JP2010110179A - Rectifying circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、整流回路に関するものである。 The present invention relates to a rectifier circuit.
従来、アクティブ力率改善回路を備える整流回路が知られている。図6に、単相交流電源に適用されるアクティブ力率改善回路を備える整流回路の一構成例を示す。このタイプの整流回路では、スイッチS1を高速駆動することにより、高効率な電力供給を実現している。
また、例えば、特許文献1には、図7に示すような3相交流電源に適用される整流回路が開示されている。具体的には、特許文献1には、3相ダイオード全波整流回路102の各入力端子と平滑用コンデンサC101,C102の接続点とを双方向スイッチS101,S102,S103を介して接続した整流回路が開示されている。この整流回路では、三相交流電圧のゼロクロス点を検出し、このゼロクロスに基づいて該当する相の双方向スイッチをONさせるべく制御信号を出力することで、1周期が12ステップの電圧波形で構成されるようにしている。
Further, for example,
ところで、上記特許文献1に開示されている整流回路(図7参照)では、3相ダイオード全波整流回路に入力される入力電流波形(ここでは、任意の1相を選択している)は、図8に示されるような波形となる。また、図6に示した単相交流電源に適用される整流回路において、全波整流回路に入力される入力電流波形は、図9に示されるような波形となる。これら入力電流波形は、それぞれの整流回路が備えるスイッチング素子を開状態としたときの波形を示している。 By the way, in the rectifier circuit disclosed in Patent Document 1 (see FIG. 7), the input current waveform (here, one arbitrary phase is selected) input to the three-phase diode full-wave rectifier circuit is: The waveform is as shown in FIG. Further, in the rectifier circuit applied to the single-phase AC power source shown in FIG. 6, the input current waveform input to the full-wave rectifier circuit is a waveform as shown in FIG. These input current waveforms show waveforms when the switching elements included in the respective rectifier circuits are opened.
このように、特許文献1に開示されている図7に示された整流回路では、全波整流回路に入力される各相の交流電流波形(図8参照)が単相交流電源に適用される整流回路における全波整流回路の入力電流波形(図9参照)と異なるため、単相の場合と、3相交流の場合とで、異なる制御ロジックを組まなければならず、労力を要していた。
As described above, in the rectifier circuit shown in FIG. 7 disclosed in
本発明は、上記問題を解決するためになされたもので、3相交流電源に適用される場合と単相交流電源に適用される場合とで、同様の制御ロジックに基づく制御が可能な整流回路を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problem, and is a rectifier circuit that can be controlled based on the same control logic when applied to a three-phase AC power source and when applied to a single-phase AC power source. The purpose is to provide.
上記課題を解決するために、本発明は以下の手段を採用する。
本発明は、3相交流電源の各相の出力側にリアクトルを介して接続される全波整流回路と、前記全波整流回路の出力端子間に接続される複数のコンデンサとを備え、複数の前記コンデンサは互いに直列に接続され、前記コンデンサのいずれかの接続点と前記3相交流電源の中性点とが接続され、前記全波整流回路の各相の入力端子と前記コンデンサのいずれかの接続点とが第1スイッチング素子を介して接続された整流回路を提供する。
In order to solve the above problems, the present invention employs the following means.
The present invention comprises a full-wave rectifier circuit connected via a reactor to the output side of each phase of a three-phase AC power supply, and a plurality of capacitors connected between output terminals of the full-wave rectifier circuit, The capacitors are connected to each other in series, and any one of the connection points of the capacitors and a neutral point of the three-phase AC power supply are connected. Either one of the input terminal of each phase of the full-wave rectifier circuit and the capacitor Provided is a rectifier circuit connected to a connection point via a first switching element.
