JP2010098892A - Ac-ac direct conversion device - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an AC-AC direct conversion device, capable of selecting 27 kinds of output voltage vectors. <P>SOLUTION: The converter has a virtual input converter forming a first switching function, so as to connect each of a maximum phase, an intermediate phase and a minimum phase in different three input phases of a three-phase AC power supply, in correspondence with each of a terminal P, a terminal O and a terminal N at a virtual DC link, a virtual output inverter forming a second switching function, so as to connect each of the maximum phase, the intermediate phase and the minimum phase which are connected to each of the terminal P, the terminal O and the terminal N, in correspondence with each of different three output phases, and a controller which controls each switch for matrix converters prepared between the three-phase AC power supply and a load, by a switching function obtained by synthesizing the first switching function formed by the virtual input converter, and the second switching function formed by the virtual output inverter. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&amp;INPIT

Description

本発明は、交流から交流の順に変換して交流を別の交流に直接的に変換する交流−交流直接変換装置に関する。   The present invention relates to an AC-AC direct conversion device that converts AC to AC in order from AC to AC and directly converts AC to another AC.

図８にマトリックスコンバータを用いた電力変換装置の構成図を示す。電力変換装置は、三相交流電源１と負荷６との間に設けられたＬＣフィルタ２と９つのスイッチ(双方向スイッチ)Ｓru〜Ｓtwによって構成されたマトリックスコンバータ１０からなる。ＬＣフィルタ２は、スイッチＳru〜Ｓtwのオン／オフ動作によって生ずる高調波電流が三相交流電源１側に流出しないように抑制する働きをする。   FIG. 8 shows a configuration diagram of a power converter using a matrix converter. The power conversion device includes a matrix converter 10 including an LC filter 2 provided between a three-phase AC power source 1 and a load 6 and nine switches (bidirectional switches) Sru to Stw. The LC filter 2 functions to suppress harmonic current generated by the on / off operation of the switches Sru to Stw from flowing out to the three-phase AC power source 1 side.

マトリックスコンバータの制御方式は、大きく２つの方式（ａ）、（ｂ）に分けることができる。方式（ａ）は、図８に示すように、１つの回路で直接周波数変換を行う交流−交流直接変換方式であり、入力電圧から出力電圧指令値と入力電流指令値とに見合ったＰＷＭパターンを生成する方式である。方式（ａ）は、出力電圧ベクトル２７通りを全て選択できるため、スイッチング自由度があるが、制御アルゴリズムが複雑になる。   The matrix converter control method can be roughly divided into two methods (a) and (b). As shown in FIG. 8, the method (a) is an AC-AC direct conversion method in which direct frequency conversion is performed by one circuit, and a PWM pattern corresponding to an output voltage command value and an input current command value is input from the input voltage. It is a method to generate. Since the method (a) can select all 27 types of output voltage vectors, there is a degree of freedom in switching, but the control algorithm becomes complicated.

一方、方式（ｂ）は、図９に示すように、仮想電力変換方式であり、マトリックスコンバータを仮想的に一般的なＰＷＭ整流器・インバータシステムと考え、ＰＷＭパターンを生成する方式である。図９の方式（ｂ）は、原理的にスイッチング自由度が２１通りとなるが、扱い慣れたＰＷＭ整流器・インバータシステムに基づいて制御を行うため、その延長線で考えることができる。以下、方式（ｂ）の概略について説明する。   On the other hand, the method (b) is a virtual power conversion method as shown in FIG. 9, and is a method of generating a PWM pattern by regarding the matrix converter as a virtually general PWM rectifier / inverter system. The method (b) of FIG. 9 has 21 switching degrees in principle, but can be considered as an extension line because the control is performed based on the familiar PWM rectifier / inverter system. Hereinafter, the outline of the method (b) will be described.

まず、図８に示す方式（ａ）のマトリックスコンバータ１０の入力電圧Ｖr ，Ｖs，Ｖtと出力電圧Ｖu ，Ｖv ，Ｖwとの関係は、スイッチング関数Ｓru〜Ｓtw（スイッチに対応）を用いて表すと、式（１）となる。

Figure 2010098892
First, the input voltage Vr of the matrix converter 10 of the method (a) shown in FIG. , Vs, Vt and output voltage Vu , Vv , Vw is expressed by Expression (1) when expressed using switching functions Sru to Stw (corresponding to switches).
Figure 2010098892

また、図９に一般的に用いられている仮想ＰＷＭ整流器・インバータの構成図を示す。図９に示す方式（ｂ）の仮想ＰＷＭ整流器・インバータ１１は、６つのスイッチＳrp〜Ｓtnからなる仮想ＰＷＭ整流器と６つのスイッチＳup〜Ｓwnからなる仮想ＰＷＭインバータとを有する。   FIG. 9 shows a configuration diagram of a virtual PWM rectifier / inverter generally used. The virtual PWM rectifier / inverter 11 of the method (b) shown in FIG. 9 has a virtual PWM rectifier composed of six switches Srp to Stn and a virtual PWM inverter composed of six switches Sup to Swn.

図９に示す方式（ｂ）の仮想ＰＷＭ整流器・インバータ１１の入力電圧Ｖr ，Ｖs，Ｖtと出力電圧Ｖu ，Ｖv ，Ｖwとの関係は、スイッチング関数Ｓrp〜Ｓtn，Ｓup〜Ｓwn（スイッチに対応）を用いて表すと、式（２）となる。

Figure 2010098892
The input voltage Vr of the virtual PWM rectifier / inverter 11 in the method (b) shown in FIG. , Vs, Vt and output voltage Vu , Vv , Vw is expressed by Expression (2) when expressed using switching functions Srp to Stn, Sup to Swn (corresponding to switches).
Figure 2010098892

図８に示すマトリックスコンバータ１０と図９に示す仮想ＰＷＭ整流器・インバータ１１とにおいて、同一の入出力特性を得るためには式（１）と式（２）が等しくなれば良く、式（３）として表現することができる。

Figure 2010098892
In order to obtain the same input / output characteristics in the matrix converter 10 shown in FIG. 8 and the virtual PWM rectifier / inverter 11 shown in FIG. 9, the expressions (1) and (2) need only be equal, and the expression (3) Can be expressed as
Figure 2010098892

図８に示すマトリックスコンバータ１０は、三相交流電源１の短絡及び負荷端を開放しないようにスイッチングする必要がある。このため、入力側は電流形変換器、出力側は電圧形変換器と同様の制約条件と考えることができる。この制約条件を考慮すると、図９では、三相交流電源１側に電流形整流器を、負荷６側に電圧形インバータを設けた仮想ＰＷＭ整流器・インバータ１１と捉えることができる。   The matrix converter 10 shown in FIG. 8 needs to be switched so as not to open the short circuit and the load end of the three-phase AC power source 1. For this reason, it can be considered that the input side is the same constraint condition as the current source converter and the output side is the same as the voltage source converter. In consideration of this constraint condition, in FIG. 9, it can be regarded as a virtual PWM rectifier / inverter 11 in which a current source rectifier is provided on the three-phase AC power source 1 side and a voltage source inverter is provided on the load 6 side.

