JP2010074939A - バッテリー充電器 - Google Patents

Abstract

【課題】垂下特性を得られるようにして充電時間を短縮する。
【解決手段】スイッチング用ＭＯＳＦＥＴ３０のゲート端子Ｇに接続されたシャント用トランジスタ４０のトリガ回路ＳＬのコンデンサＣ４を、前記ＦＥＴ３０のドレイン電流を検出する電流検出抵抗Ｒ４と接続する。こうして、トリガ回路ＳＬを構成するコンデンサＣ４を充電する電圧がドレイン電流Ｉｄの増加で持ち上がり、前記シャント用トランジスタ４０が速くＯＮするようにして、前記ＦＥＴのＯＮ時間を短くする。そして、二次側出力電圧の低下に伴う出力（充電）電流の増加分を規制することで、垂下特性を得られるようにして充電時間を短縮する。
【選択図】図１

Description

バッテリー充電器に関するものである。

鉛シールバッテリーは、保水が不要でメンテナンスフリーである。また、密閉構造による安全性の高さなどから、産業用機器の電源として見直されている。
このような鉛シールバッテリーは、例えば、停電などで主電源が遮断された際の電子機器のシステム保全を行うための緊急避難用電源として充電状態に常に保たれるスタンバイ用途や、ＡＣ電源の無い場所で電子機器の主電源として充放電を繰り返すサイクル用途として使用されている。

ところで、このようなバッテリーの充放電に関しては、寿命の点からいくつかの制約事項がある。放電については、過放電防止の点から、放電電流別に放電終止電圧の規定がある。また、充電については、液涸れの点から最大充電電流の規定がある。

ところが、ユーザーのニーズは、使用（放電）できる時間は長く、充電時間は短くという矛盾するものである。

そのため、規定範囲内で充放電を繰り返しながら連続で使用する場合は、期待される寿命を全うする確立は高くなるが、不定期に使用する場合は、使用していない期間バッテリーは自己放電するので容量が減少し、放電終止電圧以下まで放電させてしまう場合がある。

例えば、公称電圧１２Ｖのバッテリーをサイクル用途で連続使用する場合、充放電を伴う使用期間内でのバッテリー電圧の変化は、約１０Ｖ〜１３Ｖになるが、不定期使用の場合は、数ヶ月間放置すると自己放電によってほぼ０Ｖまで放電することもある。

従来このような鉛バッテリーの充電には（スタンバイ用途、サイクル用途共）、例えば、図３の（特許文献１）に示すような定電流制限機能が付いたスイッチング電源が用いられている。

この電源は、図３に示すように、トランスＴの一次巻き線２ａと直流電源Ｖ１間にスイッチング用トランジスタ（ここでは、ＭＯＳＦＥＴ）４を直列に設け、前記ＦＥＴ４の制御端子（ゲート端子）とトランスＴの制御巻き線２ｃとを接続して一次巻き線２ａの出力を正帰還するようにしたものである。また、前記トランスＴの一次巻き線２ａと直流電源Ｖ１間と、前記ＦＥＴ４のゲート端子の間に起動抵抗１６を設けるとともに、前記ＦＥＴ４（ソース端子）と直流電源Ｖ１間に電流検出抵抗Ｒ１を設けてある。さらに、前記電流検出抵抗Ｒ１と直流電源Ｖ１の間と、前記ＦＥＴ４のゲート端子間に、制御端子（ベース端子）を備えたシャント用のスイッチング手段（ここでは、トランジスタ）１０を並列に設け、そのシャント用トランジスタ１０のベース端子を前記ＦＥＴ４と電流検出抵抗Ｒ１との間に接続してある。一方、トランスＴの二次巻き線２ｂには、ダイオード半波整流回路１８を接続して、前記整流出力１２をバッテリー充電出力Ｖ２としたものである。

このような回路では、ＡＣ電源を投入すると、ダイオードブリッジ（図示せず）で全波整流され、コンデンサによって直流に変換された電圧Ｖ１が回路に印加される。

直流電圧Ｖ１が印加されると、抵抗１６を介して前記ＦＥＴ４のゲート入力容量に電荷が蓄えられ、その電位が閾値に達すると前記ＦＥＴ４がＯＮする。前記ＦＥＴ４がＯＮすると、トランスＴの一次巻き線２ａ、二次巻き線２ｂ、制御巻き線２ｃの両端に電圧が発生する。その際、電圧は、●側がプラス電位となる。