このような構成によれば、コンデンサのいずれかの接続点と3相交流電源の中性点とが接続されているので、全波整流回路に入力される電流波形を、例えば、図9に示される波形、つまり、単相の交流電源に適用した場合とほとんど同一とすることができる。
これにより、3相交流電源に適用した場合であっても、単相交流電源の場合と同様の制御ロジックに従って、各相に対応する第1スイッチング素子のオンオフを制御することが可能となる。この結果、単相高調波技術を3相交流電源にもそのまま転用することができ、制御ロジックの開発に要する労力を軽減することができる。
According to such a configuration, since any one of the connection points of the capacitors and the neutral point of the three-phase AC power supply are connected, the current waveform input to the full-wave rectifier circuit is shown in FIG. Waveform, that is, almost the same as when applied to a single-phase AC power source.
Thereby, even when applied to a three-phase AC power supply, it is possible to control the on / off of the first switching element corresponding to each phase according to the same control logic as in the case of a single-phase AC power supply. As a result, the single-phase harmonic technology can be directly applied to the three-phase AC power source, and the labor required for developing the control logic can be reduced.
上記整流回路において、前記コンデンサのいずれかの接続点と前記3相交流電源の中性点とが第2スイッチング素子を介して接続されており、負荷が予め設定されている所定の閾値以下の場合に、前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子がオフ状態とされ、前記負荷が前記閾値を超えた場合に、前記第2スイッチング素子がオン状態とされることとしてもよい。 In the rectifier circuit, when any one of the connection points of the capacitors and the neutral point of the three-phase AC power supply are connected via a second switching element, the load is equal to or less than a predetermined threshold value. In addition, the first switching element and the second switching element may be turned off, and the second switching element may be turned on when the load exceeds the threshold value.
このように、負荷が閾値以下の場合には、第1スイッチング素子及び第2スイッチング素子をオフ状態とするので、スイッチングによる電力損失を抑えることができる。この結果、効率を向上させることができる。 As described above, when the load is equal to or lower than the threshold value, the first switching element and the second switching element are turned off, so that power loss due to switching can be suppressed. As a result, efficiency can be improved.
本発明によれば、3相交流電源に適用される場合と単相交流電源に適用される場合とで、同様の制御ロジックに基づいて制御を行うことができるという効果を奏する。 According to the present invention, there is an effect that control can be performed based on the same control logic when applied to a three-phase AC power source and when applied to a single-phase AC power source.
以下に、本発明に係る整流回路の一実施形態について、図面を参照して説明する。
〔第1の実施形態〕
図1は、本実施形態に係る第1の実施形態に係る整流回路の概略構成を示したブロック図である。図1に示すように、本実施形態に係る整流回路1は、3相交流電源11の各相の出力側にリアクトル12a,12b,12cを介して接続される全波整流回路13と、全波整流回路13の出力端子間に接続される2つの電解コンデンサ14a,14bとを備えている。2つの電解コンデンサ14a,14bは、例えば、同じ静電容量を有し、直列に接続されている。また、全波整流回路13の出力端子間には、負荷15が接続されている。
Hereinafter, an embodiment of a rectifier circuit according to the present invention will be described with reference to the drawings.
