JP2009545266A - 無線装置の自動利得制御における、またはそれに関する改善 - Google Patents

Abstract

ＲＦ増幅器（３８）に接続されたプログラマブル減衰器（３６）を備える第１のＲＦ利得ステージ（３４）と、所望の帯域幅において信号を増幅するための第２の挟帯域利得制御増幅ステージ（２４）と、を有するＲＦ装置を動作させる方法は、所望の信号内の合計雑音を最小化することによって信号対雑音（ＳＮＲ）を最大化する、第１のＲＦ利得ステージの利得設定と、実質的に一定レベルの出力を供給する、第２の挟帯域増幅ステージの利得設定と、を選択することを含む。第１のＲＦ利得ステージの利得設定を選択するために、ＲＦデバイスは、合計雑音を最小化するようにプログラマブル減衰器に印加される利得設定を選択する際に、第１のＲＦステージおよび第２の利得制御増幅ステージの利得設定と、歪み雑音（ＲＦ入力を参照する）と、熱雑音（ＲＦ入力を参照する）とを考慮に入れる制御ステージ（４０）を含む。

Description

本発明は、無線装置の自動利得制御（ＡＧＣ：automatic gain control）に関する。本発明の特定の、しかし専用ではない適用は、低消費電力が重要な要素である移動体用途で使用される装置、例えばバッテリ駆動装置において使用されるデジタルＴＶチューナにある。

添付の図面の図１は、簡素な無線レシーバのブロック概略図であり、典型的な無線周波数（ＲＦ）ＡＧＣシステムを示している。アンテナ１０は、利得制御ＲＦ増幅器１２に接続されている。ＲＦ増幅器１２の出力は、簡素な周波数ダウン変換ステージ１４に接続されており、このステージでは、受信されたＲＦ信号が、ベースバンドまで周波数ダウン変換され、復調器１６に印加される。周波数ダウン変換ステージ１４のアーキテクチャは、当該技術分野で知られた任意の適切な設計のものとすることができ、例示を目的として、ＲＦ増幅器１２の出力および局部発振器２０のそれぞれのための入力を有するミキサ１８を備えたスーパーヘテロダインステージを備える。バンドパスフィルタ２２は、ミキサ１８の出力に接続され、ミキシングの生成物から所望の信号を選択する。ベースバンドまたは可聴周波数利得制御増幅器２４は、バンドパスフィルタ２２の出力に接続された入力と、復調器１６の入力に接続された出力とを有する。

概して、ＡＧＣの目的は、レシーバの利得を自動調整して、レシーバが、復調器１６の入力に対して十分なレベルの信号を供給できるようにすることなどである。例として、復調器が、１Ｖｐｐ範囲を有するアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）であると仮定すると、レシーバ出力によって供給される十分なレベルは、１Ｖｐｐとなるであろう。

図１に示されている回路では、ＡＧＣは、ＲＦ増幅器１２およびベースバンド増幅器２４に印加される。アンテナ１０において受信される信号は、挿入された図によって示された広帯域信号であり、広帯域信号は、所望の信号ｆ_Wと、隣接帯域における不要な信号とを含む。ＲＦ増幅器１２の入力においてアンテナから受信される合計電力は、Ｐｔｏｔである。ＲＦ増幅器１２の出力における増幅された広帯域信号の電力は、Ｐｏｕｔであり、この電力は、増幅器１２の出力において、電力検出器２６を用いて検出される。電力検出器２６は、出力Ｐｄｅｔを生成し、出力Ｐｄｅｔは、比較器２８の一方の入力に印加される。閾値ステージ３０が、比較器２８の第２の入力に接続され、Ｐｄｅｔが比較される閾値を供給する。閾値は、ＲＦ増幅器１２の利得を最大化するように選択される。比較器２８の出力は、ＲＦ増幅器１２の制御入力１３に接続された出力を有する積分器３２に接続されている。動作においては、Ｐｄｅｔが閾値を超えると、ＡＧＣ回路が、ＲＦ増幅器１２の利得を減少させ、逆に、Ｐｄｅｔが閾値未満であると、ＡＧＣ回路はＲＦ増幅器１２の利得を増加させる。このプロセスは、Ｐｄｅｔが閾値に等しくなるまで利得を調整する目的で、継続される。実際には、Ｐｏｕｔは、ＲＦ増幅器１２に続くステージ、この示されたケースでは周波数ダウン変換ステージへの過負荷を避けるように調整される。ベースバンド増幅器２４は、バンドパスフィルタ２２によってフィルタリングされた品質に応じて、所望の信号ｆ_Wと、場合によっては残り分ｆ_Rとを含む、挿入して示されている挟帯域信号を、隣接するチャンネルから受信し、増幅された一定レベルの出力信号ｆ_WCLを、復調器１６に供給する。ベースバンド増幅器の利得を制御するために、復調器１６から得られた出力が、ベースバンド増幅器２４の制御入力２５に印加され、その出力を一定に保つ。