図１０は仮想ＰＷＭ整流器・インバータ１１に基づくマトリックスコンバータ１０の制御ブロック図である。図９に示す仮想ＰＷＭ整流器・インバータ１１は、図１０に示す電流形整流器（仮想整流器）制御３０と電圧形インバータ（仮想インバータ）制御５０とを同時に行い、式（３）に基づいてスイッチングモード合成７０を行うことにより、図８に示すマトリックスコンバータ１０のスイッチングモードを得ている。   FIG. 10 is a control block diagram of the matrix converter 10 based on the virtual PWM rectifier / inverter 11. The virtual PWM rectifier / inverter 11 shown in FIG. 9 simultaneously performs the current source rectifier (virtual rectifier) control 30 and the voltage source inverter (virtual inverter) control 50 shown in FIG. By performing 70, the switching mode of the matrix converter 10 shown in FIG. 8 is obtained.

なお、この種の従来の技術としては、特許文献１，２が知られている。
特開２００７−３０６６７８号公報 特開２００７−２０９１０９号公報 Patent Documents 1 and 2 are known as conventional techniques of this type.
JP 2007-306678 A JP 2007-209109 A

しかしながら、図９の仮想ＰＷＭ整流器・インバータ１１においては、整流器側は電流形であるため、上・下アームそれぞれ１つのスイッチしかオンすることができない。このため、仮想直流リンクに接続される入力電圧の相は最大で２つとなる。これにより、インバータ側は２つの相しか選択することはできなくなり、出力可能な電圧ベクトルに制約がかかる。   However, in the virtual PWM rectifier / inverter 11 of FIG. 9, since the rectifier side is a current type, only one switch can be turned on for each of the upper and lower arms. Therefore, the maximum number of input voltage phases connected to the virtual DC link is two. As a result, the inverter side can select only two phases, and the output voltage vector is restricted.

このため、本来のマトリックスコンバータ１０の出力電圧ベクトルは２７通りあるのに対して、仮想ＰＷＭ整流器・インバータ１１は、原理的に２１通りとなる（各出力にそれぞれ異なる入力相を出力できない）。これは式（２）からもわかるように、マトリックスコンバータのスイッチング関数を（３行２列）×（２行３列）で算出し得ているためである。図９は整流器側で三相入力−二相出力、インバータ側で二相入力−三相出力となる回路構成である。   For this reason, there are 27 types of output voltage vectors of the original matrix converter 10, whereas there are 21 types of virtual PWM rectifier / inverter 11 in principle (a different input phase cannot be output for each output). This is because the switching function of the matrix converter can be calculated by (3 rows × 2 columns) × (2 rows × 3 columns) as can be seen from the equation (2). FIG. 9 shows a circuit configuration in which the rectifier side has a three-phase input-two-phase output and the inverter side has a two-phase input-three-phase output.

以上のことから、従来の仮想ＰＷＭ整流器・インバータシステムに基づくマトリックスコンバータ１０の制御方式では、本来のマトリックスコンバータ１０のスイッチング自由度が生かされず、具体的には図１１に示すスイッチングモードが選択されない。   From the above, in the control method of the matrix converter 10 based on the conventional virtual PWM rectifier / inverter system, the switching degree of the original matrix converter 10 is not utilized, and specifically, the switching mode shown in FIG. 11 is not selected.

本発明は、２７通りの出力電圧ベクトルを選択することができる交流−交流直接変換装置を提供することにある。   An object of the present invention is to provide an AC-AC direct conversion device capable of selecting 27 kinds of output voltage vectors.

前記課題を解決するために、請求項１の発明は、仮想直流リンクの端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに対応して、三相交流電源の異なる３つの入力相の内の最大相と中間相と最小相とのそれぞれを接続するように第１スイッチング関数を生成する仮想入力コンバータと、前記端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに接続された前記最大相と中間相と最小相とのそれぞれを、異なる３つの出力相のそれぞれに対応して接続するように第２スイッチング関数を生成する仮想出力インバータと、前記仮想入力コンバータで生成された第１スイッチング関数と前記仮想出力インバータで生成された第２スイッチング関数とを合成したスイッチング関数で前記三相交流電源と負荷との間に設けられるマトリックスコンバータ用の各スイッチを制御する制御部とを備えることを特徴とする。   In order to solve the above-mentioned problem, the invention of claim 1 corresponds to each of the terminal P, the terminal O, and the terminal N of the virtual DC link, and the maximum phase among the three different input phases of the three-phase AC power supply. A virtual input converter that generates a first switching function so as to connect the intermediate phase and the minimum phase, and the maximum phase, the intermediate phase, and the minimum connected to the terminal P, the terminal O, and the terminal N, respectively. A virtual output inverter that generates a second switching function so as to connect each of the phases corresponding to each of three different output phases; a first switching function that is generated by the virtual input converter; and the virtual output inverter Each switch for the matrix converter provided between the three-phase AC power supply and the load is controlled by a switching function obtained by synthesizing the second switching function generated in step (b). And a controlling unit.

請求項２の発明は、請求項１記載の交流−交流直接変換装置において、前記仮想入力コンバータは、各入力相毎に３つのスイッチを設け、各入力相に３つのスイッチの入力端子を接続し、各入力相の３つのスイッチの出力端子を端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとに対応させて接続し、各入力相の電圧の符号に基づき端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに対応して、最大相と中間相と最小相とのそれぞれを接続するように前記第１スイッチング関数を生成することを特徴とする。   According to a second aspect of the present invention, in the AC-AC direct conversion device according to the first aspect, the virtual input converter includes three switches for each input phase, and the input terminals of the three switches are connected to each input phase. The output terminals of the three switches of each input phase are connected to correspond to the terminal P, the terminal O, and the terminal N, and correspond to each of the terminal P, the terminal O, and the terminal N based on the sign of the voltage of each input phase. Then, the first switching function is generated so as to connect the maximum phase, the intermediate phase, and the minimum phase.

