JP2008092640A - Three-phase rectifier device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、3相交流を直流電力に変換する3相整流装置に関する。 The present invention relates to a three-phase rectifier that converts three-phase alternating current into direct-current power.
図12は従来の3相整流装置の回路構成図である。図12に示す3相整流装置は、VIENNA整流器と呼ばれる3レベルコンバータである。この3レベルコンバータは、3相交流電源Va,Vb,Vcに3相交流リアクトルLa,Lb,Lcが直列に接続され、各相にダイオードを2個直列接続した全波整流回路に、2個直列に接続したダイオードの中点にスイッチング素子を接続し、そのスイッチング素子がオンすると、2直列接続された平滑用コンデンサC1,C2の中点とつながる構成となっている。 FIG. 12 is a circuit configuration diagram of a conventional three-phase rectifier. The three-phase rectifier shown in FIG. 12 is a three-level converter called a VIENNA rectifier. In this three-level converter, three-phase AC power supplies Va, Vb, Vc are connected in series with three-phase AC reactors La, Lb, Lc, and two diodes are connected in series to each phase. When a switching element is connected to the middle point of the diode connected to the switch and the switching element is turned on, the switching element is connected to the middle point of the two smoothing capacitors C1 and C2 connected in series.
この回路を詳しく説明すると、3相交流電源Va,Vb,Vcに、これらに対応して3相交流リアクトルLa,Lb,Lcが直列に接続されている。3相交流リアクトルLa,Lb,Lcには、12個のダイオードD1〜D12と6個のIGBTからなるスイッチング素子Q1〜Q6で構成された3レベルコンバータ部2が接続されている。
This circuit will be described in detail. Three-phase AC reactors La, Lb, and Lc are connected in series to the three-phase AC power sources Va, Vb, and Vc in correspondence with them. To the three-phase AC reactors La, Lb, and Lc, a three-
3レベルコンバータ部2は、12個のダイオードD1〜D12の内の4個のダイオードを1組とする3つの組に対応し各々の組が第1乃至第4ダイオードD1〜D4、D5〜D8、D9〜D12を同極性で直列に接続してなる3つの直列回路を有する。
The three-
また、3レベルコンバータ部2は、ダイオードD1とダイオードD2との接続点とダイオードD3とダイオードD4との接続点との間に直列に接続されたスイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2とからなる第1スイッチング回路と、ダイオードD5とダイオードD6との接続点とダイオードD7とダイオードD8との接続点との間に直列に接続されたスイッチング素子Q3とスイッチング素子Q4とからなる第2スイッチング回路と、ダイオードD9とダイオードD10との接続点とダイオードD11とダイオードD12との接続点との間に直列に接続されたスイッチング素子Q5とスイッチング素子Q6とからなる第3スイッチング回路とを有する。
In addition, the three-
スイッチング素子Q1,Q3,Q5とスイッチング素子Q2,Q4,Q6との接続点とを共通接続した接続点と3つの直列回路の各々の両端の各カソードを共通接続した接続点との間には、平滑コンデンサC1が接続されている。スイッチング素子Q1,Q3,Q5とスイッチング素子Q2,Q4,Q6との接続点とを共通接続した接続点と3つの直列回路の各々の両端の各アノードを共通接続した接続点との間には、平滑コンデンサC2が接続されている。 Between the connection point where the connection points of the switching elements Q1, Q3, Q5 and the switching elements Q2, Q4, Q6 are connected in common and the connection point where the cathodes at both ends of each of the three series circuits are connected together, A smoothing capacitor C1 is connected. Between the connection point where the connection points of the switching elements Q1, Q3, Q5 and the switching elements Q2, Q4, Q6 are connected in common and the connection point where the anodes at both ends of each of the three series circuits are connected together, A smoothing capacitor C2 is connected.
ダイオードD2とダイオードD3との接続点が3相交流リアクトルLaに接続され、ダイオードD6とダイオードD7との接続点が3相交流リアクトルLbに接続され、ダイオードD10とダイオードD11との接続点が3相交流リアクトルLcに接続されている。スイッチング素子Q1〜Q6の各々のゲート端子は、図示しない制御回路に接続され、この制御回路によりスイッチング素子Q1〜Q6のオン/オフが制御されるようになっている。 The connection point between the diode D2 and the diode D3 is connected to the three-phase AC reactor La, the connection point between the diode D6 and the diode D7 is connected to the three-phase AC reactor Lb, and the connection point between the diode D10 and the diode D11 is three-phase. It is connected to AC reactor Lc. Each gate terminal of the switching elements Q1 to Q6 is connected to a control circuit (not shown), and on / off of the switching elements Q1 to Q6 is controlled by this control circuit.