[First Embodiment]
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a rectifier circuit according to the first embodiment according to the present embodiment. As shown in FIG. 1, the
また、整流回路1において、3相交流電源11の中性点Nと電解コンデンサ14a,14bの接続点Cとが接続されているとともに、全波整流回路13の各相の入力側と電解コンデンサ14a,14bの接続点Cとが第1スイッチング素子16a,16b,16cを介してそれぞれ接続されている。
具体的には、3相交流電源11の中性点Nと電解コンデンサ14a,14bの接続点Cとが接続ラインL1により接続されている。また、全波整流回路13の各相に対応する入力端子が第1スイッチング素子16a,16b,16cを介して、接続ラインL1に接続されている。
Further, in the
Specifically, the neutral point N of the three-phase
3相交流電源11の電圧ゼロクロス点は、ゼロクロス検出部17により検出され制御部20へ出力される。3相交流電源11のうち任意の一相に流れる電流は、電流検出部18により検出され、負荷電流として制御部20に出力される。また、全波整流回路13の出力電圧が直流電圧検出部19により検出され、制御部20に出力される。制御部20は、これらの入力情報に基づいて、第1スイッチング素子16a,16b,16cのオンオフを制御する。
The voltage zero cross point of the three-phase
ここで、図2に第1スイッチング素子16a,16b,16cをオフ状態とした場合の全波整流回路13の入力電流波形(1相を任意に選択)を示す。図2において、横軸は時間、縦軸は電流値を示している。図2に示すように、本実施形態に係る整流回路1において、全波整流回路13に入力される電流波形は、図9に示した単相交流電源に適用した場合の入力電流波形とほとんど変わらないことがわかる。
これにより、3相交流電源に適用した場合であっても、単相交流電源に適用した場合と同様の制御ロジックに従って、各相に対応する第1スイッチング素子のオンオフを制御することが可能となる。
Here, FIG. 2 shows an input current waveform (select one phase arbitrarily) of the full-
Thereby, even when applied to a three-phase AC power supply, it is possible to control the on / off of the first switching element corresponding to each phase according to the same control logic as that applied to a single-phase AC power supply. .
また、図3に本実施形態に係る整流回路を採用した場合の全波整流回路13の入力電流の高調波成分の一例を示す。図3において、横軸は高周波成分の次数、縦軸は電流値を示している。図3に示すように、入力電流に含まれる高調波成分のレベルは低く、全ての次数においてIECの規格値を下回っていることがわかる。
FIG. 3 shows an example of harmonic components of the input current of the full-
〔第2の実施形態〕
次に、本発明の第2の実施形態について、図4を用いて説明する。
本実施形態に係る整流回路は、上述した第1の実施形態における整流回路において、3相交流電源11の中性点Nと電解コンデンサ14a,14bの接続点Cとを接続する接続ラインL1に第2スイッチング素子30が設けられている。
図4では、第2スイッチング素子30は、接続ラインL1において、スイッチング素子16a,16b,16cの接続点よりも3相交流電源側に設けられているが、この配置に限定されず、例えば、スイッチング素子16a,16b,16cの接続点よりも電解コンデンサ側に設けられていてもよい。
[Second Embodiment]
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
The rectifier circuit according to the present embodiment is connected to the connection line L1 that connects the neutral point N of the three-phase
In FIG. 4, the
制御部20は、電流検出部18から入力される負荷電流と予め登録されている閾値とを比較し、負荷電流が閾値以下である場合には、第1スイッチング素子16a,16b,16c及び第2スイッチング素子30をオフ状態とし、これらスイッチング素子のオンオフ制御を行わない。これにより、図4に示した整流回路は、図5に示した回路構成となる。
The
このように、負荷が小さく、直流電圧の降下も小さい範囲、特に、第1スイッチング素子16a,16b,16cのオンオフ制御を行わなくても入力電流に含まれる高調波成分のレベルがIECの規格値を下回る範囲においては、第1スイッチング素子16a,16b,16c及び第2スイッチング素子30をオフ状態とするので、スイッチングによる電力損失を低減することができる。これにより、効率を向上させることができる。
As described above, the level of the harmonic component included in the input current is within the IEC standard value even when the load is small and the DC voltage drop is small, particularly without the on / off control of the
一方、負荷電流が閾値を上回った場合には、第2スイッチング素子30をオン状態として、3相交流電源11の中性点Nと電解コンデンサ14a,14bの接続点とを接続し、かつ、第1スイッチング素子16a,16b,16cを電圧ゼロクロス点及び負荷電流に基づいてオンオフ制御する。
これにより、負荷が所定のレベルを超えることにより、図5に示した回路構成では高周波成分を規定値(例えば、IEC規格値)以下に低減しきれない状態となった場合には、上述した第1の実施形態に係る整流回路と同様の回路構成及び制御ロジックに基づいて作動することにより、運転に必要な直流電圧を維持し、入力電流に含まれる高周波成分をIEC規定値以下とすることができる。
On the other hand, when the load current exceeds the threshold value, the
As a result, when the load exceeds a predetermined level and the circuit configuration shown in FIG. 5 is unable to reduce the high frequency component to a specified value (for example, IEC standard value) or less, the above-described first By operating based on the same circuit configuration and control logic as the rectifier circuit according to the first embodiment, the DC voltage required for operation is maintained, and the high-frequency component included in the input current is set to be equal to or less than the IEC specified value. it can.