請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載の交流−交流直接変換装置において、前記仮想出力インバータは、各端子Ｐ，Ｏ，Ｎ毎に３つのスイッチを設け、各端子Ｐ，Ｏ，Ｎに３つのスイッチの入力端子を接続し、各端子Ｐ，Ｏ，Ｎの３つのスイッチの出力端子を３つの出力相に対応させて接続し、端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに接続された最大相と中間相と最小相とのそれぞれを、異なる３つの出力相のそれぞれに対応して接続するように前記第２スイッチング関数を生成することを特徴とする。   According to a third aspect of the present invention, in the AC-AC direct conversion device according to the first or second aspect, the virtual output inverter includes three switches for each of the terminals P, O, and N, and each of the terminals P, O , N are connected to the input terminals of the three switches, and the output terminals of the three switches of the terminals P, O, N are connected to correspond to the three output phases, and the terminals P, O, and N are respectively connected. The second switching function is generated so as to connect the maximum phase, the intermediate phase, and the minimum phase connected to each other corresponding to each of three different output phases.

請求項４の発明は、請求項３記載の交流−交流直接変換装置において、前記仮想出力インバータは、３つの出力相の出力電流と出力電流指令値との偏差に基づく出力電圧指令値を算出し、前記出力電流に基づき出力中間相電流を算出し、算出された出力中間相電流に入力中間相電流を加算し、得られた加算出力と出力電圧指令値とに基づき前記第２スイッチング関数を生成することを特徴とする。   According to a fourth aspect of the present invention, in the AC-AC direct conversion device according to the third aspect, the virtual output inverter calculates an output voltage command value based on a deviation between the output currents of the three output phases and the output current command value. The output intermediate phase current is calculated based on the output current, the input intermediate phase current is added to the calculated output intermediate phase current, and the second switching function is generated based on the obtained addition output and the output voltage command value. It is characterized by doing.

本発明によれば、仮想入力コンバータは、仮想直流リンクの端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに対応して、三相交流電源の異なる３つの入力相の内の最大相と中間相と最小相とのそれぞれを接続するように第１スイッチング関数を生成するので、９つのスイッチング関数が生成され、仮想出力インバータは、端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに接続された最大相と中間相と最小相とのそれぞれを、異なる３つの出力相のそれぞれに対応して接続するように第２スイッチング関数を生成するので、９つのスイッチング関数が生成され、制御部は、第１スイッチング関数と第２スイッチング関数とを合成したスイッチング関数でマトリックスコンバータ用の各スイッチを制御するので、９つのスイッチング関数が生成される。   According to the present invention, the virtual input converter corresponds to each of the terminal P, the terminal O, and the terminal N of the virtual DC link, and the maximum phase and the intermediate phase among the three different input phases of the three-phase AC power source. Since the first switching function is generated so as to connect each of the minimum phases, nine switching functions are generated, and the virtual output inverter includes the maximum phase connected to each of the terminal P, the terminal O, and the terminal N. Since the second switching function is generated so as to connect each of the intermediate phase and the minimum phase corresponding to each of the three different output phases, nine switching functions are generated, and the control unit generates the first switching function. Since each switch for the matrix converter is controlled by a switching function obtained by combining the second switching function and the second switching function, nine switching functions are generated.

従って、合計で、２７通りの出力電圧ベクトルを選択することができる交流−交流直接変換装置を提供できる。   Therefore, it is possible to provide an AC-AC direct conversion device that can select a total of 27 output voltage vectors.

以下、本発明の実施の形態に係る交流−交流直接変換装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。   DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, an embodiment of an AC-AC direct conversion device according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

図１は本発明の実施例１に係る仮想電力変換回路を示す回路図である。仮想電力変換回路は、交流−交流直接変換装置であり、スイッチング行列の合成を行うことで２７通りの出力電圧ベクトルを生成し、図９に示す従来の仮想電力変換方式と比べてスイッチング自由度を６つ増加する方式である。即ち、本来の図８に示すマトリックスコンバータ１０が有しているスイッチングモードを全て利用できる方式である。   1 is a circuit diagram illustrating a virtual power conversion circuit according to a first embodiment of the present invention. The virtual power conversion circuit is an AC-AC direct conversion device that generates 27 output voltage vectors by synthesizing a switching matrix, and has a higher degree of switching freedom than the conventional virtual power conversion system shown in FIG. This is a method of increasing six. That is, this is a system that can use all the switching modes of the original matrix converter 10 shown in FIG.

図１に示す仮想電力変換回路は、ＬＣフィルタ２を介する三相交流電源１と負荷６との間に、仮想整流器３、仮想３レベルインバータ５が設けられて構成される。   The virtual power conversion circuit shown in FIG. 1 is configured by providing a virtual rectifier 3 and a virtual three-level inverter 5 between a three-phase AC power source 1 via an LC filter 2 and a load 6.

仮想整流器３は、本発明の仮想入力コンバータに対応し、９つのスイッチＳrmax〜Ｓtmin(双方向スイッチ)を有し、スイッチＳrmax〜ＳtminによりＬＣフィルタ２を介する三相交流電源１の三相交流電圧を整流することにより仮想直流バス電圧を生成して仮想直流リンクの３つの端子Ｐ，Ｏ，Ｎに出力する。即ち、仮想整流器３は、３レベルコンバータ機能を有する。スイッチＳrmax,Ｓrmid，Ｓrminの入力端子は、ＬＣフィルタ２を介して入力電圧Ｖrを供給する端子に接続されている。スイッチＳsmax,Ｓsmid，Ｓsminの入力端子は、ＬＣフィルタ２を介して入力電圧Ｖsを供給する端子に接続されている。スイッチＳtmax,Ｓtmid，Ｓtminの入力端子は、ＬＣフィルタ２を介して入力電圧Ｖtを供給する端子に接続されている。   The virtual rectifier 3 corresponds to the virtual input converter of the present invention, has nine switches Srmax to Stmin (bidirectional switches), and the three-phase AC voltage of the three-phase AC power source 1 through the LC filter 2 by the switches Srmax to Stmin. Is generated and output to the three terminals P, O, and N of the virtual DC link. That is, the virtual rectifier 3 has a three-level converter function. The input terminals of the switches Srmax, Srmid, and Srmin are connected to a terminal that supplies an input voltage Vr via the LC filter 2. The input terminals of the switches Ssmax, Ssmid, and Ssmin are connected to a terminal that supplies the input voltage Vs via the LC filter 2. The input terminals of the switches Stmax, Stmid and Stmin are connected to a terminal for supplying the input voltage Vt via the LC filter 2.

