量に応じた振幅の正極側で半波整流された第２の半波整流信号が生成される。

第１及び第２の半波整流信号は、互いに１８０°位相がずれているので、第１及び第２のトランジスタのドレイン端子と第１の負荷の電流入力端との接続部からは、これら半波整流信号を合成してなる正極全波整流信号が出力される。
一方、第２の差動対を構成するＮチャンネル型の電界効果トランジスタである第３のトランジスタのゲート端子に第１の交流信号が入力されると、入力された第１の交流信号の正極側の振幅に対して第３のトランジスタがオン状態となる。
これにより、第２の負荷を流れる電流量が正極側の振幅に応じて変化し、該電流量に応じた振幅の負極側で半波整流された第３の半波整流信号が生成される。
また、第２の差動対を構成するＮチャンネル型の電界効果トランジスタである第４のトランジスタのゲート端子に第２の交流信号が入力されると、入力された第２の交流信号の正極側の振幅に対して第４のトランジスタがオン状態となる。
これにより、第２の負荷を流れる電流量が正極側の振幅に応じて変化し、該電流量に応じた振幅の負極側で半波整流された第４の半波整流信号が生成される。

第３及び第４の半波整流信号は、互いに１８０°位相がずれているので、第３及び第４のトランジスタのドレイン端子と第２の負荷の電流出力端との接続部からは、これら半波整流信号を合成してなる負極全波整流信号が出力される。
そして、正極全波整流信号及び負極全波整流信号が出力されると、差分整流信号生成手段において、正極全波整流信号及び負極全波整流信号の差分信号である差分整流信号が生成される。
これにより、例えば、第１及び第２の交流信号に同相ノイズが混入していた場合に、差分整流信号の生成時に、正極全波整流信号に混入された同相ノイズと負極全波整流信号に混入された同相ノイズとが打ち消し合い、同相ノイズ成分が低減された差分整流信号を生成することが可能である。更に、差分をとることによって全波整流信号同士は加算されるので全波整流信号の信号レベルを引き上げることが可能である。
従って、上記構成によって、特に、同相ノイズが混入したときの検波精度を向上することができるという効果が得られる。

〔形態４〕 更に、形態４の検波装置は、形態２に記載の検波装置において、前記第１及び第２のトランジスタは、Ｐチャンネル型の電界効果トランジスタであり、
前記第１の整流回路は、更に第３〜第４の負荷を含み、前記第１のトランジスタのソース端子が前記第３の負荷の電流出力端に電気的に接続され、前記第２のトランジスタのソース端子が前記第４の負荷の電流出力端に電気的に接続され、前記第３及び第４の負荷の電流入力端が高電位側の電源ノードに電気的に接続され、前記第１及び第２のトランジスタのドレイン端子が前記第１の負荷の電流入力端に電気的に接続され、前記第１の負荷の電流出力端が低電位側の電源ノードに電気的に接続されており、前記第１のトランジスタのソース端子に入力された前記第１の交流信号と、前記第２のトランジスタのソース端子に入力された前記第２の交流信号とに応じて前記第１及び第２の半波整流信号を生成すると共に、前記第１及び第２の半波整流信号を合成してなる前記正極全波整流信号を前記第１の負荷を介して出力し、
前記第３及び第４のトランジスタは、Ｎチャンネル型の電界効果トランジスタであり、
前記第２の整流回路は、更に第５〜第６の負荷を含み、前記第３及び第４のトランジスタのドレイン端子が前記第２の負荷の電流出力端に電気的に接続され、前記第２の負荷の電流入力端が高電位側の電源ノードに電気的に接続され、前記第３のトランジスタのソース端子が前記第５の負荷の電流入力端に電気的に接続され、前記第４のトランジスタのソース端子が前記第６の負荷の電流入力端に電気的に接続され、前記第５及び第６の負荷の電流出力端が低電位側の電源ノードに電気的に接続されており、前記第３のトランジスタのソース端子に入力された前記第１の交流信号と、前記第４のトランジスタのソース端子に入力された前記第２の交流信号とに応じて前記３及び第４の半波整流信号を生成すると共に、前記第３及び第４の半波整流信号を合成してなる前記負極全波整流信号を前記第２の負荷を介して出力する。

このような構成であれば、第１の差動対を構成するＰチャンネル型の電界効果トランジスタである第１のトランジスタのソース端子に第１の交流信号が入力されると、入力された第１の交流信号の正極側の振幅に対して第１のトランジスタがオン状態となる。
これにより、第１の負荷を流れる電流量が正極側の振幅に応じて変化し、該電流量に応じた振幅の正極側で半波整流された第１の半波整流信号が生成される。
また、第１の差動対を構成するＰチャンネル型の電界効果トランジスタである第２のトランジスタのソース端子に第２の交流信号が入力されると、入力された第２の交流信号の正極側の振幅に対して第２のトランジスタがオン状態となる。
これにより、第１の負荷を流れる電流量が正極側の振幅に応じて変化し、該電流量に応じた振幅の正極側で半波整流された第２の半波整流信号が生成される。

第１及び第２の半波整流信号は、互いに１８０°位相がずれているので、第１及び第２のトランジスタのドレイン端子と第１の負荷の電流入力端との接続部からは、これら半波整流信号を合成してなる正極全波整流信号が出力される。
一方、第２の差動対を構成するＮチャンネル型の電界効果トランジスタである第３のトランジスタのソース端子に第１の交流信号が入力されると、入力された第１の交流信号の負極側の振幅に対して第３のトランジスタがオン状態となる。
これにより、第２の負荷を流れる電流量が負極側の振幅に応じて変化し、該電流量に応じた振幅の負極側で半波整流された第３の半波整流信号が生成される。
また、第２の差動対を構成するＮチャンネル型の電界効果トランジスタである第４のトランジスタのソース端子に第２の交流信号が入力されると、入力された第２の交流信号の負極側の振幅に対して第４のトランジスタがオン状態となる。
これにより、第２の負荷を流れる電流量が負極側の振幅に応じて変化し、該電流量に応じた振幅の負極側で半波整流された第４の半波整流信号が生成される。

第３及び第４の半波整流信号は、互いに１８０°位相がずれているので、第３及び第４のトランジスタのドレイン端子と第２の負荷の電流出力端との接続部からは、これら半波整流信号を合成してなる負極全波整流信号が出力される。
そして、正極全波整流信号及び負極全波整流信号が出力されると、差分整流信号生成手段において、正極全波整流信号及び負極全波整流信号の差分信号である差分整流信号が生成される。
これにより、例えば、第１及び第２の交流信号に同相ノイズが混入していた場合に、差分整流信号の生成時に、正極全波整流信号に混入された同相ノイズと負極全波整流信号に混入された同相ノイズとが打ち消し合い、同相ノイズ成分が低減された差分整流信号を生成することが可能である。更に、差分をとることによって全波整流信号同士は加算されるので全波整流信号の信号レベルを引き上げることが可能である。
従って、上記構成によって、特に、同相ノイズが混入したときの検波精度を向上することができるという効果が得られる。

〔形態５〕 更に、形態５の検波装置は、形態３又は４に記載の検波装置において、前記第１及び第２のトランジスタのゲート電位を、これらのスレッショルド電圧と同電位又はその近傍の電位で一定とする第１の定電圧印加手段と、
前記第３及び第４のトランジスタのゲート電位を、これらのスレッショルド電圧と同電位又はその近傍の電位で一定とする第２の定電圧印加手段と、を備える。
このような構成であれば、入力交流信号に対して、スレッショルド電圧の影響を受けずに又はほぼ受けずにトランジスタをオン状態にすることができるという効果が得られる。
特に、第１〜第４のトランジスタのゲートをスレッショルド電圧と同電位にすることで、第１の交流信号及び第２の交流信号が微弱な信号であった場合でも、トランジスタをオン状態にすることができる。
ここで、上記「その近傍の電位」とは、スレッショルド電圧に対して、第１の整流回路及び第２の整流回路が、第１の交流信号及び第２の交流信号の入力に対して半波整流動作をできる範囲の電圧である。

〔形態６〕 更に、形態６の検波装置は、形態３乃至５のいずれか１に記載の検波装置において、前記第１の整流回路は、複数の前記第１の差動対をカスコード接続してなる第１のカスコード段と、該第１のカスコード段のうち、前記第１の交流信号及び前記第２の交流信号が入力される第１の差動対以外の差動対の前記第１及び第２のトランジスタのゲート端子にバイアス電圧を印加する第１のバイアス手段と、を備える。
このような構成であれば、第１の差動対がカスコード接続されるので、第１の整流回路の差動利得を増加することができるという効果が得られる。

〔形態７〕 更に、形態７の検波装置は、形態３乃至６のいずれか１に記載の検波装置において、前記第２の整流回路は、複数の前記第２の差動対をカスコード接続してなる第２のカスコード段と、該第２のカスコード段のうち、前記第１の交流信号及び前記第２の交流信号が入力される第２の差動対以外の差動対の前記第３及び第４のトランジスタのゲート端子にバイアス電圧を印加する第２のバイアス手段と、を備える。
このような構成であれば、第２の差動対がカスコード接続されるので、第２の整流回路の差動利得を増加することができるという効果が得られる。

〔形態８〕 更に、形態８の検波装置は、形態１乃至７のいずれか１に記載の検波装置において、前記正極全波整流信号に混入する第１の同相ノイズのレベルと、前記負極全波整流信号に混入する第２の同相ノイズのレベルとを同じレベルになるように調整するレベル調整手段を備える。
このような構成であれば、正極全波整流信号及び負極全波整流信号に混入する同相ノイズのレベルを揃えることができるので、差分整流信号生成手段において、正極全波整流信号と負極全波整流信号との差分信号を生成したときに、差分信号に含まれる同相ノイズ成分を、より低減することができるという効果が得られる。

〔形態９〕 一方、上記目的を達成するために、形態９の受信装置は、所定周波数帯域の電波を受信するアンテナと、
前記受信した電波信号から前記第１及び第２の交流信号を生成する平衡信号生成手段と、
請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の検波装置と、
前記検波装置で生成された差分整流信号に基づき所定信号の受信の有無を判別する判別手段と、を備える。
このような構成であれば、上記形態１乃至形態８のいずれか１に記載の検波装置と同等の作用及び効果が得られる。

