JP2010045665A

JP2010045665A - 送信装置、受信装置、無線通信装置及び無線通信システム並びに通信方法

Info

Publication number: JP2010045665A
Application number: JP2008209005A
Authority: JP
Inventors: Chenggao Han; 承鎬韓; Takeshi Hashimoto; 橋本　　猛; Naoki Suehiro; 直樹末広
Original assignee: University of Electro Communications NUC
Current assignee: University of Electro Communications NUC
Priority date: 2008-08-14
Filing date: 2008-08-14
Publication date: 2010-02-25
Anticipated expiration: 2028-08-14
Also published as: JP5258033B2

Abstract

【課題】各副搬送路における通信性能を均一にでき、さらにダイバーシチの効果を向上すること。
【解決手段】直交波周波数分割多重方式が適用される送信装置は、送信信号に対して、信号配列回転を加える手段と、信号配列回転が加えられた送信信号に対して、逆フーリエ変換処理を行う手段とを有する。信号配列回転を加える手段は、各副通信路の通信性能を揃えた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、送信信号に対して信号配列回転を加える。
【選択図】図２

Description

本発明は、無線通信システムに関し、特に直交波周波数分割多重(OFDM: Orthogonal Frequency division multiplexing)が適用される送信装置、受信装置、無線通信装置及び無線通信システム並びに通信方法に関する。

OFDM技術は、無線LANやディジタルTVなどに広く応用されている。しかし、OFDM技術は、マルチパスにヌル点がある場合に、性能が著しく低下する問題がある。

このような問題に対して、マルチパス環境においてヌル点の影響を受けにくく、更に高い周波数利用効率を実現できる伝送方式が報告されている（例えば、特許文献１参照）。
米国特許第６９２８０４７明細書 Y.Xin, Z.Wang, and G.B.Gianakis,"Space-time diversity system based on linear constellation precoding,"IEEE trans Wireless Commun., vol. 2, no. 2, pp.294-309, Mar. 2003

上述した伝送方式では、各サブチャネルにおける通信性能のばらつきがある。このため、該伝送方式では、ダイバーシチの効果が制限される。

本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、各副搬送路における通信性能を均一にでき、さらにダイバーシチの効果を向上することができる送信装置、受信装置、無線通信装置及び無線通信システム並びに通信方法を提供することにある。

上記課題を解決するため、本送信装置は、
直交波周波数分割多重方式が適用される送信装置であって、
送信信号に対して、信号配列回転を加える手段と、
前記信号配列回転が加えられた送信信号に対して、逆フーリエ変換処理を行う手段と
を有し、
前記信号配列回転を加える手段は、各副通信路の通信性能をそろえた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記送信信号に対して信号配列回転を加える。

本受信装置は、
直交波周波数分割多重方式が適用されて送信された信号を受信する受信装置であって、
フーリエ変換処理が行われた受信信号に対して、信号配列回転を加える手段
を有し、
前記信号配列回転を加える手段は、各副通信路の通信性能をそろえた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記送信信号に対して信号配列回転を加える。

本無線通信装置は、
上述した送信装置と受信装置とを有する。

本無線通信システムは、
直交波周波数分割多重方式が適用される送信装置と、該送信装置により送信された信号を受信する受信装置とを有する無線通信システムであって、
前記送信装置は、
送信信号に対して、各副通信路の通信性能をそろえた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、該送信信号に対して信号配列回転を加える手段と、
前記信号配列回転が加えられた送信信号に対して、逆フーリエ変換処理を行う手段と
を有し、
前記受信装置は、
フーリエ変換処理が行われた受信信号に対して、各副通信路の通信性能をそろえた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記受信信号に対して信号配列回転を加える手段
を有する。

本通信方法は、
直交波周波数分割多重方式が適用される無線通信システムにおける通信方法であって、
送信装置が、送信信号に対して、各副通信路の通信性能をそろえた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記送信信号に対して信号配列回転を加えるステップと、
前記送信装置が、前記信号配列回転が加えられた送信信号に対して、逆フーリエ変換処理を行うステップと、
受信装置が、前記フーリエ変換処理が行われた受信信号に対して、前記回転角度に基づいて、前記受信信号に対して前記信号配列回転とは逆に信号配列回転を加えるステップと
を有する。