米国特許出願第２００３／０１４３９６７号は、ＡＧＣを、ゼロＩＦまたは低ＩＦアーキテクチャを有するアナログセルラー電話レシーバに適用することを開示している。簡潔にするために、ゼロＩＦ変換器、フィルタおよびＡＤＣのアーキテクチャは、当該技術分野で良く知られているため、説明しないこととする。図１に示されるアーキテクチャと比べて、利得制御ＲＦ増幅器は、ＬＮＡであり、ベースバンド増幅器は、その出力がデジタルＦＭ復調器に接続された、デジタル可変利得増幅器（ＶＧＡ：variable gain amplifier）を備えている。デジタルＶＧＡの出力における電圧は、累算器にも接続されている。累算器の出力は、制御器に接続され、ＬＮＡおよびデジタルＶＧＡに印加されるべき利得制御信号を供給して、平均電力利得を、制御器に供給される一定の設定点に等しく保つ。ＬＮＡにおいて、利得は、利得段階で調整され、このことは、ＬＮＡからのＲＦ信号に不要な位相シフトを導入する影響を持つ。不要な位相シフトを排除するために、制御器によって制御される位相シフタが、デジタルＶＧＡの入力への直交関係の信号パスに接続されている。制御器は、それぞれの位相補正を、利得調整信号が位相シフタに到達すると同時に印加するように同期され、これは、信号伝播遅延に対応するグループ遅延を、ＬＮＡと位相シフタの間で位相補正信号に印加することによって行われる。

既知のＡＧＣ回路の欠点は、良好な雑音指数を達成し、一方で同時に、所望の信号の劣化とともに不要な信号をもたらし得る過度の非直線性の導入を避けるために、利得が、第１ステージにおいて可能な限り高く設定されていることである。その結果、これらのステージは、十分な直線性を達成するように設計されており、このことは、次いで、バッテリ駆動装置では望ましくない高い電力消費をもたらす。信号劣化の主な原因は、次いで、熱雑音である。

本発明の目的は、ＡＧＣを有する無線装置における電力消費を減少させることである。

本発明の第１の態様によると、第１のＲＦ利得ステージと、所望の帯域幅において信号を増幅させるための第２の挟帯域利得制御増幅ステージと、を有するＲＦ装置を動作させる方法が提供され、第１のＲＦ利得ステージの利得設定は、所望の帯域幅における合計雑音を最適化することによって、信号対雑音比を最大化するように選択され、第２の挟帯域利得制御増幅ステージの利得設定は、実質的に一定レベルの出力が供給されるように調整される。

本発明の第２の態様によると、ＲＦ入力と、第１のＲＦ利得ステージと、第２の挟帯域利得制御増幅ステージと、を備える無線装置が提供され、無線装置には、第１の制御デバイスが備えられ、所望の帯域幅における合計雑音を最小化することによって、信号対雑音比を最大化するように、第１のＲＦ利得ステージの利得設定を選択し、自動利得制御回路が備えられ、第２の挟帯域利得制御増幅ステージの利得設定を、実質的に一定レベルの出力が供給されるように調整する。

