JP2010011646A - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】コンバータの入力側のコンデンサからクランプコンデンサへと流れる突入電流を防止しつつ、専用の充電回路なしにクランプコンデンサを充電できる電力変換装置を提供する。
【解決手段】コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔは入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの相互間に介在する。クランプコンデンサＣｃ１は直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間に接続される。電流型コンバータ１はスイッチ素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎ（但し、ｘはｒ，ｓ，ｔを代表する）。スイッチ素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎはそれぞれダイオードとトランジスタを備えている。そして、いずれのダイオードもアノードが直流電源線Ｌ２側にカソードが直流電源線Ｌ１側に接続される。いずれのトランジスタもダイオードと直列に接続される。いずれのトランジスタもノーマリーオン型のトランジスタである。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に直流リンクにクランプコンデンサを有する直接形電力変換装置に関する。
非特許文献１には直流リンク付きの直接形電力変換装置が記載されている。当該直接形電力変換装置はコンバータとインバータとが直流リンクを介して接続されている。
コンバータは入力側の交流電流を直流電流に変換して直流リンクに出力する。ここで示されるコンバータ主回路はその逆の変換、即ち直流リンクの直流電流を交流電流に変換して入力側に出力することはできない。よって、インバータを遮断したときに生じる誘導性負荷の誘導電流をコンバータが電源側へ回生できない。
そこで、非特許文献１では直流リンクにクランプコンデンサを設け、上記誘導電流をクランプコンデンサで吸収していた。
また、コンバータの入力側にはリアクトルと入力コンデンサからなるフィルタが設けられている。よって、クランプコンデンサが放電状態にある時、コンバータが導通すると、入力コンデンサとクランプコンデンサが相互に短絡し、入力コンデンサからクランプコンデンサへと突入電流が流れる可能性があった。
このような問題を解決することができる技術が例えば非特許文献２に記載されている。非特許文献２には、クランプ回路を有する直流リンク付きの直接形電力変換回路において、クランプコンデンサを充電するためのダイオード整流回路が別に設けられるものが記載されている。
なお、本発明に関連する技術として非特許文献３，４が開示されている。
Lixiang Wei, T.A.Lipo, Ho Chan:"Matrix Converter Topologies With Reduced Number of Switches," Proc. of PESC 2002, vol. 1, pp 57-63(2002) J.Schonberger,T.Friedli,S.D.Round,and J.W.Kolar :"An Ultra Sparse Matrix Converter with a Novel Active Clamp Circuit", Proc. of PCC-Nagoya 2007(2007) K.Mino, S.Herold, and J. W. Kolar:" A Gate Drive Circuit for Silicon Carbide JFET.", Proc. of IECON'03 pp.1162-1166 (2003) F. Schafmeister, S. Herold, and J.W. Kolar:" Evaluation of 1200V-Si-IGBTs and 1300V-SiC-JFETs for Application in Three-Phase Very Sparse Matrix AC-AC Converter Systems."APEC'03(2003)
