JP2010011628A

JP2010011628A - Ｄｃモータ及びポンプ

Info

Publication number: JP2010011628A
Application number: JP2008167729A
Authority: JP
Inventors: Yoichi Shukuri; 陽一宿里
Original assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2008-06-26
Filing date: 2008-06-26
Publication date: 2010-01-14

Abstract

【課題】通電を停止する相の巻線に発生する逆起電力による直流電源への逆起電力吸収をなくすとともに、回路素子に負荷がかかるのを防止する。
【解決手段】スイッチング制御手段５は、通電相Ｕ，Ｖ，Ｗの巻線２１，２２，２３の組み合わせを切り替える際に、連続オン制御を行っていたハイサイドスイッチング素子３１１，３２１，３３１又はローサイドスイッチング素子３１２，３２２，３３２に対して連続オフ制御を行い、ＰＷＭ制御を行っていたローサイドスイッチング素子３１２，３２２，３３２又はハイサイドスイッチング素子３１１，３２１，３３１に対して連続オン制御を行い、新たに通電相Ｕ，Ｖ，Ｗとなる巻線２１，２２，２３に接続されるハイサイドスイッチング素子３１１，３２１，３３１又はローサイドスイッチング素子３１２，３２２，３３２に対してＰＷＭ制御を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、能力可変が可能であるＤＣモータ及びポンプに関するものである。

能力可変が可能である従来のＤＣモータとして、図７に示すように、ロータ１と、ステータ２と、ロータ１を回転駆動するインバータ回路３とを備えるものがある。従来のＤＣモータには、直流電源Ｅとインバータ回路３との間に、図９に示すような昇圧回路を備えているものが多い。

ところが、昇圧回路を備えるＤＣモータでは、直流電源Ｅからインバータ回路３の方向を順方向とするダイオードＤ２が昇圧回路に使用されているため、ＤＣモータが回生状態に入ったとき、上記ダイオードＤ２のためにインバータ回路３側から直流電源Ｅ側に電流を流すことができなかった。このため、巻線による出力電圧が上昇し、その結果、インバータ回路３に用いられているスイッチング素子に大きな負荷がかかる恐れがあった。

上記問題を解決するためのＤＣモータとして、巻線による出力電圧を平滑するコンデンサＣ２を昇圧回路に有するものが知られている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１のＤＣモータでは、目標出力電圧と出力電圧との偏差に基づいて、制御装置は、トランジスタＱ１及びトランジスタＱ２のうち、力行時には少なくともトランジスタＱ１をオンオフさせてモータの供給電圧を昇圧するとともに、回生時に少なくともトランジスタＱ２をオンオフさせて回生電流をバッテリに吸収させ、出力電圧の上昇を抑えることができる。
特開２００３−８９３６０号公報

しかしながら、従来のＤＣモータには、モータ回生時に印加電圧の上昇を抑制するために大容量の平滑コンデンサを必要とすることから、モータ制御装置が大型化し、コストが高くなるという問題があった。また、直流電源に回生電流を吸収させる場合、回生電流が電源供給路に流れるため、従来のＤＣモータには、電源供給路での損失が大きくなり、ＤＣモータの効率が低下するという問題もあった。さらに、従来のＤＣモータには、直流電源に回生電流を吸収させる場合にＰＷＭ制御のキャリア周波数ごとに回生電流が発生することから、電源供給路へのノイズが発生するという問題もあった。

従来のＤＣモータのインバータ回路３は、図８に示すように、ハイサイドスイッチング素子のゲート信号ＵＨ，ＶＨ，ＷＨがＰＷＭ制御になる。このため、ハイサイドスイッチング素子側（ＰＷＭ信号側）の切替時はＢ、ローサイドスイッチング素子側（連続オン信号側）の切替時はＡと表わしている。ここで、ローサイドスイッチング素子側の切替時の巻線の逆起電力吸収は、ＰＷＭ信号がオフのときにはインバータ回路３の全てのハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子が連続オフになるため、直流電源Ｅへの吸収となる。