図12に示すような3レベルコンバータ回路では、6個のダイオード、6個のスイッチング素子で構成されるフルブリッジコンバータ回路と比べて、半導体素子の耐圧が半分で済むという利点を有している。 The three-level converter circuit as shown in FIG. 12 has an advantage that the withstand voltage of the semiconductor element can be halved as compared with a full bridge converter circuit including six diodes and six switching elements.
一般に、コンバータ回路には、電源高調波規制や電力の利用率向上として、電源高調波を低減させ、電源力率を1にすることが目標とされる。即ち、この3レベルコンバータでは、入力力率を1にし、平滑コンデンサC1,C2の電圧を安定制御することが求められ、さらに負荷変動や入力電圧変動に対しても瞬時に応答できる制御性も併せて求められる。 In general, a converter circuit is aimed at reducing power supply harmonics and setting the power supply power factor to 1 in order to regulate power supply harmonics and improve power utilization. That is, in this three-level converter, it is required to set the input power factor to 1, stably control the voltages of the smoothing capacitors C1 and C2, and also to have controllability capable of instantaneously responding to load fluctuations and input voltage fluctuations. Is required.
この課題を解決するために、特許文献1や特許文献2に記載されたコンバータは、電源電圧の半周期に1回、スイッチング素子をオンさせることにより、スイッチング素子のスイッチング損失の低減と電源高調波の低減を図っている。
しかしながら、特許文献1や特許文献2に記載されたコンバータでは、電源電圧の半周期にスイッチング素子を1回のみスイッチングさせるため、負荷が予め既知である場合のみ電源高調波が低減される。一方、高周波でスイッチングを行なうPWM(パルス幅変調)方式では、電源高調波は低減されるが、スイッチング損失の増大を招き、装置の高効率化が達成されていない。
However, in the converters described in
スイッチング素子の損失を減らす方法には、キャリア周波数を低下させる方法があるが、制御性能が低下するいう欠点を有する。 Although there is a method of reducing the carrier frequency as a method of reducing the loss of the switching element, it has a disadvantage that the control performance is lowered.
本発明の課題は、PWM制御を用いながら、極力、スイッチング損失が増加しないようにスイッチング素子のスイッチングパターンを選択する制御アルゴリズムを持ち、電源高調波の低減及び電源力率を1にすることができる3相整流装置を提供することにある。 An object of the present invention is to have a control algorithm for selecting a switching pattern of a switching element so that switching loss does not increase as much as possible while using PWM control, and can reduce power supply harmonics and set the power factor to 1. The object is to provide a three-phase rectifier.
上記課題を解決するために、請求項1記載の発明は、3相交流電源に直列に接続された3相交流リアクトルと、複数のダイオードと複数のスイッチング素子を有し、前記3相交流リアクトルからの3相交流を整流して平滑コンデンサに出力する3相整流回路と、前記3相交流電源の電圧に基づき電源電圧位相を演算する位相演算手段と、前記位相演算手段からの前記電源電圧位相に基づき前記3相交流電源の第1座標系の電流を第2座標系の電流に変換する第1座標変換手段と、前記平滑コンデンサの電圧と基準電圧値とに基づき有効分電流指令値を生成する電流制御手段と、前記第1座標変換手段からの前記第2座標系の前記電流と前記有効分電流指令値および所定の無効分電流指令値とに基づき前記第2座標系の電圧指令値を生成する電圧制御手段と、前記位相演算手段からの前記電源電圧位相に基づき前記電圧制御手段からの前記第2座標系の前記電圧指令値を前記第1座標系の電圧指令値に変換する第2座標変換手段と、前記第2座標変換手段からの前記第1座標系の前記電圧指令値と前記平滑コンデンサの電圧とに基づいて選択される電圧ベクトル及び前記各スイッチング素子のスイッチング回数が最も少なくなる順序となるスイッチングパターンを演算し、前記各スイッチング素子への指令信号を生成する空間電圧ベクトル変調手段とを備えることを特徴とする。
In order to solve the above-mentioned problem, the invention described in
請求項2の発明は、請求項1記載の3相整流装置において、前記3相整流回路は、12個のダイオードの内の4個のダイオードを1組とする3つの組に対応し各々の組が第1乃至第4ダイオードを同極性で直列に接続してなる3つの直列回路と、前記3つの直列回路に対応して設けられ、前記第1ダイオードと前記第2ダイオードとの接続点と前記第3ダイオードと前記第4ダイオードとの接続点との間に直列に接続された第1スイッチング素子と第2スイッチング素子とからなる3つのスイッチング回路と、記第1スイッチング素子と前記第2スイッチング素子との接続点を共通接続した接続点と前記3つの直列回路の各々の両端の各カソードを共通接続した接続点との間に接続された第1平滑コンデンサと、前記第1スイッチング素子と前記第2スイッチング素子との接続点を共通接続した接続点と前記3つの直列回路の各々の両端の各アノードを共通接続した接続点との間に接続された第2平滑コンデンサとを有し、前記第2ダイオードと前記第3ダイオードとの接続点が前記3相交流リアクトルに接続された3レベルコンバータ回路からなることを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, in the three-phase rectifier according to the first aspect, the three-phase rectifier circuit corresponds to three groups each including four diodes out of twelve diodes. Are provided in correspondence with the three series circuits, wherein the first to fourth diodes are connected in series with the same polarity, the connection point between the first diode and the second diode, and Three switching circuits comprising a first switching element and a second switching element connected in series between a connection point of a third diode and the fourth diode, the first switching element, and the second switching element A first smoothing capacitor connected between a connection point commonly connected to each other and a connection point commonly connected to the cathodes at both ends of each of the three series circuits, and the first switching element, A second smoothing capacitor connected between a connection point commonly connected to the connection point of the second switching element and a connection point commonly connected to the anodes at both ends of each of the three series circuits; The connection point between the second diode and the third diode is a three-level converter circuit connected to the three-phase AC reactor.