本発明は、低消費電力装置において、ＲＦ利得を調整する際に、熱雑音と歪み雑音の両方を考慮に入れるべきであり、復調器に、最大の信号対雑音（ＳＮＲ）を有する信号を供給するために、雑音指数と非直線性の間で最良のトレードオフを得るべきであるという認識に基づいている。その結果、ＲＦ利得は最大化されず、これにより電力消費を減少させる。

図１は、典型的なＲＦ ＡＧＣを有する無線装置のブロック概略図である。 図２は、本発明に従い構成された装置のブロック概略図である。 図３は、ＲＦ利得と合計電力Ｐｔｏｔの関数としての、歪み雑音のグラフである。 図４は、ＲＦおよびＢＢ利得の関数としての、熱雑音のグラフである。 図５は、ＲＦおよびＢＢ利得の設定と合計電力Ｐｔｏｔの関数としての、合計雑音の、所望の信号帯域幅へのグラフである。 図６は、ＳＮＲの計算に寄与する雑音および信号値を示す図である。 図７は、本発明に係る方法の実施形態を示すフローチャートである。 図８は、受信されるべき信号の、歪み雑音値（Ｎｄｉｓｔ）対受信ＲＦ電力（Ｐｔｏｔ）、ＲＦ＿ＧａｉｎおよびＲＦ周波数を示す第１の表である。 図９は、受信されるべき信号の、熱雑音値（Ｎｔｈｅｒｍ）対ＲＦ＿Ｇａｉｎ、ＢＢ＿ＧａｉｎおよびＲＦ周波数を示す第２の表である。 図１０は、歪み雑音と熱雑音の間の最良のトレードオフを示す表である。 図１１は、図８および図９に示される第１および第２の表を用いて得られた所与の合計入力電力Ｐｔｏｔに対する、計算された合計雑音Ｎｔｏｔ（Ｎｔｏｔ＝Ｎｄｉｓｔ＋Ｎｔｈｅｒｍ）対ＲＦ＿ＧａｉｎおよびＢＢ＿Ｇａｉｎ値の例の、表による概要である。

本発明を、これより例として、添付の図面を参照して説明する。

図面において、同一の参照番号は、対応する機能を示すために用いられる。

図１は、本明細書の序文で既に説明したため、再び述べないこととする。

図２を参照すると、アンテナ１０は、制御入力３７を有するプログラマブル減衰器３６と、ＲＦ増幅器３８とによって形成された、低消費電力および低雑音指数すなわち良好な感度のために設計された広帯域ＲＦ利得ステージ３４に接続されている。ＲＦ増幅器３８の出力は、図１に示したものと同じアーキテクチャを有する簡素な周波数ダウン変換ステージ１４に接続されている。簡潔にするために、ステージ１４の説明は、繰り返さないこととする。利得制御増幅器２４の出力は、復調器１６に接続されている。

ＡＧＣは、制御信号を生成するプロセッサ４０によって、ＲＦ利得ステージ３４に印加され、制御信号は、積分された後、プログラマブル減衰器３６に印加される。プロセッサ４０は、アンテナ１０にて受信された信号の合計電力Ｐｔｏｔの指標Ｐｄｅｔを受信するための入力４１を有する。示された実施形態において、指標Ｐｄｅｔは、アンテナ１０とＲＦ＿Ｇａｉｎステージ３４との間の信号パスにおいてＲＦ−ＲＰで示された接点に接続された入力と、プロセッサ４０の入力４１に接続された出力とを有する電力検出器４２を用いて得られる。（検出点は、例えばＲＦ＿Ｇａｉｎステージ３４の出力など、他の場所に配置することもできる。）ベースバンド増幅器２４の制御入力２５に印加される利得設定の指標ＢＢ＿Ｇａｉｎは、ライン４４によって、プロセッサ４０の入力４５に供給される。（より良い精度のために、レシーバの受信周波数や温度のような他の情報を、プロセッサ４０に供給することもできる。）メモリデバイス４６が、プロセッサ４０の入力４７に接続されている。メモリデバイス４６は、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）として機能する少なくとも２つの領域４８，５０を備え、ルックアップテーブルはそれぞれ、異なる周波数範囲でのＲＦ歪み雑音Ｎｄｉｓｔ対ＲＦ＿ＧａｉｎおよびＰｔｏｔ特性、ならびに同一の異なる周波数範囲での熱雑音Ｎｔｈｅｒｍ対ＢＢ利得およびＲＦ利得特性のモデルの所定の例を格納している。このモデルは、特定の設計のレシーバ用に決められており、他の設計のレシーバ用に決められたモデルとは異なる。モデルの実例が、添付の図面の図８および図９において、表で示されている。