従来のＤＣモータでは、図１０に示すように、電源ラインのインピーダンスが低いときは、連続オン側（ローサイドスイッチング素子側）が相切替する際、直流電源Ｅへの巻線の逆起電力吸収が発生し、全電流波形において負側に流れる。

これに対して、電源ラインのインピーダンスが高いときは、全電流波形はインピーダンスが高いので、直流電源Ｅに巻線の逆起電力吸収は行われないため、負側の電流はほぼ流れない。しかし、電源端子の電圧波形には連続オン側（ローサイドスイッチング素子側）が相切替する際、インバータ回路３の６つのスイッチング素子（ハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子）の全てが連続オフになるとき、巻線の逆起電力を吸収されずに高い逆起電力が発生する。これにより、直流電源Ｅに接続されている部品、例えばインバータ回路３のスイッチング素子等に高電圧が印加され、負荷がかかる。

本発明は上記の点に鑑みて為されたものであり、その目的は、通電を停止する相の巻線に発生する逆起電力による直流電源への逆起電力吸収をなくすことができるとともに回路素子に負荷がかかるのを防止することができるＤＣモータ及びポンプを提供することにある。

請求項１に係るＤＣモータの発明は、永久磁石を有するロータと、前記ロータを駆動させるための磁界を発生させる３相の巻線を有するステータと、それぞれダイオードが逆並列に接続された２つのスイッチング素子が直列接続された３組の直列回路を有し、各直列回路が直流電源の両端に互いに並列接続され、各直列回路ごとに、それぞれ異なる相の巻線の一端に、前記２つのスイッチング素子のうち前記直流電源の高電圧側に接続されるハイサイドスイッチング素子と前記直流電源の低電圧側に接続されるローサイドスイッチング素子との接続点が接続されるインバータ回路と、前記ロータの回転位置をそれぞれ検出する位置センサと、前記位置センサの検出結果を用いて前記３相の巻線の中から１対の通電相の巻線の組み合わせを順次切り替えて前記ロータを回転させるように、一方の通電相の巻線に接続される前記ハイサイドスイッチング素子と他方の通電相の巻線に接続される前記ローサイドスイッチング素子との何れか一方に対してＰＷＭ制御を行い、他方に対して連続オン制御を行い、残りのハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子に対して連続オフ制御を行うスイッチング制御手段とを備え、前記スイッチング制御手段は、前記通電相の巻線の組み合わせを切り替える際に、連続オン制御を行っていたハイサイドスイッチング素子又はローサイドスイッチング素子に対して連続オフ制御を行い、ＰＷＭ制御を行っていたローサイドスイッチング素子又はハイサイドスイッチング素子に対して連続オン制御を行い、新たに通電相となる巻線に接続されるハイサイドスイッチング素子又はローサイドスイッチング素子に対してＰＷＭ制御を行うことを特徴とするＤＣモータ。

請求項２に係るポンプの発明は、請求項１のＤＣモータを備えることを特徴とする。

請求項１の発明によれば、連続オン制御を行っていたスイッチング素子（ハイサイドスイッチング素子又はローサイドスイッチング素子の何れか）に対して連続オフ制御を行い、ＰＷＭ制御を行っていたスイッチング素子に対して連続オフ制御を行い、新たに通電相となる巻線に接続されるスイッチング素子に対してＰＷＭ制御を行うことによって、通電相の巻線の組み合わせを切り替えるときに、通電を停止する相の巻線に発生する逆起電力による直流電源への逆起電力吸収をなくすことができるので、直流電源とＤＣモータの間に逆起電力吸収の大容量のコンデンサを備える必要がない。

また、直流電源を逆接続したときにＤＣモータの部品に大きな負荷がかかるのを防止するためのダイオードが電源供給路に接続されている場合であっても、直流電源とＤＣモータの接続点での電圧上昇を抑制することができるので、上記電圧上昇が発生したときのようにインバータ回路のスイッチング素子などに負荷がかかるのを防止することができる。