更に、検波装置において同相のノイズ成分の低減された差分信号に基づき電波信号の受信有無の判別を行うことができるので、受信有無の判別精度を向上することができるという効果が得られる。
なお、上記「平衡信号生成手段」は、例えば、単独で平衡信号を生成可能なバラン（Balun）や、アンテナ自体の構成によって平衡信号を生成する手段などが該当する。以下、形態１０及び形態１１の受信装置において同じである。

〔形態１０〕 また、上記目的を達成するために、形態１０の受信装置は、所定周波数帯域の電波を受信するアンテナと、
前記受信した電波信号から第１の交流信号と該第１の交流信号と１８０°位相の異なる第２の交流信号とを生成する平衡信号生成手段と、
前記第１の交流信号と前記第２の交流信号とをそれぞれ同相ノイズと同極側で半波整流し、これら半波整流信号を合成して全波整流信号を生成する整流信号生成手段と、
前記全波整流信号のレベルと予め設定された基準信号レベルとに基づき所定信号の受信の有無を判別する判別手段と、
前記第１及び第２の交流信号に混入する同相ノイズのレベルを検出するノイズレベル検出手段と、
前記ノイズレベル検出手段で検出した同相ノイズのレベルに基づき、前記基準信号レベルを設定する基準信号レベル設定手段と、を備える。

このような構成であれば、アンテナにおいて電波信号が受信されると、受信した電波信号の平衡信号（第１の交流信号及び第２の交流信号）が平衡信号生成手段において生成される。
そして、整流信号生成手段において、第１及び第２の交流信号に基づき、同相ノイズと同極側でそれぞれ半波整流された、一方に対して他方の位相が１８０°異なる２つの半波整流信号が生成されると共に、これら２つの半波整流信号を合成してなる全波整流信号が生成される。

一方、ノイズレベル検出手段において、平衡信号（第１及び第２の交流信号）に混入する同相ノイズのレベルが検出されると、該検出された同相ノイズのレベルに基づき、基準信号レベルが設定される。例えば、基準信号レベルを検出したノイズレベルと同じレベルに設定する。
判別手段は、整流信号生成手段で生成された全波整流信号のレベルと基準信号レベル設定手段で設定された基準信号レベルとに基づき、電波信号の受信の有無を判別する。例えば、全波整流信号のレベルが基準信号レベル以下のときは、電波信号の受信無しと判断し、基準レベルよりも大きいときは、電波信号の受信有りと判断する。
これにより、全波整流信号に混入された同相ノイズを受信信号と間違え難くすることができるので、検波精度を向上することができるという効果が得られる。

〔形態１１〕 また、上記目的を達成するために、形態１１の受信装置は、所定周波数帯域の電波を受信するアンテナと、
前記受信した電波信号から第１の交流信号と該第１の交流信号と１８０°位相の異なる第２の交流信号とを生成する平衡信号生成手段と、
前記第１の交流信号と前記第２の交流信号とをそれぞれ同極側で半波整流し、これら半波整流信号を合成して全波整流信号を生成する整流信号生成手段と、
前記第１及び第２の交流信号に混入する同相ノイズを保持するノイズ保持手段と、
前記全波整流信号と前記ノイズ保持手段で保持された同相ノイズとの差分信号を生成する差分整流信号生成手段と、
前記差分信号のレベルと予め設定された基準信号レベルとに基づき所定信号の受信の有無を判別する判別手段と、を備える。

このような構成であれば、アンテナにおいて電波信号が受信されると、受信した電波信号の平衡信号（第１の交流信号及び第２の交流信号）が平衡信号生成手段において生成される。
そして、整流信号生成手段において、第１及び第２の交流信号に基づき、同相ノイズと同極側でそれぞれ半波整流された、一方に対して他方の位相が１８０°異なる２つの半波整流信号が生成されると共に、これら２つの半波整流を合成してなる全波整流信号が生成される。

一方、ノイズ保持手段において、平衡信号（第１及び第２の交流信号）に混入する同相ノイズが予め保持されており、差分整流信号生成手段において、整流信号生成手段で生成された全波整流信号とノイズ保持手段で保持された同相ノイズとの差分信号が生成される。
そして、判別手段において、差分信号のレベルと予め設定された基準信号レベルとに基づき、電波信号の受信の有無を判別する。例えば、差分信号のレベルが基準信号レベル以下のときは、電波信号の受信無しと判断し、基準レベルよりも大きいときは、電波信号の受信有りと判断する。
これにより、全波整流信号に混入された同相ノイズ成分を打ち消すことができ、同相ノイズ成分が低減された差分信号を生成することが可能である。
従って、同相ノイズが混入したときの検波精度を向上することができるという効果が得られる。

〔形態１２〕 更に、形態１２の受信装置は、形態９乃至１１のいずれか１に記載の受信装置において、前記第１及び第２の交流信号を増幅する増幅器と、
前記増幅器の状態を動作状態と停止状態とに所定のタイミングで交互に切り替える状態切替手段とを備える。
このような構成であれば、増幅器によって、第１及び第２の交流信号を増幅することができると共に、断続的に電波を受信するような場合に、電波を受信しない間に増幅器を停止状態にすることができるので、増幅器において消費される電力量を低減することができるという効果が得られる。
また、増幅器の動作状態を切替時に発生する同相ノイズ（スイッチング・ノイズ）が第１及び第２の交流信号に混入した場合でも、その同相ノイズ成分を打ち消す（又は低減する）ことができるので、動作状態の切替によって同相ノイズが混入したときでも検波精度を向上することができるという効果が得られる。

〔形態１３〕 更に、形態１３の受信装置は、形態１２に記載の受信装置において、前記アンテナは、ＵＷＢ（Ultra Wide Band）の周波数帯域の電波信号を受信するアンテナであり、
前記増幅器は、低雑音増幅器である。
このような構成であれば、ＵＷＢの周波数帯域の受信電波から生成される第１及び第２の交流信号の増幅に低雑音増幅器を用いるようにしたので、ＵＷＢの周波数帯域の電波信号の受信検波において、検波精度を向上することができるという効果が得られる。

〔形態１４〕 また、上記目的を達成するために、形態１４の検波方法は、正極整流信号生成手段に、第１の交流信号と該第１の交流信号と１８０°位相の異なる第２の交流信号とをそれぞれ正極側で整流させ、これら整流信号を合成させて正極整流信号を生成させる正極整流信号生成ステップと、
負極整流信号生成手段に、前記第１の交流信号と前記第２の交流信号とを負極側で整流させ、これら整流信号を合成させて負極整流信号を生成させる負極整流信号生成ステップと、
差分整流信号生成手段に、前記正極整流信号と前記負極整流信号との差分の信号である差分整流信号を生成させる差分信号生成ステップと、を含む。
これにより、形態１に記載の検波装置と同等の作用及び効果を得ることができる。

〔第１の実施の形態〕
以下、本発明の実施の形態を図面に基づき説明する。図１〜図５は、本発明に係る検波装置、受信装置及び検波方法の第１の実施の形態を示す図である。
まず、本発明に係る受信装置１の構成を図１に基づき説明する。図１は、本発明に係る受信装置１の構成を示すブロック図である。
受信装置１は、図１に示すように、アンテナ１０と、低雑音増幅器１１と、検波装置１２と、ＬＰＦ（Low-pass filter）１３と、判別部１４とを含んで構成される。
アンテナ１０は、対応帯域がＵＷＢの周波数帯域（例えば、１．５〜１０［ＧＨｚ］）の、ＩＲ（Impulse Radio）方式で無線送信された、非常に短いインパルス状のパルス信号列を受信する、第１アンテナ１０ａと第２アンテナ１０ｂとを含んで構成される。

第１アンテナ１０ａは、受信したパルス信号列を同相で出力する機能を有している。
第２アンテナ１０ｂは、受信したパルス信号列を第１アンテナ１０ａの出力信号の位相と１８０［°］異なる位相で出力する機能を有している。
低雑音増幅器１１（以下、ＬＮＡ１１と称す）は、第１アンテナ１０ａ及び第２アンテナ１０ｂから入力されたパルス信号列ａ及びａ’を差動増幅する機能を有しており、雑音指数の比較的小さい増幅器である。
更に、ＬＮＡ１１は、外部からの制御信号ｂに基づきその動作状態と停止状態とを所定のタイミングで切り替える節電機能を有している。

以下、差動増幅されたパルス信号列ａ及びａ’を、第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄと称す。
検波装置１２は、ＬＮＡ１１から入力された第１及び第２の交流信号ｃ及びｄを正極側で全波整流してなる正極全波整流信号を生成する機能と、第１及び第２の交流信号ｃ及びｄを負極側で全波整流してなる負極全波整流信号を生成する機能とを有している。
更に、検波装置１２は、正極全波整流信号と負極全波整流信号との差分信号である差分整流信号ｅを生成する機能を有している。
ＬＰＦ１３は、検波装置１２から入力された差分整流信号ｅの周波数成分のうち所定周波数以下の信号成分を通過させる（高周波成分を除去する）特性を有するロー・パス・フィルタである。

判別部１４は、ＬＰＦ１３から入力されたＵＷＢ信号の包絡線を示す包絡線信号ｆを二値化すると共に、その二値化信号のレベルと予め設定された基準レベルとに基づき、ＵＷＢ信号を受信したか否かを判別する機能を有している。
更に、判別部１４は、ＬＮＡ１１の動作状態及び停止状態を制御する制御信号ｂを生成し、これをＬＮＡ１１に供給して、ＬＮＡ１１の動作状態及び停止状態を制御する機能を有している。

次に、図２に基づき、ＬＮＡ１１の具体的な構成を説明する。
ここで、図２は、ＬＮＡ１１の回路構成を示す図である。
ＬＮＡ１１は、図２に示すように、Ｎチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＮＴｒ１及びＮＴｒ２からなる差動対と、該差動対とカスコード接続されたＮＴｒ３及びＮＴｒ４からなるカスコード増幅段と、インダクタＬ１〜Ｌ４と、カップリング・コンデンサＣ１及びＣ２と、抵抗Ｒ１〜Ｒ４とを含んで構成される。
そして、Ｃ１及びＣ２の一端に入力端子ＩＮ１及びＩＮ２が形成され、Ｃ１の他端にＲ３及びＬ１の一端が電気的に接続され、Ｃ２の他端にＲ４及びＬ２の一端が電気的に接続されている。
Ｌ１及びＬ２の他端は、ＮＴｒ１及びＮＴｒ２のゲート端子にそれぞれ電気的に接続され、Ｒ３及びＲ４の他端はトランジスタが飽和領域となる適切なバイアス電圧を供給する回路（不図示）に電気的に接続されている。