特願２００７−２２０９０７号の明細書には、入力コンデンサからクランプコンデンサへの突入電流を防止する直接形電力変換装置が記載されている。当該直接形電力変換装置においては、相互に直列に接続された２つのクランプコンデンサが直流リンクに設けられ、電源の中性点とクランプコンデンサの相互間とが接続されている。そして、クランプコンデンサの充電に際して、コンバータを適宜に制御して、電源からの交流電圧を倍電圧整流してクランプコンデンサに供給している。
かかる技術は、しかしながら、入力コンデンサからクランプコンデンサへと突入電流が流れることを防止できるものの、専用の充電回路（例えば電源の中性点とクランプコンデンサを抵抗を介して接続する回路）が必要であるので、回路規模や製造コストが増大していた。
そこで、本発明はコンバータの入力側のコンデンサからクランプコンデンサへの突入電流を防止しつつ、専用の充電回路を省略できる電力変換装置を提供することを目的とする。
本発明に係る電力変換装置の第１の態様は、相互間に多相交流電圧が印加される複数の入力線（ACLr,ACLs,ACLt）と、前記複数の入力線の相互間に介在する複数のコンデンサ(Cr,Cs,Ct)と、第１の直流電源線（L1）と、前記第１の直流電源線よりも低い電位が印加される第２の直流電源線(L2)と、前記複数の入力線の各々に対応して設けられ、アノードが対応する一の前記入力線側に、カソードが前記第１の直流電源線側にそれぞれ接続された第１のダイオード(Drp,Dsp,Dtp)と、アノードが前記第２の直流電源線側に、カソードが対応する前記一の前記入力線側にそれぞれ接続された第２のダイオード（Drn,Dsn,Dtn）と、前記複数の入力線の各々に対応して設けられ、外部からの信号（SSrp,SSrn;SSsp,SSsn;SStp,SStn）に基づいて、対応する前記一の前記入力線と前記第１の直流電源線との間の前記第１のダイオードを介した導通／非導通、及び対応する前記一の前記入力線と前記第２の直流電源線との間の前記第２ダイオードを介した導通／非導通を選択し、前記信号を受け取らない状態で、対応する前記一の前記入力線を前記第１及び前記第２の直流電源線と導通させる、スイッチ部(Trp,Tsp,Ttp,Trn,Tsn,Ttn)と、を有するコンバータ(1)と、前記第１及び前記第２の直流電源線の間で接続されるクランプコンデンサ（Cc1,Cc2）とを備える。
本発明に係る電力変換装置の第２の態様は、第１の態様に係る電力変換装置であって、前記スイッチ部(Trp,Tsp,Ttp,Trn,Tsn,Ttn)は接合型電界効果トランジスタを有する。
本発明に係る電力変換装置の第３の態様は、第１又は第２の態様に係る電力変換装置であって、アノードが前記第１の直流電源線(L1)側で、カソードが前記第２の直流電源線(L2)側に位置し、前記クランプコンデンサと直列に接続された第３のダイオード(D1)と、複数の出力線(ACLu,ACLv,ACLw)と、一の前記出力線と、前記第１の直流電源線との間の導通／非導通を選択するハイアーム側スイッチ素子(Sup,Svp,Swp)と、前記一の前記出力線と、前記第２の直流電源線との間の導通／非導通を選択するローアーム側スイッチ素子(Sun,Svn,Swn)とを有するインバータ(3)とを更に備える。
本発明に係る電力変換装置の第４の態様は、第３の態様に係る電力変換装置であって、前記ハイアーム側スイッチ素子（Sup,Svp,Swp）及び前記ローアーム側スイッチ素子(Sun,Svn,Swn)は絶縁ゲートバイポーラトランジスタを有する。
本発明に係る電力変換装置の第１の態様によれば、スイッチ部は信号を受け取らない状態で、第１のダイオードを介して一の入力線と第１の直流電源線とを接続し、第２のダイオードを介して一の入力線と第２の直流電源線とを接続する。よって、信号を受け取らない状態でコンバータは整流回路として機能する。従って、例えば電力変換装置の起動前のようにスイッチ部が信号を受け取っていない状態で入力線に多相交流電圧が印加されると、クランプコンデンサに直流電圧が充電される。この場合、コンデンサ及びクランプコンデンサには略同時に電圧が印加されるので、コンデンサからクランプコンデンサへと突入電流が生じない。
また、専用の充電回路が不要であるので、回路規模及び製造コストを低減できる。
本発明に係る電力変換装置の第２の態様によれば、接合型電界効果トランジスタは信号を受け取らない状態で導通するので、スイッチ部として構成が容易である接合型電界効果トランジスタをそのまま用いることができる。また、ＳｉＣ、ＧａＮ等のワイドバンドギャップ素子を用いて構成する際に製作が容易な接合型電界効果トランジスタを適用することができる。
