JP2010068583A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数のスイッチング電源回路から構成されるものであって、搬送波信号の生成に伴うノイズを低減する。
【解決手段】２つのスイッチング電源回路２、３を備え、コンパレータ２４ａ、２４ｂにより指令電圧信号Ｓr1、Ｓr2と三角波信号Ｓc1、Ｓc2とをそれぞれ比較してＰＷＭ信号ＳPWM1、ＳPWM2を出力する。三角波発生回路１４はコンデンサの充放電により三角波信号Ｓc1を生成し、反転回路１９は三角波信号Ｓc1を反転して三角波信号Ｓc2を生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数のスイッチング電源回路が形成されたスイッチング電源装置に関する。

特許文献１には、安定化された２つの出力電圧を生成するマルチチャンネルスイッチング電源装置が開示されている。この電源装置は、各チャンネルごとに、発振器、誤差増幅器、パルス変調器、ドライバ回路およびスイッチング素子を備えている。加えて、各チャンネルの誤差増幅器から出力される誤差電圧の少なくとも１つを監視し、その監視電圧に基づいてスイッチング素子の駆動を停止する監視回路を備えている。
特開２００７−３１８９２０号公報（図１、図２参照）

複数のスイッチング電源回路が形成されたマルチチャンネルスイッチング電源装置は、特許文献１に示されるように、各チャンネルのスイッチング電源回路同士が同じ構成を備えて同じ動作を行う場合が多い。この場合、各スイッチング素子のオンオフ動作時に大きなコモンモードノイズが発生するが、それ以外にもコンデンサの充放電などにより搬送波信号を生成する時にコモンモードノイズが発生する。搬送波信号の生成に伴う１チャンネル分のコモンモードノイズは比較的小さくても、複数チャンネルが同時に同波形の搬送波信号を生成すると、コモンモードノイズは重畳されて増大する。その結果、スイッチング電源装置がノイズ源となり、例えば車両内で用いられていればラジオノイズとなって悪影響を及ぼす。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、複数のスイッチング電源回路から構成されるものであって、搬送波信号の生成に伴うノイズを低減可能なスイッチング電源装置を提供することにある。

請求項１に記載した手段によれば、絶縁分離構造を有する半導体装置として複数のスイッチング電源回路が形成されている。各スイッチング電源回路は、搬送波出力回路から出力される搬送波信号と指令電圧信号とを比較回路により比較してＰＷＭ信号を生成し、駆動回路を介して出力トランジスタを駆動する。出力トランジスタは、降圧型と昇圧型の何れの接続形態でもよい。

各スイッチング電源回路の搬送波出力回路が出力する搬送波信号は、互いに位相が異なっているので、搬送波信号を生成する際に生じるコモンモードノイズは互いに打ち消し合い、コモンモードノイズを低減することができる。その結果、半導体装置に形成された他の回路（例えばＡ／Ｄコンバータなどのアナログ回路）に入り込むノイズ成分、車載装置に適用された場合のラジオノイズなどを低減することができる。

請求項２に記載した手段によれば、スイッチング電源装置は、ｎ個（ｎは２以上の整数）のスイッチング電源回路から構成されている。これらｎ個のスイッチング電源回路の搬送波出力回路が出力する搬送波信号は、互いに３６０／ｎ［°］だけ位相が異なっているので、搬送波信号の生成に伴うコモンモードノイズは互いに打ち消し合い低減する。特に、２ｍ個（ｍは１以上の整数）のスイッチング電源回路から構成されている場合には、各搬送波信号には逆相の搬送波信号が存在するので、搬送波信号の生成に伴うコモンモードノイズをほぼゼロにまで低減できる。

請求項３に記載した手段によれば、１個のスイッチング電源回路の搬送波出力回路は、コンデンサの充放電動作により基準の搬送波信号を生成する。残るｎ−１個のスイッチング電源回路の搬送波出力回路は、上記基準の搬送波信号を遅延させて搬送波信号を生成する。

請求項４に記載した手段によれば、２個のスイッチング電源回路から構成され、一方のスイッチング電源回路の搬送波出力回路は、コンデンサの充放電動作により基準の搬送波信号を生成する。他方のスイッチング電源回路の搬送波出力回路は、上記基準の搬送波信号の位相を反転させて搬送波信号を生成する。