ＮＴｒ３及びＮＴｒ４のソースには、それぞれＲ１及びＲ２の一端が電気的に接続され、Ｒ１及びＲ２の他端は、それぞれＬ３及びＬ４の一端に電気的に接続されている。
Ｌ３及びＬ４の他端は、高電位側の電源ノードＶ_ddに電気的に接続されている。これにより、電源ノードＶ_ddを介して、不図示の電源装置から電圧Ｖ_ddの電源が供給される。
以上の構成により、ＬＮＡ１１は、入力端子ＩＮ１，ＩＮ２に入力されるアンテナ１０で受信された受信信号（パルス信号列）を増幅し出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２に差動出力する。

具体的に、入力端子ＩＮ１，ＩＮ２に入力されたパルス信号列ａ，ａ’はＣ１，Ｃ２および入力のマッチング特性を調整するインダクタＬ１，Ｌ２を介してＮＴｒ１，ＮＴｒ２のゲート端子に伝えられる。抵抗Ｒ３，Ｒ４はトランジスタＮＴｒ１，ＮＴｒ２に適正なバイアス電圧を与える。
カスコード増幅段のＮＴｒ３，ＮＴｒ４のゲート端子Ｇ１に印加される電圧Ｖｂを制御することによってＬＮＡ１１に流れる電流を０にすることができる。つまり、電圧Ｖｂが先述したＬＮＡ１１の動作状態と停止状態とを切り替える制御信号ｂとなる。
即ち、Ｖｂを０に（正確には、ＶｂをトランジスタＮＴｒ３，ＮＴｒ４のスレッショルド電圧よりも低く）すればトランジスタＮＴｒ３、ＮＴｒ４は遮断され流れる電流は０となりＬＮＡ１１の動作は停止する。また、Ｖｂを所定の値、すなわちカスコード増幅段として作動するバイアス電圧値に設定すれば、回路はカスコード増幅回路として作動する。

また、抵抗Ｒ１，Ｒ２は回路を安定化するために用いられる。
カスコード増幅段によって増幅された電流信号はインダクタＬ３，Ｌ４によって電圧に変換され差動出力信号として出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２から出力される。この差動出力信号が、先述した第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄとなる。
なお、ＬＮＡ１１の出力端子ＯＵＴ１及びＯＵＴ２は、後段の検波装置１２の各検波回路１２０及び１２１の入力端子と電気的に接続されている。

次に、図３に基づき、検波装置１２の構成を説明する。
図３は、検波装置１２の構成を示すブロック図である。
検波装置１２は、図３に示すように、第１の検波回路１２０（正極整流信号生成手段に対応）と、第２の検波回路１２１（負極整流信号生成手段に対応）と、差動増幅器１２２（差分整流信号生成手段に対応）とを含んで構成される。
第１の検波回路１２０は、ＬＮＡ１１からの第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄに基づき、正極側で半波整流され且つ一方に対して他方が１８０［°］位相の異なる第１の半波整流信号及び第２の半波整流信号を生成し、これら第１及び第２の半波整流信号を合成して正極全波整流信号を生成する機能を有し、該生成した正極全波整流信号を差動増幅器１２２の差動入力端子の一方に出力するようになっている。

第２の検波回路１２１は、ＬＮＡ１１からの第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄに基づき、負極側で半波整流され且つ一方に対して他方が１８０［°］位相の異なる第３の半波整流信号及び第４の半波整流信号を生成し、これら第３及び第４の半波整流信号を合成して負極全波整流信号を生成する機能を有し、該生成した負極全波整流信号を差動増幅器１２２の差動入力端子の他方に出力するようになっている。
差動増幅器１２２は、差動入力端子に入力された信号を差動増幅して出力する機能を有している。本実施の形態では、第１の検波回路１２０から入力された正極全波整流信号と、第２の検波回路１２１から入力された負極全波整流信号との差分信号を増幅してなる差分整流信号ｅを生成し、該生成した差分整流信号ｅを後段のＬＰＦ１３に出力するようになっている。

次に、図４に基づき、第１の検波回路１２０及び第２の検波回路１２１の詳細な回路構成を説明する。
ここで、図４（ａ）及び（ｂ）は、第１の検波回路１２０及び第２の検波回路１２１の回路構成の一例を示す図であり、（ｃ）は、検波装置１２の入出力信号の一例を示す図である。
図４（ａ）に示すように、第１の検波回路１２０（第１の整流回路に対応）は、Ｐチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＰＴｒ１及びＰＴｒ２からなる第１の差動対と、抵抗Ｒ５〜Ｒ６と、カップリング・コンデンサＣ３及びＣ４と、定電圧印加部１２０ｆ（第１の定電圧印加手段に対応）とを含んで構成される。

そして、Ｃ３及びＣ４の一端にそれぞれ入力端子ＩＮｍ及びＩＮｐが形成され、Ｃ３の他端にＲ６の一端とＰＴｒ１のゲート端子とが電気的に接続され、Ｃ４の他端にＲ７の一端とＰＴｒ２のゲート端子とが電気的に接続されている。
ＰＴｒ１及びＰＴｒ２のソース端子は、高電位側の電源ノードＶ_ddに電気的に接続されている。これにより、電源ノードＶ_ddを介して、不図示の電源装置から電圧Ｖ_ddの電源が供給される。
Ｒ６とＲ７の他端には、定電圧印加部１２０ｆの電圧出力端子が電気的に接続されている。

Ｒ５の一端は、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２のドレイン端子に電気的に接続され、Ｒ５の他端は、低電位側の電源ノード（ここでは、ＧＮＤノード）に電気的に接続されている。
以上の構成により、第１の検波回路１２０は、入力端子ＩＮｍ，ＩＮｐに入力されるＬＮＡ１１からの第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄに応じて、正極側で半波整流され且つ一方に対して他方が１８０［°］位相の異なる第１及び第２の半波整流信号を生成すると共に、これら第１及び第２の半波整流信号を合成して正極全波整流信号を出力端子ＯＵＴｐから出力する。
具体的に、入力端子ＩＮｍ，ＩＮｐに入力された第１の交流信号ｃ，第２の交流信号ｄは、Ｃ３，Ｃ４を介してＰＴｒ１，ＰＴｒ２のゲート端子に伝えられる。
ＰＴｒ１及びＰＴｒ２のゲート−ソース間電圧Ｖ_GSは、定電圧印加部１２０ｆによって、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２のスレッショルド電圧と同じ又は略同じ電位となっている（理想的には同電位なので、説明の便宜上、以下の説明では同電位とする）。

従って、第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの信号波形における負極側に振幅する波形部分が入力されることで、Ｖ_GSはスレッショルド電圧以下の状態を維持するため、このときにＰＴｒ１及びＰＴｒ２は常にオン状態となる。
また、第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの信号波形における正極側に振幅する波形部分が入力された場合はＶ_GSが、スレッショルド電圧より大きくなるため、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２はオフ状態となる。
ＰＴｒ１及びＰＴｒ２がオフ状態の場合はＲ５に電流が流れないため、ＯＵＴｐはＧＮＤレベルとなる。
一方、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２がオン状態のときは、これらのソース−ドレイン間に第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの負極側の大きさに応じた電流が流れ、この電流がＲ５にも流れる。

ここで、図４（ｃ）に示すように、第１の交流信号ｃと第２の交流信号ｄとは４つの単位パルスからなるパルス列から構成され、且つ一方に対して他方の位相が１８０［°］異なっている。
従って、これらの信号がＰＴｒ１及びＰＴｒ２のゲート端子に入力されることによって、各交流信号の４つの単位パルスの負極側に振幅する波形部分においてゲートの電位が下降してオン状態が維持され、正極側に振幅する波形部分においてゲート電位が上昇してオフ状態となる。
これにより、第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの負極側の波形区間においてＲ５に電流が流れるので、出力端子ＯＵＴｐからは、第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの正極側に振幅する波形部分が連続する出力波形の電圧信号（正極全波整流信号）が出力される。

一方、図４（ｃ）の左図に示すように、第１の交流信号ｃ，第２の交流信号ｄには、ＬＮＡ１１の動作を停止状態から動作状態に切り替えたときに生じるスイッチング・ノイズ（同相ノイズ）Ｎｃ，Ｎｄが混入する。このスイッチング・ノイズＮｃ，Ｎｄは、ＬＮＡ１１のインダクタＬ３及びＬ４の寄生抵抗が原因で発生するノイズであって、第１及び第２の交流信号の電圧レベルを下げるため、下がった分だけ出力端子ＯＵＴｐの出力電圧のレベルを上げる働きをする。
従って、最終的な出力電圧波形は、整流過程において波形がなまることも加えて、図４（ｃ）の中央上図に示すように、全波整流波形の包絡線がノイズ波形に乗っかった（押し上げられた）ような波形となる。

更に、図４（ｂ）に示すように、第２の検波回路１２１（第２の整流回路に対応）は、Ｎチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＮＴｒ５及びＮＴｒ６からなる第２の差動対と、抵抗Ｒ８〜Ｒ１０と、カップリング・コンデンサＣ５及びＣ６と、定電圧印加部１２１ｆ（第２の定電圧印加手段に対応）とを含んで構成される。
そして、Ｃ５及びＣ６の一端にそれぞれ入力端子ＩＮｍ及びＩＮｐが形成され、Ｃ５の他端にＲ９の一端とＮＴｒ５のゲート端子とが電気的に接続され、Ｃ６の他端にはＲ１０の一端とＮＴｒ６のゲート端子とが電気的に接続されている。
Ｒ９とＲ１０の他端には、定電圧印加部１２１ｆの電圧出力端子が電気的に接続されている。

ＮＴｒ５及びＮＴｒ６のドレイン端子は、抵抗Ｒ８の一端に電気的に接続され、抵抗Ｒ８の他端は、高電位側の電源ノードＶ_ddに電気的に接続されている。これにより、電源ノードＶ_ddを介して、不図示の電源装置から電圧Ｖ_ddの電源が供給される。
ＮＴｒ５及びＮＴｒ６のソース端子は、低電位側の電源ノード（ここでは、ＧＮＤノード）に電気的に接続されている。
以上の構成により、第２の検波回路１２１は、入力端子ＩＮｍ，ＩＮｐに入力されるＬＮＡ１１からの第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄに応じて、負極側で半波整流され且つ一方に対して他方が１８０［°］位相の異なる第３及び第４の半波整流信号を生成すると共に、これら第３及び第４の半波整流信号を合成して負極全波整流信号を出力端子ＯＵＴｎから出力する。