プロセッサ４０の出力５１は、ＲＦ＿Ｇａｉｎ制御信号をプログラマブル減衰器３６の入力に印加する積分器３２に接続されている。プログラマブル減衰器は、連続的または段階的に調整可能である。

ＲＦ増幅器３８の前に位置するプログラマブル減衰器３６の機能は、ＲＦ増幅器３８の入力の前で減衰を増加させることによって、追加的な電力消費なしに、レシーバの直線性を改善できるようにすることであるが、これは、前方の減衰が増加するにつれて熱雑音が劣化する犠牲をともなう。

減衰器３６は、ＲＦ利得を制御するようにプログラムされており、一方で、プロセッサ４０は、ＲＦ利得を計算および設定して、所望の信号帯域幅のＳＮＲを最適化する役割を果たす。

図３は、ＲＦ利得（横座標）と合計電力Ｐｔｏｔの関数としての、歪み雑音電力レベルＤＮＰＬ（レシーバ入力ＲＦ−ＲＰを参照する）のグラフである。参照番号５２は、Ｐｔｏｔ０の曲線を示しており、参照番号５４は、所与のＰｔｏｔの曲線を示している。破線の矢印５６は、Ｐｔｏｔが増加すると歪み雑音が増加することを示している。

図４は、ＲＦ利得とＢＢ利得（横座標）の関数としての、熱雑音電力レベルＴＮＰＬ（レシーバ入力を参照する）のグラフである。参照番号５８は、所与のＲＦ利得の曲線を示し、破線の矢印６０は、ＲＦ利得が減少すると熱雑音が増加することを示している。

ＲＦ利得が増加すると、レシーバ出力、すなわち復調器１６への入力での一定のレベルを維持するために、ＢＢ利得も減少するはずである（逆も同様）。

図３および図４から、ＲＦ増幅器３８は、低い直線性を有することができることを結論付けることができる。減衰が高いほど、レシーバはより直線的となる（図３を参照されたい）。減衰が低いほど、レシーバの感度または雑音指数は良好となる（図４）。

図５は、所望の信号帯域幅への、レシーバ入力ＲＦ−ＲＰを参照する合計雑音電力レベルＮｔｏｔの、ＲＦ＿Ｇａｉｎ，ＢＢ＿Ｇａｉｎの設定と合計入力電力Ｐｔｏｔの関数としてのグラフである。参照番号６２および６４は、それぞれ、Ｐｔｏｔ０の曲線と、Ｐｔｏｔの他の値の曲線とを示している。言い換えると、プロセッサは、熱雑音／歪み雑音トレードオフを最適化することによって、合計雑音電力レベルＮｔｏｔを、所望の信号帯域幅へと最小化することができ、それを行うために、合計入力電力Ｐｔｏｔ、ＢＢ＿Ｇａｉｎ設定およびＲＦ＿Ｇａｉｎ設定を処理する必要がある。このデータから、Ｎｔｏｔの（所望の信号帯域幅への）概算を計算することができ、ＡＧＣ方策は、Ｎｔｏｔを最小化し、それによりＳＮＲを最適化するために、最良のＲＦ＿Ｇａｉｎの決定を可能にする。