請求項５に記載した手段によれば、２個のスイッチング電源回路から構成され、各スイッチング電源回路の搬送波出力回路は、互いにコンデンサの充電動作と放電動作を相補的に実行することにより、逆相の関係にある搬送波信号を生成する。コンデンサの充電動作と放電動作とでは電流の向きが逆であり、互いに逆位相のコモンモードノイズが発生するので、コモンモードノイズは互いに打ち消し合う。

請求項６に記載した手段によれば、搬送波信号が三角波、台形波、鋸波、サイン波の何れの波形であっても、上述したコモンモードノイズの低減効果が得られる。

請求項７に記載した手段によれば、出力トランジスタは、複数の分割トランジスタから構成されており、駆動回路は、これら複数の分割トランジスタを互いに異なる遅延を持たせてオン駆動する。これにより、出力トランジスタのオン駆動時における電流変化が緩やかになり、コモンモードノイズの発生を抑制することができる。

請求項８に記載した手段によれば、スイッチング電源回路は、出力トランジスタと同じ構成のダミートランジスタを備え、駆動回路は、出力トランジスタの駆動信号とは逆位相の駆動信号によりダミートランジスタを駆動する。これにより、出力トランジスタの駆動に伴い発生するコモンモードノイズが打ち消され、ノイズを低減することができる。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。各実施形態で参照する図面において、先行する実施形態で参照した図面と同一構成部分には同一符号を付し、その構成部分については説明を省略する。

（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１ないし図３を参照しながら説明する。
図１は、２チャンネルのスイッチング電源装置の構成を示している。このスイッチング電源装置は、車両のＥＣＵ（Electronic Control Unit）などの車載機器に搭載されている。図中、一点差線で囲まれた部分は、絶縁分離構造を有するＩＣ（半導体装置）として構成されている。このＩＣは、埋め込み酸化膜上の単結晶シリコンからなるＳＯＩ（Silicon On Insulator）層に半導体素子が形成され、その半導体素子は、絶縁分離トレンチにより囲まれて周囲から絶縁分離されている。

スイッチング電源装置１は、定電圧（例えば６Ｖと３．５Ｖ）を出力する２つのスイッチング電源回路２、３から構成されている。両者は三角波信号Ｓc1、Ｓc2の生成回路部分だけが異なるので、以下では主にスイッチング電源回路２の構成について説明する。なお、スイッチング電源回路２の構成要素を示す符号には「ａ」を付し、スイッチング電源回路３の構成要素を示す符号には「ｂ」を付している。

基準電圧発生回路４は、バッテリ電圧ＶＢを入力し、内蔵するバンドギャップ回路により高精度の基準電圧Ｖrefを生成するとともに、制御用電圧Ｖccも生成している。フィードバック端子５ａに入力された出力電圧Ｖ１は抵抗６ａ、７ａで分圧され、オペアンプ８ａは、分圧により得られた検出電圧Ｖ1aと基準電圧Ｖrefとを入力して差動増幅する。

保護回路９ａは、素子の過熱および出力の過電圧、過電流の各状態を監視しており、何れかの異常が生じるとＨレベル（Ｖcc）の異常検出信号を出力する。Ｖccの制御電源線間には定電流回路１０ａとトランジスタ１１ａとが直列に接続されている。トランジスタ１１ａのコレクタは、ＩＣの端子１２ａを介してソフトスタート用のコンデンサ１３ａに接続されているとともに、オペアンプ８ａの反転入力端子に接続されている。スタート時および異常発生時には、オペアンプ８ａの反転入力端子のレベルが低下する。

三角波発生回路１４（搬送波出力回路に相当）は、図２に示すように、制御電源線間に直列に接続された定電流回路１５、スイッチ回路１６およびコンデンサ１７、並びにコンデンサ１７に並列に接続された定電流回路１８から構成されている。定電流回路１５の出力電流は、定電流回路１８の出力電流の２倍に設定されている。スイッチ回路１６は、一定周期且つ５０％デューティでオンオフ動作を繰り返す。コンデンサ１７は、スイッチ回路１６がオンの時に定電流Ｉで充電され、スイッチ回路がオフの時に定電流Ｉで放電される。これにより、三角波信号Ｓc1（搬送波信号に相当）が生成される。

スイッチング電源回路３では、この三角波信号Ｓc1を反転回路１９により反転させた逆相の三角波信号Ｓc2が用いられる。反転回路１９は、オペアンプ２０、抵抗２１、２２および基準電圧源２３からなるオフセット付反転増幅回路として構成されている。基準電圧源２３は、Ｖcc／２の基準電圧を出力する。