具体的に、入力端子ＩＮｍ，ＩＮｐに入力された第１の交流信号ｃ，第２の交流信号ｄはＣ５，Ｃ６を介してＮＴｒ５，ＮＴｒ６のゲート端子に伝えられる。
ＮＴｒ５及びＮＴｒ６のゲート−ソース間電圧Ｖ_GS（ゲート−ソース間電圧）は、定電圧印加部１２１ｆによって、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６のスレッショルド電圧と同じ又は略同じ電位となっている（理想的には同電位なので、説明の便宜上、以下の説明では同電位とする）。
従って、第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの信号波形における正極側に振幅する波形部分が入力されることで、ゲート−ソース間電圧Ｖ_GSは、スレッショルド電圧以上の電位を維持するため、このときにＮＴｒ５及びＮＴｒ６は常にオン状態となる。
そして、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６がオン状態のときは、Ｒ８に電流が流れ、出力端子ＯＵＴｎの出力電圧が変化する。

先述したように、第１の交流信号ｃと第２の交流信号ｄとは４つの単位パルスからなるパルス列から構成され、且つ一方に対して他方の位相が１８０［°］異なっている。
つまり、第１の交流信号ｃと第２の交流信号ｄとがＮＴｒ５及びＮＴｒ６のゲート端子に入力されることによって、各交流信号の４つの単位パルスの正極側に振幅する波形部分においてゲート電位が上昇してオン状態が維持され、負極側に振幅する波形部分においてゲート電位がスレッショルド電圧よりも下降してオフ状態となる。
これにより、第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの正極側の波形区間においてＲ８に電流が流れ、そこで電圧降下が生じるので、出力端子ＯＵＴｎからは、第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの負極側に振幅する波形部分のみが連続する出力波形の電圧信号（負極全波整流信号）が出力される。

一方、先述したように、第１の交流信号ｃ，第２の交流信号ｄには、図４（ｃ）の左図に示すように、ＬＮＡ１１の動作を停止状態から動作状態に切り替えたときに生じるスイッチング・ノイズＮｃ，Ｎｄが混入する。このスイッチング・ノイズＮｃ，Ｎｄは交流信号の電圧レベルを下げるため、下がった分だけ出力端子ＯＵＴｎの出力電圧のレベルを上げる働きをする。
従って、最終的な出力電圧波形は、整流過程において波形がなまることも加えて、図４（ｃ）の中央下図に示すように、全波整流波形の包絡線がノイズ波形にぶら下がったような波形となる。
そして、図４（ｃ）の右図に示すように、差動増幅器１２２の入力端子（＋）に正極全波整流信号が入力され、入力端子（−）に負極全波整流信号が入力されるので、正極全波整流信号に、負極全波整流信号を反転した信号が加算されることになる。

つまり、負極全波整流信号に含まれるスイッチング・ノイズが反転されて加算されることになるため、この反転されたスイッチング・ノイズと、正極全波整流信号に含まれるスイッチング・ノイズとが打ち消しあってノイズ成分が除去又は低減される。
また、正極全波整流信号に、反転された負極全波整流信号が加算されるため、結果的に正極全波整流信号のレベルが上昇することになる。
従って、差動増幅器１２２からは、正極全波整流信号の信号レベルを２倍又は略２倍にした全波整流信号（差分整流信号ｅ）が出力される。
なお、差分をとることから、第１の検波回路１２０及び第２の検波回路１２１から出力される正極全波整流信号及び負極全波整流信号に含まれるノイズ成分が同じであることが望ましい。従って、第１の検波回路１２０及び第２の検波回路１２１のトランジスタの容量や負荷の値などをノイズレベルが同じとなるように設定することが望ましい。

次に、図５に基づき、受信装置１の具体的な動作を説明する。
ここで、図５（ａ）〜（ｇ）は、受信装置１の各構成部の入出力波形の一例を示す図である。
受信装置１は、アンテナ１０を構成する第１アンテナ１０ａ及び第２アンテナ１０ｂによってＵＷＢ信号（パルス信号列）を受信すると、第１アンテナ１０ａは、図５（ａ）に示すように、受信したパルス信号列と同相のパルス信号列ａをＬＮＡ１１に出力する。
一方、第２アンテナ１０ｂは、図５（ａ’）に示すように、受信したパルス信号列の位相と１８０［°］位相の異なるパルス信号列ａ’をＬＮＡ１１に出力する。
パルス信号列ａ及びａ’は、図５（ａ）及び（ａ’）に示すように、４つの単位パルスを連続した構成のパルス列を含む信号となる。なお、パルス信号列ａを含むＵＷＢ信号は、不図示のＵＷＢ信号発信回路のアンテナから間歇的に発信される。

ＬＮＡ１１は、判別部１４から供給される、図５（ｂ）に示す制御信号ｂによって、ＮＴｒ３及びＮＴｒ４のスイッチング動作が制御されることで、自己の動作状態及び停止状態の切替制御が行われる。具体的に、制御信号ｂがハイレベルの間はＬＮＡ１１は動作状態となり、制御信号ｂがローレベルの間はＬＮＡ１１は停止状態となる。
そして、ＬＮＡ１１は、制御信号ｂがハイレベルのときに、パルス信号列ａ及びａ’が入力端子ＩＮ１及びＩＮ２に入力されると、それらを差動増幅して、図５（ｃ）に示すような、パルス信号列ａを同相で増幅した第１の交流信号ｃと、図５（ｄ）に示すような、パルス信号列ａ’を増幅した第２の交流信号ｄとを生成し、これら交流信号ｃ及びｄを検波装置１２の第１の検波回路１２０及び第２の検波回路１２１にそれぞれ出力する。
なお、本実施の形態では、図５（ｃ）及び（ｄ）に示すように、第１，第２の交流信号ｃ，ｄには、ＬＮＡ１１を停止状態から動作状態に切り替えたときに発生する同相のスイッチング・ノイズＮｃ，Ｎｄ（オン状態の間にローレベルで一定となる信号）が混入している。

検波装置１２は、第１の検波回路１２０において、第１の交流信号ｃが入力端子ＩＮｍに入力され、第２の交流信号ｄが入力端子ＩＮｐ入力されると、上記したように、これらの負極側の振幅期間においてＰＴｒ１及びＰＴｒ２がオンとなる。
また、第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄには、スイッチング・ノイズＮｃ及びＮｄが混入しているため、その分だけＲ５に流れる電流が多くなる。
これにより、出力端子ＯＵＴｐからは、第１の交流信号ｃと第２の交流信号ｄとを正極側で半波整流した信号を合成して増幅した構成の全波整流信号が、反転増幅されたスイッチング・ノイズに乗っかったような構成の正極全波整流信号が出力される。

一方、第２の検波回路１２１において、第１の交流信号ｃが入力端子ＩＮｍに入力され、第２の交流信号ｄが入力端子ＩＮｐ入力されると、上記したように、これらの正極側の振幅期間においてＮＴｒ５及びＮＴｒ６がオンとなる。
また、第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄには、スイッチング・ノイズＮｃ及びＮｄが混入しているため、その分だけＲ８に流れる電流が少なくなる。
これにより、Ｒ８での電圧降下が小さくなって、出力端子ＯＵＴｎからは、第１の交流信号ｃと第２の交流信号ｄとを負極側で半波整流した信号を合成して増幅した構成の全波整流信号が、反転増幅されたスイッチング・ノイズにぶら下がったような構成の負極全波整流信号が出力される。
これら生成された正極全波整流信号と負極全波整流信号とは、差動増幅器１２２の入力端子（＋）及び反転入力端子（−）にそれぞれ入力される。

差動増幅器１２２は、正極全波整流信号に対して負極全波整流信号を減算して増幅する。これにより、図５（ｅ）に示すように、正極全波整流信号から負極全波整流信号を差し引いた構成の差分整流信号ｅが生成され、この差分整流信号ｅがＬＰＦ１３に出力される。
ＬＰＦ１３は、差分整流信号ｅから高周波成分を除去して、図５（ｆ）に示すような包絡線信号ｆを生成し、これを判別部１４に出力する。
判別部１４は、ＬＰＦ１３から入力された包絡線信号ｆを、予め用意した基準信号レベルを用いて二値化して、図５（ｇ）に示すような二値化信号ｇを生成する。
そして、この二値化信号ｇに基づき、二値化信号ｇがハイレベルであればＵＷＢ信号を受信したと判別し、二値化信号ｇがローレベルであればＵＷＢ信号を受信していないと判別する。

この判別結果は、後段の情報処理装置などに出力されそこでデータ処理される。
以上、本実施の形態の受信装置１は、アンテナ１０において、ＵＷＢ信号の平衡信号（パルス信号列ａ及びａ’）を生成してＬＮＡ１１に出力することが可能である。
更に、ＬＮＡ１１は、パルス信号列ａ及びａ’差動増幅して第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄを生成し、これら交流信号ｃ及びｄを検波装置１２に出力することが可能である。
更に、検波装置１２によって、第１の検波回路１２０及び第２の検波回路１２１において、ＬＮＡ１１で差動増幅された第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄを、正極側で全波整流した正極全波整流信号と、負極側で全波整流した負極全波整流信号とを生成することが可能である。
更に、検波装置１２によって、差動増幅器１２２において正極全波整流信号と負極全波整流信号との差分信号である差分整流信号ｅを生成することが可能である。

更に、ＬＰＦ１３によって、差分整流信号ｅに含まれる高周波成分を低減することが可能である。
更に、判別部１４によって、ＬＰＦ１３を経た差分整流信号（包絡線信号ｆ）を二値化すると共に、この二値化信号ｇに基づき、ＵＷＢ信号を受信したか否かを判別することができる。
以上より、正極全波整流信号及び負極全波整流信号に含まれるスイッチング・ノイズを互いに打ち消し合うことができると共に正極側に全波整流信号のレベルを引き上げることができる。従って、受振したＵＷＢ信号（受信信号ａ）の信号波形の包絡線をより正確に検波することができると共に、該正確に検波された包絡線に基づき受信の有無を判別することができるので、ＵＷＢ信号の受信の有無をより正確に判別することができる。

