JP2010016625A - 変調装置、復調装置、情報伝達システム、変調方法および復調方法 - Google Patents

Abstract

【課題】データフレーム同期信号を重畳しても、軽い演算処理で聴感の悪化を抑えつつ、圧縮コーデック耐性が高い変調装置、復調装置、情報伝達システム、変調方法および復調方法を提供すること。
【解決手段】本発明の実施形態に係る情報伝達システムは、変調装置１において、巡回符号を用いて生成したＰＮ信号の低周波数帯域の成分を除去して変調オーディオ信号Ｓｅに重畳した変調オーディオ信号Ｓｚをスピーカから放音させることができる。一方、復調装置においては、変調オーディオ信号Ｓｚに重畳されているＰＮ信号に基づいて、データフレームを同期させて変調オーディオ信号Ｓｚを復調することができる。これにより、聴感の悪化を抑えることができ、軽い演算処理でデータフレーム同期を取ることができる。さらに、変調オーディオ信号Ｓｅの未使用の周波数帯域にＰＮ信号が重畳されることにより、圧縮コーデック耐性が高くできる。
【選択図】図２

Description

本発明は、オーディオ信号に符号情報を重畳して伝達する際の同期技術に関する。

符号情報を無線で伝達する通信方法としては、電波を用いた通信の他、楽音などの音波に変調を施すことにより符号化情報を重畳する技術が検討されている。このように音波に変調を施すことにより符号化情報を重畳する場合、一般的なスピーカ、マイクロフォンを用いて通信するためには可聴域の音波を用いる必要があるが、符号化情報を重畳するための変調により、もともとの楽音に対して不快な雑音が混ざることを防ぐために様々な検討がなされている（例えば、特許文献１）。
特開２００７−１０４５９８号公報

特許文献１によれば、データフレーム同期のためのデータフレーム同期信号として、ＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ：擬似ノイズ）信号を低周波数帯域へ、可聴帯域しきい値以下のレベルで重畳しているが、聴覚マスキングしきい値を算出する必要があり演算負荷が重い。また、ＭＰ３などの圧縮コーデックを適用した場合、ＰＮ信号より優勢な元のオーディオ信号の周波数マスキングによって、ＰＮ信号が破壊される可能性が高い。

本発明は、上述の事情に鑑みてなされたものであり、データフレーム同期信号を重畳しても、軽い演算処理で聴感の悪化を抑えつつ、圧縮コーデック耐性が高い変調装置、復調装置、情報伝達システム、変調方法および復調方法を提供することを目的とする。

上述の課題を解決するため、本発明は、オーディオ信号が入力される入力手段と、予め設定された周期の巡回符号を用いてＰＮ信号を発生する信号発生手段と、符号化された符号化情報を取得する取得手段と、前記入力手段に入力されたオーディオ信号に対して、前記信号発生手段によって発生されるＰＮ信号の周期に同期させて、前記取得手段によって取得された符号化情報に応じた変調をして出力する変調手段と、前記信号発生手段によって発生されたＰＮ信号について、予め設定された周波数以上の周波数帯域の成分を抽出して出力する抽出手段と、前記抽出手段によって出力されたＰＮ信号を、前記変調手段によって出力されたオーディオ信号に重畳する重畳手段とを具備することを特徴とする変調装置を提供する。

また、別の好ましい態様において、前記変調手段は、出力するオーディオ信号の少なくとも一部の周波数帯域が未使用になるように、前記入力手段に入力されたオーディオ信号に対して変調し、前記抽出手段に設定された周波数は、前記未使用の周波数帯域の上限周波数未満の周波数であることを特徴とする。

また、別の好ましい態様において、前記変調手段は、出力するオーディオ信号の少なくとも一部の周波数帯域が未使用になるように、前記入力手段に入力されたオーディオ信号に対して変調し、前記抽出手段に設定された周波数は、前記未使用の周波数帯域の下限周波数以上の周波数であることを特徴とする。

また、別の好ましい態様において、前記重畳手段は、前記ＰＮ信号の利得を調整する調整手段を有することを特徴とする。

また、本発明は、オーディオ信号が入力される入力手段と、前記入力手段に入力されたオーディオ信号の予め設定された周波数以上の周波数帯域の成分を抽出して出力する抽出手段と、予め設定された周期の巡回符号を用いてＰＮ信号を発生する信号発生手段と、前記抽出手段によって出力されたオーディオ信号と、前記信号発生手段によって発生されたＰＮ信号とを比較して波形の相関を演算することにより、当該ＰＮ信号の一周期内の特定のタイミングに対応する当該オーディオ信号のタイミングを検出する検出手段と、前記検出手段によって検出されたタイミングを基準として、前記入力手段に入力されたオーディオ信号を復調して符号化情報を生成する復調手段とを具備することを特徴とする復調装置を提供する。

また、本発明は、上記記載の変調装置と、上記記載の復調装置と、前記変調装置の重畳手段によって重畳されたオーディオ信号を放音する放音手段と、前記放音手段によって放音されたオーディオ信号を収音する収音手段とを具備し、前記復調装置の入力手段は、前記収音手段によって収音したオーディオ信号が入力され、前記変調装置の信号発生手段と、前記復調装置の信号発生手段とは、同じ巡回符号を用いていることを特徴とする情報伝達システムを提供する。

また、本発明は、オーディオ信号が入力される入力過程と、予め設定された周期の巡回符号を用いてＰＮ信号を発生する信号発生過程と、符号化された符号化情報を取得する取得過程と、前記入力過程において入力されたオーディオ信号に対して、前記信号発生過程において発生されるＰＮ信号の周期に同期させて、前記取得過程において取得された符号化情報に応じた変調をして出力する変調過程と、前記信号発生過程において発生されたＰＮ信号について、予め設定された周波数以上の周波数帯域の成分を抽出して出力する抽出過程と、前記抽出過程において出力されたＰＮ信号を、前記変調過程において出力されたオーディオ信号に重畳する重畳過程とを備えることを特徴とする変調方法を提供する。

また、本発明は、オーディオ信号が入力される入力過程と、前記入力過程において入力されたオーディオ信号の予め設定された周波数以上の周波数帯域の成分を抽出して出力する抽出過程と、予め設定された周期の巡回符号を用いてＰＮ信号を発生する信号発生過程と、前記抽出過程において出力されたオーディオ信号と、前記信号発生過程において発生されたＰＮ信号とを比較して波形の相関を演算することにより、当該ＰＮ信号の一周期内の特定のタイミングに対応する当該オーディオ信号のタイミングを検出する検出過程と、前記検出過程において検出されたタイミングを基準として、前記入力過程において入力されたオーディオ信号を復調して符号化情報を生成する復調過程とを備えることを特徴とする復調方法を提供する。

本発明によれば、データフレーム同期信号を重畳しても、軽い演算処理で聴感の悪化を抑えつつ、圧縮コーデック耐性が高い変調装置、復調装置、情報伝達システム、変調方法および復調方法を提供することができる。

以下、本発明の一実施形態について説明する。

＜第１実施形態＞
本発明の第１実施形態に係る情報伝達システム１０は、図１に示すように、外部の装置、回路などから送信すべき伝送情報が入力されるとともに、オーディオ信号（以下、オーディオ信号Ｓａという）が入力され、オーディオ信号Ｓａを伝送情報に応じて変調した信号（以下、変調オーディオ信号Ｓｚという）を出力する変調装置１、変調装置１から出力される変調オーディオ信号Ｓｚを放音するスピーカ２、スピーカ２によって放音された変調オーディオ信号Ｓｚを収音するマイクロフォン３、マイクロフォン３によって収音された変調オーディオ信号Ｓｚを復調することにより伝送情報を受信する復調装置４を有する。以下、変調装置１、復調装置４の構成について順に説明する。

まず、変調装置１の構成について、図２を用いて説明する。以下に説明する構成については、ハードウエアにより実現してもよいし、図示しないコンピュータのＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）が制御プログラムを実行して、以下に説明する機能の一部または全部を実現するようにしてもよい。

変調器１１は、オーディオ信号Ｓａおよび伝送情報が入力され、伝送情報を符号化して、符号化した情報（以下、符号化情報という）に応じてオーディオ信号Ｓａを変調し、変調したオーディオ信号（以下、変調オーディオ信号Ｓｅという）を出力する。また、変調器１１は、後述するＰＮ信号発生器１２から予め設定された周期でタイミング信号が入力され、このタイミング信号にデータフレームが同期するように、オーディオ信号Ｓａの変調が行われる。例えば、タイミング信号が入力された時点を、データフレームの開始タイミングに対応するようにすればよいが、この対応関係は任意に設定しておけばよく、後述する復調装置４において、この対応関係が設定されていればよい。

ここで、変調器１１から出力される変調オーディオ信号Ｓｅは、ナイキスト周波数まで占有せず、高周波数帯域に数ｋＨｚ程度の未使用の周波数帯域が存在するようになっている。オーディオ信号Ｓａが、このような未使用の周波数帯域の成分を有している場合には、予め変調器１１においてその成分が除去されるようになっている。未使用の周波数帯域とは、その周波数帯域の成分が無い、または非常に少ないレベル（所定値以下のレベル）である周波数帯域をいう。なお、変調オーディオ信号Ｓｅは、必ずしも未使用の周波数帯域が存在しないものであってもよいが、存在することが望ましい。これは、後述するように、この未使用の周波数帯域にＰＮ信号を重畳することができれば、復調装置４における伝送ビットのエラー率の低減、データフレーム同期の容易化が可能なためである。

ＰＮ信号発生器１２は、Ｍ系列などの予め設定された周期の巡回符号を用いて、「−１」または「１」の２値をとるＰＮ信号を発生させるとともに、巡回符号の周期、例えば、ＰＮ信号の一周期内の特定のタイミングごとにタイミング信号を変調器１１に出力する。このように発生されたＰＮ信号は、擬似白色雑音であり、図３に示すような広帯域の周波数分布を有する。

巡回符号の周期は、変調器１１におけるデータフレームの周期に応じて決定されてもよいし、巡回符号の周期に応じて変調器１１におけるデータフレームの周期が決定されてもよい。例えば、巡回符号の周期は、データフレームの周期の整数倍になるようにすればよい。なお、上述のように、タイミング信号に応じてデータフレームの開始点が決まるようになっていればよいから、巡回符号の周期とデータフレームの周期とは必ずしも対応していなくてもよい。巡回符号の１周期の時間は、短いとＳＮが悪化する一方、長くしてもデータフレームの同期を取ることは可能であるから、数十ミリ秒から数百ミリ秒程度とすることが望ましい。

ＨＰＦ１３は、ＰＮ信号発生器１２からＰＮ信号が入力され、そのＰＮ信号に対して、予め設定されたカットオフ周波数以下の成分を減衰させることにより、低周波数帯域の成分を除去し、高周波数帯域の成分だけを通過させて出力する。このカットオフ周波数は、変調器１１から出力される変調オーディオ信号Ｓｅの上限周波数として設定される。このようにＨＰＦ１３から出力されるＰＮ信号は、例えば、図４に示すような周波数分布となる。なお、変調オーディオ信号Ｓｅに未使用の周波数帯域が存在しない場合は、聴感上の観点から、カットオフ周波数が１０ｋＨｚ以上に設定することが望ましい。

利得調整器１４は、ＨＰＦ１３から出力される低周波数帯域の成分が除去されたＰＮ信号の予め設定された設定値に応じて利得を調整し、後述する加算器１５において変調オーディオ信号Ｓｅに重畳される際の混合比率を調整する。この利得を大きくすることにより、復調装置４におけるデータフレームの同期が取りやすくなる一方、聴感への影響が出る場合があるから、利得調整器１４に設定される設定値は、試聴テストなどにより、聴感上気にならない程度に大きな利得に調整するものとすればよい。