さらに、直流電源への逆起電力吸収のための回生電流が電源供給路に流れないので、電源供給路に発生するノイズを抑制することができるとともに、回生電流による電源供給路での損失（ロス）をなくすことができる。

ＤＣモータの逆起電力吸収をインバータ回路と巻線の間で行うため、モータ効率を向上することができるとともに、通電相の巻線の組み合わせの切替を行う際に、ＤＣモータのトルクの落ち込みを低減することができ、ＤＣモータの振動・騒音を低減することができる。

請求項２の発明によれば、通電相の巻線の組み合わせの切替ごとに発生する振動・騒音を低減できるポンプを提供することができる。

（実施形態１）
まず、実施形態１に係るＤＣモータの構成について図１〜５を用いて説明する。このＤＣモータは、例えば燃料電池や車載用モータ／ポンプ、ヒートポンプなどで用いられる能力可変が可能なものであり、図１に示すように、永久磁石を有するロータ１と、ロータ１を駆動させるための磁界を発生させる３相Ｕ，Ｖ，Ｗの巻線２１，２２，２３を有するステータ２と、それぞれダイオード３４が逆並列に接続されたハイサイドスイッチング素子３１１，３２１，３３１及びローサイドスイッチング素子３１２，３２２，３３２が直列接続された３組の直列回路３１，３２，３３を有し直流電源Ｅと巻線２１，２２，２３の間に接続されるインバータ回路３と、ロータ１の回転位置をそれぞれ検出する位置センサ４と、位置センサ４の検出結果を用いて３相Ｕ，Ｖ，Ｗの巻線２１，２２，２３の中から１対の通電相Ｕ，Ｖ，Ｗの巻線２１，２２，２３の組み合わせを順次切り替えてロータ１を回転させるようにハイサイドスイッチング素子３１１，３２１，３３１及びローサイドスイッチング素子３１２，３２２，３３２を制御するスイッチング制御手段５とを備える３相ＤＣブラシレスモータである。

直流電源Ｅは、ＤＣモータの駆動に必要な電流供給源である。

ロータ１は、Ｎ極とＳ極に着磁されたマグネットロータである（図１には２極のものを示す）。ロータ１には、３相Ｕ，Ｖ，Ｗの巻線２１，２２，２３に流れる電流による電磁石とロータ１の永久磁石とによる吸引と反発によって、回転トルクが発生する。

インバータ回路３は、各直列回路３１，３２，３３が直流電源Ｅの両端に互いに並列接続され、各直列回路３１，３２，３３ごとに、異なる巻線２１，２２，２３の一端が、直列接続されたハイサイドスイッチング素子３１１，３２１，３３１とローサイドスイッチング素子３１２，３２２，３３２の接続点に接続される。各ローサイドスイッチング素子３１２，３２２，３３２は、ＧＮＤ側に接続される。

位置センサ４は、各巻線２１，２２，２３に対するロータ１の磁極の位置（Ｎ極とＳ極の境目）を検出するホール素子やホールＩＣなどである。位置センサ４からは、巻線２１に対するロータ１の磁極の位置の検出結果に対応する信号ＨＵ、巻線２２に対するロータ１の磁極の位置の検出結果に対応する信号ＨＶ、巻線２３に対するロータ１の磁極の位置の検出結果に対応する信号ＨＷがそれぞれスイッチング制御手段５に出力される。

スイッチング制御手段５は、どの巻線２１，２２，２３を通電するかを決定する分配回路５０と、ＰＷＭ信号発生回路５１と、ＰＷＭ選択信号発生回路５２と、ゲート信号発生回路５３と、ある任意の周波数（数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚ）の三角波信号を発生させる三角波信号発生回路５４と、比較回路５５とを備えている。