〔第１の実施の形態の変形例１〕
次に、第１の実施の形態の変形例１を図面に基づき説明する。図６は、本発明に係る検波装置、受信装置及び検波方法の第１の実施の形態の変形例１を示す図である。
ここで、図６（ａ）は、変形例１の第１の検波回路１２０’の構成を示す図であり、（ｂ）は、変形例１の第２の検波回路１２１’の構成を示す図であり、（ｃ）は、変形例１の検波装置１２における入出力信号の一例を示す図である。
変形例１の第１の検波回路１２０’は、図６（ａ）に示すように、上記第１の実施の形態の第１の検波回路１２０に、Ｐチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＰＴｒ３及びＰＴｒ４を、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２にカスコード接続した形で加えた構成となっている。
具体的に、ＰＴｒ３のソース端子がＰＴｒ１のドレイン端子に、ＰＴｒ４のソース端子がＰＴｒ２のドレイン端子にそれぞれ電気的に接続され、ＰＴｒ３及びＰＴｒ４のドレイン端子がＲ５の一端に電気的に接続され、Ｒ５の他端が低電位側のノード（ＧＮＤノード）に電気的に接続されている。

第１の検波回路１２０’は、更に、ＰＴｒ３及びＰＴｒ４を飽和領域で駆動するためのバイアス電圧を、これらのゲート端子に印加するバイアス電圧印加部１２０ｂを含んで構成される。
上記構成により、バイアス電圧印加部１２０ｂによってＰＴｒ３及びＰＴｒ４のゲート端子にバイアス電圧が印加されると、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２とカスコード接続されたＰＴｒ３及びＰＴｒ４がオンとなり、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２のドレイン電圧の変化を減少させる働きをする。
この働きによって、チャンネル長変調と呼ばれる現象によってＰＴｒ１及びＰＴｒ２のドレイン電流が減少する（等価的にそのように見える）のを防ぐことができる。

その他の動作は、上記第１の実施の形態の第１の検波回路１２０と同様となる。
更に、変形例２の第２の検波回路１２１’は、図６（ｂ）に示すように、上記第１の実施の形態の第２の検波回路１２１に、Ｎチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＮＴｒ７及びＮＴｒ８を、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６にカスコード接続した形で加えた構成となっている。
具体的に、ＮＴｒ７のドレイン端子がＮＴｒ５のソース端子に、ＮＴｒ８のドレイン端子がＮＴｒ６のソース端子にそれぞれ電気的に接続され、ＮＴｒ７及びＮＴｒ８のソース端子がＲ８の一端に電気的に接続され、Ｒ８の他端が電源ノードＶ_ddに電気的に接続されている。

第２の検波回路１２１’は、更に、ＮＴｒ７及びＮＴｒ８を飽和領域で駆動するためのバイアス電圧を、これらのゲート端子に印加するバイアス電圧印加部１２１ｂを含んで構成される。
上記構成により、バイアス電圧印加部１２１ｂによってＮＴｒ７及びＮＴｒ８のゲート端子にバイアス電圧が印加されると、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６とカスコード接続されたＮＴｒ７及びＮＴｒ８が、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６のドレイン電圧の変化を減少させる働きをする。
この働きによって、チャンネル長変調と呼ばれる現象によってＮＴｒ５及びＮＴｒ６のドレイン電流が減少する（等価的にそのように見える）のを防ぐことができる。

その他の動作は、上記第１の実施の形態の第２の検波回路１２１と同様となる。
以上、本変形例の受信装置１の検波装置１２は、第１の検波回路１２０’において、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２のカスコード段として追加したＰＴｒ３及びＰＴｒ４によって、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２のドレイン電圧の変化を減少させることが可能である。
更に、第２の検波回路１２１’は、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６のカスコード段として追加したＮＴｒ７及びＮＴｒ８によって、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６のドレイン電圧の変化を減少させることが可能である。
以上より、第１の検波回路１２０’及び第２の検波回路１２１’で発生するチャンネル長変調による出力信号の変化量を減少させることができるので、検波精度を、より向上することができる。
なお、図６の例では、カスコード段を１段だけ付加する構成としたが、これに限らず、複数段を付加する構成としてもよい。

〔第１の実施の形態の変形例２〕
次に、第１の実施の形態の変形例２を図面に基づき説明する。図７は、本発明に係る検波装置、受信装置及び検波方法の第１の実施の形態の変形例２を示す図である。
本変形例２は、上記第１の実施の形態の検波装置１２における第１の検波回路１２０及び第２の検波回路１２１が、図７に示す第１の検波回路１２３及び第２の検波回路１２４に置き換えられたものとなる。その他の構成は、上記第１の実施の形態と同様となる。
まず、図７に基づき、本変形例２の検波装置１２の構成を説明する。
ここで、図７（ａ）は、変形例２の第１の検波回路１２３の構成を示す図であり、（ｂ）は、変形例２の第２の検波回路１２４の構成を示す図であり、（ｃ）は、変形例２の検波装置１２における入出力信号の一例を示す図である。

本変形例２の第１の検波回路１２３は、図７（ａ）に示すように、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２からなる第１の差動対と、抵抗Ｒ５、Ｒ１１及びＲ１２と、カップリング・コンデンサＣ３及びＣ４と、定電圧印加部１２３ｆ（第１の定電圧印加手段に対応）とを含んで構成される。
そして、Ｃ３及びＣ４の一端にそれぞれ入力端子ＩＮｍ及びＩＮｐが形成され、Ｃ３の他端にＲ１１の一端とＰＴｒ１のソース端子とが電気的に接続され、Ｃ４の他端にＲ１２の一端とＰＴｒ２のソース端子とが電気的に接続されている。
ＰＴｒ１及びＰＴｒ２のゲート端子には、定電圧印加部１２３ｆの電圧出力端子が電気的に接続されている。
Ｒ１１及びＲ１２の他端は、高電位側の電源ノードＶ_ddに電気的に接続されている。これにより、電源ノードＶ_ddを介して、不図示の電源装置から電圧Ｖ_ddの電源が供給される。

Ｒ５の一端は、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２のドレイン端子に電気的に接続され、Ｒ５の他端は、低電位側の電源ノードに電気的に接続されている。
以上の構成により、第１の検波回路１２３は、入力端子ＩＮｍ，ＩＮｐに入力されるＬＮＡ１１からの第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄに応じて、正極側で半波整流され且つ一方に対して他方が１８０［°］位相の異なる第１及び第２の半波整流信号を生成すると共に、これら第１及び第２の半波整流信号を合成して正極全波整流信号を出力端子ＯＵＴｐから出力する。
具体的に、入力端子ＩＮｍ，ＩＮｐに入力された第１の交流信号ｃ，第２の交流信号ｄは、Ｃ３，Ｃ４を介してＰＴｒ１，ＰＴｒ２のソース端子に伝えられる。
ＰＴｒ１及びＰＴｒ２のゲート−ソース間電圧Ｖ_GSは、定電圧印加部１２３ｆによって、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２のスレッショルド電圧と同じ又は略同じ電位となっている（理想的には同電位なので、説明の便宜上、以下の説明では同電位とする）。

従って、第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの信号波形における正極側に振幅する波形部分が入力されることで、Ｖ_GSはスレッショルド電圧以下の状態を維持するため、このときにＰＴｒ１及びＰＴｒ２は常にオン状態となる。
また、第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの信号波形における負極側に振幅する波形部分が入力された場合はＶ_GSが、スレッショルド電圧より大きくなるため、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２はオフ状態となる。
ＰＴｒ１及びＰＴｒ２がオフ状態の場合はＲ５に電流が流れないため、ＯＵＴｐはＧＮＤレベルとなる。
一方、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２がオン状態のときは、これらのソース−ドレイン間に第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの正極側の大きさに応じた電流が流れ、この電流がＲ５にも流れる。

これにより、第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの正極側の波形区間においてＲ５に電流が流れるので、出力端子ＯＵＴｐからは、第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの正極側に振幅する波形部分が連続する出力波形の電圧信号（正極全波整流信号）が出力される。
一方、図７（ｃ）の左図に示すように、第１の交流信号ｃ，第２の交流信号ｄには、ＬＮＡ１１の動作を停止状態から動作状態に切り替えたときに生じるスイッチング・ノイズ（同相ノイズ）Ｎｃ，Ｎｄが混入する。
従って、最終的な出力電圧波形は、整流過程において波形がなまることも加えて、図７（ｃ）の中央上図に示すように、全波整流波形の包絡線がノイズ波形に乗っかった（押し上げられた）ような波形となる。上記第１の実施の形態及びその変形例１と異なるのは、スイッチング・ノイズが反転しない点である。

更に、本変形例２の第２の検波回路１２４（第２の整流回路に対応）は、図７（ｂ）に示すように、Ｎチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＮＴｒ５及びＮＴｒ６からなる第２の差動対と、抵抗Ｒ８、Ｒ１３及びＲ１４と、カップリング・コンデンサＣ５及びＣ６と、定電圧印加部１２４ｆ（第２の定電圧印加手段に対応）とを含んで構成される。
そして、Ｃ５及びＣ６の一端にそれぞれ入力端子ＩＮｍ及びＩＮｐが形成され、Ｃ５の他端にＲ１３の一端とＮＴｒ５のソース端子とが電気的に接続され、Ｃ６の他端にはＲ１４の一端とＮＴｒ６のソース端子とが電気的に接続されている。
ＮＴｒ５及びＮＴｒ６のゲート端子には、定電圧印加部１２１ｆの電圧出力端子が電気的に接続されている。

Ｒ１３とＲ１４の他端は、低電位側の電源ノード（ここでは、ＧＮＤノード）に電気的に接続されている。
ＮＴｒ５及びＮＴｒ６のドレイン端子は、抵抗Ｒ８の一端に電気的に接続され、抵抗Ｒ８の他端は、高電位側の電源ノードＶ_ddに電気的に接続されている。これにより、電源ノードＶ_ddを介して、不図示の電源装置から電圧Ｖ_ddの電源が供給される。
以上の構成により、第２の検波回路１２４は、入力端子ＩＮｍ，ＩＮｐに入力されるＬＮＡ１１からの第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄに応じて、負極側で半波整流され且つ一方に対して他方が１８０［°］位相の異なる第３及び第４の半波整流信号を生成すると共に、これら第３及び第４の半波整流信号を合成して負極全波整流信号を出力端子ＯＵＴｎから出力する。