加算器１５は、変調器１１から出力される変調オーディオ信号Ｓｅと、利得調整器１４から出力されるＰＮ信号とを加算することにより重畳した変調オーディオ信号Ｓｚを出力する。ここで、重畳のときには、変調オーディオ信号Ｓｅの処理経路と、ＰＮ信号の処理経路との処理時間差がある場合には、ＰＮ信号の特定のタイミングとデータフレームの開始タイミングとの対応関係が上述したような対応関係になるように、変調オーディオ信号ＳｅまたはＰＮ信号のいずれかに遅延処理を施してもよい。例えば、変調器１１がタイミング信号の入力を受け付けてから、そのタイミング信号に対応するデータフレーム開始タイミング部分の変調オーディオ信号Ｓｅが加算器１５に入力されるまでの処理時間がｔ１であり、タイミング信号に対応するＰＮ信号が発生されてから加算器１５に入力されるまでの処理時間がｔ１より少ないｔ２である場合には、処理時間が短いＰＮ信号に対して差分の時間ｔ１−ｔ２の遅延処理を施せばよい。

このようにして加算器１５から出力された変調オーディオ信号Ｓｚは、必要に応じてＤ／Ａ変換、増幅処理などが施されスピーカ２に出力される。そして、スピーカ２から変調オーディオ信号Ｓｚが放音される。以上が、変調装置１の構成についての説明である。

次に、復調装置４の構成について、図５を用いて説明する。以下に説明する構成については、ハードウエアにより実現してもよいし、図示しないコンピュータのＣＰＵが制御プログラムを実行して、以下に説明する機能の一部または全部を実現するようにしてもよい。

ＨＰＦ４２は、マイクロフォン３において収音された変調オーディオ信号Ｓｚが入力され、その変調オーディオ信号Ｓｚに対して、予め設定されたカットオフ周波数以下の成分を減衰させることにより、低周波数帯域の成分を除去し、高周波数帯域の成分だけを通過させたオーディオ信号を出力する高域通過フィルタである。カットオフ周波数は、この例においては、変調装置１におけるＨＰＦ１３のカットオフ周波数と同じものとして設定されているが、変調オーディオ信号Ｓｚのうち、変調装置１において重畳されたＰＮ信号に対応する周波数帯域の成分を抽出することができれば、より低いカットオフ周波数が設定されていてもよいし、ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）を用いてもよい。

ＰＮ信号発生器４３は、変調装置１におけるＰＮ信号発生器１２と同様な構成によりＰＮ信号を発生させる。すなわち、ＰＮ信号発生器４３は、ＰＮ信号発生器１２と同じ周期の巡回符号を用い、ＰＮ信号発生器１２と同じＰＮ信号を発生させるようになっている。

相関演算器４４は、ＨＰＦ４２から低周波数帯域の成分が除去された変調オーディオ信号Ｓｚと、ＰＮ信号発生器４３からＰＮ信号が入力され、それぞれの相互相関を算出して、算出結果を出力する。まず、それぞれの信号について、使用しているＰＮ信号周期分の畳み込み演算を行って結果を出力する。次に、１クロック分（１データビット時間分）ＰＮ信号をずらして、同様に畳み込み演算を行う。これをＰＮ信号の１周期に渡って逐次実行する。

このようにして得られる算出結果は、図６に示すような、ピークが得られるものとなる。このピークが検出されるタイミングが最も相関が高い状態であり、ＰＮ信号の一周期内の特定のタイミングを示すものであるから、そのタイミングが変調オーディオ信号Ｓｚに係るデータフレームの開始点に対応するものとして、復調装置４側で認識することができる。

ピーク検出器４５は、相関演算器４４から出力される算出結果からピークを検出し、検出したタイミングを示す検出タイミング信号を復調器４１に出力する。

復調器４１は、マイクロフォン３によって収音した変調オーディオ信号Ｓｚと、ピーク検出器４５から検出タイミング信号とが入力され、検出タイミング信号から、変調オーディオ信号Ｓｚに係るデータフレームの開始点を認識して、変調オーディオ信号Ｓｚの復調を行う。例えば、相関演算器４４から出力される算出結果と変調オーディオ信号Ｓｚの復調開始との関係は、例えば図７に示すようになる。すなわち、復調器４１は、入力された変調オーディオ信号Ｓｚの先頭から順に復調を開始するのではなく、データフレームの開始点が、変調オーディオ信号Ｓｚのどのタイミングであるかを認識して、そのタイミングを基準として復調を開始する。以上が、復調装置４の構成についての説明である。

このように、本発明の第１実施形態に係る情報伝達システム１０は、変調装置１において、巡回符号を用いて生成したＰＮ信号の低周波数帯域の成分を除去して変調オーディオ信号Ｓｅに重畳した変調オーディオ信号Ｓｚをスピーカ２から放音させることができる。一方、復調装置４においては、変調オーディオ信号Ｓｚに重畳されているＰＮ信号に基づいて、データフレームを同期させて変調オーディオ信号Ｓｚを復調することができる。このとき、変調装置１において、ＰＮ信号は低周波数帯域の成分を除去して変調オーディオ信号Ｓｅに重畳しているから、聴感の悪化を抑えることができるとともに、聴感の悪化を抑えるために聴覚マスキングしきい値を用いる重畳を行っていないから、軽い演算処理でデータフレーム同期を取ることができる。

さらに、変調オーディオ信号Ｓｅの周波数帯域のうち、未使用の周波数帯域にＰＮ信号が重畳されることにより、ＭＰ３等の圧縮コーデックを適用しても、ＰＮ信号の周波数帯域により優勢なオーディオ信号が存在せず、周波数マスキングの影響を受けにくいから、圧縮コーデック耐性が高いものとすることができる。

＜第２実施形態＞
第２実施形態における情報伝達システム１０は、第１実施形態における変調装置１の変調器１１（以下、変調器１１ａという）および復調装置４の復調器４１（以下、復調器４１ａという）について、具体的な構成の一例を適用したものである。従って、変調器１１ａおよび復調器４１ａ以外の構成については、第１実施形態と同様であるから、説明を省略する。以下、変調器１１ａおよび復調器４１ａについて順に説明する。

まず、変調器１１ａは、図８に示すような構成であり、それぞれの構成について説明する。

ＬＰＦ１１０ａは、オーディオ信号Ｓａが入力され、予め設定されたカットオフ周波数以上の高周波数帯域を減衰させることにより、高周波数帯域の成分を除去して出力する低域通過フィルタである。この高周波数帯域の一部が、後述するように、変調した信号が重畳される周波数帯域となるものであり、この例においては、カットオフ周波数は１０ｋＨｚに設定されている。以下、第２実施形態において、ＬＰＦ１１０ａから出力される高周波数帯域の成分が除去されたオーディオ信号をオーディオ信号Ｓｂという。

ＨＰＦ１２０ａは、ＬＰＦ１１０ａからオーディオ信号Ｓｂが入力され、予め設定されたカットオフ周波数以下の低周波数帯域を減衰させて出力する高域通過フィルタである。この例においては、カットオフ周波数は６ｋＨｚに設定されている。したがって、ＨＰＦ１２０ａから出力されるオーディオ信号（以下、第２実施形態において、オーディオ信号Ｓｃという）は、オーディオ信号Ｓａの周波数帯域のうち、概ね６ｋＨｚから１０ｋＨｚの周波数帯域の成分を有するオーディオ信号として抽出されたものである。

符号化器１３０ａは、伝送情報が入力され、この伝送情報を符号化した符号化情報を切替器１５０ａに出力する。この例においては、符号化情報は、伝送情報を「０」、「１」の１ビット２値のシンボルに符号化した情報である。なお、この符号化においては、インターリーブ、誤り訂正符号の付加などの処理を行なってもよい。ここで、１ビットあたりの時間は予め設定された時間であり、すなわち予め定められたビットレートの符号化情報が生成される。このとき、この符号化情報についてのデータフレームの開始タイミングは、ＰＮ信号発生器１２から出力されるタイミング信号に対応して決定される。

キャリア周波数発生部１４０ａは、キャリア周波数発生器Ａ１４１ａとキャリア周波数発生器Ｂ１４２ａとを有し、それぞれ、テーブル、関数演算などを行うことにより、予め設定された異なる周波数の正弦波のキャリア信号ｆａ、ｆｂを生成し、切替器１５０ａに出力する。そして、切替器１５０ａは、符号化器１３０ａから出力される符号化情報を取得し、その符号化情報に応じて、入力されるキャリア信号ｆａ、ｆｂのいずれかを選択し、切り替えて出力する。この例においては、符号化情報が示すシンボルが「０」である場合には、キャリア信号ｆａを出力し、シンボルが「１」である場合には、キャリア信号ｆｂを出力する。

ここで、キャリア信号ｆａとキャリア信号ｆｂとが切り替わるときの切替器１５０ａからの出力波形の不連続点が発生しないように、切り替え時点において切り替え前後のキャリア信号ｆａ、ｆｂ双方の位相が一致するように周波数を設定してもよい。ここで、符号化情報の伝送符号１ビットあたりの時間は決まっているから、切り替わるタイミングはその時間の整数倍の時間に固定されている。例えば、サンプリングレートが４４．１ｋＨｚであるときに、１ビットあたりの時間が８８サンプルとして設定されているものとする。

このとき、キャリア信号ｆａの１周期を１１サンプル（周波数は概ね４ｋＨｚ、以下、省略して４ｋＨｚとする）とし、キャリア信号ｆｂの１周期を８サンプル（周波数は概ね５．５ｋＨｚ、以下、省略して５．５ｋＨｚとする）とすると、１ビットあたりキャリア信号ｆａはちょうど８周期、キャリア信号ｆｂはちょうど１１周期となり、切り替わるときには位相が一致するため、波形の連続性を保つことができる。このように設定されたキャリア信号ｆａ、ｆｂを、符号化情報「０１０１０１」により８８サンプルごとに切り替えた場合の切替器１５０ａからの出力信号を図９に示す。

キャリア周波数発生器Ａ１４１ａ、キャリア周波数発生器Ｂ１４２ａに、上述のようにして決定される周波数を設定しておくことにより、切替器１５０ａにおける切替時の波形の連続性を保つことができるから、後述するように出力される変調オーディオ信号Ｓｅについて、切替器１５０ａにおけるキャリア信号ｆａ、ｆｂの切替時にノイズが発生する可能性を抑えることができ、聴感上望ましい。この例においては、キャリア周波数発生器Ａ１４１ａには、周波数として４ｋＨｚが設定され、キャリア周波数発生器Ｂ１４２ａには、周波数として５．５ｋＨｚが設定されているものとする。したがって、キャリア信号ｆａの周波数は４ｋＨｚ、キャリア信号ｆｂの周波数は５．５ｋＨｚとなっている。

乗算器１６０ａは、ＨＰＦ１２０ａから出力されるオーディオ信号Ｓｃと切替器１５０ａから出力されるキャリア信号ｆａまたはキャリア信号ｆｂと乗算する。これにより、乗算器１６０ａは、オーディオ信号Ｓｃの周波数帯域の成分を、乗算されるキャリア信号の周波数だけ上側の周波数帯域にシフトさせるとともに、下側の周波数帯域にもシフトさせる。具体的には、キャリア信号ｆａと乗算された場合には、キャリア信号ｆａの周波数は４ｋＨｚであるから、オーディオ信号Ｓｃの周波数帯域の成分は、６ｋＨｚ〜１０ｋＨｚの周波数帯域から、２ｋＨｚ〜６ｋＨｚの周波数帯域および１０ｋＨｚから１４ｋＨｚの周波数帯域の２つの周波数帯域にシフトする。一方、キャリア信号ｆｂと乗算された場合には、キャリア信号ｆａの周波数は５．５ｋＨｚであるから、オーディオ信号Ｓｃの周波数帯域の成分は、６ｋＨｚ〜１０ｋＨｚの周波数帯域から、０．５ｋＨｚ〜４．５ｋＨｚの周波数帯域および１１．５ｋＨｚから１５．５ｋＨｚの周波数帯域の２つの周波数帯域にシフトする。ここで、上側にシフトされる周波数帯域については、ＬＰＦ１１０ａにおいて成分が除去される周波数帯域になるように、ＬＰＦ１１０ａに設定されるカットオフ周波数、キャリア周波数発生器Ａ１４１ａおよびキャリア周波数発生器Ｂ１４２ａに設定される周波数が、それぞれ定められている。