本発明に係る電力変換装置の第３の態様によれば、クランプコンデンサに電圧が充電された後は、第１及び第２の直流電源線の間に平滑コンデンサなどの電力蓄積手段を有さない直接形交流電力変換装置として自身を機能させることができる。また、電圧側インバータから還流された電流をクランプコンデンサで蓄積し、一定の電圧に保持できる。
本発明に係る電力変換装置の第４の態様によれば、第３の態様に係る電力変換装置の実現に寄与する。
第１の実施の形態．
図１は第１の実施の形態に係る直接形電力変換装置の概念的な構成の一例を示す。本直接形電力変換装置は、複数の入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔと、リアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔと、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔと、電流形コンバータ１と、直流電源線Ｌ１，Ｌ２と、クランプ回路２と、電圧形インバータ３と、複数の出力線ＡＣＬｕ，ＡＣＬｖ，ＡＣＬｗとを備えている。
入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔにはいずれも電源Ｅ１が接続されている。電源Ｅ１は多相交流電源であって例えば３相交流電源である。電源Ｅ１は入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの相互間に３相交流電圧を印加する。
リアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔの各々は入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ上にそれぞれ設けられている。
コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔは入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの相互間に介在し、例えばＹ結線されている。即ち、コンデンサＣｒ，Ｃｓは入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓの間に直列に接続されている。コンデンサＣｓ，Ｃｔは入力線ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの間に直列に接続されている。コンデンサＣｔ，Ｃｒは入力線ＡＣＬｔ，ＡＣＬｒの間に直列に接続される。これらは電流形コンバータ１の入力側に設けられ電圧源として機能する。他方、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，ＣｔはそれぞれリアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔと共にキャリヤ電流成分を除去するキャリヤ電流成分除去フィルタを構成すると把握することもできる。
電流形コンバータ１は、複数のスイッチ素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎ（但し、ｘはｒ，ｓ，ｔを代表する。以下、同様。）を有している。そして、当該複数のスイッチ素子Ｓｘｐ，Ｓｘｎの選択動作によって、入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの間に印加される３相交流電圧を選択的に直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間に供給することで直流電源線Ｌ１，Ｌ２に電流を流す。これによって、直流電源線Ｌ１を高電位側、直流電源線Ｌ２を低電位側とする直流電圧が直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間に印加される。
図２は電流形コンバータ１の具体的な構成の概念的な一例を示す。但し、図２においては１つの相についての構成を示している。スイッチ素子ＳｘｐはトランジスタＴｘｐと高速ダイオードＤｘｐとを備え、スイッチ素子ＳｘｎはトランジスタＴｘｎと高速ダイオードＤｘｎとを備えている。