コンパレータ２４ａ（比較回路に相当）は、オペアンプ８ａからの出力電圧（以下、指令電圧信号Ｓr1と称す）と三角波信号Ｓc1とを比較してＰＷＭ信号ＳPWM1を出力する。ゲート駆動回路２５ａは、バッテリ電圧ＶＢを入力とするチャージポンプ回路２６ａを備えており、ＰＷＭ信号ＳPWM1がＨレベルの時には、ＦＥＴ２７ａをオン駆動させるのに必要なゲート電圧ＶG1（ＶG1＞ＶＢ＋ＶGS）を出力し、ＰＷＭ信号ＳPWM1がＬレベルの時には、ＦＥＴ２７ａをオフ駆動させるのに必要なゲート電圧ＶG1（例えば０Ｖ）を出力する。

ＩＣの電源入力端子２８ａと出力端子２９ａには、ＬＤＭＯＳ（Laterally Diffused MOS）の構造を持つＮチャネル型ＦＥＴ２７ａ（出力トランジスタに相当）のドレインとソースがそれぞれ接続されている。ゲート保護のため、ゲート・ソース間には、直列接続されたダイオード３０ａとツェナーダイオード３１ａが接続され、さらに抵抗３２ａが接続されている。

電源入力端子２８ａにはバッテリ３３（入力電源に相当）が直接接続されており、電源入力端子３４ａには逆流防止用のダイオード３５ａを介してバッテリ３３が接続されている。電源入力端子３４ａと出力端子２９ａとの間には、コンデンサ３６ａが接続されている。ＩＣの出力端子２９ａにはフィルタ用のリアクトル３７ａを介して平滑用のコンデンサ３８ａが接続されており、そのコンデンサ３８ａの両端子間に最終的な出力電圧Ｖ１が得られる。また、出力端子２９ａとグランドとの間には、リアクトル３７ａのリカバリー電流を還流させるとともに過電圧からの保護を図るツェナーダイオード３９ａが接続されている。

次に、本実施形態の作用および効果について説明する。
図３は、各部の波形であって、上から順に三角波信号Ｓc1、三角波信号Ｓc2、三角波信号Ｓc1と指令電圧信号Ｓr1、ＰＷＭ信号ＳPWM1、ゲート電圧ＶG1、三角波信号Ｓc2と指令電圧信号Ｓr2、ＰＷＭ信号ＳPWM2、ゲート電圧ＶG2を表している。

スイッチング電源回路２を例に定電圧動作を説明すると、オペアンプ８ａは、出力電圧Ｖ１をフィードバックした検出電圧Ｖ1aと基準電圧Ｖrefとの差分を増幅した指令電圧信号Ｓr1を出力する。コンパレータ２４ａは、指令電圧信号Ｓr1と三角波信号Ｓc1とを比較してＰＷＭ信号ＳPWM1を出力する。ＰＷＭ信号ＳPWM1がＨレベルになるとＦＥＴ２７ａがオンとなり、バッテリ３３からＦＥＴ２７ａとリアクトル３７ａを介してコンデンサ３８ａに電流が流れる。ＰＷＭ信号ＳPWM1がＬレベルになるとＦＥＴ２７ａがオフとなり、リアクトル３７ａのリカバリー電流はツェナーダイオード３９ａを介して流れる。この定電圧制御により、安定した一定の出力電圧Ｖ１（６Ｖ）が得られる。スイッチング電源回路３についても同様に一定の出力電圧Ｖ２（３．５Ｖ）が得られる。

三角波発生回路１４は、コンデンサ１７への充電動作と放電動作を交互に且つ周期的に実行することにより三角波信号Ｓc1を生成している。三角波信号Ｓc1の周波数は高く、コンデンサ１７への電荷の充放電により電位が急変しコモンモードノイズが発生する。また、反転回路１９は、電荷の充放電はないが、出力する三角波信号Ｓc2の電位が急峻に変化するので、同様にコモンモードノイズが発生する。

ここで、三角波信号Ｓc1とＳc2は逆位相なので、三角波発生回路１４と反転回路１９でそれぞれ発生するコモンモードノイズは互いに打ち消し合い、三角波信号Ｓc1、Ｓc2の発生に起因するコモンモードノイズは低減する。その結果、ＩＣに搭載されたＡ／Ｄコンバータなどの他のアナログ回路（図示せず）に及ぼすコモンモードノイズを低減でき、ノイズによる誤差を低減できる。また、車両において、上記コモンモードノイズによるラジオノイズも低減する。