具体的に、入力端子ＩＮｍ，ＩＮｐに入力された第１の交流信号ｃ，第２の交流信号ｄはＣ５，Ｃ６を介してＮＴｒ５，ＮＴｒ６のソース端子に伝えられる。
ＮＴｒ５及びＮＴｒ６のゲート−ソース間電圧Ｖ_GS（ゲート−ソース間電圧）は、定電圧印加部１２４ｆによって、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６のスレッショルド電圧と同じ又は略同じ電位となっている（理想的には同電位なので、説明の便宜上、以下の説明では同電位とする）。
従って、第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの信号波形における負極側に振幅する波形部分が入力されることで、ゲート−ソース間電圧Ｖ_GSは、スレッショルド電圧以上の電位を維持するため、このときにＮＴｒ５及びＮＴｒ６は常にオン状態となる。
そして、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６がオン状態のときは、Ｒ８に電流が流れ、出力端子ＯＵＴｎの出力電圧が変化する。

これにより、第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの正極側の波形区間においてＲ８に電流が流れ、そこで電圧降下が生じるので、出力端子ＯＵＴｎからは、第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの負極側に振幅する波形部分のみが連続する出力波形の電圧信号（負極全波整流信号）が出力される。
一方、第１の交流信号ｃ，第２の交流信号ｄには、図７（ｃ）の左図に示すように、ＬＮＡ１１の動作を停止状態から動作状態に切り替えたときに生じるスイッチング・ノイズＮｃ，Ｎｄが混入する。このスイッチング・ノイズＮｃ，Ｎｄは交流信号の電圧レベルを下げるため、下がった分だけ出力端子ＯＵＴｎの出力電圧のレベルを上げる働きをする。

従って、最終的な出力電圧波形は、整流過程において波形がなまることも加えて、図７（ｃ）の中央下図に示すように、全波整流波形の包絡線がノイズ波形にぶら下がったような波形となる。上記第１の実施の形態及びその変形例１と異なるのは、スイッチング・ノイズが反転しない点である。
以上、本変形例２の受信装置１における検波装置１２は、第１の検波回路１２３を、第１の差動対を構成するＰＴｒ１及びＰＴｒ２のソース端子に、第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄを入力する構成とし、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２をゲート接地回路として構成した。
同様に、第２の検波回路を、第２の差動対を構成するＮＴｒ５及びＮＴｒ６のソース端子に、第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄを入力する構成とし、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６をゲート接地回路として構成した。
以上より、ゲート接地回路の構成としたので、入力インピーダンスが低く、出力インピーダンスが高い良好な周波数特性を有する検波回路を構成することができる。

〔第１の実施の形態の変形例３〕
次に、第１の実施の形態の変形例３を図面に基づき説明する。図８は、本発明に係る検波装置、受信装置及び検波方法の第１の実施の形態の変形例１を示す図である。
ここで、図８（ａ）は、変形例３の第１の検波回路１２３’の構成を示す図であり、（ｂ）は、変形例３の第２の検波回路１２４’の構成を示す図であり、（ｃ）は、変形例３の検波装置１２における入出力信号の一例を示す図である。
変形例３の第１の検波回路１２３’は、図８（ａ）に示すように、上記変形例２の第１の検波回路１２３に、Ｐチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＰＴｒ３及びＰＴｒ４を、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２にカスコード接続した形で加えた構成となっている。

具体的に、ＰＴｒ３のソース端子がＰＴｒ１のドレイン端子に、ＰＴｒ４のソース端子がＰＴｒ２のドレイン端子にそれぞれ電気的に接続され、ＰＴｒ３及びＰＴｒ４のドレイン端子がＲ５の一端に電気的に接続され、Ｒ５の他端が低電位側のノード（ＧＮＤノード）に電気的に接続されている。
第１の検波回路１２３’は、更に、ＰＴｒ３及びＰＴｒ４を飽和領域で駆動するためのバイアス電圧を、これらのゲート端子に印加するバイアス電圧印加部１２３ｂを含んで構成される。
上記構成により、バイアス電圧印加部１２３ｂによってＰＴｒ３及びＰＴｒ４のゲート端子にバイアス電圧が印加されると、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２とカスコード接続されたＰＴｒ３及びＰＴｒ４がオンとなり、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２のドレイン電圧の変化を減少させる働きをする。

この働きによって、チャンネル長変調と呼ばれる現象によってＰＴｒ１及びＰＴｒ２のドレイン電流が減少する（等価的にそのように見える）のを防ぐことができる。
その他の動作は、上記変形例２の第１の検波回路１２３と同様となる。
更に、変形例３の第２の検波回路１２４’は、図８（ｂ）に示すように、上記変形例２の第２の検波回路１２４に、Ｎチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＮＴｒ７及びＮＴｒ８を、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６にカスコード接続した形で加えた構成となっている。
具体的に、ＮＴｒ７のソース端子がＮＴｒ５のドレイン端子に、ＮＴｒ８のソース端子がＮＴｒ６のドレイン端子にそれぞれ電気的に接続され、ＮＴｒ７及びＮＴｒ８のドレイン端子がＲ８の一端に電気的に接続され、Ｒ８の他端が電源ノードＶ_ddに電気的に接続されている。

第２の検波回路１２４’は、更に、ＮＴｒ７及びＮＴｒ８を飽和領域で駆動するためのバイアス電圧を、これらのゲート端子に印加するバイアス電圧印加部１２４ｂを含んで構成される。
上記構成により、バイアス電圧印加部１２４ｂによってＮＴｒ７及びＮＴｒ８のゲート端子にバイアス電圧が印加されると、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６とカスコード接続されたＮＴｒ７及びＮＴｒ８が、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６のドレイン電圧の変化を減少させる働きをする。
この働きによって、チャンネル長変調と呼ばれる現象によってＮＴｒ５及びＮＴｒ６のドレイン電流が減少する（等価的にそのように見える）のを防ぐことができる。
その他の動作は、上記変形例２の第２の検波回路１２４と同様となる。

以上、本変形例３の受信装置１の検波装置１２は、第１の検波回路１２３’において、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２のカスコード段として追加したＰＴｒ３及びＰＴｒ４によって、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２のドレイン電圧の変化を減少させることが可能である。
更に、第２の検波回路１２４’は、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６のカスコード段として追加したＮＴｒ７及びＮＴｒ８によって、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６のドレイン電圧の変化を減少させることが可能である。
以上より、第１の検波回路１２３’及び第２の検波回路１２４’で発生するチャンネル長変調による出力信号の変化量を減少させることができるので、検波精度を、より向上することができる。
なお、図８の例では、カスコード段を１段だけ付加する構成としたが、これに限らず、複数段を付加する構成としてもよい。

〔第１の実施の形態の変形例４〕
次に、第１の実施の形態の変形例４を図面に基づき説明する。図９は、本発明に係る検波装置、受信装置及び検波方法の第１の実施の形態の変形例４を示す図である。
本変形例４は、上記第１の実施の形態の受信装置１に、第１及び第２の検波回路１２０及び１２１の出力信号に含まれる同相ノイズのレベルを調整するノイズ変位量調整部１５を追加したものとなる。
以下、図９に基づき、ノイズ変位量調整部１５におけるノイズ調整処理について説明する。

ここで、図９は、ノイズ変位量調整部１５におけるノイズ調整処理の説明図である。
第１の検波回路１２０及び第２の検波回路１２１は、前段のＬＮＡ１１の特性、信号の伝送特性、自己を構成する素子の特性や負荷の大きさなどによって、第１の検波回路１２０から出力される正極全波整流信号と、第２の検波回路１２１から出力される負極全波整流信号とにそれぞれ含まれるスイッチング・ノイズのレベルが異なる場合がある。
各信号に含まれるスイッチング・ノイズのレベルが大きく異なる場合は、差動増幅器１２２で両者を打ち消すことができないため、多くのノイズ成分が残ってしまうことになる。
本変形例４のノイズ変位量調整部１５（レベル調整手段に対応）は、ＵＷＢ信号の受信前において、正極全波整流信号及び負極全波整流信号に混入するスイッチングノイズのレベルを調整する機能を有している。
本変形例４では、具体的に、第１の検波回路１２０及び第２の検波回路１２１に含まれるＲ５やＲ８などの負荷を可変抵抗などの可変素子で構成する。

そして、ノイズ変位量調整部１５からの制御信号によって可変素子の値を制御して、ＵＷＢ信号を受信していないときで且つＬＮＡ１１を停止状態から動作状態に切り替えたときの第１の検波回路１２０の出力信号（第１出力信号）及び第２の検波回路１２１の出力信号（第２出力信号）の信号レベルを、これらが同じレベルとなるように調整する。
第１出力信号及び第２出力信号は、ＵＷＢ信号を受信していないため、その大部分がノイズ成分に支配されている。
一方、ノイズ変位量調整部１５は、コンパレータを内蔵しており、このコンパレータで第１出力信号の信号レベルと第２出力信号の信号レベルとの差分と、予め設定された基準レベルとを比較する。そして、差分が基準レベル以下となるように可変素子の値を制御する制御信号を生成し、この制御信号によって第１の検波回路１２０及び第２の検波回路１２１の可変素子の値を制御する。

なお、可変素子の値を制御するだけでは、差分が基準レベル以下とならない場合は、差分が最小となるときの値に調整するようにしてもよい。
以上、本変形例４の受信装置１は、検波装置１２のノイズ変位量調整部１５において、ＵＷＢ信号の受信前に、第１の検波回路１２０及び第２の検波回路１２１の出力信号に混入する同相ノイズのレベルを、これらが同じレベルとなるように調整することが可能である。
これによって、後段の差動増幅器１２２において、正極全波整流信号と負極全波整流信号との差分をとったときに、これらの信号に含まれるノイズ成分を効率的に低減することができる。

なお、ノイズレベルの調整に可変抵抗などの可変素子を用いる上記構成に限らず、例えば、検波回路の差動対を構成するトランジスタのバイアス電圧を調整する構成としてもよい。例えば、本変形例４では、バイアス電圧を、トランジスタのスレッショルド電圧又はその近傍の電圧にしているが、スイッチング・ノイズの影響で、バイアス電圧がスレッショルド電圧から離れた電圧となった場合に「ノイズレベルが揃わない」という状況が発生する。このような状況が発生すると、検波回路において半波整流能力が劣化する恐れがある。
従って、スイッチング・ノイズの影響に応じて変化するバイアス電圧を調整することで、ノイズレベルを揃えることができる。
また、上記可変抵抗を用いる構成と上記バイアス電圧を調整する構成とを組み合わせてもよい。