上述したように、本実施形態に係る整流回路によれば、負荷レベルが低く、図5に示した回路構成のように、スイッチング素子を利用しないパッシブ型の回路構成であっても入力電流に含まれる高周波成分をIEC等で規定された所定の規定値以下とすることができる場合には、第1スイッチング素子16a,16b,16c及び第2スイッチング素子30をオフ状態とする。これにより、スイッチングによる電力損失を抑え、効率を向上させることができる。
As described above, according to the rectifier circuit according to the present embodiment, the load level is low, and even in a passive circuit configuration that does not use a switching element as in the circuit configuration illustrated in FIG. When the high frequency component to be generated can be equal to or lower than a predetermined specified value specified by IEC or the like, the
なお、第2スイッチング素子30のオンオフを切り替える負荷電流の閾値については、入力電流に含まれる高周波成分のレベルと規格値とに基づいて又は運転に必要な直流電圧に基づいて設定すればよい。
なお、上記第1及び第2の実施形態では、スイッチング素子16a,16b,16cを接続ラインL1に接続し、3相交流電源の中性点Nとスイッチング素子16a,16b,16cと接続点Cとを同一の接続ラインL1によって接続したが、これに代えて、それぞれ別個の接続ラインによって、3相交流電源の中性点Nと接続点Cとが、また、スイッチング素子16a,16b,16cと接続点Cとが接続されていてもよい。
The load current threshold value for switching on / off of the
In the first and second embodiments, the
1 整流回路
11 3相交流電源
12a,12b,12c リアクトル
13 全波整流回路
14a,14b 電解コンデンサ
15 負荷
16a,16b,16c 第1スイッチング素子
17 ゼロクロス検出部
18 電流検出部
19 直流電圧検出部
20 制御部
30 第2スイッチング素子
L1 接続ライン
DESCRIPTION OF
Claims (2)
前記全波整流回路の出力端子間に接続される複数のコンデンサと
を備え、
複数の前記コンデンサは互いに直列に接続され、
前記コンデンサのいずれかの接続点と前記3相交流電源の中性点とが接続され、
前記全波整流回路の各相の入力側と前記コンデンサのいずれかの接続点とが第1スイッチング素子を介して接続された整流回路。 A full-wave rectifier circuit connected via a reactor to the output side of each phase of the three-phase AC power supply;
A plurality of capacitors connected between output terminals of the full-wave rectifier circuit;
The plurality of capacitors are connected in series with each other,
A connection point of any one of the capacitors and a neutral point of the three-phase AC power supply are connected,
A rectifier circuit in which an input side of each phase of the full-wave rectifier circuit and a connection point of any one of the capacitors are connected via a first switching element.
負荷が予め設定されている所定の閾値以下の場合に、前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子がオフ状態とされ、
前記負荷が前記閾値を超えた場合に、前記第2スイッチング素子がオン状態とされる請求項1に記載の整流回路。 Any connection point of the capacitor and the neutral point of the three-phase AC power supply are connected via a second switching element,
When the load is equal to or less than a predetermined threshold value set in advance, the first switching element and the second switching element are turned off,
The rectifier circuit according to claim 1, wherein the second switching element is turned on when the load exceeds the threshold value.
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