本発明の実施例によれば、各副搬送路における通信性能を均一にでき、さらにダイバーシチの効果を向上することができる送信装置、受信装置、無線通信装置及び無線通信システム並びに通信方法を実現できる。

次に、本発明を実施するための最良の形態を、以下の実施例に基づき図面を参照しつつ説明する。
なお、実施例を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を用い、繰り返しの説明は省略する。

レイリーフェージング環境下におけるチャネルのエラー推定の結果から、ビットエラー(BER: bit error rate)は、サブチャネルに依存するのが分かる。例えば、ユニタリー行列U(n)は、M行M列（Mは、M>1の整数）のユニタリー対角行列Λ(n)_M×M=:=diag[W_MN ^-mn]_m=0 ^M-1とF_M/√Mに分解できる。ここで、U(n)=(1/√M)Λ^H(n)F_Mである。ここで、Mはデータシンボル数である。ここで、diagは対角行列を示す。また、F_MはM次フーリエ変換を示す。

この式から、伝送エラーベクトルe_nは、式(1)により示される。

e_n ^-=(1/√M)e_nΛ^H(n)F_M (1)
Λ^H(n)は、Λ(n)の共役転置行列を示す。Λ(n)により、誤り率にサブチャネルの依存性が現れる。

BERのサブチャネル依存性を図１に示す。図１において、(a)はV-OFDM(Single antenna Vector OFDM)における各サブキャリアのBERであり、(b)はSNR=24dBにおける各サブキャリアのBERである。(a)において、横軸はSNRであり、縦軸はBERである。(b)において、横軸はサブチャネルの番号であり、縦軸はBERである。(a)及び(b)には、３２個のサブキャリアについて示される。変調方式には、BPSKが適用された。

図１によれば、０番目のサブチャネルの特性が悪く、１６番目のサブチャネルの特性がよい。また、n（nは、0以上の整数）番目と、(32-n)番目は同様のBERを有する。悪いBER特性を有するサブチャネルにより、ダイバーシチの効果が制限される。ここでは、一例として、３２個のサブキャリアについて示したが、３２個以外のサブキャリアについても同様の傾向が見られる。

そこで、本実施例に係る無線通信システムでは、サブチャネルに依存するBERの影響を低減する。

本実施例に係る無線通信システムについて説明する。

本実施例に係る無線通信システムは送信装置を有する。また、本実施例に係る無線通信ステムは受信装置を有する。また、本実施例に係る無線通信システムは送信装置と受信装置とを有する無線通信装置を有するようにしてもよい。

本実施例に係る送信装置について、図２を参照して説明する。

本実施例に係る送信装置１００は、信号配列回転部１０２と、逆離散フーリエ変換部１０４と、並直列変換部１０６と、CP(cyclic prefix)付与部１０８とを有する。

信号配列回転部１０２には、情報行列S_N×Mが入力される。例えば、一つのフレームに含まれる送信信号は、N行M列の行列Sにより示される。本実施例に係る通信システムでは、信号配列回転部１０２には、情報行列S_N×Mが入力される。各情報ベクトルs_n,mはS_N×Mに属する。例えば、s_n,mは、N行M列の行列データに含まれてもよい。ここで、N、Mは１以上の整数である。また、s_n,mは、変調されたシンボルであってもよい。該変調方式には、BPSK、QPSK、１６QAMなどが含まれてもよい。例えば、二次元に変調されたMN個の信号は、N行M列に配置され行列Sにより示される。

本実施例に係る送信装置１００では、信号配列回転角度θが最適化される。例えば、信号配列回転角度は、各副通信路の通信性能をそろえた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定される。信号配列回転角度は、該送信信号の誤り率を小さくするように決定される。該送信信号の誤り率には、シンボルエラーレート及び／又はビットエラーレートが含まれてもよい。例えば、シンボルエラーレート及び／又はシンボルエラーレートが最小となるように信号配列回転角度θが決定されてもよい。また、例えば、シンボルエラーレート及び／又はシンボルエラーレートの上界が最小となるように信号配列回転角度θが決定されてもよい。ここで、順序集合の空でない部分集合Aについて、Aの任意の元aに対してa≦bが成り立つようなbをAの上界という。例えば、シンボルエラーレート又はシンボルエラーレートの部分集合について、該部分集合の任意の元に対して該元がある値以下となるシンボルエラーレート又はシンボルエラーレートを上界という。