スイッチＳrmax,Ｓsmax，Ｓtmaxの出力端子は、端子Ｐに接続されている。スイッチＳrmax,Ｓsmax，Ｓtmaxのいずれか１つが選択されて、選択されたスイッチは、入力電圧(入力相)を整流した仮想直流バス電圧を端子Ｐに最大相電圧Ｖmaxとして出力する。   The output terminals of the switches Srmax, Ssmax, Stmax are connected to the terminal P. Any one of the switches Srmax, Ssmax, Stmax is selected, and the selected switch outputs the virtual DC bus voltage obtained by rectifying the input voltage (input phase) to the terminal P as the maximum phase voltage Vmax.

スイッチＳrmid,Ｓsmid，Ｓtmidの出力端子は、端子Ｏに接続されている。スイッチＳrmid,Ｓsmid，Ｓtmidのいずれか１つが選択されて、選択されたスイッチは、入力電圧を整流した仮想直流バス電圧を端子Ｏに中間相電圧Ｖmidとして出力する。   The output terminals of the switches Srmid, Ssmid, Stmid are connected to the terminal O. Any one of the switches Srmid, Ssmid, and Stmid is selected, and the selected switch outputs the virtual DC bus voltage obtained by rectifying the input voltage to the terminal O as the intermediate phase voltage Vmid.

スイッチＳrmin,Ｓsmin，Ｓtminの出力端子は、端子Ｎに接続されている。スイッチＳrmin,Ｓsmin，Ｓtminのいずれか１つが選択されて、選択されたスイッチは、入力電圧を整流した仮想直流バス電圧を端子Ｎに最小相電圧Ｖminとして出力する。   The output terminals of the switches Srmin, Ssmin, Stmin are connected to the terminal N. Any one of the switches Srmin, Ssmin, Stmin is selected, and the selected switch outputs the virtual DC bus voltage obtained by rectifying the input voltage to the terminal N as the minimum phase voltage Vmin.

仮想３レベルインバータ５は、本発明の仮想出力インバータに対応し、スイッチＳup,Ｓvp，Ｓwp，Ｓuo,Ｓvo，Ｓwo，Ｓun,Ｓvn，Ｓwn(双方向スイッチ)を有し、３レベルインバータ機能を有する。端子ＰにはスイッチＳup,Ｓvp，Ｓwpの一端が接続され、端子ＯにはスイッチＳuo,Ｓvo，Ｓwoの一端が接続され、端子ＮにはスイッチＳun,Ｓvn，Ｓwnの一端が接続されている。   The virtual three-level inverter 5 corresponds to the virtual output inverter of the present invention, has switches Sup, Svp, Swp, Suo, Svo, Swo, Sun, Svn, Swn (bidirectional switch) and has a three-level inverter function. . One end of the switches Sup, Svp, Swp is connected to the terminal P, one end of the switches Suo, Svo, Swo is connected to the terminal O, and one end of the switches Sun, Svn, Swn is connected to the terminal N.

スイッチＳupの他端とスイッチＳuoの他端とスイッチＳunの他端が共通接続され、スイッチＳup，Ｓuo，Ｓunのいずれか１つが選択されて、選択されたスイッチに対応する最大相電圧Ｖmax又は中間相電圧Ｖmid又は最小相電圧Ｖminを電圧Ｖuとして出力する。   The other end of the switch Sup, the other end of the switch Suo, and the other end of the switch Sun are connected in common, and any one of the switches Sup, Suo, Sun is selected, and the maximum phase voltage Vmax or intermediate corresponding to the selected switch The phase voltage Vmid or the minimum phase voltage Vmin is output as the voltage Vu.

スイッチＳvpの他端とスイッチＳvoの他端とスイッチＳvnの他端が共通接続され、スイッチＳvp，Ｓvo，Ｓvnのいずれか１つが選択されて、選択されたスイッチに対応する最大相電圧Ｖmax又は中間相電圧Ｖmid又は最小相電圧Ｖminを電圧Ｖvとして出力する。   The other end of the switch Svp, the other end of the switch Svo, and the other end of the switch Svn are connected in common, and any one of the switches Svp, Svo, Svn is selected, and the maximum phase voltage Vmax corresponding to the selected switch or intermediate The phase voltage Vmid or the minimum phase voltage Vmin is output as the voltage Vv.

スイッチＳwpの他端とスイッチＳwoの他端とスイッチＳwnの他端が共通接続され、スイッチＳwp，Ｓwo，Ｓwnのいずれか１つが選択されて、選択されたスイッチに対応する最大相電圧Ｖmax又は中間相電圧Ｖmid又は最小相電圧Ｖminを電圧Ｖwとして出力する。   The other end of the switch Swp, the other end of the switch Swo, and the other end of the switch Swn are connected in common, and any one of the switches Swp, Swo, Swn is selected, and the maximum phase voltage Vmax or intermediate corresponding to the selected switch is selected. The phase voltage Vmid or the minimum phase voltage Vmin is output as the voltage Vw.

また、図１に示す仮想電力変換回路は、マトリックスコンバータの出力端に着目した場合、仮想３レベルインバータ５にエネルギー蓄積要素がない３レベルインバータと考えることができる。即ち、仮想３レベルインバータ５は、最大相電圧Ｖmaxと中間相電圧Ｖmidと最小相電圧Ｖminとの３レベルを出力することができる。   Further, the virtual power conversion circuit shown in FIG. 1 can be considered as a three-level inverter having no energy storage element in the virtual three-level inverter 5 when attention is paid to the output end of the matrix converter. That is, the virtual three-level inverter 5 can output three levels of the maximum phase voltage Vmax, the intermediate phase voltage Vmid, and the minimum phase voltage Vmin.