請求項3の発明は、請求項1又は請求項2記載の3相整流装置において、前記空間電圧ベクトル変調手段は、前記選択される電圧ベクトルの印加時間を演算することを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, in the three-phase rectifier according to the first or second aspect, the spatial voltage vector modulation means calculates an application time of the selected voltage vector.
本発明によれば、空間電圧ベクトル変調手段が、第2座標変換手段からの第1座標系の電圧指令値と平滑コンデンサの電圧とに基づいて選択される電圧ベクトル及び各スイッチング素子のスイッチング回数が最も少なくなる順序となるスイッチングパターンを演算し、各スイッチング素子への指令信号を生成するので、従来の方式と比較してスイッチング素子のスイッチング回数を低減でき、スイッチング損失が増加せず、電源高調波の低減及び電源力率を1にすることができる。また、制御性能、部品コストや装置のサイズを悪化することなく実現できる。 According to the present invention, the spatial voltage vector modulation means determines the voltage vector selected based on the voltage command value of the first coordinate system from the second coordinate conversion means and the voltage of the smoothing capacitor and the number of switching times of each switching element. Since the switching pattern in the smallest order is calculated and the command signal to each switching element is generated, the switching frequency of the switching element can be reduced compared with the conventional method, the switching loss does not increase, and the power supply harmonics And the power factor can be made 1. Further, it can be realized without deteriorating the control performance, the component cost and the size of the apparatus.
以下、本発明の3相整流装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the three-phase rectifier of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
図1は本発明の実施の形態の3相整流装置の回路構成図である。図1に示す実施例1の3相整流装置は、図12に示す3相整流装置の構成に対して、制御回路3の構成が異なるので、この制御回路3の構成のみ説明する。なお、図1に示す構成部分で図12に示す構成部分と同一部分は、同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a three-phase rectifier according to an embodiment of the present invention. Since the configuration of the
制御回路3は、3相/2相座標変換器31,32、位相演算器33、2相/dq座標変換器34、加算器30,35,37,39、PI制御器36,38,40、dq/2相座標変換器41、空間電圧ベクトル変調演算部42を有している。
The
3相/2相座標変換器31は、3相交流電源1のUVW3相静止座標系の3相交流電圧VSA,VSB,VSCを検出し、検出した3相交流電源1のUVW3相静止座標系の3相交流電圧VSA,VSB,VSCを、αβ直交2軸静止座標系の2相交流電圧VSα,VSβに変換する。
The three-phase / two-
3相/2相座標変換器32は、3相交流電源1のUVW3相静止座標系の3相交流電流IA,IB,ICを、αβ直交2軸静止座標系の2相交流電流Iα,Iβに変換する。変流器4aは3相交流電源1の第1相(U相)を流れる電流IAを検出し、変流器4bは3相交流電源1の第2相(V相)を流れる電流IBを検出し、3相交流電源1の第3相(W相)を流れる電流ICを加算器30により電流−IAと電流−IBとから生成する。
The three-phase / two-
位相演算器33は、本発明の位相演算手段に対応し、3相/2相座標変換器31で変換された2相交流電圧VSα,VSβから電源電圧位相θsを求める。2相/dq座標変換器34は、本発明の第1座標変換手段に対応し、位相演算器33で求められた電源電圧位相θsに基づいて3相/2相座標変換器32で変換されたαβ直交2軸静止座標系(本発明の第1座標系に対応)の2相交流電流Iα,Iβをdq直交2軸回転座標系(本発明の第2座標系に対応)のd軸電流Id,q軸電流Iqに変換する。