図６は、信号および雑音が同じ帯域幅を有する、所望のＰｓｉｇｎａｌ６６および合計雑音成分６８を示している。合計の雑音成分６８は、歪み雑音７０と、熱雑音７２との合計により構成されている。合計雑音成分６８の、Ｐｓｉｇｎａｌ６６に対する比率が、ＳＮＲである。歪み雑音７０および熱雑音７２は、接点ＲＦ−ＲＰ（図２）ＮＦを参照する熱雑音レベルが増加すると、歪み雑音７０が減少し、ＮＦが増加すると、熱雑音が増加する点において関連している。本発明に係る方法は、歪み雑音と熱雑音の間で最良のトレードオフを見出し、ＲＦ増幅器を最大出力で動作させる典型的な技術を避けつつ、ＳＮＲを可能な限り大きくするための方策に関する。

図７は、本発明に係る方法の実施形態に関するフローチャートである。ブロック７４は、無線装置をオンにすることに関する。ブロック７６は、ＲＦ＿ＧａｉｎをＲＦ＿Ｇａｉｎ＿Ｍｉｎ値に設定することにより無線装置を初期化し、強いＲＦレベルがアンテナ１０（図２）にある場合に、無線装置のチューナを保護することに関する。ブロック７８は、プロセッサが合計電力Ｐｔｏｔ、ＲＦ周波数設定およびＢＢ＿Ｇａｉｎ設定を得ることに関する。これらのデータは、ＬＵＴ４８，５０（図２）から歪み雑音指数Ｎｄｉｓｔおよび熱雑音指数Ｎｔｈｅｒｍの値を得るために必要である。ブロック８０は、プロセッサが、ＲＦ＿Ｇａｉｎの全ての可能な値に対するＮｄｉｓｔ＋Ｎｔｈｅｒｍの合計を計算すること、および合計の最小値と、それによるＲＦ＿Ｇａｉｎの最適値とを決定することに関する。ブロック８２は、ＲＦ＿Ｇａｉｎを最適値に設定することに関する。その際に、プロセッサは、プログラマブル減衰器３６の設定を調整して、歪み雑音と熱雑音の間の最良のトレードオフによる最大のＳＮＲを得る。ＢＢ＿Ｇａｉｎの数値は、復調器１６と利得制御増幅器２４の間のＡＧＣループを用いて、復調器１６に供給される挟帯域信号が十分な値を有するように調整される。新たなＲＦ＿Ｇａｉｎが設定されるたびに、新たなＢＢ＿Ｇａｉｎが自動的に設定され、復調器入力における一定レベルが維持される。

図８〜図１１は、本発明に係る方法の例に関する。

図８および図９それぞれの第１および第２の表では、ＲＦ＿Ｇａｉｎは、１０ｄＢ〜１８ｄＢの間で、２ｄＢの段階で調整可能とし、ＢＢ＿Ｇａｉｎは、０〜４０ｄＢの間で、５つの範囲において調整可能としており、５つの範囲は、＜０、０〜１０、１０〜２０、２０〜３０および３０〜４０ｄＢである。ＵＨＦ欧州地上波ＴＶ帯域４７０〜８６２ＭＨｚ内にある２つの周波数の帯域が選択され、チューナへの歪みおよび熱雑音がＲＦ周波数によって変化することが示されている。このような表を構成する際に、任意に、温度を考慮に入れることも可能である。実際の実施においては、より高い精度を与えるために、より多くの値が表に加えられるであろう。さらに、このような数字は、統合されたレシーバ装置のシステム測定から、および／または補間／補外／モデリングから得てもよい。