分配回路５０は、位置センサ４の３つの信号ＨＵ，ＨＶ，ＨＷが入力される。３つの信号ＨＵ，ＨＶ，ＨＷは、それぞれＨレベル（ハイレベル）かＬレベル（ローレベル）の２パターンをとるため、３つの信号ＨＵ，ＨＶ，ＨＷの組み合わせは、全部で６パターンとなる。なお、全ての信号ＨＵ，ＨＶ，ＨＷがＨレベルとなるパターンやＬレベルとなるパターンは存在しない。上記分配回路５０は、上記６つのパターンにあわせて、どの巻線２１，２２，２３を通電するかを、図３に示す真理値表を用いて決定する。つまり、分配回路５０は、３相Ｕ，Ｖ，Ｗの巻線２１，２２，２３のうちどの巻線（３相のうち２相：１２０度通電方式）に通電したら一定方向に回転トルクが発生するかを決定する。

本実施形態のＤＣモータは、能力を可変するために、ＰＷＭ制御によって行われる。ＰＷＭ制御は、三角波信号発生回路５４の出力信号である三角波信号と能力可変信号とを比較する比較回路５５の出力信号を用いて行われる。能力可変信号は、アナログ電圧の大きさで能力可変をコントロールするアナログ信号である。

比較回路５５の出力信号は、ある任意の周波数（数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚ）の信号であり、能力を大きくするため能力可変信号の電圧を上昇させると、オンデューティ（オン時間と周期の比率）が大きくなる。これにより、３相Ｕ，Ｖ，Ｗの巻線２１，２２，２３への通電比率を大きくすることができ、つまり巻線２１，２２，２３へ流れる電流の大きさを大きくすることができるので、ロータ１のトルクを上昇させ、能力を上げることができる。

ゲート信号発生回路５３は、分配回路５０の出力信号と比較回路５５の出力信号（ＰＷＭ信号）とが入力され、各ハイサイドスイッチング素子３１１，３２１，３３１に対応する３つのハイサイド信号と、各ローサイドスイッチング素子３１２，３２２，３３２に対応する３つのローサイド信号とを出力する。３つのハイサイド信号は、ハイサイドドライバ５６に入力され、３つのローサイド信号は、それぞれローサイドスイッチング素子３１２，３２２，３３２に直接入力される。

各ハイサイドスイッチング素子３１１，３２１，３３１がＮ型のスイッチング素子である場合、直接駆動することができない。このため、ハイサイドドライバ５６では、入力された３つのハイサイド信号に対し、３相Ｕ，Ｖ，Ｗの巻線２１，２２，２３の各端子電圧に対しゲート信号を変換し直接駆動できる役目を果たす。

直流電源Ｅとインバータ回路３の間に、ブートストラプト回路を用いてフローティング電源を生成する場合や、チャージポンプ回路を用いて直流電源Ｅの＋端子より高い電圧（１５Ｖ程度）を生成する場合、３つのハイサイドスイッチング素子３１１，３２１，３３１の中から１つ、３つのローサイドスイッチング素子３１２，３２２，３３２の中から１つをオンにすることによって（図１では、ハイサイドスイッチング素子３１１及びローサイドスイッチング素子３２２をオンにする）、図１の実線の矢印方向の電流が流れる。図１では、３相Ｕ，Ｖ，Ｗの巻線２１，２２，２３のうち巻線２１から巻線２２へ電流が流れる。

具体的には、図２に示すように、通電相Ｕ，Ｖ，Ｗの巻線２１，２２，２３の組み合わせを切り替えるとき、通電を継続する相Ｕ，Ｖ，Ｗの巻線２１，２２，２３はＰＷＭ制御（ＰＷＭ信号と分配回路５０の出力信号とを掛け合わせた信号）から連続オン制御（分配回路５０の出力信号そのまま）に切り替え、新たに通電を開始する相Ｕ，Ｖ，Ｗの巻線２１，２２，２３は連続オフ制御（分配回路５０の出力信号そのまま）からＰＷＭ制御（ＰＷＭ信号と分配回路５０の出力信号とを掛け合わせた信号）に切り替える。