The
即ち、3相/2相座標変換器31,32と位相演算器33と2相/dq座標変換器34とにより、3相交流電流lA,IB,ICを無効分電流に対応した電流成分であるd軸電流Idと有効分電流に対応した電流成分であるq軸電流Iqに変換する。
That is, the three-phase / two-
加算器35は、d軸の電流指令値(無効分電流指令値であり0(ゼロ)である)から2相/dq座標変換器34で変換されたdq直交2軸回転座標系のd軸電流Idを差し引いて、PI制御器36に出力する。PI制御器36は、加算器35からの出力を比例積分して調整を行いd軸の電圧指令値VRdをdq/2相座標変換器41に出力する。
The
加算器37は、基準電圧値VRefから平滑コンデンサC1の正極側電圧(Vp)を差し引いて、PI制御器38に出力する。PI制御器38は、加算器37からの出力を比例積分して調整を行いq軸の電流指令値IRefを加算器39に出力する。加算器37及びPI制御器38は、本発明の電流制御手段に対応する。
The
加算器39は、q軸の電流指令値IRef(有効分電流指令値)から2相/dq座標変換器34で変換されたdq直交2軸回転座標系のq軸電流Iqを差し引いて、PI制御器40に出力する。PI制御器40は、加算器39からの出力を比例積分して調整を行いq軸の電圧指令値VRqをdq/2相座標変換器41に出力する。加算器35,39及びPI制御器36,40は、本発明の電圧制御手段に対応する。
The
dq/2相座標変換器41は、本発明の第2座標変換手段に対応し、位相演算器33で求められた電源電圧位相θsに基づいて、PI制御器36,40からのdq直交2軸回転座標系のd軸電圧指令値VRd,q軸電圧指令値VRqをαβ直交2軸静止座標系の2相交流電圧VRα,VRβ(2相交流電圧指令値)に変換する。
The dq / 2-phase coordinate
スイッチング素子Q1〜Q6の各々の制御端子(ゲート端子)は、制御回路3内の空間電圧ベクトル変調演算部42の出力に接続されている。空間電圧ベクトル変調演算部42は、dq/2相座標変換器41からの電圧指令値である2相交流電圧VRα,VRβと平滑コンデンサC1,C2の正極側電圧(Vp,Vo)とに基づいて実行すべき電圧ベクトルを選択し、選択された電圧ベクトルの印加時間及び各スイッチング素子Q1〜Q6のスイッチング回数が最も少なくなるように、選択された電圧ベクトルの順序を決めるスイッチングパターンを演算し、演算されたスイッチングパターンによる各スイッチング素子Q1〜Q6への指令信号を生成する。また、空間電圧ベクトル変調演算部42は、1キャリア中に6個のスイッチング素子Q1〜Q6の内、最大で4個のスイッチング素子をスイッチングさせて、入力力率を1且つ安定した直流出力電圧を得る。
Each control terminal (gate terminal) of the switching elements Q <b> 1 to Q <b> 6 is connected to the output of the spatial voltage vector
以下、空間電圧ベクトル変調演算部42の詳細について説明する。図2は3レベルコンバータ部の電圧ベクトルパターン図である。図2では、3レベルコンバータ部2における6個のスイッチング素子Q1〜Q6のスイッチ状態とその電圧ベクトルを示している。図2において、反時計方向に120度毎にU軸、V軸、W軸が設定され、円上に正三角形からなるセクタ・領域A1〜A4、B1〜B4、C1〜C4、D1〜D4、E1〜E4、F1〜F4が配置されている。
Hereinafter, details of the spatial voltage vector
正三角形の頂点には、3文字のアルファベッド、例えば「PNN」が記されている。「PNN」は、各スイッチング素子のオン/オフの選択により、第1番目がU相でP(正電位)が選択され、第2番目がV相でN(基準電位)が選択され、第3番目がW相でNが選択されることを示している。この場合には、全てのスイッチング素子Q1〜Q6がオフで、La→D2→D1→C1→C2→D8→D7→Lbの経路と、La→D2→D1→C1→C2→D12→D11→Lcの経路とに電流が流れる。 The apex of the equilateral triangle is marked with a three-letter alpha bed, for example, “PNN”. In “PNN”, P (positive potential) is selected for the U phase in the first phase, N (reference potential) is selected for the V phase in accordance with the selection of ON / OFF of each switching element. The second shows that N is selected in the W phase. In this case, all the switching elements Q1 to Q6 are off, and the path of La → D2 → D1 → C1 → C2 → D8 → D7 → Lb and La → D2 → D1 → C1 → C2 → D12 → D11 → Lc Current flows through the path.