高速ダイオードＤｘｐはアノードが入力線ＡＣＬｘ側に、カソードが直流電源線Ｌ１側にそれぞれ接続されている。高速ダイオードＤｘｎはアノードが直流電源線Ｌ２側に、カソードが入力線ＡＣＬｘ側にそれぞれ接続されている。
トランジスタＴｘｐ，Ｔｘｎは外部の信号を受けてその導通／非導通が選択される。トランジスタＴｘｐ，Ｔｘｎは当該信号を受けない状態で導通する、いわゆるノーマリーオン型のスイッチである。トランジスタＴｘｐは入力線ＡＣＬｘと高速ダイオードＤｘｐのアノードとの間に設けられている。トランジスタＴｘｎは入力線ＡＣＬｘと高速ダイオードＤｘｎのカソードとの間に設けられている。
このような電流形コンバータ１において、トランジスタＴｘｐ，Ｔｘｎは、外部の信号に基づいて、入力線ＡＣＬｘと直流電源線Ｌ１との間の高速ダイオードＤｘｐを介した導通／非導通、及び入力線ＡＣＬｘと直流電源線Ｌ２との間の高速ダイオードＤｘｎを介した導通／非導通を選択し、当該信号を受けない状態で入力線ＡＣＬｘを直流電源線Ｌ１，Ｌ２と導通させるスイッチ部と把握できる。
クランプ回路２はダイオードＤ１とクランプコンデンサＣｃ１とを備えている。クランプコンデンサＣｃ１は直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間で接続される。ダイオードＤ１は、アノードが直流電源線Ｌ１側に、カソードが直流電源線Ｌ２側に位置し、クランプコンデンサＣｃ１と直列に接続されている。
クランプ回路２は、出力線ＡＣＬｕ，ＡＣＬｖ，ＡＣＬｗに接続される誘導性負荷（例えばモータ）から電圧形インバータ３を介して直流電源線Ｌ１を流れる電流を自身に流して、誘導性負荷の誘導電流を蓄積し、一定の電圧に保持する。
電圧形インバータ３は、複数のハイアーム側スイッチ素子Ｓｙｐ（但し、ｙはｕ，ｖ，ｗを代表する。以下、同様。）と、ローアーム側スイッチ素子Ｓｙｎを有している。以下では、単にスイッチ素子Ｓｙｐ，Ｓｙｎと呼ぶ。スイッチ素子Ｓｙｐは直流電源線Ｌ１と出力線ＡＣＬｙとの間の導通／非導通を選択する。スイッチ素子Ｓｙｎは直流電源線Ｌ２と出力線ＡＣＬｙとの間の導通／非導通を選択する。そして、これら複数のスイッチ素子Ｓｙｐ，Ｓｙｎの選択動作によって、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧を変換して出力線ＡＣＬｕ，ＡＣＬｖ，ＡＣＬｗに出力する。
図３は電圧形インバータ３の具体的な構成の概念的な一例を示す。但し、図３においては１つの相についての構成を示している。スイッチ素子ＳｘｐはトランジスタＴｘｐと還流ダイオードＤｙｐとを備え、スイッチ素子ＳｙｎはトランジスタＴｙｎと還流ダイオードＤｙｎとを備えている。
トランジスタＴｙｐのコレクタおよび還流ダイオードＤｙｐのカソードは直流電源線Ｌ１に、トランジスタＴｙｎのエミッタおよび還流ダイオードＤｙｎのアノードは直流電源線Ｌ２にそれぞれ接続されている。トランジスタＴｙｐのエミッタおよびトランジスタＴｙｎのコレクタおよび還流ダイオードＤｙｐのアノードおよび還流ダイオードＤｙｎのカソードは共通して出力線ＡＣＬｙに接続されている。
トランジスタＴｙｐ，Ｔｙｎはノーマリーオフ型のスイッチであって、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(Insulated Gate Bipolar Transistor、以下、ＩＧＢＴと呼ぶ)である。
このような直接形電力変換装置において、ダイオードＤ１はクランプコンデンサＣｃ１に充電された電圧の放電を阻害する。よって、誘導性負荷へと電流を供給するに際して、直流電源線Ｌ１，Ｌ２に平滑コンデンサやリアクトルなどの電力蓄積手段を有さない直接形電力変換装置として機能することができる。なお、クランプ回路２は例えばスイッチ素子Ｓｙｐ，Ｓｙｎを遮断した場合に生じる電圧形インバータ３からの電流を蓄積し、一定の電圧に保持する。
次に本直流形電力変換装置のクランプコンデンサＣｃ１の充電に関する作用について説明する。
トランジスタＴｘｐ，Ｔｘｎはノーマリーオン型のスイッチであるので、外部から信号を受けていない状態で電流形コンバータ１は整流回路として機能する。よって、例えば直接形電力変換装置の起動前のようにトランジスタＴｘｐ，Ｔｘｎが信号を受けていない状態で入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔに３相交流電圧が印加されると、クランプコンデンサＣｃ１に直流電圧が充電される。