ＨＰＦ１７０ａは、乗算器１６０ａによって周波数帯域がシフトされたオーディオ信号に対して、下側の周波数帯域の成分を除去し、上側の周波数帯域の成分だけを通過させる高域通過フィルタである。このように、下側の周波数帯域の成分だけを除去できればよいから、カットオフ周波数は、６ｋＨｚから１０ｋＨｚの間、例えば８ｋＨｚとしておけばよい。このようにして下側の周波数帯域の成分が除去され、上側にシフトした周波数帯域の成分だけを有するオーディオ信号（以下、第２実施形態において、オーディオ信号Ｓｄという）を出力する。

遅延回路１８０ａは、ＬＰＦ１１０ａから出力されるオーディオ信号Ｓｂに対して、予め設定された遅延時間の遅延処理を行って出力する。この遅延時間は、ＨＰＦ１２０ａ、乗算器１６０ａおよびＨＰＦ１７０ａにおける処理時間と同じ時間として設定されている。このように遅延させることにより、オーディオ信号Ｓｂに対して上記の周波数をシフトさせる処理が行われてオーディオ信号Ｓｄが出力されるまでの処理時間のずれを調整して、オーディオ信号Ｓｂとオーディオ信号Ｓｄとの時間的なずれが無いものとすることができる。

加算器１９０ａは、遅延回路１８０ａにおいて遅延されたオーディオ信号Ｓｂと、ＨＰＦ１７０ａから出力されたオーディオ信号Ｓｄとを加算することによって重畳したオーディオ信号Ｓｅを出力する。なお、重畳の際にオーディオ信号Ｓｄの出力レベルを低下させる調整を行って、変調オーディオ信号Ｓｅが含まれる変調オーディオ信号Ｓｚを放音する際の聴感上の違和感をより少なくしてもよい。以上が変調器１１ａの構成についての説明である。

次に、変調器１１ａの動作について、入力されるオーディオ信号Ｓａが変調オーディオ信号Ｓｅとして出力されるまでの周波数分布の変化を示す図１０を用いて説明する。

オーディオ信号Ｓａは、図１０（ａ）に示す周波数分布であるとする。このオーディオ信号Ｓａは、ＬＰＦ１１０ａによって、１０ｋＨｚ以上の周波数帯域の成分が除去されるから、ＬＰＦ１１０ａから出力されるオーディオ信号Ｓｂは、図１０（ｂ）に示すような周波数分布となる。次に、オーディオ信号Ｓｂは、ＨＰＦ１２０ａによって、６ｋＨｚ以下の周波数帯域の成分が除去されるから、ＨＰＦ１２０ａから出力されるオーディオ信号Ｓｃは、図１０（ｃ）に示すような６ｋＨｚから１０ｋＨｚの周波数帯域の成分を有する周波数分布となる。

そして、入力される伝送情報は符号化器１３０ａによって符号化された符号化情報として出力され、その内容に応じてキャリア信号ｆａまたはキャリア信号ｆｂが切り替えられながら乗算器１６０ａに出力される。これにより、乗算器１６０ａにおいて、オーディオ信号Ｓｃの６ｋＨｚから１０ｋＨｚの周波数帯域の成分が上下側にシフトされ、ＨＰＦ１７０ａにおいて、下側にシフトされた周波数帯域の成分が除去される。このようにしてＨＰＦ１７０ａから出力されるオーディオ信号Ｓｄは図１０（ｄ）に示すような周波数分布となる。ここで、オーディオ信号Ｓｄ（０）、Ｓｄ（１）とは、それぞれキャリア信号ｆａ、ｆｂにより周波数帯域の成分がシフトされたオーディオ信号Ｓｄを示し、破線で示した周波数分布については、ＨＰＦ１７０ａにおいて除去された周波数帯域の成分を示している。

このようにしてＨＰＦ１７０ａから出力されたオーディオ信号Ｓｄは、遅延回路１８０ａにおいて遅延処理されたオーディオ信号Ｓｂと加算器１９０ａにおいて加算されるから、加算器１９０ａから出力される変調オーディオ信号Ｓｅは、図１０（ｅ）に示すような周波数分布となる。ここで、変調オーディオ信号Ｓｅ（０）、Ｓｅ（１）とは、それぞれオーディオ信号Ｓｄ（０）、Ｓｄ（１）とオーディオ信号Ｓｂとを加算した変調オーディオ信号Ｓｅを示している。このようにして、入力されたオーディオ信号Ｓａは、符号化器１３０ａによって出力される符号化情報の「０」、「１」に対応して、変調オーディオ信号Ｓｅ（０）、Ｓｅ（１）に変調されることになる。すなわち、オーディオ信号Ｓａの６ｋＨｚから１０ｋＨｚの周波数帯域の成分を、符号化情報の「０」「１」に応じたシフト量で高周波数帯域へシフトさせて、重畳する変調を行う。以上が変調器１１ａの動作についての説明である。

ここで、この例においては、変調オーディオ信号Ｓｅは、最大１５．５ｋＨｚまで使用され、それ以上の周波数帯域は未使用であるから、変調装置１のＨＰＦ１３に設定されるカットオフ周波数は、１５．５ｋＨｚ以上に設定することが望ましい。なお、キャリア信号ｆａ、ｆｂの周波数が例えば２ｋＨｚずつ大きい場合には、変調オーディオ信号Ｓｅの１０ｋＨｚから１２ｋＨｚの周波数帯域が未使用となるから、その周波数帯域にＰＮ信号が重畳されるようにしてもよい。この場合には、ＨＰＦ１３に設定されるカットオフ周波数は、未使用の周波数帯域の下限周波数以上、上限周波数未満、例えば１０ｋＨｚとすればよい。このように、未使用の周波数帯域とＰＮ信号の周波数帯域が重複するようにしてもよい。

また、ＨＰＦ１３ではなく、ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）を用いて、変調オーディオ信号Ｓｅが使用している１２ｋＨｚ以上の周波数帯域成分についても除去されるようにして、変調オーディオ信号Ｓｅが使用している周波数帯域とＰＮ信号が使用している周波数帯域が重ならないように、すなわちＰＮ信号の周波数帯域が未使用の周波数帯域内に含まれるようにし、例えば、ＰＮ信号の１０ｋＨｚから１２ｋＨｚの周波数帯域の成分を抽出するようにしてもよい。

次に、復調器４１ａの構成について説明する。復調器４１ａは、図１１に示すような構成である。

再変調器４１０ａは、マイクロフォン３において収音された変調オーディオ信号Ｓｚが入力される。以下、第２実施形態において、変調オーディオ信号Ｓｅ（０）が含まれる変調オーディオ信号Ｓｚは変調オーディオ信号Ｓｚ（０）と、変調オーディオ信号Ｓｅ（１）が含まれる変調オーディオ信号Ｓｚは変調オーディオ信号Ｓｚ（１）という。再変調器４１０ａは、図１２に示すような構成であり、以下、その構成について説明する。

再変調器４１０ａは、ＢＰＦ４１１ａ、４１２ａ、４１３ａおよび加算器４１４ａ、４１５ａを有する。ＢＰＦ４１１ａ、４１２ａ、４１３ａは、それぞれ異なる中心周波数が予め設定された帯域通過フィルタである。そして、ＢＰＦ４１１ａ、４１２ａ、４１３ａは、変調オーディオ信号Ｓｚが入力され、変調オーディオ信号Ｓｚの周波数帯域のうち、それぞれに設定された中心周波数近傍の周波数帯域以外の周波数帯域を除去した信号を出力する。

ＢＰＦ４１１ａは、変調器１１ａに係るオーディオ信号Ｓｃの周波数帯域（６ｋＨｚから１０ｋＨｚ）のいずれかの周波数（この例においては、６．５ｋＨ）が中心周波数として設定される。ＢＰＦ４１２ａは、ＢＰＦ４１１ａに設定される中心周波数に変調器１１ａに係るキャリア信号ｆａの周波数を加算した周波数、すなわち、この例においては、１０．５ｋＨｚが中心周波数として設定される。また、ＢＰＦ４１３ａは、ＢＰＦ４１１ａに設定される中心周波数に変調器１１ａに係るキャリア信号ｆｂの周波数を加算してシフトさせた周波数、すなわち、この例においては、１２ｋＨｚが中心周波数として設定される。なお、ＢＰＦ４１１ａ、４１２ａ、４１３ａそれぞれのバンド幅は適宜設定すればよいが、すべて同じバンド幅であることが望ましい。

加算器４１４ａは、ＢＰＦ４１１ａ、４１２ａから出力された信号を加算し、加算した出力信号Ｓｆ１を出力する。これにより、双方の信号の相関関係を検出することができる。すなわち、ＢＰＦ４１１ａ、４１２ａに設定された中心周波数は、キャリア信号ｆａの周波数の４ｋＨｚずれた関係にある。ここで、変調オーディオ信号Ｓｚのうち、符号化情報「０」に対応する変調オーディオ信号Ｓｚ（０）については、上述したように、その６ｋＨｚから１０ｋＨｚの周波数帯域の成分が４ｋＨｚ上側にシフトさせた１０ｋＨｚから１４ｋＨｚの周波数帯域に重畳されている。したがって、変調オーディオ信号Ｓｚ（０）が再変調器４１０ａに入力されている間は、変調オーディオ信号Ｓｚ（０）のうち６．５ｋＨｚ近傍の周波数帯域の信号と、さらに４ｋＨｚ上側の１０．５ｋＨｚ近傍の周波数帯域の信号とは、周波数帯域がシフトされただけの関係であり強い相関関係をもつから、これらの信号を加算した出力信号Ｓｆ１は、４ｋＨｚの強い振幅のうねりを持った信号となる。

一方、変調オーディオ信号Ｓｚのうち、符号化情報「１」に対応する変調オーディオ信号Ｓｚ（１）については、上述したように、その６ｋＨｚから１０ｋＨｚの周波数帯域の成分が５．５ｋＨｚ上側にシフトさせた１１．５ｋＨｚから１５．５ｋＨｚの周波数帯域に重畳されている。したがって、変調オーディオ信号Ｓｚ（１）が再変調器４１０ａに入力されている間は、変調オーディオ信号Ｓｚ（１）のうち６．５ｋＨｚ近傍の周波数帯域の信号と、さらに４ｋＨｚ上側の１０．５ｋＨｚ近傍の周波数帯域の信号とは、周波数帯域がシフトされた関係ではなく（５．５ｋＨｚではない）、強い相関を持たないから、これらの信号を加算した出力信号Ｓｆ１は、強い振幅のうねりを持たない信号となる。

加算器４１５ａは、ＢＰＦ４１１ａ、４１３ａから出力された信号を加算し、加算した出力信号Ｓｆ２を出力する。ＢＰＦ４１１ａ、４１３ａに設定された中心周波数は、キャリア信号ｆｂの周波数の５．５ｋＨｚずれた関係にある。したがって、上述の理由と同様に、変調オーディオ信号Ｓｚ（０）が再変調器４１０ａに入力されている間は、出力信号Ｓｆ２は、強い振幅のうねりを持たない信号となる一方、変調オーディオ信号Ｓｚ（１）が再変調器４１０ａに入力されている間は、出力信号Ｓｆ２は、５．５ｋＨｚの強い振幅のうねりを持った信号となる。