6個のスイッチング素子Q1〜Q6のオン、オフ状態により、外側の三角形の頂点には12種類の状態(PNN、PON、PPN、OPN、NPN、NPO、NPP、NOP、NNP、ONP、PNP、PNO)、内側の三角形の頂点には12種類の状態(ONN、POO、OON、PPO、NON、OPO、NOO、OPP、NNO、OOP、ONO、POP)、原点には3種類(NNN、OOO、PPPの状態の合計で、27種類の状態をとることができる。 Depending on the on / off state of the six switching elements Q1 to Q6, there are 12 kinds of states (PNN, PON, PPN, OPN, NPN, NPO, NPP, NOP, NNP, ONP, PNP, PNO at the apex of the outer triangle) ), 12 kinds of states (ONN, POO, OON, PPO, NON, OPO, NOO, OPP, NNO, OOP, ONO, POP) at the vertex of the inner triangle, and 3 kinds (NNN, OOO, PPP) at the origin In total, 27 types of states can be taken.
図3は電圧指令ベクトルと電圧ベクトルを示した図である。図3では、dq/2相座標変換器41からの2相交流電圧VRα,VRβとを合成した電圧指令ベクトルVrefがセクタ・領域A2に含まれる場合を示している。例えば、全てのスイッチング素子Q1〜Q6がオフで、3相交流電源1のU相電圧が正電圧、V相電圧及びW相電圧が負電圧の場合には、電圧ベクトルは図3のV1(PNN)となる。このときに、V相のスイッチング素子Q3、Q4とW相のスイッチング素子Q5、Q6とをオンした場合には、電圧ベクトルは図3のV3(POO)になる。
FIG. 3 is a diagram showing voltage command vectors and voltage vectors. FIG. 3 shows a case where the sector / region A2 includes a voltage command vector Vref obtained by combining the two-phase AC voltages VRα and VRβ from the dq / 2-phase coordinate
空間電圧ベクトル変調方式では、電圧指令ベクトルは最も近い3角形を構成する電圧ベクトルから作られる。図3に示した電圧指令ベクトルVrefの場合、最も近い3角形を構成するセクタA2で示したV1(PNN)、V2(PON)、V3(POO,ONN)の3つの電圧ベクトルから電圧指令ベクトルVrefを構成することになる。 In the spatial voltage vector modulation method, the voltage command vector is generated from the voltage vector constituting the nearest triangle. In the case of the voltage command vector Vref shown in FIG. 3, the voltage command vector Vref is derived from the three voltage vectors V1 (PNN), V2 (PON), and V3 (POO, ONN) indicated by the sector A2 constituting the nearest triangle. Will be configured.
図4は電圧ベクトルの順序とスイッチング素子のスイッチング回数との関係を示す図である。全てのスイッチング素子Q1〜Q6がオフである条件で、スイッチング素子のオン又はオフのスイッチング回数をカウントしたのが図4の一番右欄に記載されている。図4に示すように、電圧ベクトルV1,V2,V3の選択の仕方及び電圧ベクトルの順序は12通りの方法があり、これらの方法に対応してスイッチング回数が異なる。 FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the order of voltage vectors and the number of switching times of the switching elements. In the rightmost column of FIG. 4, the number of switching operations of the switching elements is counted under the condition that all the switching elements Q1 to Q6 are off. As shown in FIG. 4, there are twelve methods for selecting the voltage vectors V1, V2, and V3 and the order of the voltage vectors, and the number of times of switching differs according to these methods.
図4では、初期値を「PNN」とした場合に、方法2では、V1→V3→V2の順序で電圧ベクトルを変えると、V1(PNN)→V3(POO)において、V相でNがOに変化して1回、W相でNがOに変化して1回、V3(POO)→V2(PON)において、W相でOがNに変化して1回で、スイッチング回数は、3回となる。
In FIG. 4, when the initial value is “PNN”, in
また、例えば、方法5では、V3→V1→V2の順序で電圧ベクトルを変えると、初期値を「PNN」としているので、初期値「PNN」→V3(POO)において、V相及びW相で2回、V3(POO)→V1(PNN)において、V相及びW相で2回、V1(PNN)→V2(PON)において、V相でNがOに変化して1回、スイッチング回数は、5回となる。
Further, for example, in
方法1では、V1→V2→V3の順序で電圧ベクトルを変えると、V1(PNN)→V2(PON)において、V相でNがOに変化して1回、V2(PON)→V3(POO)において、W相でNがOに変化して1回で、スイッチング回数は、2回となる。
In the
実施例1では、スイッチング回数が最も少なくなる方法1の電圧ベクトル及び電圧ベクトルの順序を選択する。即ち、電圧ベクトルV1はPNNを、電圧ベクトルV3はPOOを選択する。電圧ベクトルV2は選択の余地はなくPONになる。そして、V1→V2→V3の順序で電圧ベクトルを構成する。このように構成することにより、スイッチング回数が最も少なくなり、スイッチング損失を低減でき且つ電源高調波を低減できる。
In the first embodiment, the voltage vector and the order of the voltage vectors in
この選択する電圧ベクトル及び電圧ベクトルの順序は、毎回演算により更新される。同一のセクタ・領域内では、選択される電圧ベクトルは1種類であるが、電圧ベクトルの順序は2種類となる。例えば、ある区間では、図4に示す方法1(正の順序であるV1→V2→V3)が選択され、次の区間では、逆の順序であるV3→V2→V1が選択され、スイッチング回数が最も少ない2回となる。