〔第２の実施の形態〕
次に、本発明に係る検波装置、受信装置及び検波方法の第２の実施の形態を図面に基づき説明する。図１０〜図１１は、本発明に係る検波装置、受信装置及び検波方法の第２の実施の形態を示す図である。
本実施の形態の受信装置２は、上記第１の実施の形態の受信装置１における、検波装置１２が、第１の検波回路１２０のみで構成される検波装置１６に置き換わり、更に、検波装置１６の出力信号に混入する同相ノイズのレベルに基づき判別部１４の判別処理に用いる基準レベルを設定する基準レベル設定部１７が追加された構成となる。

以下、上記第１の実施の形態と同様の構成部については、同じ符号を付して適宜説明を省略し、異なる部分を詳細に説明する。
まず、本発明に係る受信装置１の構成を図１０に基づき説明する。図１０は、本発明に係る受信装置２の構成を示すブロック図である。
受信装置２は、図１０に示すように、アンテナ１０と、低雑音増幅器１１と、検波装置１６と、ＬＰＦ（Low-pass filter）１３と、判別部１４と、基準レベル設定部１７とを含んで構成される。

検波装置１６は、上記第１の実施の形態の第１の検波回路１２０（整流信号生成手段に対応）を含み、該第１の検波回路１２０において、ＬＮＡ１１からの平衡信号（第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄ）の入力に応じて正極全波整流信号を生成し、これをＬＰＦ１３及び基準レベル設定部１７にそれぞれ出力する。
なお、ＬＮＡ１１における平衡信号を生成する機能は、平衡信号生成手段に対応する。
基準レベル設定部１７（ノイズレベル検出手段及び基準信号レベル設定手段に対応）は、ＵＷＢ信号を受信していないときで且つＬＮＡ１１を停止状態から動作状態に切り替えたときに検波装置１６から入力される正極全波整流信号に基づき、判別部１４でＵＷＢ信号の受信の有無を判別するときの基準レベルを設定する機能を有している。

次に、図１１に基づき、基準レベルの設定処理について説明する。
ここで、図１１（ａ）及び（ｂ）は、基準レベル設定処理の一例を示す図である。
基準レベル設定部１７は、図１１（ａ）に示すように、まず、ＵＷＢ信号を受信しない期間において、判別部１４に、ＬＮＡ１１を停止状態から動作状態に切り替えさせる。
そして、このときに、検波装置１６の第１の検波回路１２０から、ノイズ成分に支配された正極全波整流信号が入力されると、この信号のレベルに、予め設定された電圧レベルを付加し、このレベルの信号を、基準レベル設定信号として判別部１４に出力する。
つまり、ＵＷＢ信号を受信していないときのノイズ成分に支配されている信号を得ることで、正極全波整流信号に混入する同相ノイズのレベルを検出し、判別部１４において、ＵＷＢ信号の受信を有りと判断するときの基準レベルが、このノイズレベル以下とならないように基準レベルを設定する。

判別部１４は、基準レベル設定部１７から入力された基準レベル設定信号を基準レベルとして設定する。
これにより、判別部１４は、図１１（ｂ）に示すように、ＬＰＦ１３から高周波成分の除去された正極全波整流信号（ＵＷＢ信号の包絡線を含む）である包絡線信号ｆが入力されると、まず、包絡線信号ｆのレベルと、基準レベル設定部１７によって設定された基準レベルとを比較し、基準レベル以上であればハイレベル、基準レベル未満であればローレベルとして二値化信号を生成する。

そして、この二値化信号がハイレベルであればＵＷＢ信号を受信したと判別し、二値化信号がローレベルであればＵＷＢ信号を受信していないと判別する。
以上、本実施の形態の受信装置２は、基準レベル設定部１７において、全波整流信号に混入される同相ノイズのレベルに基づき、判別部１４において判別処理に用いる基準レベルが同相ノイズのレベル以下とならないように基準レベルを設定することが可能である。
これにより、上記第１の実施の形態の構成などと比較して検波回路の構成を簡易化できると共に、判別部１４における判別精度を向上することができる。

〔第３の実施の形態〕
次に、本発明に係る検波装置、受信装置及び検波方法の第３の実施の形態を図面に基づき説明する。図１２〜図１３は、本発明に係る検波装置、受信装置及び検波方法の第３の実施の形態を示す図である。
本実施の形態の受信装置３は、上記第１の実施の形態の受信装置１における、検波装置１２が、第１の検波回路１２０と差動増幅器１２２とメモリ１２５とで構成される検波装置１８に置き換わった構成となる。
以下、上記第１の実施の形態と同様の構成部については、同じ符号を付して適宜説明を省略し、異なる部分を詳細に説明する。
まず、本発明に係る受信装置３の構成を図１２に基づき説明する。図１２は、本発明に係る受信装置３の構成を示すブロック図である。

受信装置３は、図１２に示すように、アンテナ１０と、低雑音増幅器１１と、検波装置１８と、ＬＰＦ（Low-pass filter）１３と、判別部１４とを含んで構成される。
検波装置１８は、図１３に示すように、上記第１の実施の形態の第１の検波回路１２０（整流信号生成手段に対応）及び差動増幅器１２２と、メモリ１２５（ノイズ保持手段に対応）とを含んで構成される。
ここで、図１３は、検波装置１８の構成を示すブロック図である。
メモリ１２５は、第１の検波回路１２０の出力する正極全波整流信号に混入する同相ノイズ（スイッチング・ノイズ）の情報を記憶するメモリを有すると共に、メモリに記憶された同相ノイズの情報に基づき同相ノイズ信号を生成して、これを差動増幅器１２２に出力する機能を有している。

本実施の形態では、ＵＷＢ信号を受信していないときで且つＬＮＡ１１を停止状態から動作状態に切り替えたときに第１の検波回路１２０から出力される信号の情報をメモリに予め記憶しておく。この信号は、ＵＷＢ信号を受信していないときの信号であるため、その大部分がノイズ成分に支配されている。
そして、差動増幅器１２２において、第１の検波回路１２０から出力される正極全波整流信号とメモリ１２５から出力される同相ノイズ信号とを差動増幅することで、正極全波整流信号から同相ノイズ成分を除去する。この同相ノイズ成分が除去された正極全波整流信号は、ＬＰＦ１３に出力される。

以降の、ＬＰＦ１３及び判別部１４の動作は、上記第１の実施の形態と同様となる。
以上、本実施の形態の受信装置３は、検波装置１８のメモリ１２５において、第１の検波回路１２０から出力される正極全波整流信号に混入される同相ノイズの情報を記憶し、差動増幅器１２２において、第１の検波回路１２０から出力される正極全波整流信号と、メモリ１２５で記憶した同相ノイズの情報から得られる同相ノイズ信号とを差動増幅することが可能である。
これにより、第１の検波回路１２０から出力される正極全波整流信号から、同相ノイズ成分を除去又は低減することができる。
なお、上記各実施の形態及び各変形例において、第１の検波回路１２０，１２０’，１２３，１２３’、第２の検波回路１２１，１２１’，１２４，１２４’を構成する、各負荷（Ｒ５、Ｒ８など）を抵抗素子としたが、この構成に限らず、各負荷を、トランジスタ、インダクタで構成するようにしてもよい。

また、上記各実施の形態及び各変形例において、第１の検波回路１２０，１２０’，１２３，１２３’、第２の検波回路１２１，１２１’，１２４，１２４’を構成するトランジスタをＭＯＳトランジスタで構成したが、この構成に限らず、バイポーラ・トランジスタや、他のトランジスタで構成してもよい。
また、上記各実施の形態及び各変形例において、平衡信号に混入する同相ノイズを、ＬＮＡ１１の動作状態を切替時に発生するスイッチング・ノイズとしたが、これに限らず、平衡信号に混入する同相ノイズであれば他のノイズに対しても本発明は有用である。
また、上記各実施の形態及び各変形例において、正極全波整流信号と負極全波整流信号との差分信号、正極全波整流信号と同相ノイズ信号との差分信号を差動増幅器１２２において生成する構成としたが、この構成に限らず、増幅作用のない単純な減算器などで構成してもよい。

また、上記各実施の形態及び各変形例において、第１アンテナ１０ａ及び第２アンテナ１０ｂによって、受信したＵＷＢ信号の平衡信号を生成する構成としたが、この構成に限らず、例えば、バラン（Balun）などの平衡信号を生成する装置を用いるなど、他の構成としてもよい。
また、上記各実施の形態及び上記各変形例は、本発明の好適な具体例であり、技術的に好ましい種々の限定が付されているが、本発明の範囲は、上記の説明において特に本発明を限定する旨の記載がない限り、これらの形態に限られるものではない。また、上記の説明で用いる図面は、図示の便宜上、部材ないし部分の縦横の縮尺は実際のものとは異なる模式図である。
また、本発明は上記各実施の形態及び上記各変形例に限定されるものではなく、本発明の目的を達成できる範囲での変形、改良等は本発明に含まれるものである。

本発明に係る受信装置１の構成を示すブロック図である。 ＬＮＡ１１の回路構成を示す図である。 検波装置１２の構成を示すブロック図である。 （ａ）及び（ｂ）は、第１の検波回路１２０及び第２の検波回路１２１の回路構成の一例を示す図であり、（ｃ）は、検波装置１２の入出力信号の一例を示す図である。 受信装置１の各構成部の入出力波形の一例を示す図である。 （ａ）は、第１の検波回路１２０’の構成を示す図であり、（ｂ）は、第２の検波回路１２１’の構成を示す図であり、（ｃ）は、変形例１の検波装置１２における入出力信号の一例を示す図である。 （ａ）は、第１の検波回路１２３の構成を示す図であり、（ｂ）は、第２の検波回路１２４の構成を示す図であり、（ｃ）は、変形例２の検波装置１２における入出力信号の一例を示す図である。 （ａ）は、第１の検波回路１２３’の構成を示す図であり、（ｂ）は、第２の検波回路１２４’の構成を示す図であり、（ｃ）は、変形例３の検波装置１２における入出力信号の一例を示す図である。 ノイズ変位量調整部１５におけるノイズ調整処理の説明図である。 本発明に係る受信装置２の構成を示すブロック図である。 （ａ）及び（ｂ）は、基準レベル設定処理の一例を示す図である。 本発明に係る受信装置３の構成を示すブロック図である。 検波装置１８の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１，２，３…受信装置、１０…アンテナ、１１…低雑音増幅器、１２，１６，１８…検波装置、１３…ＬＰＦ、１４…判別部、１５…ノイズ変位量調整部、１７…基準レベル設定部、１２０，１２０’，１２３、１２３’…第１の検波回路、１２１，１２１’，１２４、１２４’…第２の検波回路