ＦＥＴ２７ａ、２７ｂのスイッチング動作によっても大きなコモンモードノイズが発生する。三角波信号Ｓc1とＳc2は逆位相なので、ＦＥＴ２７ａ、２７ｂが同時にオンからオフになりまたはオフからオンになることがなくなる。その結果、２チャンネルのスイッチング電源装置であっても、オンまたはオフに伴い発生するコモンモードノイズが互いに重畳することがなく互いにずれて現れるので、コモンモードノイズの最大値を抑えることができる。その結果、上述した他のアナログ回路への影響およびラジオノイズの増大を抑えることができる。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について図４ないし図６を参照しながら説明する。
スイッチング電源装置４１は、図４に示すように３つのスイッチング電源回路４２、４３、４４から構成されている。スイッチング電源回路４２、４３、４４の各構成要素を示す符号にはそれぞれ「ａ」、「ｂ」、「ｃ」を付している。遅延回路４５、４６（搬送波出力回路に相当）は、それぞれ三角波発生回路１４から出力される三角波信号Ｓc1の位相を１２０°、２４０°遅らせて三角波信号Ｓc2、Ｓc3を出力する。図５は、これら三角波信号Ｓc1、Ｓc2、Ｓc3の波形を示している。

三角波発生回路１４および遅延回路４５、４６は、周波数が高く急峻な電圧変化を伴う三角波電圧を出力するので、その電圧変化に応じてコモンモードノイズを発生する。図６は、三角波信号Ｓcx（x=1,2,3）についてコモンモードノイズを発生させる電圧成分を示している。縦軸は電圧成分を示す相対値、横軸は時間である。相対値が０〜６の幅で変化する破線で示す電圧成分は、三角波信号Ｓcxのそれぞれが単独で用いられる場合にコモンモードノイズを発生させる電圧成分である。これに対し、相対値が０〜２の幅で変化する実線で示す電圧成分は、スイッチング電源装置４１でコモンモードノイズを発生させる電圧成分である。これは、三角波信号Ｓc1、Ｓc2、Ｓc3の各電圧を加算することにより得られる。

本実施形態によれば、三角波発生回路１４および遅延回路４５、４６で発生するコモンモードノイズは互いに打ち消し合い、三角波信号Ｓc1、Ｓc2、Ｓc3の発生に起因するコモンモードノイズは低減する。その結果、第１の実施形態と同様の効果が得られる。なお、三角波信号同士を加算してコモンモードノイズを発生させる電圧成分を求める上記手法によれば、第１の実施形態で説明したスイッチング電源装置１でコモンモードノイズを発生させる電圧成分はゼロとなる。

（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について図７ないし図９を参照しながら説明する。
スイッチング電源装置５１は、図７に示すように６つのスイッチング電源回路５２、…、５５、…から構成されている。第１、第４のスイッチング電源回路５２、５５の各構成要素を示す符号にはそれぞれ「ａ」、「ｄ」を付している。それ以外の４つのスイッチング電源回路は、遅延回路を除いて図面上省略されている。

遅延回路５８〜６２（搬送波出力回路に相当）は、それぞれ三角波発生回路１４から出力される三角波信号Ｓc1の位相を６０°、１２０°、１８０°、２４０°、３００°遅らせて三角波信号Ｓc2、Ｓc3、Ｓc4、Ｓc5、Ｓc6を出力する。図８は、これら三角波信号Ｓc1〜Ｓc6の波形を示している。すなわち、６個（ｎ＝６）のスイッチング電源回路５２、…、５５、…から構成されているスイッチング電源装置５１では、当該６個のスイッチング電源回路の三角波信号Ｓc1〜Ｓc6は、互いに３６０／６°＝６０°だけ位相が異なっている。

図９は、三角波信号Ｓc1〜Ｓc6の各電圧とその加算電圧（相対値）を示している。６０°ずつ位相のずれた同一振幅の三角波信号Ｓc1〜Ｓc6を加算すると常にゼロの電圧となる。このようにコモンモードノイズを発生させる電圧成分がゼロになることから、三角波発生回路１４および遅延回路５８〜６２で発生するコモンモードノイズは互いに打ち消し合い、三角波信号Ｓc1〜Ｓc6の発生に起因するコモンモードノイズは低減する。その結果、第１の実施形態と同様の効果が得られる。