The voltage vector to be selected and the order of the voltage vectors are updated by calculation every time. Within the same sector / area, one type of voltage vector is selected, but the order of the voltage vectors is two types. For example, in a certain section, the
図5はセクタAにおける電圧ベクトルの選択及びその順序と印加時間を示すスイッチングパターンである。図6はセクタBにおける電圧ベクトルの選択及びその順序と印加時間を示すスイッチングパターンである。図7はセクタCにおける電圧ベクトルの選択及びその順序と印加時間を示すスイッチングパターンである。図8はセクタDにおける電圧ベクトルの選択及びその順序と印加時間を示すスイッチングパターンである。図9はセクタEにおける電圧ベクトルの選択及びその順序と印加時間を示すスイッチングパターンである。図10はセクタFにおける電圧ベクトルの選択及びその順序と印加時間を示すスイッチングパターンである。 FIG. 5 is a switching pattern showing the selection of the voltage vector in the sector A and its order and application time. FIG. 6 is a switching pattern showing selection of voltage vectors in the sector B, their order, and application time. FIG. 7 is a switching pattern showing the selection of the voltage vector in the sector C and its order and application time. FIG. 8 is a switching pattern showing the selection of the voltage vector in the sector D and its order and application time. FIG. 9 is a switching pattern showing selection of voltage vectors in the sector E and their order and application time. FIG. 10 is a switching pattern showing selection of voltage vectors in the sector F, their order, and application time.
例えば、図3に示す電圧指令ベクトルVrefは、セクタA・領域2に属するので、図5(b)に示すスイッチングパターンが用いられる。ここで、各々のスイッチングパターンについて説明すると、右整列PWM(電圧ベクトルの正の順序に対応)と左整列PWM(電圧ベクトルの逆の順序に対応)とが設けられ、右整列PWMについて、印加時間T5、T4、T2が設定され、左整列PWMについて、印加時間T2、T4、T5が設定されている。印加時間T2、T4、T5の合計がハーフキャリア周期Tpwmとなる。右整列PWMの区間と左整列PWMの区間との合計区間が1キャリア周期である。
For example, since the voltage command vector Vref shown in FIG. 3 belongs to the sector A /
また、印加時間T5は電圧ベクトルV1に対応し、印加時間T4は電圧ベクトルV2に対応し、印加時間T2は電圧ベクトルV3に対応する。このスイッチングパターンには、図4に示す方法1のスイッチング回数が最も少なくなる電圧ベクトルの順序(V1→V2→V3)のみが設定されている。
The application time T5 corresponds to the voltage vector V1, the application time T4 corresponds to the voltage vector V2, and the application time T2 corresponds to the voltage vector V3. In this switching pattern, only the order of voltage vectors (V1 → V2 → V3) in which the number of times of switching in
また、スイッチング素子Q1〜Q6について、斜線で示すスイッチング素子をオン状態とする。この場合、右整列PWM区間について説明すると、電圧ベクトルV1を発生させるために印加時間T5の間はスイッチング素子Q1〜Q6をオンさせない。次に、電圧ベクトルV2を発生させるために印加時間T4の間はスイッチング素子Q4をオンさせる。 Further, for the switching elements Q1 to Q6, the switching elements indicated by hatching are turned on. In this case, the right-aligned PWM section will be described. In order to generate the voltage vector V1, the switching elements Q1 to Q6 are not turned on during the application time T5. Next, the switching element Q4 is turned on during the application time T4 in order to generate the voltage vector V2.
次に、電圧ベクトルV3を発生させるために印加時間T2の間はスイッチング素子Q4,Q6をオンさせる。 Next, in order to generate the voltage vector V3, the switching elements Q4 and Q6 are turned on during the application time T2.
この場合、V相のスイッチング素子Q4が印加時間T4の最初のタイミングでスイッチングが1回とW相のスイッチング素子Q6が印加時間T2の最初のタイミングでスイッチングが1回で、合計2回となり、スイッチング回数が最も少ない回数となっている。 In this case, V-phase switching element Q4 is switched once at the first timing of application time T4 and W-phase switching element Q6 is switched once at the first timing of application time T2, for a total of two times. The number of times is the smallest.