このとき、制御巻き線２ｃには、Ｖ１×（２ｃ／２ａ）の電圧が発生し、前記ＦＥＴ４のゲート端子にコンデンサ１４、抵抗１２を通して電荷が蓄えられる。そのため、ゲート電圧が上昇し、前記ＦＥＴ４はＯＮ状態を維持して、一次電流ｉｐ（Ｖ１／（２ａのインダクタンス）×ＯＮ時間）が流れる。

その結果、抵抗Ｒ１には、（ｉｐ×Ｒ１）の電位差が生じ、この電圧がシャント用トランジスタ１０のベース〜エミッタ間の閾値を超えると、前記トランジスタ１０がＯＮして前記ＦＥＴ４のゲート電荷を引き抜き、前記ＦＥＴ４をＯＦＦにする。

前記ＦＥＴ４がＯＦＦになると、トランスＴの一次巻き線２ａ、制御巻き線２ｃの両端には、逆極性電圧が発生する。そのため、二次側には、整流回路１８のダイオードが導通する向きに電圧が印加され、二次側に電力が伝達される。こうした動作を繰り返すことにより、二次側に伝達された電力は図４のような出力電圧−出力電流特性を呈することとなる。
特開平０５−１４６１４６号公報

しかしながら、上記のスイッチング電源では、図４のような、充電（出力）電流が右下がりに低下する定電流特性を呈する問題がある。
例えば、バッテリー電圧がほぼ０Ｖで最大充電電流を超えないように回路定数を設定した場合、最大充電電流で充電すると、充電に応じてバッテリー電圧は上昇するが、バッテリー電圧が上昇すると、充電電流は減少する。充電電流が減少すると、充電する電荷量は減少し、充電に要する時間が長くなる問題がある。

そこで、バッテリー電圧が公称電圧の半分程度のときに最大充電電量になるように回路の容量を大きく設定した場合、この回路では、充電電圧（バッテリー電圧）の半分まで上昇したときに最大充電電流を超えてしまう。そのため、所定のバッテリー電圧（充電電圧）まで上昇させると過充電となってしまう問題がある。

そこで、この発明の課題は、短時間で充電ができるようにすることである。

上記の課題を解決するため、この発明では、トランスの一次巻き線と直流電源間にスイッチング用トランジスタを直列に設け、前記トランジスタの制御端子にカップリングコンデンサを介してトランスの制御巻き線を接続し一次巻き線出力を正帰還させるとともに、トランスの一次巻き線と直流電源間に起動抵抗の一端を接続し、起動抵抗の他端を前記トランジスタの制御端子とカップリングコンデンサ間に接続して、前記トランジスタと直流電源間に電流検出抵抗を設け、その電流検出抵抗と直流電源間と、前記トランジスタの制御端子とカップリングコンデンサ間に、制御端子を備えたシャント用のスイッチング手段を並列に設け、一方、トランスの二次巻き線にダイオード半波整流回路を接続して、その整流出力をバッテリー充電出力とするとともに、前記出力を基準電圧と比較する電圧検出手段を介して、その比較出力を前記トランジスタの制御端子にフィードバックするバッテリー充電器に、第一の抵抗の一端と第一のツェナーダイオードのカソード端子を接続した第一の直列回路のアノード端子と、第二の抵抗とコンデンサを並列に接続した並列回路の他端を接続したトリガ回路を備え、前記トリガ回路の第一の直列回路の抵抗の他端を、トランスの制御巻き線と接続し、並列回路の一端を上記トランジスタと電流検出抵抗間に接続して、第一の直列回路と並列回路の接続点をシャント用スイッチング手段の制御端子に接続した構成を採用したのである。

このような構成を採用することにより、電圧検出手段が、整流回路出力（充電出力）を基準電圧と比較し、例えば、基準電圧よりも高ければ、その比較出力をシャント用のスイッチング手段の制御端子に出力してスイッチング手段をＯＮにし、トランジスタをＯＦＦにすることで、発振動作を行わないようにして出力電圧を降下させる。逆に、整流回路出力が基準電圧より低ければ、スイッチング手段をＯＦＦにして、トランジスタをＯＦＦにする動作は行わず、発振動作を行うようにして出力電圧を上昇させるように制御する。このようにして規定の充電電圧に保持する電圧の制御を行う。
一方、トランジスタを流れる電流は、入力電圧／（トランスの一次巻き線のインダクタンス）×ＯＮ時間となり、ＯＮ時間または入力電圧に比例して大きくなる。そのため、増加する電流を電流検出抵抗で電圧降下として検出する。
いま、この電流検出抵抗の電圧降下が大きくなると、トリガ回路を構成する並列回路のコンデンサを充電する電圧が持ち上げられる。すると、前記コンデンサを第一の抵抗と第一のツェナーダイオードを通して充電する時間がトランジスタを流れる電流に比較して短くなる。こうすることで、スイッチング手段が速くＯＮするようにして、トランジスタのＯＮ時間を短くし、電流を減少させることができる。こうして、従来の出力電圧−出力電流特性で、二次側出力電圧の低下に伴う出力（充電）電流の増加分（右下がりの部分）が流れないように規制する（相殺する）ことで、充電電流を垂下特性にする。