このようにして再変調器４１０ａから出力される出力信号Ｓｆ１、Ｓｆ２について図１３に示す。この図１３においては、再変調器４１０ａに入力される変調オーディオ信号Ｓｚは、符号化情報が「０１０１０１０１」に対応したもの、すなわち変調オーディオ信号Ｓｚ（０）、Ｓｚ（１）が交互に入力されているものとしている。また、図１３（ａ）は出力信号Ｓｆ１を示し、図１３（ｂ）は出力信号Ｓｆ２を示している。以上が、再変調器４１０ａの構成の説明である。

キャリア成分検出器４２０ａは、出力信号Ｓｆ１、Ｓｆ２が入力される。キャリア成分検出器４２０ａは、入力される出力信号Ｓｆ１、Ｓｆ２の振幅のうねりから、キャリア周波数成分を検波するものであり、図１４に示すような構成である。以下、その構成について説明する。

キャリア成分検出器４２０ａは、整流器４２１ａ、４２２ａ、ＢＰＦ４２３ａ、４２４ａを有している。整流器４２１ａ、４２２ａは、それぞれ出力信号Ｓｆ１、Ｓｆ２が入力され、絶対値処理、二乗演算などにより整流を行って、ＢＰＦ４２３ａ、４２４ａに出力する。

ＢＰＦ４２３ａ、４２４ａは、帯域通過フィルタであり、中心周波数は、それぞれキャリア信号ｆａの周波数４ｋＨｚ、キャリア周波数ｆｂの周波数５．５ｋＨｚとして予め設定されている。したがって、ＢＰＦ４２３ａ、４２４ａから出力される出力信号Ｓｇ１、Ｓｇ２は、出力信号Ｓｆ１、Ｓｆ２のキャリア周波数成分（Ｓｆ１に対しては４ｋＨｚ、Ｓｆ２に対しては５．５ｋＨｚ）を抽出した信号となる。このようにして、キャリア成分検出器４２０ａは、再変調器４１０ａから入力される出力信号Ｓｆ１，Ｓｆ２からキャリア周波数成分を抽出した出力信号Ｓｇ１、Ｓｇ２を出力する。

図１５は、図１３に示すような出力信号Ｓｆ１、Ｓｆ２がキャリア成分検出器４２０ａに入力され、キャリア成分検出器４２０ａから出力される出力信号Ｓｇ１、Ｓｇ２を示している。ここで、図１５（ａ）は出力信号Ｓｇ１、図１５（ｂ）は出力信号Ｓｇ２を示している。以上が、キャリア成分検出器４２０ａの構成の説明である。

レベル検出器４３０ａは、出力信号Ｓｇ１、Ｓｇ２が入力される。レベル検出器４３０ａは、入力される出力信号Ｓｇ１、Ｓｇ２のエンベロープを検出し、レベル値として出力するものであり、図１６に示すような構成である。以下、その構成について説明する。

レベル検出器４３０ａは、整流器４３１ａ、４３２ａ、ＬＰＦ４３３ａ、４３４ａを有している。整流器４３１ａ、４３２ａは、それぞれ出力信号Ｓｇ１、Ｓｇ２が入力され、絶対値処理、二乗演算などにより整流を行って、ＬＰＦ４３３ａ、４３４ａに出力する。ＬＰＦ４３３ａ、４３４ａは、予めカットオフ周波数が設定された低域通過フィルタであり、それぞれ整流器４３１ａ、４３２ａから入力される信号を平滑化して、レベル値を示す出力信号Ｓｈ１、Ｓｈ２を出力する。予め設定されたカットオフ周波数は、平滑化を目的としているから、伝送符号１ビットあたりの時間に応じて符号化された伝送情報が消失しない程度に設定すればよい。なお、レベル検出器４３０ａは、交流信号からレベル値を算出できる方法であれば、これ以外の構成、例えばピーク検出とディケイ演算による構成などを用いてもよい。

図１７は、図１５に示すような出力信号Ｓｇ１、Ｓｇ２がレベル検出器４３０ａに入力され、レベル検出器４３０ａから出力される出力信号Ｓｈ１、Ｓｈ２を示している。ここで、実線は出力信号Ｓｈ１、破線は出力信号Ｓｈ２を示している。以上が、レベル検出器４３０ａの構成の説明である。

加算器４４０ａは、出力信号Ｓｈ１、Ｓｈ２が入力され、出力信号Ｓｈ１と出力信号Ｓｈ２との差分を示す出力信号Ｓｉを出力する。図１８は、図１７に示すような出力信号Ｓｈ１、Ｓｈ２が加算器４４０ａに入力され、加算器４４０ａから出力される出力信号Ｓｉ（破線）を示している。

移動平均算出器４５０ａは、出力信号Ｓｉが入力され、出力信号Ｓｉの移動平均を算出する。移動平均算出器４５０ａは、例えばＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタで構成され、フィルタのタップ長は伝送符号１ビットあたりの時間に相当するようにし、中心から前後方向に平均をとるように構成される。これによって、キャリア周波数成分のレベル値の差分である出力信号Ｓｉは、伝送符号１ビットあたりの時間で平均化されて出力される。

ＤＣカットフィルタ４６０ａは、移動平均算出器４５０ａにおいて平均化された出力信号Ｓｉが入力され、直流成分、またはそれに近い不要な低域変動成分を除去した出力信号Ｓｊ（図１８参照：一点鎖線）を出力する。これは、例えば、高域通過フィルタによって構成され、カットオフ周波数は、伝送符号１ビットあたりの時間などに応じて、符号化された伝送情報が消失しないように設定されればよい。

正負符号判定器４７０ａは、出力信号Ｓｊが入力され、出力信号Ｓｊが正の場合には「＋１」、負の場合には「−１」に対応するレベルの出力信号Ｓｋ（図１８参照：実線）を出力する。

復号化器４８０ａは、出力信号Ｓｋと、ピーク検出器４５から検出タイミング信号とが入力される。そして、検出タイミング信号からデータフレームの開始タイミングを認識する。これは、上述したように、ＰＮ信号の一周期内の特定のタイミングとデータフレームの開始タイミングとの対応関係が予め設定され、また、変調オーディオ信号Ｓｚが入力されてから、ピーク検出器４５から検出タイミング信号が出力されるまでの処理時間と、復調器４１において出力信号Ｓｋを得るまでの処理時間との差分の時間を設定しておくことにより可能となる。

そして、復号化器４８０ａは、認識されたタイミングを基準として、伝送符号１ビットあたりの時間で累積加算して、その時間毎に正負を判定する。そして、その結果が正であれば、変調オーディオ信号Ｓｚに対応する符号が「０」すなわち変調オーディオ信号Ｓｚ（０）を受信したものとして認識し、負であれば、変調オーディオ信号Ｓｚに対応する符号が「１」すなわち変調オーディオ信号Ｓｚ（１）を受信したものとして認識する。すなわち、再変調器４１０ａにおける信号の相関関係の検出結果に応じて、オーディオ信号Ｓｃの周波数帯域の成分の周波数帯域のシフト量が４ｋＨｚであったか５．５ｋＨｚであったかを認識して、いずれかを選択することができる。このようにしてシフト量を選択した結果、変調装置１から送信された伝送情報に係る符号化情報は、図１９に示すような「０１０１０１０１」を示す符号化情報として復調される。

そして、復号化器４８０ａは、復調された符号化情報を復号化した受信情報を出力する。なお、変調装置１の変調器１１ａにおいて、インターリーブ、誤り訂正などの処理がなされているときには、その処理に応じた復号化を行なえばよい。以上が、復調器４１ａの構成についての説明である。

このように、本発明の第２実施形態に係る情報伝達システム１０は、変調装置１の変調器１１ａにおいて、入力されるオーディオ信号Ｓａの高周波数帯域の成分を除去し、除去した周波数帯域に、残存する周波数帯域の一部の周波数帯域の成分を伝送情報に係る符号化情報に応じたシフト量で周波数シフトして重畳することにより変調した変調オーディオ信号Ｓｚをスピーカ２から放音させることができる。一方、復調装置４の復調器４１ａにおいては、収音した変調オーディオ信号Ｓｚから周波数のシフト量を認識して符号化情報に復調することができる。また、巡回符号を用いて発生させたＰＮ信号の低周波数成分を除去したものを重畳しておくことによりデータフレームの同期を取ることもできる。

そのため、情報の伝達の際に放音される変調オーディオ信号Ｓｚを聞いたとしても、変調に係る聴感上の違和感を低減することができる。また、入力されるオーディオ信号Ｓａがもともと高周波数帯域の成分を含まないものであれば、変調による帯域拡張処理で、周波数特性が高周波数帯域へも広がったような聴感改善効果も得られる。さらに、キャリア信号ｆａ、ｆｂの切替時に位相を一致させることにより、切替時における雑音の発生を抑えることもできる。

＜第３実施形態＞
第３実施形態における情報伝達システム１０は、第１実施形態における変調装置１の変調器１１（以下、変調器１１ｂという）および復調装置４の復調器４１（以下、復調器４１ｂという）について、第２実施形態とは別の具体的な構成の一例を適用したものである。従って、変調器１１ｂおよび復調器４１ｂ以外の構成については、第１実施形態と同様であるから、説明を省略する。以下、変調器１１ｂおよび復調器４１ｂについて順に説明する。

まず、変調器１１ｂは、図２０に示すような構成であり、それぞれの構成について説明する。

ＬＰＦ１１０ｂは、オーディオ信号Ｓａが入力され、予め設定されたカットオフ周波数以上の高周波数帯域を減衰させることにより、高周波数帯域の成分を除去して出力する低域通過フィルタである。この高周波数帯域の一部が、後述するように、変調した信号が重畳される周波数帯域となるものであり、この例においては、カットオフ周波数は１０ｋＨｚに設定されている。以下、第３実施形態において、ＬＰＦ１１０ｂから出力される高周波数帯域の成分が除去されたオーディオ信号をオーディオ信号Ｓｂという。なお、オーディオ信号Ｓａの周波数帯域のうち、変調した信号が重畳される周波数帯域の成分が無い場合はＬＰＦ１１０ｂを用いなくてもよい。

ＢＰＦ１２０ｂは、オーディオ信号Ｓｂが入力され、このオーディオ信号Ｓｂの周波数帯域、すなわち、ＬＰＦ１１０ｂにおけるカットオフ周波数以未満の周波数帯域のうち、予め設定された中心周波数とバンド幅に応じた周波数帯域を通過させて抽出し、その周波数帯域の成分を有するオーディオ信号（以下、第３実施形態において、オーディオ信号Ｓｃという）を出力する帯域通過フィルタである。この例においては、通過させる周波数帯域は、２ｋＨｚから３ｋＨｚである。

なお、通過させる周波数帯域を９ｋＨｚから１０ｋＨｚにするなど、上限周波数をＬＰＦ１１０ｂにおけるカットオフ周波数と同じにする場合には、このＢＰＦ１２０ｂは、カットオフ周波数が９ｋＨｚであるＨＰＦ（高域通過フィルタ）により代用することも可能であるが、通過させる周波数帯域は、後述するエンベロープ検波を容易に行うために、通過させる周波数帯域の上限周波数は、ＬＰＦ１１０ｂにおけるカットオフ周波数とは、一定の周波数以上離れたものとしておくことが望ましい。

符号化器１３０ｂは、復調装置４に対して伝送すべき伝送情報が入力され、この伝送情報を符号化した符号化情報を位相制御回路１４０ｂに出力する。この例においては、符号化情報は、伝送情報を「０」、「１」の１ビット２値のシンボルに符号化した情報である。この符号化においては、インターリーブ、誤り訂正符号の付加などの処理を行なってもよい。ここで、シンボルレート、すなわち１ビットあたりの時間は予め設定された時間であり、すなわち予め定められたビットレートの符号化情報が生成される。このとき、この符号化情報についてのデータフレームの開始タイミングは、ＰＮ信号発生器１２から出力されるタイミング信号に対応して決定される。