このように、全てのセクタ・領域に対して、図5〜図10に示す電圧ベクトルの選択及びその順序を示すスイッチングパターンを予めパターン選択メモリ423(図11に示す)に格納しておく。これにより、電圧ベクトルの選択及びその順序の処理に要する演算時間を短縮することができる。 As described above, the voltage vector selection shown in FIGS. 5 to 10 and the switching pattern indicating the order thereof are stored in advance in the pattern selection memory 423 (shown in FIG. 11) for all sectors / areas. Thereby, the calculation time required for the selection of the voltage vector and the processing of the order can be shortened.
以上説明した空間電圧ベクトル変調演算部42の機能を示した構成図を図11に示す。図11において、空間電圧ベクトル変調演算部42は、セクタ・領域判定部421、パターン選択メモリ423、印加時間計算部425、ゲート指令信号生成部427を有している。
FIG. 11 shows a configuration diagram illustrating the function of the spatial voltage vector
セクタ・領域判定部421は、dq/2相座標変換器41からの電圧指令値である2相交流電圧VRα,VRβが図2に示すいずれのセクタ・領域に属するのかを判定する。これにより、選択する電圧ベクトルと電圧ベクトルの順序が決まる。
The sector /
印加時間計算部425は、セクタ・領域判定部421で判定されたセクタ・領域結果と電圧指令値である2相交流電圧VRα,VRβとに基づいて3つの各電圧ベクトルの印加時間を計算する。例えば、図3において、電圧指令ベクトルVrefのα軸成分VRα、α軸を90度反時計方向に回転したβ軸成分VRβから、電圧ベクトルV1、V2、V3の印加時間T5、T4、T2は以下の関係式により求めることができる。
The application
VRα=2×T5+T2+3×T4/2
VRβ=√3/2×T4
Tpwm=T5+T2+T4
この3式にVRα、VRβ、Tpwmを与えることでT5、T4、T2を計算により求めることができる。ここで、Tpwmは1回分のパターン演算周期である。
VRα = 2 × T5 + T2 + 3 × T4 / 2
VRβ = √3 / 2 × T4
Tpwm = T5 + T2 + T4
By giving VRα, VRβ, and Tpwm to these three equations, T5, T4, and T2 can be obtained by calculation. Here, Tpwm is a pattern calculation cycle for one time.
なお、V3の電圧ベクトルの大きさ(長さ)を1とすると、V2の電圧ベクトルは、大きさ(長さ)が√3、α軸成分が3/2、β軸成分が√3/2となり、V1の電圧ベクトルは、大きさ(長さ)が2、α軸成分が2、β軸成分が0となる。 When the magnitude (length) of the voltage vector of V3 is 1, the magnitude (length) of the voltage vector of V2 is √3, the α-axis component is 3/2, and the β-axis component is √3 / 2. Thus, the voltage vector of V1 has a magnitude (length) of 2, an α-axis component of 2, and a β-axis component of 0.
パターン選択メモリ423は、セクタ・領域判定部421で判定されたセクタ・領域結果と平滑コンデンサC1の正極側電圧(Vp)と平滑コンデンサC2の正極側電圧(Vo)とに基づいていずれかのスイッチングパターンを選択する。図5〜図10に示す右整列PWMと左整列PWMのスイッチングパターンのように、選択できるスイッチングパターンが2種類ある場合には、平滑コンデンサC1の両端電圧(Vp−Vo)と平滑コンデンサC2の両端電圧(Vo)との大小関係により、いずれかの一方のスイッチングパターンを選択する。
The
ゲート指令信号生成部427は、印加時間計算部425で計算された3つの各電圧ベクトルの印加時間とパターン選択メモリ423で選択されたスイッチングパターンによる電圧ベクトルの順序とに基づいて各相のスイッチング素子Q1〜Q6のゲート指令信号を生成する。
The gate command
このように3相整流装置の実施例1によれば、空間電圧ベクトル変調演算部42は、dq/2相座標変換器41からの電圧指令値と平滑コンデンサC1,C2の電圧とに基づいて選択される電圧ベクトル及び各スイッチング素子Q1〜Q6のスイッチング回数が最も少なくなる順序となるスイッチングパターンを演算し、各スイッチング素子への指令信号を生成するので、従来の方式と比較してスイッチング素子のスイッチング回数を低減でき、スイッチング損失が増加せず、電源高調波の低減及び電源力率を1にすることができる。また、制御性能、部品コストや装置のサイズを悪化することなく実現できる。
As described above, according to the first embodiment of the three-phase rectifier, the spatial voltage vector
1 3相交流電源
2 3レベルコンバータ部
3 制御回路
31,32 3相/2相座標変換器
33 位相演算器
34 2相/dq座標変換器
30,35,37,39 加算器
36,38,40 PI制御器
41 dq/2相座標変換器
42 空間電圧ベクトル変調演算部
421 セクタ・領域判定部
423 パターン選択メモリ
425 印加時間計算部
427 ゲート指令信号生成部
La,Lb,Lc 3相交流リアクトル
C1,C2 平滑コンデンサ
DESCRIPTION OF
Claims (3)
複数のダイオードと複数のスイッチング素子を有し、前記3相交流リアクトルからの3相交流を整流して平滑コンデンサに出力する3相整流回路と、
前記3相交流電源の電圧に基づき電源電圧位相を演算する位相演算手段と、
前記位相演算手段からの前記電源電圧位相に基づき前記3相交流電源の第1座標系の電流を第2座標系の電流に変換する第1座標変換手段と、
前記平滑コンデンサの電圧と基準電圧値とに基づき有効分電流指令値を生成する電流制御手段と、
前記第1座標変換手段からの前記第2座標系の前記電流と前記有効分電流指令値および所定の無効分電流指令値とに基づき前記第2座標系の電圧指令値を生成する電圧制御手段と、
前記位相演算手段からの前記電源電圧位相に基づき前記電圧制御手段からの前記第2座標系の前記電圧指令値を前記第1座標系の電圧指令値に変換する第2座標変換手段と、
前記第2座標変換手段からの前記第1座標系の前記電圧指令値と前記平滑コンデンサの電圧とに基づいて選択される電圧ベクトル及び前記各スイッチング素子のスイッチング回数が最も少なくなる順序となるスイッチングパターンを演算し、前記各スイッチング素子への指令信号を生成する空間電圧ベクトル変調手段と、
を備えることを特徴とする3相整流装置。 A three-phase AC reactor connected in series to a three-phase AC power source;