このとき、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，ＣｔとクランプコンデンサＣｃ１とは電流形コンバータ１を介して相互に接続されている。入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔに３相交流電圧が印加されると、クランプコンデンサＣｃ１とコンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔには略同時に電圧が印加される。よって、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔの何れにも電圧が充電されていない状態で、クランプコンデンサＣｃ１の充電を開始できる。従って、クランプコンデンサＣｃ１の充電の開始に際して、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，ＣｔからクランプコンデンサＣｃ１へと突入電流が流れることを防止できる。
また、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，ＣｔからクランプコンデンサＣｃ１への突入電流を回避しつつも、クランプコンデンサＣｃ１を充電するための専用の充電回路が不要であるので、回路規模及び製造コストを低減できる。
また、図２においてはトランジスタＴｘｐ，Ｔｘｎとして接合型電解効果トランジスタ(Junction Field Effect Transistor、以下、Ｊ−ＦＥＴと呼ぶ。)を採用している。Ｊ−ＦＥＴはノーマリーオン型のスイッチ素子であって、その構成がＩＧＢＴなどに比べて、簡易である。
なお、従来ではトランジスタＴｘｐ，Ｔｘｎとしてノーマリーオフ型のスイッチ素子を採用していた。よって、従来ではノーマリーオン型のＪ−ＦＥＴを採用するために、これとＭＯＳ−ＦＥＴ(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor)とをカスコード接続していた。図４は当該ハイブリッド素子を示している。Ｊ−ＦＥＴ５１とＭＯＳ−ＦＥＴ５１とがカスコード接続されている。このようなハイブリッド素子は上述した非特許文献３に記載されている。
一方、本直接形電力変換装置ではトランジスタＴｘｐ，Ｔｘｎはノーマリーオン型のスイッチであるので、トランジスタＴｘｐ，Ｔｘｎとして簡易な構成であるＪ−ＦＥＴをそのまま採用することができる。これによって、製造コストの低減を招来できる。また、トランジスタＴｘｐ，ＴｘｎとしてＳｉＣ、ＧａＮ等のワイドバンドギャップ素子を採用する際に製作が容易な接合型電界効果トランジスタを適用することができる。これによって直接形電力変換装置の高キャリヤ化による制御性能および、変換効率を向上することができる。
図５は直接形電力変換装置の概念的な構成の他の一例を示している。図１に示す直接形電力変換装置と比較して、クランプ回路２の構成が相違している。
クランプ回路２はクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２とダイオードＤ１〜Ｄ３とを備えている。クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２は直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間で相互に直列に接続されている。クランプコンデンサＣｃ２はクランプコンデンサＣｃ１に対して直流電源線Ｌ２側に設けられている。
ダイオードＤ１は、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の間で、アノードがクランプコンデンサＣｃ１にカソードがクランプコンデンサＣｃ２にそれぞれ接続されている。ダイオードＤ２は、アノードがクランプコンデンサＣｃ２とダイオードＤ１との間に、カソードが直流電源線Ｌ１にそれぞれ接続されている。ダイオードＤ３はアノードが直流電源線Ｌ２に、カソードがクランプコンデンサＣｃ１とダイオードＤ１との間にそれぞれ接続されている。