信号配列回転部１０２は、入力された各情報ベクトルs_n,mに信号配列回転を加え、周波数領域の信号を生成する。例えば、信号配列回転部１０２から出力される回転情報ベクトルを^~X_N×Mとする。この場合、該回転情報ベクトル^~x_n,mは、式(2)により示される。図２には、列方向の表示を省略し、便宜的に^~x_nと示される。例えば、^~ｘ_n,mは、N行M列の行列データ^~X_N×Mに含まれる。

^~x_n,m=s_n,mΩ(n) (2)
式(2)において、Ω(n)はユニタリー行列(unitary diagonal matrix)である。本実施例に係る送信装置１００では、信号配列点における回転量は、各サブチャネルに対して最適化される。例えば、式(3)により示される。

Ω(n)=ΘΛ(n) (3)
式(3)において、Θ(n)は、M行M列（Mは、M>1の整数）のユニタリー対角行列であり、Θ_M×M:=diag[exp(jmθ)]_m=0 ^M-1により示される。ここで、θは、変調方式と情報シンボル数Mによって決定される。また、Λ(n)は、上述したように、M行M列のユニタリー対角行列であり、Λ(n)_M×M=:=diag[W_MN ^-mn]_m=0 ^M-1である。例えば、Ω(n)=Θ(n)とした場合には、特性のよいチャネルと悪いチャネルとが入れ替わる。また、例えば、Ω(n)=Λ(n)とした場合には、全チャネルの特性が悪くなる。そこで、本実施例においては、Ω(n)=ΘΛ(n)とすることにより、Θを最適化することにより、各サブキャリアの特性を改善する。

具体的に説明する。

一対のエラー、すなわちシングルエラー及び多重エラーは、伝送している情報ベクトル間で独立である。従って、情報ベクトルs=(s₀,s₁,…,s_M-1)が伝送していると仮定してもよい。
ここで、ε_m:=｛e_m=s_m-^s_m｝とエラー事象ε=ε₀×ε₁×・・・×ε_M-1-｛0｝^Mを仮定する。情報ベクトルs=(s₀,s₁,…,s_M-1)が伝送していると仮定し、エラーベクトルをe:=s-^s,^s≠sとする。BPSK変調の場合には、０要素ε₀:=｛0｝及びε_B,1:=｛-2,2｝より、ε_B:=ε_B,1Uε_０（ε_B,1とε_０との和集合）とおくと、BPSK信号のエラーベクトルはε_B ^M−ε_０ ^Mに属する。QPSK変調の場合には、ε_Q,1:=｛1+j、1-j、-1+j、-1-j｝及びε_Q,2:=｛±2、±j｝より、ε_Q:=ε_Q,1Uε_Q,2Uε_０（ε_Q,1とε_Q,2とε_０との和集合）とおくと、QPSK信号のエラーベクトルはε_Q ^M−ε_０ ^Mに属する。これらのエラーベクトルは各サブキャリアで同様である。従って、シンボルエラーレート(SER: Symbol Error Rate)は、式(4)により示される。

式(4)において、w_s(e)はシンボル誤り率に対するエラーベクトルｅの重みである。BPSKの場合にはエラーベクトルｅが含むε_B,1に属するエラーシンボル（BPSKの場合には非零シンボル）の数N₁(e)より式(5)のように表される。QPSKの場合にはエラーベクトルｅが含むε_Q,1に属するエラーシンボルの数N₁(e)及びε_Q,2に属するエラーシンボルの数N₂(e)より式(6)のように表される。また、Pr(e)はエラーベクトルの上界を表しているが、便宜上^-e(θ):=eΘF_Mとおくと、通信路の長さPがベクトルの長さMより短い場合には、M次DFT(逆)行列の最初のP列（F_M、P ^-1)F_M、Pを用いて式（７）のように表せる。ここで、C（P）はチャネルにより定まる係数で、最適角度の判定には影響しない。ここで、^-e(θ)はバーe(θ)を示し、論理否定を示す。また、通信路の長さPがベクトルの長さMより長い場合には、式(7)は式(8)のようになる。ここで、C（M）はチャネルにより定まる係数で、最適角度の判定には影響しない。