このとき、上記起動抵抗を、第三の抵抗の一端と第四の抵抗の他端を接続した第二の直列回路と、第二及び第三の２個のツェナーダイオードで構成し、前記第二の直列回路の一方をトランスの一次巻き線と直流電源間に接続し、他方を上記トランジスタの制御端子とカップリングコンデンサ間に接続するとともに、前記制御端子とカップリングコンデンサ間に第三のツェナーダイオードのカソード端子を接続してアノード端子を電流検出抵抗と直流電源間に接続し、一方、第二のツェナーダイオードのカソード端子を第二の直列回路の第三と第四の抵抗の接続点と接続し、アノード端子を電流検出抵抗と直流電源間に接続した構成を採用することができる。

このような構成を採用することにより、第三の抵抗と第二のツェナーダイオードを用いてトランジスタの制御端子の最大定格電圧より低い電圧を生成する。そして、その電圧から第四の抵抗と第三のツェナーダイオードを用いて起動用の電圧を生成する。このように、予め安定度が高い電圧を生成し、その電圧を使用して起動用の電圧を生成する。こうすることで、外来ノイズが入力側（直流電源側）から伝播した場合でも、前記トランジスタの制御端子への印加電圧を第二のツェナーダイオードが吸収して過電圧から保護することができる。また、第三のツェナーダイオードによって、前記トランジスタが線形領域内でＯＮ／ＯＦＦができるようにバイアスを与えることで、スイッチング速度を早くできる。
さらに、第四の抵抗を通して短時間で制御端子の入力容量を充電してＯＮさせることができる。このとき、制御端子の電圧の上昇は第三のツェナーダイオードで規制されるので、過充電することはない。
一方、第三のツェナーダイオードは、トランジスタがＯＦＦしたときの制御端子の過電圧保護もできる。
また、トランジスタがＯＦＦした際に、トランスの制御巻き線には、出力電圧との巻き線比に比例する電圧が発生し、発生した電圧によってトランジスタの制御端子には逆極性（マイナス）の電圧が印加される。このとき、第三のツェナーダイオードが導通してクランプすることで、前記トランジスタの制御端子を過電圧から保護することもできる。

このとき、上記トランジスタの制御端子とシャント用スイッチング手段間に保護抵抗を設けるとともに、上記カップリングコンデンサと制御巻き線間に制限抵抗を設けた構成を採用することができる。

このような構成を採用することにより、スイッチング手段がＯＮしたときに、トランジスタの制御端子の入力容量に蓄えられている電荷を保護抵抗が規制する。また、コンデンサに蓄えられている電荷は制限抵抗が規制する。このように、入力容量とコンデンサに蓄えられた電荷を規制することで、スイッチング手段を過電流から保護する。

また、このとき、上記シャント用スイッチング手段の制御端子と、上記電流検出抵抗と直流電源間に、カソード端子を前記制御端子側にしてダイオードを接続した構成を採用することができる。

このような構成を採用することにより、ダイオードは、スイッチング手段に逆極性（マイナス）の過電圧が印加されると、導通してスイッチング手段を逆極性の過電圧から保護する。

この発明は、以上のように構成したことにより、バッテリーの充電が短時間でできる。また、充電は、定電流による垂下特性を呈するので、充電時間が予測できる。

以下、この発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

図１のバッテリー充電器は、ＲＣＣ（リンギング・チョーク・コンバータ）スイッチング方式を採用したもので、図1のように、スイッチング用トランジスタにＭＯＳＦＥＴトランジスタ３０を使用して、前記ＦＥＴ３０にトランスＴ１を用いて正帰還をかけて自励発振を行うようにしたものである。

すなわち、この回路では、トランスＴ１の一次巻き線Ｍ１と直流電源（図１では整流回路を省略してある）Ｖ_ＩＮ間に前記ＦＥＴ３０のドレイン端子Ｄとソース端子Ｓを接続し、前記ＦＥＴ３０の制御（ゲート）端子Ｇに、制御巻き線Ｍ３を接続して、一次巻き線出力を正帰還するようにしてある。そのため、この形態では、制御巻き線Ｍ３の巻き線方向を一次巻き線Ｍ１と同じにしてある。