このようなクランプ回路２は次のように作用する。電圧形インバータ３側に例えば誘導性負荷が接続された場合、これに流れる負荷電流は、その負荷力率に依存して、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧に対して遅れる場合がある。この場合には誘導性負荷から直流電源線Ｌ１へと還流電流が流れる期間が存在し、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２は相互に直列状態で充電される。このときの充電電圧（クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の一組の両端電圧）も負荷力率に基づいて決定される。他方、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の各々の両端電圧が、直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間の電圧より上昇すると、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２は相互に並列状態で放電する。なお、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２は相互に直列状態で充電し、相互に並列状態で放電することから、放電電圧は充電電圧の１／２である。
このような充放電動作によりクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の電圧が平衡するように作用する。
以上のように、誘導性負荷からの還流電流を充電し、また放電して誘導性負荷へと再び供給することができるので、誘導性負荷を効率よく駆動できる。また、クランプ回路２はスイッチ素子等のいわゆるアクティブ素子を必要としていないので、消費電力や製造コストを低減できる。
第２の実施の形態．
図６は第２の実施の形態に係る直接形電力変換装置の概念的な構成の一例を示す。図１に示す直接形電力変換装置と比較して、制御部４を更に備えている。
制御部４はクランプコンデンサＣｃ１の両端と接続され、クランプコンデンサＣｃ１の両端電圧を動作電源として用いる。制御部４は電流形コンバータ１（より具体的にはトランジスタＴｘｐ，Ｔｘｎ）へと信号ＳＳｘｐ，ＳＳｘｎを与え、電圧形インバータ３（より具体的にはトランジスタＴｙｐ，Ｔｙｎ）へと信号ＳＳｙｐ，ＳＳｙｎを与える。
トランジスタＴｘｐ，Ｔｘｎ，Ｔｙｐ，Ｔｙｎはそれぞれ信号ＳＳｘｐ，ＳＳｘｎ，ＳＳｙｐ，ＳＳｙｎに基づいてその導通／非導通が制御される。
このような直接形電力変換装置によれば、制御部４へと動作電源を与える整流回路を省略できるので回路規模や製造コストを低減できる。
図７は直接形電力変換装置の概念的な構成の他の一例を示す。但し、図７においてはクランプ回路２よりも後段を省略して示している。図５に示す直接形電力変換装置と比較して、クランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の両端にそれぞれ抵抗Ｒ１、Ｒ２が接続されている。当該抵抗Ｒ１、Ｒ２は制御部４を擬似的に抵抗として示したものである。例えば、抵抗Ｒ１は制御部４のうち、コンバータ１側の制御部、抵抗Ｒ２はインバータ３側の制御部とすることができ、抵抗Ｒ１，Ｒ２でそれぞれ示される制御部がほぼ等しい負荷となるよう選択することが望ましい。
制御部４はクランプコンデンサＣｃ１，Ｃｃ２の両端電圧を動作電源として用いる。よって制御部４へと動作電源を与える整流回路を省略でき、以て回路規模や製造コストを低減できる。
第３の実施の形態．
図８は第３の実施の形態に係る直接形電力変換装置の概念的な構成の一例を示す。但し、図８においてはクランプ回路２よりも後段を省略して示している。図１に示す直接形電力変換装置と比較して抵抗Ｒ３，Ｒ４、スイッチＳ１，Ｓ２を更に備えている。
抵抗Ｒ３，Ｒ４は入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔの少なくとも何れか二つに設けられている。例えば抵抗Ｒ３，Ｒ４は入力線ＡＣＬｒ，ＡＣＬｔ上に設けられている。
これによって、クランプコンデンサＣｃ１の充電に際して電源Ｅ１からクランプコンデンサＣｃ１へと流れる電流が抵抗Ｒ３，Ｒ４を介すので、電源Ｅ１からクランプコンデンサＣｃ１へと流れる突入電流を低減できる。よって、例えばクランプコンデンサＣｃ１として電気容量の大きい電解コンデンサを採用しても、突入電流が問題にならない。
スイッチＳ１，Ｓ２は例えばノーマリーオフ形のリレーであって、それぞれ抵抗Ｒ３，Ｒ４と並列に接続されている。クランプコンデンサＣｃ１が充電された後にスイッチＳ１，Ｓ２を導通させることで、通常運転において抵抗Ｒ３，Ｒ４で生じる損失を回避できる。