位相制御回路１４０ｂは、オーディオ信号Ｓｃが入力され、このオーディオ信号Ｓｃの位相を、符号化器１３０ｂから入力される符号化情報「０」「１」に応じて調整することにより変調（ＢＰＳＫ：Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）し、直流オフセットを与えたオーディオ信号（以下、第３実施形態において、オーディオ信号Ｓｃ’という）を出力する。ここで、位相制御回路１４０ｂの構成の一例について、図２１を用いて説明する。

位相制御回路１４０ｂは、図２１に示すように、切替器１４１ｂ、定数乗算器１４２ｂ、加算器１４３ｂおよびバイアス付与部１４４ｂを有する。切替器１４１ｂは、符号化器１３０ｂから入力される符号化情報が「１」であるときは、入力されるオーディオ信号Ｓｃをそのまま出力する。一方、切替器１４１ｂは、符号化器１３０ｂから入力される符号化情報が「０」であるときは、定数乗算器１４２ｂから入力されるオーディオ信号Ｓｃを出力する。ここで、定数乗算器１４２ｂは、入力されるオーディオ信号Ｓｃに「−１」を乗算、すなわちオーディオ信号Ｓｃの位相を反転させて切替器１４１ｂに出力する。

したがって、切替器１４１ｂから出力されるオーディオ信号Ｓｃは、符号化器１３０ｂから入力される符号化情報が「０」か「１」かによって、位相がπずれたものとなる。例えば、位相制御回路１４０ｂに入力されるオーディオ信号Ｓｃが正弦波であり、符号化器１３０ｂから入力される符号化情報が「０」「１」「０」と変化した場合には、図２２に示すような出力信号となる。

加算器１４３ｂは、切替器１４１ｂから出力されるオーディオ信号Ｓｃとバイアス付与部１４４ｂから出力される直流オフセット用の信号とを加算したオーディオ信号Ｓｃ’を出力する。バイアス付与部１４４ｂから出力される直流オフセット用の信号は、予め設定された出力値の直流信号である。この出力値を大きく設定すると、変調が深くなり、後述する復調時のエンベロープ検波が行いやすくなる一方、変調信号、すなわち変調オーディオ信号Ｓｚを放音したときの聴感を悪化させる場合がある。したがって、この出力値は、聴感と復調時の伝送ビットエラー率とのバランスから適切な値が選択されて設定される。以上が、位相制御回路１４０ｂの構成の説明である。

図２０に戻って説明を続ける。キャリア信号発生器１５０ｂは、予め設定された周波数のキャリア信号ｆａを出力する。このキャリア信号ｆａの周波数は、オーディオ信号Ｓｂの周波数帯域をＬＰＦ１１０ｂにおいて除去された周波数帯域へシフトさせる際のシフト量に相当する周波数である。この例においては、オーディオ信号Ｓｂの周波数帯域は２ｋＨｚから３ｋＨｚであり、これを１０ｋＨｚ以上へシフトさせることになるから、８ｋＨｚ（１０ｋＨｚ−２ｋＨｚ）以上の周波数とすればよく、この例においては、キャリア信号ｆａの周波数は１２ｋＨｚであるものとする。

振幅変調回路１６０ｂは、オーディオ信号Ｓｃ’とキャリア信号ｆａが入力され、オーディオ信号Ｓｃ’の周波数帯域の成分を、キャリア信号ｆａの周波数分、高周波数帯域にシフトさせたオーディオ信号（以下、第３実施形態において、オーディオ信号Ｓｄという）を出力する。ここで、振幅変調回路１６０ｂの構成の一例について、図２３、図２４を用いて説明する。

振幅変調回路１６０ｂは、図２３に示すように、ヒルベルト変換器１６１ｂ、１６２ｂ、乗算器１６３ｂ、１６４ｂ、加算器１６５ｂを有する。ヒルベルト変換器１６１ｂは、図２４に示すように遅延回路１６１１ｂおよびＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ１６１２ｂを有し、入力されるオーディオ信号Ｓｃ’の実部と虚部とで構成される解析信号を出力する。

ＦＩＲフィルタ１６１２ｂは、図２５に示すような周波数特性（図２５（ａ）参照）、位相特性（図２５（ｂ）参照）、インパルス応答（図２５（ｃ）参照）を持ち、入力されるオーディオ信号Ｓｃ’の位相をπ／２回転させる。遅延回路１６１１ｂは、ＦＩＲフィルタで発生する遅延量とＦＩＲを通さないオーディオ信号Ｓｃ’との時間整合をとるため、ＦＩＲフィルタのタップ数の半分の遅延量で、入力されるオーディオ信号Ｓｃ’を遅延させる。このような構成により、オーディオ信号Ｓｃ’から、遅延回路１６１１ｂの出力を実部、ＦＩＲフィルタ１６１２ｂの出力を虚部とする解析信号に変換することができる。ここで、ヒルベルト変換器１６２ｂは、ヒルベルト変換器１６１ｂと同様な構成であって、入力される信号がキャリア信号ｆａであることが異なるだけであり、キャリア信号ｆａの実部と虚部とで構成される解析信号を出力する。

乗算器１６３ｂは、ヒルベルト変換器１６１ｂから出力されるオーディオ信号Ｓｃ’の解析信号の実部と、ヒルベルト変換器１６２ｂから出力されるキャリア信号ｆａの解析信号の実部とを乗算して出力する。乗算器１６４ｂは、ヒルベルト変換器１６１ｂから出力されるオーディオ信号Ｓｃ’の解析信号の虚部と、ヒルベルト変換器１６２ｂから出力されるキャリア信号ｆａの解析信号の虚部とを乗算して出力する。加算器１６５ｂは、乗算器１６３ｂからの出力信号と、乗算器１６４ｂからの出力信号に「−１」を乗算した信号とを加算したオーディオ信号Ｓｄを出力する。このように、各解析信号の乗算結果の実部を得ることによって、オーディオ信号Ｓｃ’の周波数帯域の成分を、キャリア信号ｆａの周波数分高い周波数帯域にシフトさせるから、オーディオ信号Ｓｄは、１４ｋＨｚ（２ｋＨｚ＋１２ｋＨｚ）から１５ｋＨｚ（３ｋＨｚ＋１２ｋＨｚ）の周波数帯域の成分を有することになる。以上が、振幅変調回路１６０ｂの構成の説明である。

なお、振幅変調回路１６０ｂにおいてヒルベルト変換器を用いない場合には、キャリア信号ｆａとオーディオ信号Ｓｃ’との乗算後、ＨＰＦ（高域通過フィルタ）を使って上側波帯のみ取り出すような構成としてもよい。また、位相制御回路１４０ｂにおいて位相変調をする際、解析信号を生成して位相変調をする場合には、振幅変調回路１６０ｂにおけるヒルベルト変換器を省略することができる。

遅延回路１７０ｂは、ＬＰＦ１１０ｂから出力されるオーディオ信号Ｓｂに対して、予め設定された遅延時間の遅延処理を行って出力する。この遅延時間は、ＢＰＦ１２０ｂ、位相制御回路１４０ｂ、振幅変調回路１６０ｂにおける処理時間の合計として設定されている。このように遅延させることにより、後述する加算器１８０ｂに入力されるオーディオ信号Ｓｂとオーディオ信号Ｓｄについて、オーディオ信号ＳｂがＢＰＦ１２０ｂに入力されて振幅変調回路１６０ｂからオーディオ信号Ｓｄとして出力されるまでの処理時間のずれを調整して、時間的なずれが無いものとすることができる。

加算器１８０ｂは、遅延回路１７０ｂにおいて遅延されたオーディオ信号Ｓｂと、振幅変調回路１６０ｂから出力されたオーディオ信号Ｓｄとを加算することによって重畳したオーディオ信号Ｓｅを出力する。なお、重畳の際にオーディオ信号Ｓｄの出力レベルを低下させる調整を行って、変調オーディオ信号Ｓｅが含まれる変調オーディオ信号Ｓｚを放音する際の聴感上の違和感をより少なくしてもよい。以上が変調器１１ｂの構成についての説明である。

次に、変調器１１ｂの動作について、入力されるオーディオ信号Ｓａが変調オーディオ信号Ｓｅとして出力されるまでの周波数分布の変化を示す図２６を用いて説明する。

オーディオ信号Ｓａは、図２６（ａ）に示す周波数分布であるとする。このオーディオ信号Ｓａは、ＬＰＦ１１０ｂによって、１０ｋＨｚ以上の周波数帯域の成分が除去されるから、ＬＰＦ１１０ｂから出力されるオーディオ信号Ｓｂは、図２６（ｂ）に示すような周波数分布となる。次に、オーディオ信号Ｓｂは、ＢＰＦ１２０ｂによって、２ｋＨｚから３ｋＨｚの周波数帯域が抽出されるから、ＢＰＦ１２０ｂから出力されるオーディオ信号Ｓｃは、図２６（ｃ）に示すような２ｋＨｚから３ｋＨｚの周波数帯域の成分を有する周波数分布となる。

そして、入力される伝送情報は符号化器１３０ｂによって符号化された符号化情報として出力され、その内容に応じて、位相制御回路１４０ｂによってオーディオ信号Ｓｃの位相が調整される。位相変調後、振幅変調回路１６０ｂによって、キャリア信号ｆａの周波数分（この例においては１２ｋＨｚ）、高周波数帯域にシフトされ、オーディオ信号Ｓｄは、図２６（ｄ）に示すように、１４ｋＨｚから１５ｋＨｚの周波数帯域の成分を有するような周波数分布となる。

そして、振幅変調回路１６０ｂから出力されたオーディオ信号Ｓｄは、遅延回路１７０ｂにおいて遅延処理されたオーディオ信号Ｓｂと加算器１８０ｂにおいて加算されるから、加算器１８０ｂから出力される変調オーディオ信号Ｓｅは、図２６（ｅ）に示すような周波数分布となる。

このようにして、入力されたオーディオ信号Ｓａは、符号化器１３０ｂによって出力される符号化情報の「０」、「１」に対応して、高周波数帯域部分の位相が調整された変調オーディオ信号Ｓｅに変調されることになる。すなわち、オーディオ信号Ｓａの２ｋＨｚから３ｋＨｚの周波数帯域の成分を、符号化情報の「０」「１」に応じて位相を調整し、高周波数帯域にシフトして、高周波帯域が除去されたオーディオ信号Ｓｂに重畳する変調を行う。以上が変調器１１ｂの動作についての説明である。

ここで、この例においては、変調オーディオ信号Ｓｅは、最大１５ｋＨｚまで使用されるようになっているから、変調装置１のＨＰＦ１３に設定されるカットオフ周波数は、１５ｋＨｚ以上に設定することが望ましい。なお、変調オーディオ信号Ｓｅは、１０ｋＨｚから１４ｋＨｚの周波数帯域は未使用となるから、その周波数帯域にＰＮ信号が重畳されるようにしてもよい。この場合には、ＨＰＦ１３に設定されるカットオフ周波数は、未使用の周波数帯域の下限周波数以上、上限周波数未満、例えば１０ｋＨｚとすればよい。このように、未使用の周波数帯域とＰＮ信号の周波数帯域が重複するようにしてもよい。

また、ＨＰＦ１３ではなく、ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）を用いて、変調オーディオ信号Ｓｅが使用している１４ｋＨｚ以上の周波数帯域成分についても除去されるようにして、変調オーディオ信号Ｓｅが使用している周波数帯域とＰＮ信号が使用している周波数帯域が重ならないように、すなわちＰＮ信号の周波数帯域が未使用の周波数帯域内に含まれるようにし、例えば、ＰＮ信号の１０ｋＨｚから１４ｋＨｚの周波数帯域の成分を抽出するようにしてもよい。