その際、前記ＦＥＴ３０のゲート端子Ｇと制御巻き線Ｍ３の間にカップリングコンデンサＣ５を設けて、後述の起動回路Ｓｃの起動電流が制御巻き線Ｍ３へ流れ込まないようにしてある。そのため、このコンデンサＣ５は、後述の起動回路Ｓｃとの接続点よりも制御巻き線Ｍ３の側に設けてある。

また、直流電源Ｖ_ＩＮを前記ＦＥＴ３０のゲート端子Ｇに起動回路Ｓｃを介して接続し、そのＦＥＴ３０と直流電源Ｖ_ＩＮ間に（ＦＥＴのソース端子）、電流検出抵抗Ｒ４を設けてある。

起動回路Ｓｃは、この形態では、第三の抵抗Ｒ１の一端と第四の抵抗Ｒ７の一端を直列に接続した第二の直列回路Ｓ２と、第二及び第三の2個のツェナーダイオードＺＤ２とＺＤ３で構成されている。
前記第二の直列回路は、一方をトランスＴ１の一次巻き線Ｍ１と直流電源Ｖ_ＩＮ間に接続し、他方を前記ＦＥＴ３０のゲート端子Ｇに接続してある。また、第三のツェナーダイオードＺＤ３のカソード端子は前記ＦＥＴ３０のゲート端子Ｇと接続し、そのツェナーダイオードＺＤ３のアノード端子を電流検出抵抗Ｒ４と直流電源Ｖ_ＩＮ間に（アースに）接続してある。
そして、他方の第二のツェナーダイオードＺＤ２のカソード端子を前記第二の直列回路Ｓ２の第三の抵抗Ｒ１と第四の抵抗Ｒ７の接続点と接続し、アノード端子を電流検出抵抗Ｒ４と直流電源Ｖ_ＩＮ間（アース）に接続した構成となっている。

この起動回路Ｓｃでは、第三の抵抗Ｒ１と第二のツェナーダイオードＺＤ２が、前記ＦＥＴ３０のゲート最大定格電圧よりも低く、かつ、前記ゲート電圧よりも高い電圧を生成する。そして、その生成電圧から第四の抵抗Ｒ７と第三のツェナーダイオードＺＤ３がゲート駆動電圧（バイアス電圧）を生成する。このように、一旦、直流電源Ｖ_ＩＮから第四の抵抗Ｒ７と第三のツェナーダイオードＺＤ３で安定化した電圧を生成するので、外来ノイズが入力側から伝播した場合でも、前記ノイズを吸収してゲート端子Ｇを保護することができる。
さらに、第三のツェナーダイオードＺＤ３により、ゲート駆動電圧（バイアス電圧）を前記ＦＥＴ３０のドレイン〜ソース間の線形領域内に設定することで、ＯＮ／ＯＦＦのスイッチング速度を高速にすることができる。
加えて、前記ＦＥＴ３０のゲート端子Ｇには、第三の抵抗Ｒ１と第二のツェナーダイオードＺＤ２が生成するゲート電圧より低い電圧を印加することで、第四の抵抗Ｒ７を介してゲート端子Ｇの入力容量を短時間で充電することができる。このため、前記ＦＥＴ３０のＯＦＦの速度を高速にすることができる。このとき、この充電によってゲート電圧が上昇すると、上昇した電圧を第三のツェナーダイオードＺＤ３がクランプして前記ＦＥＴ３０を保護する。
同様に、第三のツェナーダイオードＺＤ３は、前記ＦＥＴ３０のゲート端子Ｇを制御巻き線Ｍ３のスパイク電圧から保護することもできる。
すなわち、前記ＦＥＴ３０がＯＦＦすると、制御巻き線Ｍ３には、逆向きの電圧（約Ｖ_ｏｕｔ×Ｎ３／Ｎ２）が発生する。このとき、前記ＦＥＴ３０のゲート端子Ｇには、ソース電位から見て逆極性（マイナス方向）の電圧が印加されるが、第三のツェナーダイオードＺＤ３が順方向に導通して、ゲート電位をソース電位よりも約０．６Ｖ低い電圧でクランプする。このため、ゲート端子Ｇを逆極性の過電圧から保護することができる。

また、前記ＦＥＴ３０のゲート端子Ｇと、前記電流検出抵抗Ｒ４と直流電源Ｖ_ＩＮ間（アース）に、ＮＰＮトランジスタ４０を並列に設けてある。すなわち、このトランジスタ４０は、制御端子（ベース端子）Ｂを備えたシャント用のスイッチング手段として設けたもので、前記ゲート端子Ｇに保護抵抗Ｒ６を介してコレクタ端子Ｃを接続するとともに、エミッタ端子Ｅを前記電流検出抵抗Ｒ４と直流電源Ｖ_ＩＮ間（アース）に接続してある。なお、シャント用のスイッチング手段としては、バイポーラトランジスタの他にもユニポーラトランジスタやサイリスタなどの使用も可能である。