式(9)は、ビットエラーレート(BER; Bit Error Rate)の上界を示している。ここで、w_B(e)は、ビット誤り率に対するエラーベクトルeの重みである。BPSKの場合は、w_B(e)=w_s(e)となる。QPSKの場合には式(10)のようになる。

図３には、変調方式にBPSK及びQPSKを適用した場合のシンボルエラー及びビットエラーに基づいて求めた信号配列点回転角度を、それぞれθ_s及びθ_bとした場合の例を示す。図３には、M=2,4について示す。図３によれば、最適な信号配列回転角度は、M=2の場合で、BPSKに対してシンボルエラー及びビットエラーに基づいて求めた信号配列点回転角度はπ/2であり、QPSKに対してシンボルエラー及びビットエラーに基づいて求めた信号配列点回転角度はそれぞれ0.61及び0.56である。また、図３によれば、最適な信号配列回転角度は、M=4の場合で、BPSKに対してシンボルエラー及びビットエラーに基づいて求めた信号配列点回転角度は0.36であり、QPSKに対してシンボルエラー及びビットエラーに基づいて求めた信号配列点回転角度はそれぞれ0.39及び0.26である。

大きいMあるいは高い変調レベルに対して、式(4)及び式(9)による最適角度の判定が困難である場合には、回転角度をπ/(2M)として、準最適角度を用いるようにしてもよい(例えば、非特許文献１参照)。

図３に示されるのは一例であり、M=2,4以外のMの値に対して最適な信号配列回転角度を求めてもよい。また、BPSK、QPSK以外の変調方式に対して最適な信号配列回転角度を求めてもよい。

逆離散フーリエ変換部１０４は、信号配列回転部１０２により入力された回転情報ベクトル^~X_N×Mに対して逆離散フーリエ変換を行う。該逆離散フーリエ変換は、逆高速フーリエ変換を使って計算されてもよい。例えば、逆離散フーリエ変換部１０４は、サイズがNの逆離散フーリエ変換を行う。例えば、逆離散フーリエ変換部１０４は、X_N×MF_N ^-1~X_N×Mを計算する。ここで、F_N ^-1=[W_N ^-mn]／Nであり、W_N=exp(-2jπ／N)である。その結果、OFDM方式の変調が行われた信号X_N×Mが得られる。該OFDM方式の変調が行われた信号x_n,mは、並直列変換部１０６に入力される。図２には、行列の各行を、行ベクトルを用いて表し、便宜的にx_nと示される。該OFDM方式の変調が行われた信号x_n,mは、N行M列の行列データに含まれてもよい。

並直列変換部１０６は、逆離散フーリエ変換部１０４により入力された該OFDM方式の変調が行われた信号x₀,…,x_n,…,x_N-1に対して長さMのベクトル並直列変換処理を行う。並直列変換部１０６は、並直列変換処理が行われた信号^→XをCP付与部１０８に入力する。

CP付与部１０８は、並直列変換処理が行われた信号^→Xにサイクリックプリフィックスを付与し、OFDM方式におけるシンボルを作成する。ここで、CP付与部１０８は、サイクリックプリフィックスの長さを、マルチパスの長さより長いものとしてもよい。例えば、CP付与部１０８は、サイクリックプリフィックスの長さを、マルチパスの長さより長い任意の整数としてもよい。

その後、OFDM方式におけるシンボルは、送信無線機に入力される、送信無線機は、OFDM方式におけるシンボルを送信する。

本実施例に係る受信装置について、図４を参照して説明する。

本実施例に係る受信装置２００は、CP除去部２０２と、直並列変換部２０４と、離散フーリエ変換部２０６と、信号配列回転部２０８とを有する。

該受信装置２００は、送信装置１００により送信された信号を受信し、該受信信号^→y´をCP除去部２０２に入力する。該受信信号^→y´は、送信信号^→Ｘ´に対してフェージングなどの影響を受けた信号である。CP除去部２０２は、該受信信号^→y´からサイクリックプリフィックスを除去し、CPが除去された受信信号^→yを直並列変換部２０４に入力する。

直並列変換部２０４は、CP除去部２０２により入力されたCPが除去された受信信号^→yに対して長さMのベクトル直並列変換処理を行う。その結果、OFDM方式の変調が行われた信号Y_N×Mが得られる。該OFDM方式の変調が行われた信号y_n,mは、離散フーリエ変換部２０６に入力される。図４には、行列の各行を、行ベクトルを用いて表し便宜的にy_nと示される。該OFDM方式の変調が行われた信号y_n,mは、N行M列の行列データに含まれてもよい。