次に、復調器４１ｂの構成について説明する。復調器４１ｂは、図２７に示すような構成である。

ＨＰＦ４１０ｂは、マイクロフォン３において収音された変調オーディオ信号Ｓｚが入力され、その変調オーディオ信号Ｓｚに対して、予め設定されたカットオフ周波数以下の成分を減衰させることにより、低周波数帯域の成分を除去し、高周波数帯域の成分だけを通過させたオーディオ信号（以下、第３実施形態において、オーディオ信号Ｓｆという）を出力する高域通過フィルタである。

カットオフ周波数は、この例においては、変調器１１ｂにおけるＬＰＦ１１０ｂのカットオフ周波数と同じものとして設定されているが、変調オーディオ信号Ｓｚのうち、オーディオ信号Ｓｄに対応する周波数帯域成分を抽出することができれば、より高いカットオフ周波数が設定されていてもよく、また、ＰＮ信号の成分を除去するために、ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）を用いてもよい。

検波回路４２０ｂは、オーディオ信号Ｓｆが入力され、エンベロープ検波によって、変調されたオーディオ信号（オーディオ信号Ｓｃに相当）を検出し、検出したオーディオ信号（以下、第３実施形態において、オーディオ信号Ｓｇという）を出力する。ここで、検波回路４２０ｂの構成の一例について、図２８を用いて説明する。

検波回路４２０ｂは、図２８（ａ）に示すように、整流回路４２１ｂ、ＬＰＦ４２２ｂおよび直流成分除去フィルタ４２３ｂを有する。整流回路４２１ｂは、入力されるオーディオ信号Ｓｆを半波整流などによって整流し、ＬＰＦ４２２ｂに出力する。ＬＰＦ４２２ｂは、予めカットオフ周波数が設定された低域通過フィルタであり、整流回路４２１ｂから入力される信号を平滑化して、直流成分除去フィルタ４２３ｂに出力する。予め設定されたカットオフ周波数は、変調に用いた周波数帯域の上限を元に決定した値とすればよい。直流成分除去フィルタ４２３ｂは、ＬＰＦ４２２ｂから入力される信号の直流成分を除去し、直流成分を除去したオーディオ信号（以下、第３実施形態において、オーディオ信号Ｓｇという）を出力する。このオーディオ信号Ｓｇは、オーディオ信号Ｓｃに相当する信号であり、変調器１１ｂの位相制御回路１４０ｂにおいて調整された位相の情報が保存されている。

なお、検波回路４２０ｂは、エンベロープを検出できればどのような構成であってもよい。例えば、図２８（ｂ）に示すような構成とすればよい。すなわち、検波回路４２０ｂは、比較器４２４ｂ、加算器４２５ｂ、遅延器（Ｚ^−１）４２６ｂおよびＬＰＦ４２７ｂを有する。比較器４２４ｂは、オーディオ信号Ｓｆと遅延器４２６ｂからの出力信号とが入力され、出力レベルが大きい信号を出力する。加算器４２５ｂは、比較器４２４ｂからの出力信号から定数を減算して出力する。遅延器４２６ｂは、加算器４２５ｂからの出力信号を１サンプル遅延させて比較器４２４ｂに出力する。ＬＰＦ４２７ｂは、加算器４２５ｂからの出力信号を平滑化して出力する。この出力信号は、エンベロープ検波されたものとなり、上述のオーディオ信号Ｓｇに相当する。このように、ピーク値を検出するような構成であってもよい。以上が、検波回路４２０ｂの説明である。

図２７に戻って説明を続ける。ＢＰＦ４３０ｂは、変調オーディオ信号Ｓｚが入力され、予め設定された中心周波数とバンド幅に応じた周波数帯域を通過させて抽出し、その周波数帯域の成分を有するオーディオ信号（以下、第３実施形態において、オーディオ信号Ｓｈという）を出力する帯域通過フィルタである。この例においては、通過させる周波数帯域は、２ｋＨｚから３ｋＨｚであり、変調器１１ｂのＢＰＦ１１０ｂにおいて通過させる周波数帯域と同じ周波数帯域になっている。

遅延回路４４０ｂは、ＢＰＦ４３０ｂから出力されるオーディオ信号Ｓｈに対して、予め設定された遅延時間の遅延処理を行って出力する。この遅延時間は、ＨＰＦ４１０ｂ、検波回路４２０ｂにおける処理時間の合計からＢＰＦ４３０ｂにおける処理時間の合計を引いた時間として設定されている。このように遅延させることにより、変調オーディオ信号Ｓｚが入力されてから、オーディオ信号Ｓｇが後述するヒルベルト変換器４５１ｂに出力されるまでの処理時間と、オーディオ信号Ｓｈが後述するヒルベルト変換器４５２ｂに出力されるまでの処理時間とのずれを調整して、オーディオ信号Ｓｇとオーディオ信号Ｓｈとの時間的なずれが無いものとすることができる。

ヒルベルト変換器４５１ｂ、４５２ｂは、それぞれオーディオ信号Ｓｇ、Ｓｈが入力され、実部と虚部とで構成される解析信号をそれぞれ出力する。ヒルベルト変換器４５１ｂ、４５２ｂの構成については、上述した変調器１１ｂのヒルベルト変換器１６１ｂ、１６２ｂと同じであるので、説明を省略する。

位相角算出器４６１ｂは、ヒルベルト変換器４５１ｂから出力された複素数で表現される解析信号から、位相角を算出する。実部をＲｅ、虚部をＩｍとした場合、この位相角θは、θ＝ａｒｃｔａｎ（Ｒｅ／Ｉｍ）で算出される。これは、変調器１１ｂにおける位相変調後のオーディオ信号Ｓｃに相当するオーディオ信号Ｓｇの位相角を算出するものであり、以下、この位相角θについては位相角Ｐａという。

また、位相角算出器４６２ｂは、ヒルベルト変換器４５２ｂから出力された解析信号から、上述同様に位相角θを算出する。これは、変調器１１ｂにおける位相変調前のオーディオ信号Ｓｃに相当するオーディオ信号Ｓｈの位相角θを算出するものであり、以下、この位相角θについては位相角Ｐｂという。なお、位相角θの算出は、直交座標から極座標に変換できれば、これ以外の手法を用いてもよい。

したがって、位相角Ｐａは、変調器１１ｂにおける符号化情報が「１」であるときには、位相角Ｐｂと概ね一致し、符号化情報が「０」であるときには、位相角Ｐｂとは位相が異なる（πずれる）ことになる。

加算器４７０ｂは、位相角算出器４６１ｂ、４６２ｂにおいて算出された変調器１１ｂにおける符号化情報に応じた変動のある位相角Ｐａと、基準となる位相角Ｐｂの差分（Ｐａ−Ｐｂ）を示す差分信号Ｐｃを出力する。

符号判定器４８０ｂは、差分信号Ｐｃから位相差を判定し、各タイミングにおいて、変調器１１ｂにおける変調が、符号化情報の「０」、「１」のうち、どちらに対応して行われたかを判定し、判定した符号化情報Ｄｓを出力する。符号判定器４８０ｂは、図２９に示すようにシンボルレート平均算出部４８１ｂと位相差判定部４８２ｂを有する。シンボルレート平均算出部４８１ｂは、差分信号Ｐｃと、ピーク検出器４５から検出タイミング信号とが入力される。そして、検出タイミング信号からデータフレームの開始タイミングを認識する。これは、上述したように、ＰＮ信号の一周期内の特定のタイミングとデータフレームの開始タイミングとの対応関係が予め設定され、また、変調オーディオ信号Ｓｚが入力されてから、ピーク検出器４５から検出タイミング信号が出力されるまでの処理時間と、復調器４１ｂにおいて差分信号Ｐｃを得るまでの処理時間との差分の時間を設定しておくことにより可能となる。

そして、シンボルレート平均算出部４８１ｂは、認識されたタイミングを基準として、伝送符号１ビットあたりの時間を１期間とした移動平均値を算出する。

位相差判定部４８２は、算出された各期間の移動平均値について、適宜しきい値を設定（例えば、０とπとの中間値であるπ／２）して、移動平均値がしきい値より大きい場合は、位相角Ｐａと位相角Ｐｂとの位相角のずれがπとして判定する一方、小さい場合には位相角のずれがないものとして判定する。そして、各期間において、位相角のずれがπと判定したときは、符号化情報Ｄｓを「０」として出力し、位相角のずれがないと判定した場合には、符号化情報Ｄｓを「１」として出力する。

図２７に戻って説明を続ける。復号化器４９０ｂは、符号化情報Ｄｓが入力され、符号化情報Ｄｓを復号化した受信情報を出力する。なお、変調器１１ｂにおいて、インターリーブ、誤り訂正などの処理がなされているときには、その処理に応じた復号化を行なえばよい。以上が、復調器４１ｂの構成についての説明である。

次に、復調器４１ｂの動作について、入力される変調オーディオ信号Ｓｚが位相角の比較対照であるオーディオ信号Ｓｇ、Ｓｈに処理されるまでの周波数分布の変化を示す図３０を用いて説明する。図３０においては、説明の簡略化のため、ＰＮ信号の成分については省略している。また、位相角算出器４６１ｂ、４６２ｂから出力される位相角Ｐａ、Ｐｂについても図３１を用いて説明する。

マイクロフォン３によって収音される変調オーディオ信号Ｓｚは、ＰＮ信号の成分を除くと、図３０（ａ）に示すような周波数分布であり、上述した図２６（ｅ）と同様な周波数分布である。この変調オーディオ信号Ｓｚは、ＨＰＦ４１０ｂによって、１０ｋＨｚ以下の周波数帯域の成分が除去されるから、ＨＰＦ４１０ｂから出力されるオーディオ信号Ｓｆは、図３０（ｂ）に示すような周波数分布となる。

そして、オーディオ信号Ｓｆは、検波回路４２０ｂにおいてエンベロープ検波され、変調器１１ｂにおいて位相変調された周波数帯域成分が抽出されるから、出力されるオーディオ信号Ｓｇは、図３０（ｃ）に示すような周波数分布となる。一方、変調オーディオ信号Ｓｚは、ＢＰＦ４３０ｂにおいて、変調器１１ｂにおいて位相変調される元となる周波数帯域成分が抽出されるから、出力されるオーディオ信号Ｓｈは、図３０（ｄ）に示すような周波数分布となる。

このように、オーディオ信号Ｓｈとオーディオ信号Ｓｇとの関係は、同じ周波数帯域の成分を有し、変調器１１ｂにおける位相変調元に相当する信号と位相変調後に相当する信号との関係である。したがって、オーディオ信号Ｓｈとオーディオ信号Ｓｇとの位相差が概ね「０」である場合には、変調装置１から伝送された符号化情報は「１」である一方、双方の位相差が概ね「π」である場合には、伝送された符号化情報は「０」であることになる。

オーディオ信号Ｓｇ、Ｓｈの位相角Ｐａ、Ｐｂは、それぞれ位相角算出器４６１ｂ、４６２ｂにおいて算出される。伝送された符号化情報が「１」から「０」に変化した場合における位相角Ｐａ、Ｐｂは、図３１に示すような変化となる。このように、位相角Ｐｂは、変調器１１ｂにおいて位相変調されない信号の位相角であるから、同じ周期で変化し続ける。一方、位相角Ｐａは、変調器１１ｂにおける位相変調の影響を受けた信号の位相角であるから、伝送される符号化情報が変化すると、位相角の変化の態様も変化する。ここで、図３１に示されているように、位相角Ｐａは、伝送される符号化情報が変化すると、すぐπずれるのではなく、検波回路４２０ｂにおけるエンベロープ検波の影響などによりある程度（この例においては数ミリ秒）の時定数をもって位相がπずれるようになっている。したがって、符号化情報のシンボルレートに係る時間は、この時定数よりも長くしておくことが望ましい。

このようにして、マイクロフォン３において収音された変調オーディオ信号Ｓｚは、変調器１１ｂにおける位相変調元の信号に対応する低周波数帯域の成分と、位相変調後の信号に対応する高周波数帯域の成分とが抽出され、双方の位相角から位相差が検出されることによって復調される。以上が復調器４１ｂの動作についての説明である。