このシャント用のトランジスタ４０のベース端子Ｂには、トリガ回路ＳＬが接続されている。
すなわち、前記トリガ回路ＳＬは、第一の抵抗Ｒ９の一端と第一のツェナーダイオードＺＤ１のカソード端子を接続した第一の直列回路Ｓ１のアノード端子と、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ５を並列に接続した並列回路Ｐ１の他端を接続したものである。このトリガ回路ＳＬは、第一の直列回路の抵抗Ｒ９の他端を、トランスＴ１の制御巻き線Ｍ３と制限抵抗Ｒ８との間に接続し、並列回路Ｐ１の一端を前記ＦＥＴ３０と電流検出抵抗Ｒ４間に接続して、第一の直列回路と並列回路Ｐ１の接続点をシャント用トランジスタ４０のベース端子Ｂに接続してある。

このようなトリガ回路ＳＬでは、前記ＦＥＴ３０がＯＮしたとき、制御巻き線Ｍ３（ターン数：Ｎ３）には、
Ｖ＝Ｖｉｎ×Ｎ３／Ｎ１（Ｖ）
の電圧が生じ、第一の抵抗Ｒ９と第一のツェナーダイオードＺＤ１を介してコンデンサＣ４を充電する。そして、充電されたコンデンサＣ４の電圧がシャント用トランジスタ４０のベース端子Ｂの閾値（飽和電圧）を超えると、前記トランジスタ４０がＯＮして前記ＦＥＴ３０のゲート端子Ｇを遮断して、前記ＦＥＴ３０をＯＦＦにする。
このとき、前記ＦＥＴ３０の最大ＯＮ時間は、コンデンサＣ４、第一の抵抗Ｒ９の時定数によってコンデンサＣ４が充電されて、前記シャント用トランジスタ４０がＯＮするまでの時間である。

また、このコンデンサＣ５の左右には、保護抵抗Ｒ６と制限抵抗Ｒ８が設けられている。前記保護抵抗Ｒ６は、シャント用トランジスタ４０がＯＮしたとき、前記トランジスタ４０のコレクタ電流として前記ＦＥＴ３０のゲート入力容量から流れる電荷を（ゲート電圧／Ｒ６）に制限する。また、制限抵抗Ｒ８は、コンデンサＣ５から流れ出る電流を（巻き線Ｍ３の電圧−ＶＺＤ１／Ｒ８）に制限する。

さらに、このシャント用トランジスタ４０のベース端子Ｂには、保護用のダイオードＤ２が設けられている。このダイオードＤ２は、カソード端子をシャント用トランジスタ４０のベース端子と接続し、アノード端子を電流検出抵抗Ｒ４と直流電源Ｖ_ＩＮ間（アース）に接続したもので、スパイク電圧からシャント用トランジスタ４０を保護する。
すなわち、前記ＦＥＴ３０がＯＦＦした際に、制御巻き線Ｍ３には、逆極性の電圧（約Ｖ_ｏｕｔ×Ｎ３／Ｎ２）が発生する（Ｎ３／Ｎ２：一次、二次巻き線のターン数）。そのため、シャント用トランジスタ４０のベース端子Ｂには、エミッタＥから見て逆極性（マイナス）の電位が印加されることになる。このとき、この電圧は、前記保護ダイオードＤ２に対して順方向となるので、前記ダイオードＤ２が導通して、ベース電位をエミッタ電位より約０．６Ｖ低い電位にクランプして保護する。

一方、トランスＴ１の二次側巻き線Ｍ２には、ダイオード半波整流回路５０を接続して、その整流出力をバッテリー充電出力Ｖ_ｏｕｔとしている。
また、半波整流出力Ｖ_ｏｕｔには、図1に示すように、基準電圧ＩＣ３１を設けて前記出力Ｖ_ｏｕｔを入力するようにしてある。このＩＣ３１は、内部基準電圧と電圧比較手段を備えたもので、図1のように、分圧抵抗Ｒ１４、Ｒ１５を設けて、前記出力Ｖ_ｏｕｔを検出する。このように検出された出力Ｖ_ｏｕｔは、電圧比較手段によって基準電圧と比較され、比較出力を出力する。この出力はフォトカプラーＰＣ１を介してシャント用のトランジスタ４０のベース端子Ｂに接続して入力するようにしてある。その際、逆流防止用ダイオードＤ３を介して接続することにより、フォトカプラーＰＣ１を保護するようになっている。