つまり、各ハイサイドスイッチング素子３１１，３２１，３３１及び各ローサイドスイッチング素子３１２，３２２，３３２のゲート信号の前半部分はＰＷＭ信号の出力信号となり、後半部分は連続オン制御の出力信号となり、インバータ回路３のハイサイドスイッチング素子３１１，３２１，３３１とローサイドスイッチング素子３１２，３２２，３３２とを交互にＰＷＭスイッチングを行うことになる。

上記より、本実施形態では、相切替が行われる際、常に、インバータ回路３のハイサイドスイッチング素子３１１，３２１，３３１又はローサイドスイッチング素子３１２，３２２，３３２のうち相切替が行われない側が連続オンすることになるため、巻線２１，２２，２３の逆起電力吸収を、図１に示す破線の電流経路を通って、３相Ｕ，Ｖ，Ｗの巻線２１，２２，２３とインバータ回路３の間だけで行うことができる。これにより、電源ラインのインピーダンスの大きさに関係なく、巻線２１，２２，２３の逆起電力吸収を行うことができる。

ＰＷＭ選択信号発生回路５２は、図４に示すように、３つのＡＮＤ回路５２１，５２２，５２３と、ＮＯＲ回路５２４とを備え、位置センサ４の３つの信号ＨＵ，ＨＶ，ＨＷからＰＷＭ選択信号を発生する論理回路である。ＰＷＭ選択信号は、図３に示すとおりである。

上記より、スイッチング制御手段５は、図５に示すように、一方の通電相Ｕ，Ｖ，Ｗの巻線２１，２２，２３に接続されるハイサイドスイッチング素子３１１，３２１，３３１と他方の通電相Ｕ，Ｖ，Ｗの巻線２１，２２，２３に接続されるローサイドスイッチング素子３１２，３２２，３３２との何れか一方に対してＰＷＭ制御を行い、他方に対して連続オン制御を行い、残りのハイサイドスイッチング素子３１１，３２１，３３１及びローサイドスイッチング素子３１２，３２２，３３２に対して連続オフ制御を行うものである。

以上、本実施形態によれば、連続オン制御を行っていたスイッチング素子（ハイサイドスイッチング素子３１１，３２１，３３１又はローサイドスイッチング素子３１２，３２２，３３２の何れか）に対して連続オフ制御を行い、ＰＷＭ制御を行っていたスイッチング素子に対して連続オフ制御を行い、新たに通電相Ｕ，Ｖ，Ｗとなる巻線２１，２２，２３に接続されるスイッチング素子に対してＰＷＭ制御を行うことによって、通電相Ｕ，Ｖ，Ｗの巻線２１，２２，２３の組み合わせを切り替えるときに、通電を停止する相Ｕ，Ｖ，Ｗの巻線２１，２２，２３に発生する逆起電力による直流電源Ｅへの逆起電力吸収をなくすことができるので、直流電源ＥとＤＣモータの間に逆起電力吸収の大容量のコンデンサを備える必要がない。

また、本実施形態によれば、直流電源Ｅを逆接続したときにＤＣモータの部品に大きな負荷がかかるのを防止するためのダイオードが電源供給路に接続されている場合であっても、直流電源ＥとＤＣモータの接続点での電圧上昇を抑制することができるので、上記電圧上昇が発生したときのようにインバータ回路３の各スイッチング素子（ハイサイドスイッチング素子３１１，３２１，３３１又はローサイドスイッチング素子３１２，３２２，３３２）などに負荷がかかるのを防止することができる。

さらに、本実施形態によれば、直流電源Ｅへの逆起電力吸収のための回生電流が電源供給路に流れないので、電源供給路に発生するノイズを抑制することができるとともに、回生電流による電源供給路での損失（ロス）をなくすことができる。

本実施形態によれば、ＤＣモータの逆起電力吸収をインバータ回路３と巻線２１，２２，２３の間で行うため、モータ効率を向上することができるとともに、通電相Ｕ，Ｖ，Ｗの巻線２１，２２，２３の組み合わせの切替を行う際に、ＤＣモータのトルクの落ち込みを低減することができ、ＤＣモータの振動・騒音を低減することができる。