図１に示す仮想整流器３において、入力電圧Ｖr ，Ｖs，Ｖtと仮想直流バス電圧（最大相電圧Ｖmax、中間相電圧Ｖmid、最小相電圧Ｖmin）との関係は、スイッチング関数Ｓrmax〜Ｓtmin（スイッチに対応）を用いて表すと、式（４）となる。仮想直流バス電圧と出力電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwとの関係は、スイッチング関数Ｓup〜Ｓwn（スイッチに対応）を用いて表すと、式（５）となる。 In the virtual rectifier 3 shown in FIG. , Vs, Vt and the virtual DC bus voltage (maximum phase voltage Vmax, intermediate phase voltage Vmid, minimum phase voltage Vmin) can be expressed using the switching function Srmax to Stmin (corresponding to a switch) as shown in equation (4) It becomes. When the relationship between the virtual DC bus voltage and the output voltages Vu, Vv, Vw is expressed using the switching functions Sup to Swn (corresponding to the switch), Expression (5) is obtained.

Figure 2010098892
Figure 2010098892
Figure 2010098892
Figure 2010098892

さらに、式（４）と式（５）とにより、入出力電圧の関係を求めると、式（６）が得られる。

Figure 2010098892
Further, when the relationship between the input and output voltages is obtained from Equation (4) and Equation (5), Equation (6) is obtained.
Figure 2010098892

図８に示すマトリックスコンバータ１０と図１に示す仮想電力変換回路とが同一の入出力特性を得るためには、式（１）と式（６）が等しくなれば良い。このため、式（７）が成立すれば良い。

Figure 2010098892
In order for the matrix converter 10 shown in FIG. 8 and the virtual power conversion circuit shown in FIG. 1 to obtain the same input / output characteristics, the equations (1) and (6) need only be equal. For this reason, the expression (7) may be satisfied.
Figure 2010098892

図２は図１に示す仮想電力変換回路に基づくマトリックスコンバータの制御ブロック図である。図１に示す仮想電力変換回路は、図２に示す仮想整流器３による仮想整流制御３ａと仮想３レベルインバータ５による仮想インバータ制御５ａ（仮想３レベルインバータ制御）とを同時に行い、式（７）に基づいてスイッチングモード合成７を行うことにより、図８に示すマトリックスコンバータ１０のスイッチングモードを得ている。   FIG. 2 is a control block diagram of a matrix converter based on the virtual power conversion circuit shown in FIG. The virtual power conversion circuit shown in FIG. 1 simultaneously performs virtual rectification control 3a by the virtual rectifier 3 and virtual inverter control 5a (virtual three-level inverter control) by the virtual three-level inverter 5 shown in FIG. Based on the switching mode synthesis 7 based on the switching mode, the switching mode of the matrix converter 10 shown in FIG. 8 is obtained.

即ち、仮想整流器３による仮想整流制御３ａで３行×３列の９つのスイッチング関数を生成し、仮想３レベルインバータ５による仮想インバータ制御５ａで３行×３列の９つスイッチング関数を生成する。そして、式（７）に基づいて第１スイッチング関数と第２スイッチング関数とを合成した合成スイッチング関数を用いて制御部（本発明の制御部に対応）により、ＬＣフィルタ２と負荷６との間に設けられるマトリクスコンバータ１０の９つのスイッチ（９つのスイッチング関数）を制御する。   That is, nine switching functions of 3 rows × 3 columns are generated by the virtual rectification control 3 a by the virtual rectifier 3, and nine switching functions of 3 rows × 3 columns are generated by the virtual inverter control 5 a by the virtual three-level inverter 5. Then, the control unit (corresponding to the control unit of the present invention) is used between the LC filter 2 and the load 6 by using the combined switching function obtained by combining the first switching function and the second switching function based on Expression (7). The nine switches (9 switching functions) of the matrix converter 10 provided in the above are controlled.

従って、２７通りの出力電圧ベクトルを選択することができる交流−交流直接変換装置を提供することができる。即ち、仮想電力変換方式でありながらスイッチング自由度を２１通りから２７通りにすることができる。このスイッチング自由度を生かすことにより、様々な評価関数、例えば出力電圧高調波の低減や中性点電位の変動抑制などの性能を向上できる。   Therefore, it is possible to provide an AC-AC direct conversion device that can select 27 output voltage vectors. That is, the degree of freedom in switching can be changed from 21 to 27 in spite of the virtual power conversion method. By making use of this degree of freedom of switching, it is possible to improve various evaluation functions, for example, performance such as reduction of output voltage harmonics and suppression of fluctuations in neutral point potential.

次に、仮想整流器３内の各スイッチＳrmax〜Ｓtminをオン／オフ制御するパルス生成方法について説明する。仮想整流器３は、検出した入力電圧Ｖr，Ｖs，Ｖtの大きさと正負の符号とに基づき、スイッチＳrmax〜Ｓtminを選択することにより、最大相電圧Ｖmaxを端子Ｐ、中間相電圧Ｖmidを端子０、最小相電圧Ｖminを端子Ｎに接続するように動作させる。   Next, a pulse generation method for controlling on / off of the switches Srmax to Stmin in the virtual rectifier 3 will be described. The virtual rectifier 3 selects the switches Srmax to Stmin based on the detected magnitudes of the input voltages Vr, Vs, and Vt and the sign of the positive and negative signs, thereby selecting the maximum phase voltage Vmax as the terminal P and the intermediate phase voltage Vmid as the terminal 0, The minimum phase voltage Vmin is operated to be connected to the terminal N.

即ち、検出した入力電圧Ｖr，Ｖs，Ｖtの符号から図３に示すテーブルを参照し、電源接続モードが決定され、最大相電圧Ｖmax，中間相電圧Ｖmid，最小相電圧Ｖmin（Ｖmax＞Ｖmid＞Ｖmin）が得られる。そして、図３に示すテーブルの各モードとなるように端子Ｐ，Ｏ，Ｎに各入力相を接続するように、スイッチング関数、即ち、スイッチＳrmax，Ｓrmid，Ｓrmin，Ｓsmax，Ｓsmid，Ｓsmin，Ｓtmax，Ｓtmid，Ｓtminを決定する。   That is, referring to the table shown in FIG. 3 from the detected input voltages Vr, Vs, and Vt, the power supply connection mode is determined, and the maximum phase voltage Vmax, the intermediate phase voltage Vmid, and the minimum phase voltage Vmin (Vmax> Vmid> Vmin). ) Is obtained. Then, the switching functions, that is, the switches Srmax, Srmid, Srmin, Ssmax, Ssmid, Ssmin, Stmax, so as to connect the input phases to the terminals P, O, N so as to be in the respective modes of the table shown in FIG. Stmid and Stmin are determined.