離散フーリエ変換部２０６は、直並列変換部２０４により入力されたOFDM方式の変調が行われた信号に対して離散フーリエ変換を行う。例えば、離散フーリエ変換部２０６は、サイズがNの離散フーリエ変換を行う。例えば、離散フーリエ変換部２０６は、Y_N×M=F_NY_N×Mを計算する。ここで、F_N=[W_N ^-mn]／Nであり、W_N=exp(-2jπ／N)である。その結果、回転情報ベクトル^~Y_N×Mが得られる。各回転情報ベクトル^~y_n,mは、信号配列回転部２０８に入力される。図４には、行列の各行を、行ベクトルを用いて表し便宜的に^~y_nと示される。該回転情報ベクトル^~y_n,mは、N行M列の行列データに含まれてもよい。

信号配列回転部２０８は、入力された回転情報ベクトル^~y_nを回転させる。例えば、信号配列回転部２０８から出力される情報ベクトルをR_N×Mとする。この場合、各該情報ベクトルr_n,mは、式(11)により示される。図４及び式(11)では、列方向の表示を省略し、便宜的にr_nと示される。例えば、ｒ_nは、N行M列の行列データに含まれてもよい。

r_n=^~y_nΩ^H(n) (11)
式(11)において、Ω^H(n)はΩ(n)の複素数の転置行列である。

上述したように、Ω(n)はユニタリー行列(unitary diagonal matrix)である。本実施例に係る送信装置１００では、信号配列における回転量は、各サブチャネルに対して最適化される。例えば、式(3)により示される。

式(3)において、Θは、M行M列（Mは、M>1の整数）のユニタリー対角行列であり、Θ_M×M:=diag[exp(jmθ)]_m=0 ^M-1により示される。ここで、θは、変調方式と情報シンボル数Mによって決定される。また、Λ(n)は、上述したように、M行M列のユニタリー対角行列であり、Λ(n)_M×M=:=diag[W_MN ^-mn]_m=0 ^M-1である。

本実施例に係る受信装置２００における受信特性について、図５−図１０を参照して説明する。

図５には、各サブチャネルにおけるBER特性が示される。該特性は、図１を参照して説明した特性と同様の条件において行われた、図５によれば、各サブチャネルにおける特性のばらつきが低減しているのが分かる。従って、ダイバーシチの効果を向上させることができる。

図6には、BPSK変調が適用された場合におけるBERの比較結果を示す。図6には、OFDM、V-OFDM、本実施例に係るOFDM(CRV-OFDM)について示される。V-OFDM及びCRV-OFDMについては、M=2,4について示される。図6によれば、CRV-OFDMを適用することにより、V-OFDMと比較した場合、BERが10^-4である場合に、M=2の場合に約2.5dB、M=4の場合に約1.3dB特性が改善する。

図７には、QPSK変調が適用された場合におけるSERの比較結果を示す。図7には、OFDM、V-OFDM、CRV-OFDMについて示される。V-OFDM及びCRV-OFDMについては、M=2,4について示される。図7によれば、CRV-OFDM を適用することにより、V-OFDMと比較した場合、SERが10^-4である場合に、M=2の場合に約2.5dB、M=4の場合に約1.５dB特性が改善する。

図８には、QPSK変調が適用された場合におけるBERの比較結果を示す。図８には、OFDM、V-OFDM、CRV-OFDMについて示される。V-OFDM及びCRV-OFDMについては、M=2,4について示される。図８によれば、CRV-OFDM を適用することにより、V-OFDMと比較した場合、SERが10^-4である場合に、M=2の場合に約2dB、M=4の場合に約1.3dB特性が改善する。

図９には、SNRが高い場合におけるθに対するBERの比較結果を示す。SER及びBERに基づいて決定されたθが最適であるかを確認するために、エラーレートの比較を行った。回転周期と対称性に基づいて、M=2、BPSKの場合にθ=kπ/8、k=0,1,…,8であり、他の場合にθ=kπ/16、k=0,1,…,8である。図9によれば、シミュレーションにより得られたエラーレートは、最小値を取り、該最小値は図3に示した角度と一致する。