例えば、基準電圧ＩＣ３１は、入力された分圧電圧と内部基準電圧とを比較し、分圧電位が高ければフォトカプラーＰＣ１を介し、前記シャント用トランジスタ４０をＯＮして、前記ＦＥＴ３０のゲート端子Ｇを遮断し、前記ＦＥＴ３０の発振を停止して出力電圧Ｖ_ｏｕｔを降下させるように制御する。
一方、出力（充電）Ｖ_ｏｕｔ電圧が低下して、分圧抵抗Ｒ１４とＲ１５の電位が前記ＩＣ３１の内部基準電圧より低くなると、前記ＩＣ３１は動作せず、フォトカプラーＰＣ１がＯＦＦとなり、シャント用トランジスタ４０は、前記ＦＥＴ３０をＯＦＦする動作（発振の停止）は行わず、発振させることで出力電圧を上昇させるように制御する。

なお、図中の符合６０は、スパイク電流防止用のスナバ回路である。

この形態は、上記のように構成されており、この形態の充電器は、二次側出力電圧のフィードバックによる定電圧制御、最大ＯＮ時間制御とドレイン電流制御によって出力（充電）電流を制御する。

いま、充電出力Ｖ_ｏｕｔに未充電の鉛シール充電池を接続して、最大充電電流で充電を開始する。すると、二次側の出力は規定の電圧を維持できなくなるため、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが降下する。そのため、分圧抵抗Ｒ１４とＲ１５による検出電位が基準電圧ＩＣ３１の内部基準電圧よりも低くなる。このとき、基準電圧ＩＣ３１、フォトカプラーＰＣ１はＯＦＦのまま動作せず、フィードバック制御は機能せず、代わって最大ＯＮ時間制御が機能する。

最大ＯＮ時間制御では、前記ＦＥＴ３０のドレイン電流Ｉｄは、
Ｉｄ＝ＶＩＮ／（Ｍ１のインダクタンス）×ＯＮ時間
で表され、ＯＮ時間または入力電圧に比例して大きくなる。このとき、前記ＦＥＴ３０を流れるドレイン電流Ｉｄは電流検出抵抗Ｒ４での電圧降下（Ｉｄ×Ｒ４）として検出され、規定以上のドレイン電流Ｉｄが流れれば抵抗Ｒ５を通して前記トランジスタ４０をＯＮし、前記ＦＥＴ３０のゲート電荷を引き抜いてゲートを遮断し、前記ＦＥＴ３０をＯＦＦすることで、出力電流を減少させる。

この二次側の電圧が規定値以下で最大ＯＮ時間制御のみを行っている場合は、一次側がＯＮの間に蓄えるエネルギーは、
ドレイン電流Ｉｄのピークの値
Ｉｄ_ｐ＝Ｖｉｎ／（Ｍ１のインピーダンス）×最大ＯＮ時間（Ａ）
となり、
１／２×（Ｍ１のインダクタンス）×（ドレイン電流ピーク値Ｉｄｐ）^２（Ｊ）
となって、一定値となる。

このとき、２次側には、前記ＦＥＴ３０がＯＦＦの時に（Ｎ１／Ｎ２×Ｉｄ_ｐ）（Ａ）のピーク電流が流れ、出力電圧は、
Ｖｏｕｔ＝Ｎ１／Ｎ２×Ｉｄｐ×（Ｍ２のインダクタンス／ＯＦＦ時間）
となり、Ｖ_ｏｕｔが低くなるのに応じてＯＦＦ時間が長くなる。

ここで、一次側に入力される電力は、
１／２×（Ｍ１のインダクタンス）×（ドレイン電流ピーク値Ｉｄｐ）^２／（ＯＮ時間＋ＯＦＦ時間）（Ｗ）
なので、Ｖ_ｏｕｔが低くなればなるほど、ＯＦＦ時間が長くなり、一次側に入力する電力が減少して、二次側に伝達する電力も減少し、Ｖ_ｏｕｔの低下に伴うＩ_ｏｕｔの増加分が相殺するように動作するが、完全には相殺されずに出力電流が徐々に大きくなる。

そのため、ドレイン電流Ｉｄの大きさに比例して電流検出抵抗Ｒ４の電圧降下が大きくなると、コンデンサＣ４を充電する基準電位が持ち上がり、抵抗Ｒ９、ツェナーダイオードＺＤ３を通してコンデンサＣ４を充電する時間がドレイン電流Ｉｄに反比例して短くなる。その結果、短くなった分シャント用トランジスタが早くＯＮして前記ＦＥＴ３０をＯＦＦにするため、電流が制限される。
このとき、前記トランジスタ４０が早くＯＮして前記ＦＥＴ３０をＯＦＦにする電力分が、図２の破線（イ）で示すように、相殺できなかった出力電流Ｉ_ｏｕｔを絞り込むように動作（制限）するため、出力電圧−出力電流特性は、図２のように、ほぼ垂下特性となる。