このように、本発明の第３実施形態に係る情報伝達システム１０は、変調装置１の変調器１１ｂにおいて、入力されるオーディオ信号Ｓａの高周波数帯域の成分を除去し、残存する周波数帯域の一部の周波数帯域の成分を伝送情報に係る符号化情報に応じて位相を調整し、除去した周波数帯域にシフトして重畳することにより、変調した変調オーディオ信号Ｓｚをスピーカ２から放音させることができる。一方、復調装置４の復調器４１ｂにおいては、位相角の基準となるパイロット信号などが別途重畳されていなくても、収音した変調オーディオ信号Ｓｚから、位相変調元の信号として用いられる低周波数帯域の成分と、位相変調後の信号として高周波数帯域に重畳された成分とを抽出して、双方の位相差を検出して符号化情報に復調することができる。また、巡回符号を用いて発生させたＰＮ信号の低周波数成分を除去したものを重畳しておくことによりデータフレームの同期を取ることもできる。

そのため、第２実施形態同様、情報の伝達の際に放音される変調オーディオ信号Ｓｚを聞いたとしても、元のオーディオ信号Ｓａの一部を変調して高周波数帯域に重畳しているだけであるから、変調に係る聴感上の違和感を低減することができる。また、入力されるオーディオ信号Ｓａがもともと高周波数帯域の成分を含まないものであれば、変調による帯域拡張処理で、周波数特性が高周波数帯域へも広がったような聴感改善効果も得られる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は以下のように、さまざまな態様で実施可能である。

＜変形例１＞
上述した第２実施形態における変調器１１ａの変調処理、また復調器４１ａの復調処理については、別の態様の処理により行ってもよい。例えば、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を用いればよい。この場合には、変調器１１ａは図３２に示すような変調器１１ｃの構成とし、復調器４１ａについては図３３に示すような復調器４１ｃの構成とすればよい。以下、それぞれの構成について順に説明する。

まず、本変形例に係る変調器１１ｃについて図３２を用いて説明する。ＦＦＴ部１０１０ｃは、入力されるオーディオ信号ＳａについてＦＦＴ処理を施し、周波数領域のスペクトルＳｐに変換する。符号化器１０２０ｃについては、実施形態における符号化器１３０ｃと同様に、入力される伝送情報を符号化情報に変換する。このとき、この符号化情報についてのデータフレームの開始タイミングは、ＰＮ信号発生器１２から出力されるタイミング信号に対応して決定される。

複製部１０３０ｃは、ＦＦＴ部１０１０ｃから入力されるスペクトルＳｐの高周波数帯域の成分を除去し、残存する周波数帯域の一部の周波数帯域の成分を、符号化情報に応じたシフト量で周波数シフトさせて、除去した高周波数帯域に重畳する。例えば、１０ｋＨｚ以上の周波数帯域の成分を除去し、残存する周波数帯域の一部の周波数帯域である６ｋＨｚから１０ｋＨｚの周波数帯域の成分を１０ｋＨｚ以上の周波数帯域に周波数シフトさせて重畳する。このときの周波数のシフト量は、入力される符号化情報が「０」である場合には＋４ｋＨｚ、「１」である場合には＋５．５ｋＨｚとする。そして、このようにして処理されたスペクトルＳｑを出力する。

逆ＦＦＴ部１０４０ｃは、複製部１０３０ｃから入力されるスペクトルＳｑに対して逆ＦＦＴ処理を施すことにより、変調オーディオ信号Ｓｅに変換して出力する。このような構成によっても、第１実施形態と同様な変調オーディオ信号Ｓｅを出力することができる。以上が、本変形例における変調器１１ｃの構成の説明である。

次に、本変形例に係る復調器４１ｃについて図３３を用いて説明する。ＦＦＴ部４０１０ｃは、変調オーディオ信号Ｓｚが入力され、ＦＦＴ処理を施して周波数領域のスペクトルＳｒに変換して出力する。

判定部４０２０ｃは、ＦＦＴ部４０１０ｃから入力されるスペクトルＳｒのうち、６ｋＨｚ〜１０ｋＨｚの周波数帯域のスペクトル（以下、スペクトルＡという）と、１０ｋＨｚ〜１４ｋＨｚの周波数帯域のスペクトル（以下、スペクトルＢという）または１１．５ｋＨｚ〜１５．５ｋＨｚの周波数帯域のスペクトル（以下、スペクトルＣという）とを比較して、スペクトルＢとスペクトルＣのどちらがスペクトルＡに近いスペクトル形状であるかを判定する。この判定は、スペクトル形状の類似度などの相関関係から判定すればよい。そして、スペクトルＢと判定された期間においては「＋１」、スペクトルＣと判定された期間においては「−１」に対応する出力信号Ｓｋを出力する。この出力信号Ｓｋは、実施形態における出力信号Ｓｋと同様な信号である。

復号化器４０３０ｃは、実施形態における復号化器４８０ｃと同様に、入力される出力信号Ｓｋから符号化情報に復調し、符号化情報を復号化した受信情報を出力する。このとき、ピーク検出器４５から出力される検出タイミング信号からデータフレームの開始タイミングを認識し、そのタイミングを基準として復調を行う。以上が、本変形例における復調器４１ｃの構成の説明である。

このように、変調器１１ｃは、入力されるオーディオ信号Ｓａの高周波数帯域の成分を除去し、除去した周波数帯域に、残存する周波数帯域の一部の周波数帯域の成分を伝送情報に係る符号化情報に応じたシフト量で周波数シフトして重畳することにより変調した変調オーディオ信号Ｓｅが含まれる変調オーディオ信号Ｓｚを放音することができれば、どのような構成であってもよい。また、復調器４１ｃにおいては、収音した変調オーディオ信号Ｓｚから周波数のシフト量を認識して符号化情報に復調することができれば、どのような構成としてもよい。なお、変調器１１と復調器４１の双方が本変形例の構成として、情報伝達システム１０を構成するだけでなく、変調器１１または復調器４１のいずれかが、本変形例の構成であり、他方が第２実施形態の構成として、情報伝達システム１０を構成してもよい。

＜変形例２＞
上述した第２実施形態においては、高周波数帯域に重畳するための残存する周波数帯域の一部の周波数帯域は、ＬＰＦ１１０ａとＨＰＦ１２０ａとの組み合わせにより、双方のカットオフ周波数の間の周波数帯域となっていた。したがって、その周波数帯域の上限周波数は、重畳のために除去される高周波数帯域の下限周波数と同じ周波数になっていたが、高周波数帯域に重畳するための残存する周波数帯域の一部の周波数帯域については、必ずしもこのような態様でなくてもよくてもよい。例えば、高周波数帯域に重畳するための残存する周波数帯域の一部の周波数帯域については、ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）などを用いて、６ｋＨｚ〜９ｋＨｚの周波数帯域の成分を抽出するようにしてもよい。このように、残存する周波数帯域の一部であれば、どの周波数帯域を周波数シフトして、高周波数帯域に重畳するようにしてもよい。なお、周波数帯域の帯域幅についても、どのような帯域幅としてもよい。

また、入力されるオーディオ信号Ｓａの周波数帯域のうち、重畳すべき周波数帯域の成分が無い場合はＬＰＦ１１０ａを用いず、予め設定された周波数以上の周波数帯域の成分を除去しなくてもよい。この場合には、本変形例のようにしてＢＰＦを用いて、予め設定された周波数以上の周波数帯域に重畳すべき成分を抽出するようにすればよい。

＜変形例３＞
上述した第２実施形態においては、キャリア周波数発生部１４０ａについては、キャリア周波数が異なる２つのキャリア周波数発生器Ａ１４１ａとキャリア周波数発生器Ｂ１４２ａとを有していたが、さらに多くのキャリア周波数発生器を有するようにしてもよい。そして、生成するキャリア信号の周波数がそれぞれ異なるようにし、それぞれの周波数を実施形態において説明したように、キャリア信号が切り替わるときの切替器１５０ａからの出力波形について不連続点が発生しないように、切り替え時においてキャリア信号ｆａ、ｆｂ双方の位相が一致するように設定してもよい。

このようにすると、符号化情報は、そのシンボルが「０」「１」だけでなく、さらに多値化することができ、キャリア周波数発生器が４つあれば、「００」「０１」「１０」「１１」と、同時に２ビットずつ送信することができる。

この場合、復調器４１ａにおける各構成については、キャリア周波数発生器の数（この例においては４つ）に対応して、変更するようにすればよい。具体的には、再変調器４１０ａは、ＢＰＦ４１１ａに設定された中心周波数に各キャリア信号の周波数を加算した周波数を中心周波数として設定したＢＰＦ４１ａ、４１３ａ、４１４ａ、４１５ａ（図示略）を設け、それぞれの出力をＢＰＦ４１１ａの出力と加算した出力信号Ｓｆ１、Ｓｆ２、Ｓｆ３、Ｓｆ４を出力するようにする。そして、キャリア成分検出器４２０ａ、レベル検出器４３０ａにおいて各出力信号を実施形態と同様な処理を施し、出力信号Ｓｈ１、Ｓｈ２、Ｓｈ３、Ｓｈ４が出力される。

そして、実施形態における加算器４４０ａ、移動平均算出器４５０ａ、ＤＣカットフィルタ４６０ａ、正負符号判定器４７０ａ、復号化器４８０ａにおける処理に対応して、出力信号Ｓｈ１、Ｓｈ２、Ｓｈ３、Ｓｈ４のうち、最大のレベルの出力信号を検出すればよい。そして、検出した出力信号が出力信号Ｓｈ１であれば、変調器１１ａにおける周波数のシフト量が、ＢＰＦ４１２ａに設定された中心周波数の、ＢＰＦ４１１ａに設定された中心周波数に対するシフト量であるものとして選択することができる。したがって、その検出している期間は、符号化情報が、選択されたシフト量に対応するシンボル、例えば「００」であるものとすることができる。このようにすれば、符号化器１３０ａから出力される符号化情報のビットレートを向上させることができる。

＜変形例４＞
上述した第３実施形態においては、変調器１１ｂにおける符号化器１３０ｂから出力される符号化情報は、「０」または「１」であり、１シンボルレートで１ビット２値として変調（ＢＰＳＫ）していたが、より多くの値、例えば１シンボルレートで２ビット４値「００」、「０１」、「１０」、「１１」としてもよい。この場合、位相制御回路１４０ｂは、ヒルベルト変換器を用いてオーディオ信号Ｓｃを解析信号に変換した後、実部と虚部との入れ替え、実部と虚部との符号入れ替えなどの操作によって、符号化情報の値に応じて、オーディオ信号Ｓｃの位相を０、π／２、π、３π／２ずらす（ＱＰＳＫ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）ようにすればよい。

そして、復調器４１ｂにおける符号判定器４８０ｂの位相差判定部４８２ｂは、算出された移動平均値について、適宜しきい値を設けて、オーディオ信号Ｓｇとオーディオ信号Ｓｈとの位相角のずれが、どのずれに対応するかを判定するようにすればよい。このようにすれば、伝送情報の伝送レートを向上させることができる。

＜変形例５＞
上述した第３実施形態において、変調オーディオ信号Ｓｚがスピーカ２から放音され、マイクロフォン３によって収音されるまでの間に、スピーカ２の位相特性などにより、変調オーディオ信号Ｓｚの位相が周波数帯域に応じて異なる変化をしてしまう場合がある。この場合には、変調器１１ｂにおける位相変調以外の外部要因による位相の変化を予め予測して、変調器１１ｂにおける位相の調整量、復調器４１ｂにおける符号判定器４８０ｂの位相差判定部４８２ｂの位相角のずれの判定基準を、予測した変化に応じて設定しておけばよい。