図４は図１に示す仮想電力変換回路内の仮想整流器の各モードにおけるスイッチング関数を示す図である。図４において、各モードにおけるスイッチング関数は、スイッチがオンのときには“１”であり、スイッチがオフのときは“０”である。   FIG. 4 is a diagram showing switching functions in each mode of the virtual rectifier in the virtual power conversion circuit shown in FIG. In FIG. 4, the switching function in each mode is “1” when the switch is on, and “0” when the switch is off.

次に、仮想３レベルインバータ５内の各スイッチＳup〜Ｓwnをオン／オフ制御するパルス生成方法について説明する。図７は図１に示す仮想電力変換回路内の仮想３レベルインバータの制御ブロック図である。   Next, a pulse generation method for performing on / off control of each of the switches Sup to Swn in the virtual three-level inverter 5 will be described. FIG. 7 is a control block diagram of a virtual three-level inverter in the virtual power conversion circuit shown in FIG.

仮想３レベルインバータ５は、基本的には一般的に知られている電流フィードバック制御法を採用する。図７に示すように、出力電流ｉu，ｉv ，ｉwと、その指令値ｉu*，ｉv* ，ｉw*との偏差を加算器１３ａ〜１３ｃで求め、この偏差をＰ補償器（比例補償器）１４ａ〜１４ｃに入力し、Ｐ補償器１４ａ〜１４ｃによりインバータ出力電圧指令値Ｖu*，Ｖv* ，Ｖw* が得られる。 The virtual three-level inverter 5 basically employs a generally known current feedback control method. As shown in FIG. 7, the output currents iu and iv , Iw and its command value iu * , iv * , Iw * are obtained by adders 13a-13c, and the deviations are input to P compensators (proportional compensators) 14a-14c, and inverter output voltage command values Vu * , Vv * are obtained by P compensators 14a-14c . , Vw * Is obtained.

そして、インバータ出力電圧指令値Ｖu*，Ｖv* ，Ｖw* は、加算器１９ａ〜１９ｃを介してコンパレータ２０ａ〜２０ｆに送られる。コンパレータ２０ａ，２０ｃ，２０ｅは、加算器１９ａ〜１９ｃの出力と第１キャリア信号とを比較し、コンパレータ２０ｂ，２０ｄ，２０ｆは、加算器１９ａ〜１９ｃの出力と第２キャリア信号とを比較する。 And inverter output voltage command value Vu * , Vv * , Vw * Is sent to the comparators 20a to 20f via the adders 19a to 19c. The comparators 20a, 20c, and 20e compare the outputs of the adders 19a to 19c with the first carrier signal, and the comparators 20b, 20d, and 20f compare the outputs of the adders 19a to 19c with the second carrier signal.

アンド回路２２ａは、コンパレータ２０ａの出力とコンパレータ２０ｂの出力とのアンドをとってその出力をスイッチング関数Ｓupとして出力する。アンド回路２２ｂは、コンパレータ２０ａの反転出力とコンパレータ２０ｂの出力とのアンドをとってその出力をスイッチング関数Ｓuoとして出力する。アンド回路２２ｃは、コンパレータ２０ａの反転出力とコンパレータ２０ｂの反転出力とのアンドをとってその出力をスイッチング関数Ｓunとして出力する。   The AND circuit 22a takes an AND of the output of the comparator 20a and the output of the comparator 20b and outputs the output as a switching function Sup. The AND circuit 22b takes an AND of the inverted output of the comparator 20a and the output of the comparator 20b and outputs the output as a switching function Suo. The AND circuit 22c takes an AND of the inverted output of the comparator 20a and the inverted output of the comparator 20b and outputs the output as a switching function Sun.

アンド回路２２ｄは、コンパレータ２０ｃの出力とコンパレータ２０ｄの出力とのアンドをとってその出力をスイッチング関数Ｓvpとして出力する。アンド回路２２ｅは、コンパレータ２０ｃの反転出力とコンパレータ２０ｄの出力とのアンドをとってその出力をスイッチング関数Ｓvoとして出力する。アンド回路２２ｆは、コンパレータ２０ｃの反転出力とコンパレータ２０ｄの反転出力とのアンドをとってその出力をスイッチング関数Ｓvnとして出力する。   The AND circuit 22d takes an AND of the output of the comparator 20c and the output of the comparator 20d and outputs the output as a switching function Svp. The AND circuit 22e takes an AND of the inverted output of the comparator 20c and the output of the comparator 20d and outputs the output as a switching function Svo. The AND circuit 22f takes an AND of the inverted output of the comparator 20c and the inverted output of the comparator 20d and outputs the output as a switching function Svn.

アンド回路２２ｇは、コンパレータ２０ｅの出力とコンパレータ２０ｆの出力とのアンドをとってその出力をスイッチング関数Ｓwpとして出力する。アンド回路２２ｈは、コンパレータ２０ｅの反転出力とコンパレータ２０ｆの出力とのアンドをとってその出力をスイッチング関数Ｓwoとして出力する。アンド回路２２ｉは、コンパレータ２０ｅの反転出力とコンパレータ２０ｆの反転出力とのアンドをとってその出力をスイッチング関数Ｓwnとして出力する。   The AND circuit 22g takes an AND of the output of the comparator 20e and the output of the comparator 20f and outputs the output as a switching function Swp. The AND circuit 22h takes an AND of the inverted output of the comparator 20e and the output of the comparator 20f and outputs the output as a switching function Swo. The AND circuit 22i takes an AND of the inverted output of the comparator 20e and the inverted output of the comparator 20f and outputs the output as a switching function Swn.