そのため、規定の電圧により定電流で充電された鉛シール電池の電圧が上昇すると、この充電器では、二次側出力電圧のフィードバック制御により、規定の出力電圧で充電が行われる。

すなわち、二次側出力電圧のフィードバック制御では、基準電圧ＩＣ３１が、出力電圧を分圧した電圧と内部基準電圧とを比較し、分圧した電位が高ければフォトカプラーＰＣ１を介し、前記シャント用トランジスタ４０をＯＮにして、前記ＦＥＴ３０のゲート端子Ｇを遮断し、前記ＦＥＴ３０の発振を停止して出力電圧Ｖ_ｏｕｔを降下させるように制御する。
一方、出力（充電）Ｖ_ｏｕｔ電圧が低下して、分圧抵抗Ｒ１４とＲ１５の電位が前記ＩＣ３１の内部基準電圧より低くなると、前記ＩＣ３１は動作せず、フォトカプラーＰＣ１がＯＦＦとなり、シャント用トランジスタ４０は、前記ＦＥＴ３０をＯＦＦする動作（発振の停止）は行わず、発振させることで出力電圧を上昇させるように制御する。このように制御することで、出力電圧を一定に保持する。

このとき、入力電圧Ｖ_ＩＮが定格入力電圧より高くなると、ドレイン電流は大きくなる（ＯＮ時間が定格入力時のＯＮ時間と同じであれば）。このとき、制御巻き線Ｍ３に生成される電圧は、一次巻き線Ｍ１との巻き線比（Ｎ３／Ｎ１）に応じて高くなる。その結果、コンデンサＣ４は、この高くなった電圧によって充電されるので、シャント用トランジスタ４０がＯＮするまでの時間が短くなり、ドレイン電流Ｉｄの増加が抑えられる。

逆に、入力電圧Ｖ_ＩＮが定格入力電圧より低くなると、ドレイン電流は小さくなる（ＯＮ時間が定格入力時のＯＮ時間と同じであれば）。このとき、制御巻き線Ｍ３に生じる電圧も、一次巻き線との巻き線比（Ｎ３／Ｎ１）に応じて低くなる。その結果、コンデンサＣ４は、低い電圧で充電されるので、コンデンサＣ４の充電によるシャント用トランジスタ４０がＯＮするまでの時間が長くなり、ドレイン電流Ｉｄの減少が抑えられる。このため、一定電圧が維持される。

このように、図２の垂下特性で充電を行うことができるので、充電を短時間で完了することができる。

また、このとき、駆動する負荷電力量が既知の場合、使用した電力量を充電すればよい。そのため、バッテリー特性として、充電する容量別に充電電流（定電流値）と充電時間の特性が既知であれば、定電流充電による充電時間が予測可能となる。
仮に、駆動する負荷電力量が未知の場合でも、１００％放電が放電量の最大値となるため、１００％放電の場合の充電電流（定電流）と充電時間の特性が既知であれば、充電に要する時間の最大値が予測可能となる。

なお、この形態ではトランジスタにＭＯＳＦＥＴを用いたが、これに限定されるものではない。例えば、バイポーラトランジスタを使用することもできる。

実施形態の回路図 実施形態の出力電圧−出力電流の特性図 従来例の回路図 従来例の出力電圧−出力電流の特性図

符号の説明

３０ ＭＯＳＦＥＴ
３１ 基準電圧ＩＣ
４０ シャント用トランジスタ
５０ 半波整流回路
Ｃ４ コンデンサ
Ｃ５ カップリングコンデンサ
Ｄ２ ダイオード
Ｇ ゲート端子
Ｍ１ 一次巻き線
Ｍ３ 制御巻き線
Ｐ１ 並列回路
Ｒ１ 第三の抵抗
Ｒ４ 電流検出抵抗
Ｒ５ 第二の抵抗
Ｒ６ 保護抵抗
Ｒ７ 第四の抵抗
Ｒ８ 制限抵抗
Ｒ９ 第一の抵抗
Ｓ１ 第一の直列回路
Ｓ２ 第二の直列回路
Ｓｃ 起動回路
ＳＬ トリガ回路
Ｔ１ トランス
Ｖ_ＩＮ 直流電源
Ｖ_ＯＵＴ 充電出力
ＺＤ１ 第一のツェナーダイオード
ＺＤ２ 第二のツェナーダイオード
ＺＤ３ 第三野ツェナーダイオード