（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態について図１０を参照しながら説明する。
スイッチング電源装置７１のＦＥＴ７２ａ（出力トランジスタ）は、ドレイン（第１主端子）同士およびソース（第２主端子）同士が共通に接続された２つの分割されたＦＥＴ７２a1、７２a2（分割トランジスタに相当）から構成されている。ＦＥＴ７２a1は、ゲート駆動回路２５ａから出力されるゲート電圧ＶG1により駆動され、ＦＥＴ７２a2は、ゲート電圧ＶG1を遅延回路７３ａを介して遅延させたゲート電圧ＶG1dにより駆動される。ＦＥＴ７２ｂも同様に構成されている。

本実施形態によれば、出力トランジスタを複数の分割トランジスタで構成し、スイッチング動作時の電流変化を抑える（緩やかにする）ので、スイッチングに伴うコモンモードノイズを低減し、スイッチングノイズを低減することができる。

（第５の実施形態）
次に、本発明の第５の実施形態について図１１を参照しながら説明する。
スイッチング電源装置８１は、ＦＥＴ２７ａ、２７ｂと同じ構成のＦＥＴ８２ａ、８２ｂ（ダミートランジスタに相当）を備えている。ＦＥＴ８２ａのドレインとソースは、それぞれＩＣのダミー電源入力端子８３ａとダミー出力端子８４ａに接続されている。ＦＥＴ８２ａは、ゲート電圧ＶG1をインバータ８５ａで反転したゲート電圧ＶG1nで駆動される。

ＩＣの外部において、ダミー電源入力端子８３ａにはバッテリ３３が接続されており、ダミー出力端子８４ａにはリアクトル８６ａを介してコンデンサ８７ａが接続されている。ダミー出力端子８４ａとグランドとの間にはツェナーダイオード８８ａが接続されている。スイッチング電源回路３についても同様の構成を備えている。

本実施形態によれば、ＦＥＴ２７ａ、２７ｂとＦＥＴ８２ａ、８２ｂとが互いに逆相の関係でオンオフ動作するので、スイッチングに伴うコモンモードノイズが打ち消しあい、スイッチングノイズを低減することができる。また、図示していないが、ダミー出力回路側にスイッチング電源回路２、３の負荷に応じた電流を流すダミー抵抗を付加することにより、より一層コモンモードノイズひいてはスイッチングノイズを抑制することができる。ダミー抵抗の値は、ノイズレベルとスイッチング電源装置８１の効率とに基づいて決定することが好ましい。

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に示す各実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
第２、第３の実施形態に対し、第４、第５の実施形態および以下に記載する構成を適宜組み合わせてもよい。

一般に、ｎチャンネルのスイッチング電源装置の場合、ｎ個のスイッチング電源回路の搬送波出力回路が出力する搬送波信号は、互いに３６０／ｎ°だけ位相をずらせばよい（位相を分散させる）。例えば１２チャンネルの場合には３０°となる。この場合、１チャンネルについては三角波発生回路１４により基準の三角波信号Ｓc1を生成し、残るｎ−１チャンネルについては遅延回路を用いて基準の三角波信号Ｓc1を遅延させればよい。また、全ての三角波信号Ｓc1〜Ｓcnを三角波発生回路１４により生成してもよい。この場合、ｎ個の三角波発生回路１４は、互いにコンデンサ１７の充放電動作のタイミングを上記位相ずつずらして実行すればよい。

第１、第４、第５の各実施形態では、スイッチング電源回路２の三角波信号Ｓc1を三角波発生回路１４により生成し、スイッチング電源回路３の三角波信号Ｓc2を反転回路１９により生成した。これに替えて、三角波信号Ｓc1、Ｓc2ともに三角波発生回路１４により生成してもよい。この場合、２つの三角波発生回路１４は、互いにコンデンサ１７の充電動作と放電動作を相補的に実行することにより、逆相の関係にある三角波信号Ｓc1、Ｓc2を生成する。相補的とは、一方の三角波発生回路１４が充電動作の時に他方の三角波発生回路１４が放電動作を行うことをいう。

各実施形態は、降圧型のシリーズレギュレータについての例であるが、昇圧型のシリーズレギュレータであってもよい。この場合には、ＩＣの外部において、バッテリ３３とグランドとの間にリアクトル、ダイオードのアノード・カソード間、平滑用のコンデンサを直列に接続し、ＩＣ内において上記ダイオードのアノードとグランドとの間にＦＥＴ（出力トランジスタ）を接続すればよい。この場合のＦＥＴも、オンオフ動作に応じてバッテリ３３から負荷に流れる電流を通断電することになる。