なお、図８におけるクランプ回路２を、図５に示すクランプ回路２に置き換えてもよい。
第１の実施の形態にかかる直接形交流電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 電流型コンバータの概念的な構成の一例を示す図である。 電圧形コンバータの概念的な構成の一例を示す図である。 Ｊ−ＦＥＴとＭＯＳ−ＦＥＴとがカスコート接続されたハイブリッド素子を示す図である。 第１の実施の形態に係る直接形電力変換装置の概念的な構成の他の一例を示す図である。 第２の実施の形態に係る直接形電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 第２の実施の形態に係る直接形電力変換装置の概念的な構成の他の一例を示す図である。 第３の実施の形態に係る直接形電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。
符号の説明
１ 電流型コンバータ
３ 電圧形インバータ
ＡＣＬｒ，ＡＣＬｓ，ＡＣＬｔ 入力線
ＡＣＬｕ，ＡＣＬｖ，ＡＣＬｗ 出力線
Ｃｃ１，Ｃｃ２ クランプコンデンサ
Ｃｒ，Ｃｓ，Ｃｔ コンデンサ
Ｄｒｐ，Ｄｓｐ，Ｄｔｐ，Ｄｒｎ，Ｄｓｎ，Ｄｔｎ 高速ダイオード
Ｔｒｐ，Ｔｓｐ，Ｔｔｐ，Ｔｒｎ，Ｔｓｎ，Ｔｔｎ，Ｔｕｐ，Ｔｖｐ，Ｔｗｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｎ，Ｔｗｎ トランジスタ

Claims (4)

  1. 相互間に多相交流電圧が印加される複数の入力線（ACLr,ACLs,ACLt）と、
    前記複数の入力線の相互間に介在する複数のコンデンサ(Cr,Cs,Ct)と、
    第１の直流電源線（L1）と、
    前記第１の直流電源線よりも低い電位が印加される第２の直流電源線(L2)と、
    前記複数の入力線の各々に対応して設けられ、アノードが対応する一の前記入力線側に、カソードが前記第１の直流電源線側にそれぞれ接続された第１のダイオード(Drp,Dsp,Dtp)と、アノードが前記第２の直流電源線側に、カソードが対応する前記一の前記入力線側にそれぞれ接続された第２のダイオード（Drn,Dsn,Dtn）と、前記複数の入力線の各々に対応して設けられ、外部からの信号（SSrp,SSrn;SSsp,SSsn;SStp,SStn）に基づいて、対応する前記一の前記入力線と前記第１の直流電源線との間の前記第１のダイオードを介した導通／非導通、及び対応する前記一の前記入力線と前記第２の直流電源線との間の前記第２ダイオードを介した導通／非導通を選択し、前記信号を受け取らない状態で、対応する前記一の前記入力線を前記第１及び前記第２の直流電源線と導通させる、スイッチ部(Trp,Tsp,Ttp,Trn,Tsn,Ttn)と、を有するコンバータ(1)と、
    前記第１及び前記第２の直流電源線の間で接続されるクランプコンデンサ（Cc1,Cc2）と
    を備える、電力変換装置。
  2. 前記スイッチ部(Trp,Tsp,Ttp,Trn,Tsn,Ttn)は接合型電界効果トランジスタを有する、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. アノードが前記第１の直流電源線(L1)側で、カソードが前記第２の直流電源線(L2)側に位置し、前記クランプコンデンサと直列に接続された第３のダイオード(D1)と、
    複数の出力線(ACLu,ACLv,ACLw)と、
    一の前記出力線と、前記第１の直流電源線との間の導通／非導通を選択するハイアーム側スイッチ素子(Sup,Svp,Swp)と、前記一の前記出力線と、前記第２の直流電源線との間の導通／非導通を選択するローアーム側スイッチ素子(Sun,Svn,Swn)とを有するインバータ(3)と
    を更に備える、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
  4. 前記ハイアーム側スイッチ素子（Sup,Svp,Swp）及び前記ローアーム側スイッチ素子(Sun,Svn,Swn)は絶縁ゲートバイポーラトランジスタを有する、請求項３に記載の電力変換装置。
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