本実施例に係る送信装置によれば、各サブチャネルにおける信号配列角度を最適化できる。このため、各サブキャリアにおける伝送特性を均等化できる。該信号配列角度は、ビットエラーレート及び／又はシンボルエラーレートを最小化するように決定される。このため、サブチャネルにおける誤り率が通信特性に与える影響を低減できる。

また、本実施例に係る送信装置によれば、サイクリックプリフィックスを、並直列変換後の信号に信号に付加することができる。

各サブチャネルにおけるビットエラーレートを示す説明図である。一実施例に係る送信装置を示す部分ブロック図である。信号配列回転角度の一例を示す説明図である。一実施例に係る受信装置を示す部分ブロック図である。一実施例に係る送信装置における各サブチャネルにおけるビットエラーレートを示す説明図である。一実施例に係る送信装置の特性を示す説明図である。一実施例に係る送信装置の特性を示す説明図である。一実施例に係る送信装置の特性を示す説明図である。一実施例に係る送信装置の特性を示す説明図である。

符号の説明

１００送信装置
１０２信号配列回転部
１０４逆離散フーリエ変換部
１０６並直列変換部
１０８ CP付与部
２００受信装置
２０２ CP除去部
２０４直並列変換部
２０６離散フーリエ変換部
２０８信号配列回転部

Claims

直交波周波数分割多重方式が適用される送信装置であって、
送信信号に対して、信号配列回転を加える手段と、
前記信号配列回転が加えられた送信信号に対して、逆フーリエ変換処理を行う手段と
を有し、
前記信号配列回転を加える手段は、各副通信路の通信性能をそろえた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記送信信号に対して信号配列回転を加えることを特徴とする送信装置。
請求項１に記載の送信装置において、
前記誤り率には、ビット誤り率及び／又はシンボル誤り率が含まれることを特徴とする送信装置。
請求項２に記載の送信装置において、
前記信号配列回転は、ビット誤り率及び／又はシンボル誤り率が小さくなるように決定されることを特徴とする送信装置。
請求項１ないし４のいずれか１項に記載の送信装置において、
前記送信信号には、変調されたシンボルが含まれ、該変調されたシンボルは行列により示されることを特徴とする送信装置。
直交波周波数分割多重方式が適用されて送信された信号を受信する受信装置であって、
フーリエ変換処理が行われた受信信号に対して、信号配列回転を加える手段
を有し、
前記信号配列回転を加える手段は、各副通信路の通信性能をそろえた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記受信信号に対して信号配列回転を加えることを特徴とする受信装置。
請求項５に記載の受信装置において、
前記誤り率には、ビット誤り率及び／又はシンボル誤り率が含まれることを特徴とする受信装置。
請求項６に記載の受信装置において、
前記信号配列回転は、ビット誤り率及び／又はシンボル誤り率が小さくなるように決定されることを特徴とする受信装置。
請求項１ないし４のいずれか１項に記載の送信装置と請求項５ないし７のいずれか１項に記載の受信装置とを有することを特徴とする無線通信装置。
直交波周波数分割多重方式が適用される送信装置と、該送信装置により送信された信号を受信する受信装置とを有する無線通信システムであって、
前記送信装置は、
送信信号に対して、各副通信路の通信性能をそろえた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、該送信信号に対して信号配列回転を加える手段と、
前記信号配列回転が加えられた送信信号に対して、逆フーリエ変換処理を行う手段と
を有し、
前記受信装置は、
フーリエ変換処理が行われた受信信号に対して、各副通信路の通信性能をそろえた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記受信信号に対して信号配列回転を加える手段
を有することを特徴とする無線通信システム。
直交波周波数分割多重方式が適用される無線通信システムにおける通信方法であって、
送信装置が、送信信号に対して、該送信信号に含まれる情報シンボル数と、該送信信号の誤り率に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記送信信号に対して信号配列回転を加えるステップと、
前記送信装置が、前記信号配列回転が加えられた送信信号に対して、逆フーリエ変換処理を行うステップと、
受信装置が、前記フーリエ変換処理が行われた受信信号に対して、前記回転角度に基づいて、前記受信信号に対して前記信号配列回転とは逆に信号配列回転を加えるステップと
を有することを特徴とする通信方法。