図８の第１の表は、ＲＦ利得が小さい場合、このことは、ＲＦ減衰が高く、次いで歪みが低いことを意味すること示している。

図９の第２の表は、ＲＦ＿Ｇａｉｎが小さい場合、このことは、ＲＦ減衰が高く、次いで熱雑音が高いことを意味することを示している。

本発明に係る方法を示すために、図８および図９で示されている第１および第２の表の左側の列に位置する５００ＭＨｚで、信号が受信されること、Ｐｔｏｔ（合計入力電力＝信号＋干渉）＝−２０ｄＢｍであること、および初期の状態、つまり所望の信号電力レベル（＋復調器１６（図２）への入力でまだ可視である可能な隣接信号）が、ＲＦ＿Ｇａｉｎ＝ＲＦ＿Ｇａｉｎ＿Ｍｉｎ→ＢＢ＿Ｇａｉｎ＝３５ｄＢであることが仮定される。

図１０を参照すると、ステップ１において、受信する装置は、ＲＦ＿Ｇａｉｎを１０ｄＢに設定（次いでＢＢ＿Ｇａｉｎ＝３５ｄＢ）することによって初期化される。これらの設定により、第１の表は、−２０ｄＢｍの、すなわち−２５〜−１５ｄＢｍの範囲に入っているＰｔｏｔに対して、７．０のＮｄｉｓｔを示し、第２の表は、３５ｄＢの、すなわち３０〜４０ｄＢの範囲に入っているＢＢ＿Ｇａｉｎに対して、１０．００のＮｔｈｅｒｍを示す。合計雑音（Ｎｄｉｓｔ＋Ｎｔｈｅｒｍ）は、１７に等しい。ステップ２は、受信する装置のプロセッサ４０（図２）が、アルゴリズムを適用し、異なる可能な値をＮｔｏｔのために処理した後、歪み雑音Ｎｄｉｓｔと熱雑音Ｎｔｈｅｒｍの間での最良のトレードオフを決定して、Ｎｔｏｔのための最小値を与え、それにより最大ＳＮＲを与えること（ＲＦ利得ステージ３４を最大電力で動作させることなく）を示している。

以下の簡略化された説明は、図１１に示される表の各行が、どのように得られるかについて示している。

第１の行は、上述のように、ＲＦ＿Ｇａｉｎ＝１０ｄＢによって得られ、Ｐｔｏｔ＝−２０ｄＢｍに対して、Ｎｄｉｓｔ＝７．０であり、ＲＦ＿Ｇａｉｎ＝１０ｄＢに対して、ＢＢ＿Ｇａｉｎ＝３５ｄＢで３０〜４０ｄＢの範囲にあり、Ｎｔｈｅｒｍ＝１０．０であり、よってＮｔｏｔ＝７．０＋１０．０＝１７．０である。

第２の行は、ＲＦ＿Ｇａｉｎ＝１２ｄＢとすることによって得られ、Ｐｔｏｔ＝−２０ｄＢｍに対して、Ｎｄｉｓｔ＝７．７であり、ＲＦ＿Ｇａｉｎ＝１２ｄＢに対して、ＢＢ＿Ｇａｉｎは３３．０ｄＢに減少するが、まだ３０〜４０ｄＢの範囲にあり、Ｎｔｈｅｒｍ＝９．０であり、よってＮｔｏｔ＝１６．７である。

第３の行は、ＲＦ＿Ｇａｉｎ＝１４ｄＢとすることによって得られ、Ｐｔｏｔ＝−２０ｄＢｍに対して、Ｎｄｉｓｔ＝８．５であり、ＲＦ＿Ｇａｉｎ＝１４ｄＢに対して、３１ｄＢのＢＢ＿Ｇａｉｎは、まだ３０〜４０ｄＢの範囲にあり、Ｎｔｈｅｒｍ＝８．１であり、よってＮｔｏｔ＝１６．６である。

第４の行は、ＲＦ＿Ｇａｉｎ＝１６ｄＢとすることによって得られ、Ｐｔｏｔ＝−２０ｄＢｍに対して、Ｎｄｉｓｔ＝９．３である。しかし、ＲＦ＿Ｇａｉｎ＝１６ｄＢに対して、ＢＢ＿Ｇａｉｎは再び２９ｄＢに減少し、ここで２０〜３０ｄＢの範囲にあり、Ｎｔｈｅｒｍ＝１０．９であり、よってＮｔｏｔ＝２０．３である。