また、マトリックスコンバータの回路損失を無視すると、入出力電力は常に等しいので、式（８）が成立する。

Figure 2010098892
Further, when the circuit loss of the matrix converter is ignored, the input / output power is always equal, and therefore equation (8) is established.
Figure 2010098892

また、入力力率１を実現するために、式（９）が成立すれば良く、

Figure 2010098892
となる。 Further, in order to realize the input power factor of 1, it is sufficient that Expression (9) is satisfied,
Figure 2010098892
 It becomes.

ここで、ｉimaxは、端子Ｐに流れる入力最大相電流であり、ｉimidは、端子Ｏに流れる入力中間相電流であり、ｉiminは、端子Ｎに流れる入力最小相電流であり、ｉimax＞ｉimid＞ｉiminの関係がある。   Here, iimax is the maximum input phase current flowing through the terminal P, iimid is the input intermediate phase current flowing through the terminal O, iimin is the minimum input phase current flowing through the terminal N, and iimax> iimid> iimin There is a relationship.

式（９）を式（８）に代入し、係数ｋについて解くと、式（１０）が求められる。

Figure 2010098892
Substituting equation (9) into equation (8) and solving for coefficient k yields equation (10).
Figure 2010098892

なお、中間相電圧算出部１２は、入力電圧Ｖr，Ｖs，Ｖtに基づき中間相電圧Ｖmidを算出する。乗算器１６は、中間相電圧算出部１２からの中間相電圧Ｖmidと係数ｋとを乗算して入力中間相電流ｉimidを求め、加算器１７に出力する。   The intermediate phase voltage calculator 12 calculates the intermediate phase voltage Vmid based on the input voltages Vr, Vs, and Vt. The multiplier 16 multiplies the intermediate phase voltage Vmid from the intermediate phase voltage calculation unit 12 and the coefficient k to obtain an input intermediate phase current iimid and outputs it to the adder 17.

仮想３レベルインバータ５において、制御可能な電流は、中間相に流入する入力中間相電流ｉimidである。そこで、入力中間相電流ｉimidを式（８）となるように制御するため、入力中間相電流ｉimidを加算器１９ａ〜１９ｃによりインバータ出力電圧指令値Ｖu*，Ｖv* ，Ｖw* に重畳させる。 In the virtual three-level inverter 5, the controllable current is the input intermediate phase current iimid flowing into the intermediate phase. Therefore, in order to control the input intermediate phase current iimid so as to satisfy the equation (8), the input intermediate phase current iimid is added to the inverter output voltage command values Vu * and Vv * by the adders 19a to 19c . , Vw * Superimpose.

ここで、入力中間相電流ｉimidは、入力電流ｉr，ｉs，ｉtの正負の符号により決定され、図５に示すテーブルの入力電流ｉr，ｉs，ｉtの各モードにより決定される。   Here, the input intermediate phase current iimid is determined by the signs of the input currents ir, is, it, and is determined by the modes of the input currents ir, is, it in the table shown in FIG.

しかし、出力中間相電流ｉomidの周波数成分の影響を受け、入力電流ｉr，ｉs，ｉtに低歪みが発生する。そこで、図７に示す中間相電流算出部１５は、検出した出力電流ｉu ，ｉv ，ｉw に基づき出力中間相電流ｉomidを算出する。加算器１７は、中間相電流算出部１５で算出された出力中間相電流ｉomidを乗算器１６からの入力中間相電流ｉimidに重畳して加算器１９ａ〜１９ｃに出力する。 However, under the influence of the frequency component of the output intermediate phase current iomid, low distortion occurs in the input currents ir, is, and it. Therefore, the intermediate phase current calculation unit 15 shown in FIG. , Iv , Iw Based on the output, the output intermediate phase current iomid is calculated. The adder 17 superimposes the output intermediate phase current iomid calculated by the intermediate phase current calculation unit 15 on the input intermediate phase current iimid from the multiplier 16 and outputs it to the adders 19a to 19c.

これにより、出力中間相電流ｉomidの入力電流ｉr，ｉs，ｉtへの影響を抑制することができる。なお、出力中間相電流ｉomidは、出力電流ｉu ，ｉv ，ｉwの正負の符号により決定され、図６に示すテーブルの出力電流ｉu ，ｉv ，ｉwの各モードにより決定される。 As a result, the influence of the output intermediate phase current iomid on the input currents ir, is, and it can be suppressed. The output intermediate phase current iomid is the output current iu , Iv , Iw and the output current iu of the table shown in FIG. , Iv , Iw mode.

このように、実施例１の交流−交流直接変換装置によれば、仮想電力変換方式でありながらスイッチング自由度を２１通りから２７通りにすることができる。このスイッチング自由度を生かすことにより、様々な評価関数、例えば出力電圧高調波の低減や中性点電位の変動抑制などの性能を向上できる。   Thus, according to the AC-AC direct conversion device of the first embodiment, the switching degree of freedom can be changed from 21 to 27 in spite of the virtual power conversion method. By making use of this degree of freedom of switching, it is possible to improve various evaluation functions, for example, performance such as reduction of output voltage harmonics and suppression of fluctuations in neutral point potential.

本発明の実施例１に係る仮想電力変換回路を示す回路図である。1 is a circuit diagram illustrating a virtual power conversion circuit according to a first embodiment of the present invention. 図１に示す仮想電力変換回路に基づくマトリックスコンバータの制御ブロック図である。FIG. 2 is a control block diagram of a matrix converter based on the virtual power conversion circuit shown in FIG. 1. 図１に示す仮想電力変換回路内の仮想整流器における入力電圧の大小関係を示す図である。It is a figure which shows the magnitude relationship of the input voltage in the virtual rectifier in the virtual power converter circuit shown in FIG. 図１に示す仮想電力変換回路内の仮想整流器の各モードにおけるスイッチング関数を示す図である。It is a figure which shows the switching function in each mode of the virtual rectifier in the virtual power converter circuit shown in FIG. 図１に示す仮想電力変換回路内の仮想３レベルインバータにおける入力電流の大小関係を示す図である。It is a figure which shows the magnitude relationship of the input current in the virtual 3 level inverter in the virtual power converter circuit shown in FIG. 図１に示す仮想電力変換回路内の仮想３レベルインバータにおける出力電流の大小関係を示す図である。It is a figure which shows the magnitude relationship of the output current in the virtual 3 level inverter in the virtual power converter circuit shown in FIG. 図１に示す仮想電力変換回路内の仮想３レベルインバータの制御ブロック図である。FIG. 2 is a control block diagram of a virtual three-level inverter in the virtual power conversion circuit shown in FIG. 1. マトリックスコンバータを用いた電力変換装置の構成図である。It is a block diagram of the power converter device using a matrix converter. 従来の一般的な仮想ＰＷＭ整流器・インバータの構成図である。It is a block diagram of the conventional general virtual PWM rectifier and inverter. 図９に示す従来の仮想ＰＷＭ整流器・インバータに基づくマトリックスコンバータの制御ブロック図である。FIG. 10 is a control block diagram of a matrix converter based on the conventional virtual PWM rectifier / inverter shown in FIG. 9. 図９に示す従来の仮想ＰＷＭ整流器・インバータに基づくマトリックスコンバータの制御方式では選択されないスイッチングモードを示す図である。It is a figure which shows the switching mode which is not selected with the control system of the matrix converter based on the conventional virtual PWM rectifier and inverter shown in FIG.