（実施形態２）
実施形態２では、図６に示すように、実施形態１のＤＣモータＡを用いたポンプＢについて説明する。

ポンプＢは、浴槽水循環装置に組み込んで用いられるものであり、液体を吸排する羽根車６０と、羽根車６０を内蔵するケーシング６１と、羽根車６０を駆動するＤＣモータＡとを備える。ＤＣモータＡは、樹脂６２によって封止される。

ＤＣモータＡは、ロータ１に羽根車６０の軸６００が取り付けられ、ステータ２に磁界が発生すると、発生した磁界によってロータ１が駆動され、羽根車６０が回転する。羽根車６０が回転すると、浴槽内の浴槽水がケーシング６１の吸入口６１０から吸入される。吸入された浴槽水は、回転する羽根車６０によりケーシング６１の吐出口６１１から吐出され、加熱器に流れていく。加熱器に流れた浴槽水は、所定の温度まで加熱され、その後、浴槽内に戻る。

以上、本実施形態によれば、通電相Ｕ，Ｖ，Ｗの巻線２１，２２，２３の組み合わせの切替ごとに発生する振動・騒音を低減するＤＣモータＡをポンプＢに組み込んで用いることができる。

また、本実施形態によれば、ポンプＢを用いて浴槽水を循環し、加熱器で所定の温度まで加熱することによって、浴槽水の温度を常時所定温度に保つことができる。

実施形態１に係るＤＣモータの回路図である。同上に係るＤＣモータにおけるゲート信号波形を示す図である。同上に係るＤＣモータにおける位置検出信号とＰＷＭ選択信号の真理値を示す図である。同上に係るＤＣモータのＰＷＭ選択信号発生回路の回路図である。同上に係るＤＣモータの電圧波形と全電流波形を示す図である。実施形態２に係るポンプの断面図である。従来のＤＣモータの回路図である。同上のＤＣモータにおけるゲート信号波形を示す図である。ＤＣモータに接続される昇圧回路の回路図である。従来のＤＣモータの電圧波形と全電流波形を示す図である。

符号の説明

２１，２２，２３巻線
３１１，３２１，３３１ハイサイドスイッチング素子
３１２，３２２，３３２ローサイドスイッチング素子
５スイッチング制御手段

Claims

永久磁石を有するロータと、
前記ロータを駆動させるための磁界を発生させる３相の巻線を有するステータと、
それぞれダイオードが逆並列に接続された２つのスイッチング素子が直列接続された３組の直列回路を有し、各直列回路が直流電源の両端に互いに並列接続され、各直列回路ごとに、それぞれ異なる相の巻線の一端に、前記２つのスイッチング素子のうち前記直流電源の高電圧側に接続されるハイサイドスイッチング素子と前記直流電源の低電圧側に接続されるローサイドスイッチング素子との接続点が接続されるインバータ回路と、
前記ロータの回転位置をそれぞれ検出する位置センサと、
前記位置センサの検出結果を用いて前記３相の巻線の中から１対の通電相の巻線の組み合わせを順次切り替えて前記ロータを回転させるように、一方の通電相の巻線に接続される前記ハイサイドスイッチング素子と他方の通電相の巻線に接続される前記ローサイドスイッチング素子との何れか一方に対してＰＷＭ制御を行い、他方に対して連続オン制御を行い、残りのハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子に対して連続オフ制御を行うスイッチング制御手段とを備え、
前記スイッチング制御手段は、前記通電相の巻線の組み合わせを切り替える際に、連続オン制御を行っていたハイサイドスイッチング素子又はローサイドスイッチング素子に対して連続オフ制御を行い、ＰＷＭ制御を行っていたローサイドスイッチング素子又はハイサイドスイッチング素子に対して連続オン制御を行い、新たに通電相となる巻線に接続されるハイサイドスイッチング素子又はローサイドスイッチング素子に対してＰＷＭ制御を行う
ことを特徴とするＤＣモータ。
請求項１記載のＤＣモータを備えることを特徴とするポンプ。