Claims (14)

1. 第１の交流信号と該第１の交流信号と１８０°位相の異なる第２の交流信号とをそれぞれ正極側で半波整流し、これら半波整流信号を合成して正極全波整流信号を生成する正極整流信号生成手段と、
   前記第１の交流信号と前記第２の交流信号とを負極側で半波整流し、これら半波整流信号を合成して負極全波整流信号を生成する負極整流信号生成手段と、
   前記正極全波整流信号と前記負極全波整流信号との差分の信号である差分整流信号を生成する差分整流信号生成手段と、を備えることを特徴とする検波装置。
2. 前記正極整流信号生成手段は、導電に寄与するキャリアが正孔である第１のトランジスタ及び第２のトランジスタからなる第１の差動対と第１の負荷とを含み、前記第１の差動対に入力される前記第１の交流信号及び前記第２の交流信号に応じて正極側で半波整流された第１の半波整流信号と該第１の半波整流信号に対して１８０°位相の異なる第２の半波整流信号とを生成すると共に、前記第１及び第２の半波整流信号を合成してなる前記正極全波整流信号を前記第１の負荷を介して出力する第１の整流回路を備え、
   前記負極整流信号生成手段は、導電に寄与するキャリアが電子である第３のトランジスタ及び第４のトランジスタからなる第２の差動対と第２の負荷とを含み、前記第２の差動対に入力される前記第１の交流信号及び前記第２の交流信号に応じて負極側で半波整流された第３の半波整流信号と該第３の半波整流信号と１８０°位相の異なる第４の半波整流信号とを生成すると共に、前記第３及び第４の半波整流信号を合成してなる前記負極全波整流信号を前記第２の負荷を介して出力する第２の整流回路を備えることを特徴とする請求項１に記載の検波装置。
3. 前記第１及び第２のトランジスタは、Ｐチャンネル型の電界効果トランジスタであり、
   前記第１の整流回路は、前記第１及び第２のトランジスタのドレイン端子が前記第１の負荷の電流入力端に電気的に接続され、前記第１の負荷の電流出力端が低電位側の電源ノードに電気的に接続され、前記第１及び第２のトランジスタのソース端子が高電位側の電源ノードに電気的に接続されており、前記第１のトランジスタのゲート端子に入力された前記第１の交流信号と、前記第２のトランジスタのゲート端子に入力された前記第２の交流信号とに応じて前記第１及び第２の半波整流信号を生成すると共に、前記第１及び第２の半波整流信号を合成してなる前記正極全波整流信号を前記第１の負荷を介して出力し、
   前記第３及び第４のトランジスタは、Ｎチャンネル型の電界効果トランジスタであり、
   前記第２の整流回路は、前記第３及び第４のトランジスタのドレイン端子が前記第２の負荷の電流出力端に電気的に接続され、前記第２の負荷の電流入力端が高電位側の電源ノードに電気的に接続されており、前記第３及び第４のトランジスタのソース端子が低電位側の電源ノードに電気的に接続されており、前記第３のトランジスタのゲート端子に入力された前記第１の交流信号と、前記第４のトランジスタのゲート端子に入力された前記第２の交流信号とに応じて前記第３及び第４の半波整流信号を生成すると共に、前記第３及び第４半波整流信号を合成してなる前記負極全波整流信号を前記第２の負荷を介して出力することを特徴とする請求項２に記載の検波装置。
4. 前記第１及び第２のトランジスタは、Ｐチャンネル型の電界効果トランジスタであり、
   前記第１の整流回路は、更に第３〜第４の負荷を含み、前記第１のトランジスタのソース端子が前記第３の負荷の電流出力端に電気的に接続され、前記第２のトランジスタのソース端子が前記第４の負荷の電流出力端に電気的に接続され、前記第３及び第４の負荷の電流入力端が高電位側の電源ノードに電気的に接続され、前記第１及び第２のトランジスタのドレイン端子が前記第１の負荷の電流入力端に電気的に接続され、前記第１の負荷の電流出力端が低電位側の電源ノードに電気的に接続されており、前記第１のトランジスタのソース端子に入力された前記第１の交流信号と、前記第２のトランジスタのソース端子に入力された前記第２の交流信号とに応じて前記第１及び第２の半波整流信号を生成すると共に、前記第１及び第２の半波整流信号を合成してなる前記正極全波整流信号を前記第１の負荷を介して出力し、
   前記第３及び第４のトランジスタは、Ｎチャンネル型の電界効果トランジスタであり、
   前記第２の整流回路は、更に第５〜第６の負荷を含み、前記第３及び第４のトランジスタのドレイン端子が前記第２の負荷の電流出力端に電気的に接続され、前記第２の負荷の電流入力端が高電位側の電源ノードに電気的に接続され、前記第３のトランジスタのソース端子が前記第５の負荷の電流入力端に電気的に接続され、前記第４のトランジスタのソース端子が前記第６の負荷の電流入力端に電気的に接続され、前記第５及び第６の負荷の電流出力端が低電位側の電源ノードに電気的に接続されており、前記第３のトランジスタのソース端子に入力された前記第１の交流信号と、前記第４のトランジスタのソース端子に入力された前記第２の交流信号とに応じて前記３及び第４の半波整流信号を生成すると共に、前記第３及び第４の半波整流信号を合成してなる前記負極全波整流信号を前記第２の負荷を介して出力することを特徴とする請求項２に記載の検波装置。
5. 前記第１及び第２のトランジスタのゲート電位を、これらのスレッショルド電圧と同電位又はその近傍の電位で一定とする第１の定電圧印加手段と、
   前記第３及び第４のトランジスタのゲート電位を、これらのスレッショルド電圧と同電位又はその近傍の電位で一定とする第２の定電圧印加手段と、を備えることを特徴とする請求項３又は請求項４に記載の検波装置。
6. 前記第１の整流回路は、複数の前記第１の差動対をカスコード接続してなる第１のカスコード段と、該第１のカスコード段のうち、前記第１の交流信号及び前記第２の交流信号が入力される第１の差動対以外の差動対の前記第１及び第２のトランジスタのゲート端子にバイアス電圧を印加する第１のバイアス手段と、を備えることを特徴とする請求項３乃至請求項５のいずれか１項に記載の検波装置。
7. 前記第２の整流回路は、複数の前記第２の差動対をカスコード接続してなる第２のカスコード段と、該第２のカスコード段のうち、前記第１の交流信号及び前記第２の交流信号が入力される第２の差動対以外の差動対の前記第３及び第４のトランジスタのゲート端子にバイアス電圧を印加する第２のバイアス手段と、を備えることを特徴とする請求項３乃至請求項６のいずれか１項に記載の検波装置。
8. 前記正極全波整流信号に混入する第１の同相ノイズのレベルと、前記負極全波整流信号に混入する第２の同相ノイズのレベルとを同じレベルになるように調整するレベル調整手段を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項に記載の検波装置。
9. 所定周波数帯域の電波を受信するアンテナと、
   前記受信した電波信号から前記第１及び第２の交流信号を生成する平衡信号生成手段と、
   請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の検波装置と、
   前記検波装置で生成された差分整流信号に基づき所定信号の受信の有無を判別する判別手段と、を備えることを特徴とする受信装置。
10. 所定周波数帯域の電波を受信するアンテナと、
    前記受信した電波信号から第１の交流信号と該第１の交流信号と１８０°位相の異なる第２の交流信号とを生成する平衡信号生成手段と、
    前記第１の交流信号と前記第２の交流信号とをそれぞれ同相ノイズと同極側で半波整流し、これら半波整流信号を合成して全波整流信号を生成する整流信号生成手段と、
    前記全波整流信号のレベルと予め設定された基準信号レベルとに基づき所定信号の受信の有無を判別する判別手段と、
    前記第１及び第２の交流信号に混入する同相ノイズのレベルを検出するノイズレベル検出手段と、
    前記ノイズレベル検出手段で検出した同相ノイズのレベルに基づき、前記基準信号レベルを設定する基準信号レベル設定手段と、を備えることを特徴とする受信装置。
11. 所定周波数帯域の電波を受信するアンテナと、
    前記受信した電波信号から第１の交流信号と該第１の交流信号と１８０°位相の異なる第２の交流信号とを生成する平衡信号生成手段と、
    前記第１の交流信号と前記第２の交流信号とをそれぞれ同極側で半波整流し、これら半波整流信号を合成して全波整流信号を生成する整流信号生成手段と、
    前記第１及び第２の交流信号に混入する同相ノイズを保持するノイズ保持手段と、
    前記全波整流信号と前記ノイズ保持手段で保持された同相ノイズとの差分信号を生成する差分整流信号生成手段と、
    前記差分信号のレベルと予め設定された基準信号レベルとに基づき所定信号の受信の有無を判別する判別手段と、を備えることを特徴とする受信装置。
12. 前記第１及び第２の交流信号を増幅する増幅器と、
    前記増幅器の状態を動作状態と停止状態とに所定のタイミングで交互に切り替える状態切替手段とを備えることを特徴とする請求項９乃至請求項１１のいずれか１項に記載の受信装置。
13. 前記アンテナは、ＵＷＢ（Ultra Wide Band）の周波数帯域の電波信号を受信するアンテナであり、
    前記増幅器は、低雑音増幅器であることを特徴とする請求項１２に記載の受信装置。
14. 正極整流信号生成手段に、第１の交流信号と該第１の交流信号と１８０°位相の異なる第２の交流信号とをそれぞれ正極側で整流させ、これら整流信号を合成させて正極整流信号を生成させる正極整流信号生成ステップと、
    負極整流信号生成手段に、前記第１の交流信号と前記第２の交流信号とを負極側で整流させ、これら整流信号を合成させて負極整流信号を生成させる負極整流信号生成ステップと、
    差分整流信号生成手段に、前記正極整流信号と前記負極整流信号との差分の信号である差分整流信号を生成させる差分信号生成ステップと、を含むことを特徴とする検波方法。

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