符号の説明Explanation of symbols

１ 三相交流電源
２ ＬＣフィルタ
３ 仮想整流器
５ 仮想３レベルインバータ
６ 負荷
１０ マトリックスコンバータ
１１ 仮想ＰＷＭ整流器・インバータ
１２ 中間相電圧算出部
１３ａ〜１３ｃ，１７，１９ａ〜１９ｃ 加算器
１５ 中間相電流算出部
１６ 乗算器
２０ａ〜２０ｆ コンパレータ
２１ａ〜２１ｆ インバータ
２２ａ〜２２ｉ アンド回路
Ｓru〜Ｓtw，Ｓrp〜Ｓwn，Ｓrmax〜Ｓtmin，Ｓuo〜Ｓwo，Ｓup〜Ｓwnスイッチ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Three-phase alternating current power supply 2 LC filter 3 Virtual rectifier 5 Virtual 3 level inverter 6 Load 10 Matrix converter 11 Virtual PWM rectifier and inverter 12 Intermediate phase voltage calculation part 13a-13c, 17, 19a-19c Adder 15 Intermediate phase current calculation part 16 Multipliers 20a-20f Comparators 21a-21f Inverters 22a-22i AND circuits Sru-Stw, Srp-Swn, Srmax-Stmin, Suo-Swo, Sup-Swn switches

Claims (4)

仮想直流リンクの端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに対応して、三相交流電源の異なる３つの入力相の内の最大相と中間相と最小相とのそれぞれを接続するように第１スイッチング関数を生成する仮想入力コンバータと、
前記端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに接続された前記最大相と中間相と最小相とのそれぞれを、異なる３つの出力相のそれぞれに対応して接続するように第２スイッチング関数を生成する仮想出力インバータと、
前記仮想入力コンバータで生成された第１スイッチング関数と前記仮想出力インバータで生成された第２スイッチング関数とを合成したスイッチング関数で前記三相交流電源と負荷との間に設けられるマトリックスコンバータ用の各スイッチを制御する制御部と、
を備えることを特徴とする交流−交流直接変換装置。 Corresponding to each of terminal P, terminal O, and terminal N of the virtual DC link, the maximum phase, the intermediate phase, and the minimum phase of the three different input phases of the three-phase AC power supply are connected to each other. A virtual input converter that generates one switching function;
The second switching function is set such that the maximum phase, the intermediate phase, and the minimum phase connected to the terminal P, the terminal O, and the terminal N are connected to correspond to each of three different output phases. A virtual output inverter to generate,
Each of the matrix converters provided between the three-phase AC power source and the load is a switching function obtained by synthesizing the first switching function generated by the virtual input converter and the second switching function generated by the virtual output inverter. A control unit for controlling the switch;
An AC-AC direct conversion device comprising: 前記仮想入力コンバータは、各入力相毎に３つのスイッチを設け、各入力相に３つのスイッチの入力端子を接続し、各入力相の３つのスイッチの出力端子を端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとに対応させて接続し、各入力相の電圧の符号に基づき端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに対応して、最大相と中間相と最小相とのそれぞれを接続するように前記第１スイッチング関数を生成することを特徴とする請求項１記載の交流−交流直接変換装置。   The virtual input converter includes three switches for each input phase, connects the input terminals of the three switches to each input phase, and connects the output terminals of the three switches for each input phase to terminal P, terminal O, and terminal N. And corresponding to each of the terminal P, the terminal O, and the terminal N based on the sign of the voltage of each input phase, and connecting the maximum phase, the intermediate phase, and the minimum phase, respectively. 2. The AC-AC direct conversion device according to claim 1, wherein the first switching function is generated. 前記仮想出力インバータは、各端子Ｐ，Ｏ，Ｎ毎に３つのスイッチを設け、各端子Ｐ，Ｏ，Ｎに３つのスイッチの入力端子を接続し、各端子Ｐ，Ｏ，Ｎの３つのスイッチの出力端子を３つの出力相に対応させて接続し、端子Ｐと端子Ｏと端子Ｎとのそれぞれに接続された最大相と中間相と最小相とのそれぞれを、異なる３つの出力相のそれぞれに対応して接続するように前記第２スイッチング関数を生成することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の交流−交流直接変換装置。   The virtual output inverter is provided with three switches for each of the terminals P, O, and N, and the input terminals of the three switches are connected to the terminals P, O, and N, and the three switches of the terminals P, O, and N are connected. Are connected to correspond to the three output phases, and the maximum phase, the intermediate phase, and the minimum phase connected to the terminal P, the terminal O, and the terminal N are respectively connected to the three different output phases. The AC-AC direct conversion device according to claim 1, wherein the second switching function is generated so as to be connected in accordance with. 前記仮想出力インバータは、３つの出力相の出力電流と出力電流指令値との偏差に基づく出力電圧指令値を算出し、前記出力電流に基づき出力中間相電流を算出し、算出された出力中間相電流に入力中間相電流を加算し、得られた加算出力と前記出力電圧指令値とに基づき前記第２スイッチング関数を生成することを特徴とする請求項３記載の交流−交流直接変換装置。   The virtual output inverter calculates an output voltage command value based on a deviation between an output current of three output phases and an output current command value, calculates an output intermediate phase current based on the output current, and calculates the calculated output intermediate phase 4. The AC / AC direct conversion device according to claim 3, wherein an input intermediate phase current is added to the current, and the second switching function is generated based on the obtained addition output and the output voltage command value.
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