Claims (4)

1. トランス（Ｔ１）の一次巻き線（Ｍ１）と直流電源（Ｖ_ＩＮ）間にスイッチング用トランジスタ（３０）を直列に設け、前記トランジスタ（３０）の制御端子（Ｇ）にカップリングコンデンサ（Ｃ５）を介してトランス（Ｔ１）の制御巻き線（Ｍ３）を接続し、一次巻き線出力を正帰還させるとともに、トランス（Ｔ１）の一次巻き線（Ｍ１）と直流電源（Ｖ_ＩＮ）間に起動抵抗（Ｓｃ）の一端を接続し、起動抵抗（Ｓｃ）の他端を前記トランジスタ（３０）の制御端子（Ｇ）とカップリングコンデンサ（Ｃ５）間に接続して、前記トランジスタ（３０）と直流電源（Ｖ_ＩＮ）間に電流検出抵抗（Ｒ４）を設け、その電流検出抵抗（Ｒ４）と直流電源（Ｖ_ＩＮ）間と、前記トランジスタ（３０）の制御端子（Ｇ）とカップリングコンデンサ（Ｃ５）間に、制御端子（Ｂ）を備えたシャント用のスイッチング手段（４０）を並列に設け、
   一方、トランス（Ｔ１）の二次巻き線（Ｍ２）にダイオード半波整流回路（５０）を接続して、その整流出力（Ｖ_ｏｕｔ）をバッテリー充電出力とするとともに、前記出力（Ｖ_ｏｕｔ）を基準電圧と比較する電圧検出手段（３１）を介して前記トランジスタ（３０）の制御端子（Ｇ）にフィードバックするバッテリー充電器に、
   第一の抵抗（Ｒ９）の一端と第一のツェナーダイオード（ＺＤ１）のカソード端子を接続した第一の直列回路（Ｓ１）のアノード端子と、第二の抵抗（Ｒ５）とコンデンサ（Ｃ４）を並列に接続した並列回路（Ｐ１）の他端を接続したトリガ回路（ＳＬ）を備え、
   前記トリガ回路（ＳＬ）の第一の直列回路（Ｓ１）の抵抗の他端を、トランス（Ｔ１）の制御巻き線（Ｍ３）と接続し、並列回路（Ｐ１）の一端を上記トランジスタ（３０）と電流検出抵抗（Ｒ４）間に接続して、第一の直列回路（Ｓ１）と並列回路（Ｐ１）の接続点をシャント用スイッチング手段（４０）の制御端子（Ｂ）に接続したバッテリー充電器。
2. 上記起動抵抗（Ｓｃ）を、第三の抵抗（Ｒ１）の一端と第四の抵抗（Ｒ７）の他端を接続した第二の直列回路（Ｓ２）と、第二及び第三の２個のツェナーダイオード（ＺＤ２、ＺＤ３）で構成し、
   前記第二の直列回路（Ｓ２）の一方をトランス（Ｔ１）の一次巻き線（Ｍ１）と直流電源（Ｖ_ＩＮ）間に接続し、他方を上記トランジスタ（３０）の制御端子（Ｇ）とカップリングコンデンサ（Ｃ５）間に接続するとともに、前記制御端子（Ｇ）とカップリングコンデンサ（Ｃ５）間に第三のツェナーダイオード（ＺＤ３）のカソード端子を接続して、アノード端子を電流検出抵抗（Ｒ４）と直流電源（Ｖ_ＩＮ）間に接続し、一方、第二のツェナーダイオード（ＺＤ２）のカソード端子を第二の直列回路（Ｓ２）の第三と第四の抵抗（Ｒ１、Ｒ７）の接続点と接続し、アノード端子を電流検出抵抗（Ｒ４）と直流電源（Ｖ_ＩＮ）間に接続した請求項１に記載のバッテリー充電器。
3. 上記トランジスタ（３０）の制御端子（Ｇ）とシャント用スイッチング手段（４０）間に保護抵抗（Ｒ６）を設けるとともに、上記カップリングコンデンサ（Ｃ５）と制御巻き線（Ｍ３）間に制限抵抗（Ｒ８）を設けた請求項１または２に記載のバッテリー充電器。
4. 上記シャント用スイッチング手段（４０）の制御端子（Ｂ）と、上記電流検出抵抗（Ｒ４）と直流電源（Ｖ_ＩＮ）間に、カソード端子を前記制御端子（Ｂ）側にしてダイオード（Ｄ２）を接続した請求項１乃至３のいずれかに記載のバッテリー充電器。

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