A three-phase rectifier circuit having a plurality of diodes and a plurality of switching elements, rectifying the three-phase alternating current from the three-phase alternating current reactor and outputting the rectified current to a smoothing capacitor;
Phase calculating means for calculating a power supply voltage phase based on the voltage of the three-phase AC power supply;
First coordinate conversion means for converting the current in the first coordinate system of the three-phase AC power source into the current in the second coordinate system based on the power supply voltage phase from the phase calculation means;
Current control means for generating an effective current command value based on the voltage of the smoothing capacitor and a reference voltage value;
Voltage control means for generating a voltage command value of the second coordinate system based on the current of the second coordinate system from the first coordinate conversion means, the effective current command value and a predetermined reactive current command value; ,
Second coordinate conversion means for converting the voltage command value of the second coordinate system from the voltage control means to a voltage command value of the first coordinate system based on the power supply voltage phase from the phase calculation means;
A voltage vector selected based on the voltage command value of the first coordinate system from the second coordinate conversion means and the voltage of the smoothing capacitor, and a switching pattern in which the switching frequency of each switching element is in the smallest order A spatial voltage vector modulation means for generating a command signal to each of the switching elements;
A three-phase rectifier comprising:
前記3つの直列回路に対応して設けられ、前記第1ダイオードと前記第2ダイオードとの接続点と前記第3ダイオードと前記第4ダイオードとの接続点との間に直列に接続された第1スイッチング素子と第2スイッチング素子とからなる3つのスイッチング回路と、
前記第1スイッチング素子と前記第2スイッチング素子との接続点を共通接続した接続点と前記3つの直列回路の各々の両端の各カソードを共通接続した接続点との間に接続された第1平滑コンデンサと、
前記第1スイッチング素子と前記第2スイッチング素子との接続点を共通接続した接続点と前記3つの直列回路の各々の両端の各アノードを共通接続した接続点との間に接続された第2平滑コンデンサとを有し、
前記第2ダイオードと前記第3ダイオードとの接続点が前記3相交流リアクトルに接続された3レベルコンバータ回路からなることを特徴とする請求項1記載の3相整流装置。 The three-phase rectifier circuit corresponds to three sets of four diodes out of twelve diodes, and each set is formed by connecting the first to fourth diodes in series with the same polarity. Two series circuits,
A first circuit is provided corresponding to the three series circuits, and is connected in series between a connection point between the first diode and the second diode and a connection point between the third diode and the fourth diode. Three switching circuits comprising a switching element and a second switching element;
A first smoothing connected between a connection point where the connection points of the first switching element and the second switching element are commonly connected and a connection point where the cathodes at both ends of each of the three series circuits are commonly connected. A capacitor,
A second smoothing connected between a connection point where the connection points of the first switching element and the second switching element are commonly connected and a connection point where the anodes at both ends of each of the three series circuits are commonly connected. And having a capacitor
2. The three-phase rectifier according to claim 1, comprising a three-level converter circuit in which a connection point between the second diode and the third diode is connected to the three-phase AC reactor.
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