また、予め予測するだけではなく、定期的に外部要因による位相の変化を取得して調整するようにしてもよい。例えば、変調器１１ｂによって、符号化情報「１」に対応する、位相の調整が行われていない変調オーディオ信号Ｓｚをスピーカ２から放音させ、復調器４１ｂにおいて実施形態と同様にして得られる差分信号Ｐｃに基づいて、外部要因による位相の変化を取得してもよい。すなわち、理想的には差分信号Ｐｃは「０」となるから、そのずれ分が外部要因による位相の変化とすることができる。このようにすることにより、より精度の高い情報の伝送を行うことができる。

＜変形例６＞
上述した各実施形態における変調処理、復調処理については、それぞれ独立したものに限られず、双方の変調処理、復調処理を組み合わせて使用してもよい。

＜変形例７＞
上述した各実施形態においては、変調装置１と復調装置４との間の伝送情報の通信は、変調オーディオ信号Ｓｚを空間中に放音することにより行っていたが、変調オーディオ信号Ｓｚを有線で伝送してもよい。

＜変形例８＞
上述した各実施形態においては、変調装置１と復調装置４との間の伝送情報の通信は、可聴域の周波数帯域の成分を有する変調オーディオ信号Ｓｚを空間中に放音することにより行っていたが、非可聴域の周波数帯域を用いてもよい。この場合には、スピーカ２の構成について、使用する非可聴域の周波数帯域まで放音可能なものとし、マイクロフォン３の構成について、使用する非可聴域の周波数帯域まで収音可能なものとすればよい。また、変調装置１、復調装置４の各構成においても、使用する非可聴域の周波数帯域まで処理可能な構成としておけばよい。

＜変形例９＞
上述した各実施形態における変調装置１、復調装置４によって実行される制御プログラムは、磁気記録媒体（磁気テープ、磁気ディスクなど）、光記録媒体（光ディスクなど）、光磁気記録媒体、半導体メモリなどのコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶した状態で提供し得る。この場合には、これらの記録媒体を読み取る読み取り手段を設ければよい。また、インターネットのようなネットワーク経由でダウンロードさせることも可能である。

第１実施形態に係る情報伝達システムの構成を示すブロック図である。 第１実施形態に係る変調装置の構成を示すブロック図である。 第１実施形態に係るＰＮ信号の周波数分布の一例を示す図である。 第１実施形態に係るＨＰＦから出力されるＰＮ信号の一例を示す図である。 第１実施形態に係る復調装置の構成を示すブロック図である。 第１実施形態に係る相関演算器からの出力信号の一例を示す図である。 第１実施形態に係る相関演算器からの出力信号と復調開始タイミングの関係の一例を示す図である。 第２実施形態に係る変調器の構成を示すブロック図である。 第２実施形態に係る切替器から出力されるキャリア信号の一例を示す説明図である。 第２実施形態に係るオーディオ信号の周波数帯域の変化を示す説明図である。 第２実施形態に係る復調器の構成を示すブロック図である。 第２実施形態に係る再変調器の構成を示すブロック図である。 第２実施形態に係る再変調器からの出力信号の一例を示す説明図である。 第２実施形態に係るキャリア成分検出器の構成を示すブロック図である 第２実施形態に係るキャリア成分検出器からの出力信号の一例を示す説明図である。 第２実施形態に係るレベル検出器の構成を示すブロック図である。 第２実施形態に係るレベル検出器からの出力信号の一例を示す説明図である。 第２実施形態に係る加算器、ＤＣカットフィルタ、正負符号判定器からの出力信号の一例を示す説明図である。 第２実施形態に係る復号化器に係る符号化情報の一例を示す説明図である。 第３実施形態に係る変調器の構成を示すブロック図である。 第３実施形態に係る位相制御回路の構成を示すブロック図である。 第３実施形態に係る切替器から出力される信号の一例を示す図である。 第３実施形態に係る振幅変調回路の構成を示すブロック図である。 第３実施形態に係るヒルベルト変換器の構成を示すブロック図である。 第３実施形態に係るヒルベルト変換器のＦＩＲフィルタに設定された各特性を示す説明図である。 第３実施形態に係る変調器におけるオーディオ信号の周波数分布の変化を示す説明図である。 第３実施形態に係る復調器の構成を示すブロック図である。 第３実施形態に係る検波回路の構成を示すブロック図である。 第３実施形態に係る符号化判定器の構成を示すブロック図である。 第３実施形態に係る復調器におけるオーディオ信号の周波数分布の変化を示す説明図である。 第３実施形態に係る位相角算出器において算出される位相角Ｐａと位相角Ｐｂとの一例を示す説明図である。 変形例１に係る変調器の構成を示すブロック図である。 変形例１に係る復調器の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１…変調装置、２…スピーカ、３…マイクロフォン、４…復調装置、１０…情報伝達システム、１１，１１ａ，１１ｂ，１１ｃ…変調器、１２…ＰＮ信号発生器、１３…ＨＰＦ、１４…利得調整器、１５…加算器、４１，４１ａ，４１ｂ，４１ｃ…復調器、４２…ＨＰＦ、４３…ＰＮ信号発生器、４４…相関演算器、４５…ピーク検出器、１１０ａ…ＬＰＦ、１２０ａ，１７０ａ…ＨＰＦ、１３０ａ…符号化器、１４０ａ…キャリア周波数発生部、１４１ａ，１４２ａ…キャリア周波数発生器、１５０ａ…切替器、１６０ａ…乗算器、１８０ａ…遅延回路、１９０ａ…加算器、４１０ａ…再変調器、４１１ａ，４１２ａ，４１３ａ，４２３ａ，４２４ａ…ＢＰＦ、４１４ａ，４１５ａ…加算器、４２０ａ…キャリア成分検出器、４２１ａ，４２２ａ，４３１ａ，４３２ａ…整流器、４３０ａ…レベル検出器、４３３ａ，４３４ａ…ＬＰＦ、４４０ａ…加算器、４５０ａ…移動平均算出器、４６０ａ…ＤＣカットフィルタ、４７０ａ…正負符号判定器、４８０ａ…復号化器、１１０ｂ…ＬＰＦ、１２０ｂ…ＢＰＦ、１３０ｂ…符号化器、１４０ｂ…位相制御回路、１４１ｂ…切替器、１４２ｂ…定数乗算器、１４３ｂ…加算器、１４４ｂ…バイアス付与部、１５０ｂ…キャリア信号発生器、１６０ｂ…振幅変調回路、１６１ｂ，１６２ｂ…ヒルベルト変換器、１６１１ｂ…遅延回路、１６１２ｂ…ＦＩＲフィルタ、１６３ｂ，１６４ｂ…乗算器、１６５ｂ…加算器、１７０ｂ…遅延回路、１８０ｂ…加算器、４１０ｂ…ＨＰＦ、４２０ｂ…検波回路、４２１ｂ…整流回路、４２２ｂ…ＬＰＦ、４２３ｂ…直流成分除去フィルタ、４２４ｂ…比較器、４２５ｂ…加算器、４２６ｂ…遅延器、４２７ｂ…ＬＰＦ、４３０ｂ…ＢＰＦ、４４０ｂ…遅延回路、４５１ｂ，４５２ｂ…ヒルベルト変換器、４６１ｂ，４６２ｂ…位相角算出器、４７０ｂ…加算器、４８０ｂ…符号判定器、４８１ｂ…シンボルレート平均算出部、４８２ｂ…位相差判定部、４９０ｂ…復号化器、１０１０ｃ，４０１０ｃ…ＦＦＴ部、１０２０ｃ…符号化器、１０３０ｃ…複製部、１０４０ｃ…逆ＦＦＴ部、４０２０ｃ…判定部、４０３０ｃ…復号化器

Claims (8)

1. オーディオ信号が入力される入力手段と、
   予め設定された周期の巡回符号を用いてＰＮ信号を発生する信号発生手段と、
   符号化された符号化情報を取得する取得手段と、
   前記入力手段に入力されたオーディオ信号に対して、前記信号発生手段によって発生されるＰＮ信号の周期に同期させて、前記取得手段によって取得された符号化情報に応じた変調をして出力する変調手段と、
   前記信号発生手段によって発生されたＰＮ信号について、予め設定された周波数以上の周波数帯域の成分を抽出して出力する抽出手段と、
   前記抽出手段によって出力されたＰＮ信号を、前記変調手段によって出力されたオーディオ信号に重畳する重畳手段と
   を具備することを特徴とする変調装置。
2. 前記変調手段は、出力するオーディオ信号の少なくとも一部の周波数帯域が未使用になるように、前記入力手段に入力されたオーディオ信号に対して変調し、
   前記抽出手段に設定された周波数は、前記未使用の周波数帯域の上限周波数未満の周波数である
   ことを特徴とする請求項１に記載の変調装置。
3. 前記変調手段は、出力するオーディオ信号の少なくとも一部の周波数帯域が未使用になるように、前記入力手段に入力されたオーディオ信号に対して変調し、
   前記抽出手段に設定された周波数は、前記未使用の周波数帯域の下限周波数以上の周波数である
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の変調装置。
4. 前記重畳手段は、前記ＰＮ信号の利得を調整する調整手段を有する
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の変調装置。
5. オーディオ信号が入力される入力手段と、
   前記入力手段に入力されたオーディオ信号の予め設定された周波数以上の周波数帯域の成分を抽出して出力する抽出手段と、
   予め設定された周期の巡回符号を用いてＰＮ信号を発生する信号発生手段と、
   前記抽出手段によって出力されたオーディオ信号と、前記信号発生手段によって発生されたＰＮ信号とを比較して波形の相関を演算することにより、当該ＰＮ信号の一周期内の特定のタイミングに対応する当該オーディオ信号のタイミングを検出する検出手段と、
   前記検出手段によって検出されたタイミングを基準として、前記入力手段に入力されたオーディオ信号を復調して符号化情報を生成する復調手段と
   を具備することを特徴とする復調装置。
6. 請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の変調装置と、
   請求項５に記載の復調装置と、
   前記変調装置の重畳手段によって重畳されたオーディオ信号を放音する放音手段と、
   前記放音手段によって放音されたオーディオ信号を収音する収音手段と
   を具備し、
   前記復調装置の入力手段は、前記収音手段によって収音したオーディオ信号が入力され、
   前記変調装置の信号発生手段と、前記復調装置の信号発生手段とは、同じ巡回符号を用いている
   ことを特徴とする情報伝達システム。
7. オーディオ信号が入力される入力過程と、
   予め設定された周期の巡回符号を用いてＰＮ信号を発生する信号発生過程と、
   符号化された符号化情報を取得する取得過程と、
   前記入力過程において入力されたオーディオ信号に対して、前記信号発生過程において発生されるＰＮ信号の周期に同期させて、前記取得過程において取得された符号化情報に応じた変調をして出力する変調過程と、
   前記信号発生過程において発生されたＰＮ信号について、予め設定された周波数以上の周波数帯域の成分を抽出して出力する抽出過程と、
   前記抽出過程において出力されたＰＮ信号を、前記変調過程において出力されたオーディオ信号に重畳する重畳過程と
   を備えることを特徴とする変調方法。
8. オーディオ信号が入力される入力過程と、
   前記入力過程において入力されたオーディオ信号の予め設定された周波数以上の周波数帯域の成分を抽出して出力する抽出過程と、
   予め設定された周期の巡回符号を用いてＰＮ信号を発生する信号発生過程と、
   前記抽出過程において出力されたオーディオ信号と、前記信号発生過程において発生されたＰＮ信号とを比較して波形の相関を演算することにより、当該ＰＮ信号の一周期内の特定のタイミングに対応する当該オーディオ信号のタイミングを検出する検出過程と、
   前記検出過程において検出されたタイミングを基準として、前記入力過程において入力されたオーディオ信号を復調して符号化情報を生成する復調過程と
   を備えることを特徴とする復調方法。

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