オペアンプ８ａ、８ｂの非反転入力端子に共通の基準電圧Ｖrefを与え、分圧用の抵抗６ａ、７ａの分圧比、抵抗６ｂ、７ｂの分圧比を適当な値に設定することにより出力電圧を決定したが、オペアンプ８ａ、８ｂの非反転入力端子に相異なる基準電圧を入力してもよい。
搬送波信号は、三角波信号に限られず、台形波信号、鋸波信号、サイン波信号であってもよい。

出力トランジスタは、ＦＥＴに限らずバイポーラトランジスタなど種々のスイッチング素子であってもよい。また、当該スイッチング素子、三角波発生回路１４、反転回路１９、遅延回路４５、４６、５８〜６２、クロック回路の周囲を２重トレンチの構造を用いて電位の固定化を図るとよい。

本発明の第１の実施形態を示す２チャンネルのスイッチング電源装置の構成図 三角波発生回路の概略構成図 各部の波形図 本発明の第２の実施形態を示す３チャンネルのスイッチング電源装置の構成図 三角波信号の波形図 コモンモードノイズを発生させる三角波信号の電圧成分を示す図 本発明の第３の実施形態を示す６チャンネルのスイッチング電源装置の構成図 図５相当図 三角波信号および全ての三角波信号の加算電圧を示す図 本発明の第４の実施形態を示す図１相当図 本発明の第５の実施形態を示す図１相当図

符号の説明

１、４１、５１、７１はスイッチング電源装置、２、３、４２、４３、４４、５２、５５はスイッチング電源回路、１４は三角波発生回路（搬送波出力回路）、１９は反転回路、２４ａ、２４ｂはコンパレータ（比較回路）、２５ａ、２５ｂはゲート駆動回路（駆動回路）、２７ａ、２７ｂ、７２ａ、７２ｂはＦＥＴ（出力トランジスタ）、４５、４６、５８〜６２は遅延回路（搬送波出力回路）、７２a1、７２a2、７２b1、７２b2はＦＥＴ（分割トランジスタ）、８２ａ、８２ｂはＦＥＴ（ダミートランジスタ）である。

Claims (8)

1. 絶縁分離構造を有する半導体装置として複数のスイッチング電源回路が形成されたスイッチング電源装置において、
   前記スイッチング電源回路は、それぞれ、搬送波信号を出力する搬送波出力回路と、前記搬送波信号と指令電圧信号とを比較してＰＷＭ信号を生成する比較回路と、入力電源から負荷に流れる電流を通断電する出力トランジスタと、前記ＰＷＭ信号に従って前記出力トランジスタを駆動する駆動回路とを備え、
   前記各スイッチング電源回路の搬送波出力回路が出力する搬送波信号は、互いに位相が異なっていることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. ｎ個（ｎは２以上の整数）のスイッチング電源回路から構成され、当該ｎ個のスイッチング電源回路の搬送波出力回路が出力する搬送波信号は、互いに３６０／ｎ°だけ位相が異なっていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. １個のスイッチング電源回路の搬送波出力回路は、コンデンサの充放電動作により基準の搬送波信号を生成するように構成され、他のｎ−１個のスイッチング電源回路の搬送波出力回路は、前記基準の搬送波信号を遅延させる遅延回路により構成されていることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
4. ２個のスイッチング電源回路から構成され、一方のスイッチング電源回路の搬送波出力回路は、コンデンサの充放電動作により基準の搬送波信号を生成するように構成され、他方のスイッチング電源回路の搬送波出力回路は、前記基準の搬送波信号の位相を反転させる反転回路により構成されていることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
5. ２個のスイッチング電源回路から構成され、各スイッチング電源回路の搬送波出力回路は、互いにコンデンサの充電動作と放電動作を相補的に実行することにより、逆相の関係にある搬送波信号を生成するように構成されていることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
6. 前記搬送波信号は、三角波、台形波、鋸波、サイン波の何れかの波形を有していることを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載のスイッチング電源装置。
7. 前記出力トランジスタは、第１主端子、第２主端子および制御端子を備え、第１主端子同士および第２主端子同士が共通に接続された複数の分割トランジスタから構成されており、
   前記駆動回路は、前記複数の分割トランジスタを互いに異なる遅延を持たせてオン駆動することを特徴とする請求項１ないし６の何れかに記載のスイッチング電源装置。
8. 前記スイッチング電源回路は、前記出力トランジスタと同じ構成のダミートランジスタを備え、
   前記駆動回路は、前記出力トランジスタの駆動信号とは逆位相の駆動信号により前記ダミートランジスタを駆動することを特徴とする請求項１ないし７の何れかに記載のスイッチング電源装置。

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