第５の行は、ＲＦ＿Ｇａｉｎ＝１８ｄＢとすることによって得られ、Ｐｔｏｔ＝−２０ｄＢｍに対して、Ｎｄｉｓｔ＝１０．２であり、ＲＦ＿Ｇａｉｎ＝１８ｄＢに対して、ＢＢ＿Ｇａｉｎは再び２７ｄＢに減少し、まだ２０〜３０の範囲にあり、Ｎｔｈｅｒｍ＝９．８であり、よってＮｔｏｔ＝２０．１である。

それぞれのＮｔｏｔの数値を比較することにより、ＲＦ＿Ｇａｉｎを１４ｄＢに、ＢＢ＿Ｇａｉｎを３１ｄＢに設定することにより、Ｎｔｏｔは、最小値を有し、よって、図６を基準とすると、ＳＮＲが最大であることが明らかである。

本明細書および特許請求の範囲において、要素に先行する“１つの（ａまたはａｎ）”という語は、そのような要素の複数の存在を除外しない。さらに、“備える”という語は、列記されたもの以外の要素またはステップの存在を除外しない。

特許請求の範囲において括弧内に置かれた参照符号の使用は、特許請求の範囲を限定するものとは解釈されるべきでない。

本開示を読むことによって、他の変形が、当業者に明らかとなるであろう。このような変形は、ＡＧＣシステムおよびその構成部分の設計、製造および使用において既に知られている、ここに既に述べられた機能に替えて、または加えて使用し得る他の機能を、含んでもよい。

Claims (12)

1. 第１のＲＦ利得ステージと、所望の帯域幅において信号を増幅させるための第２の挟帯域利得制御増幅ステージと、を有するＲＦ装置を動作させる方法であって、
   前記第１のＲＦ利得ステージの利得設定は、前記所望の帯域幅における合計雑音を最適化することによって、信号対雑音比を最大化するように選択され、
   前記第２の挟帯域利得制御増幅ステージの利得設定は、実質的に一定レベルの出力が供給されるように調整される、ことを特徴とする方法。
2. 前記第１のＲＦ利得ステージは、ＲＦ増幅器の入力に接続されたプログラマブル減衰器を備え、
   前記第１のＲＦ利得ステージの利得設定は、前記プログラマブル減衰器の値を、前記所望の帯域幅における合計雑音の決定に応じて調整することによってもたらされる、ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記プログラマブル減衰器に対して行われるべき調整の決定において、前記第２の挟帯域増幅器の利得設定が考慮に入れられる、ことを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. 前記プログラマブル減衰器に対して行われるべき調整の決定において、歪み雑音（前記ＲＦ装置の入力を参照する）と、熱雑音（前記ＲＦ装置の入力を参照する）とが、考慮に入れられる、ことを特徴とする請求項２または請求項３に記載の方法。
5. 前記ＲＦ装置は、ＲＦ利得ステージに接続されたＲＦ信号のための入力と、利得調整されたＲＦ信号を、所望の信号帯域幅に周波数ダウン変換し、前記信号を前記第２の挟帯域利得制御増幅ステージに印加するための手段と、をさらに備え、
   前記方法は、入力されたＲＦ信号の合計電力を決定し、前記プログラマブル減衰器に印加されるＲＦ利得設定を決定し、前記第２の挟帯域利得制御増幅ステージに印加される利得設定を決定し、決定されたＲＦ利得設定と決定された合計電力の関数として、歪み雑音（前記ＲＦ装置の入力を参照する）値を決定し、決定されたＲＦ利得設定と決定されたベースバンド利得設定の関数として、熱雑音（前記ＲＦ装置の入力を参照する）値を決定し、前記ＲＦ利得設定を調整して、前記所望の信号帯域幅内の合計雑音電力レベルを最小化することをさらに含む、ことを特徴とする請求項２に記載の方法。
6. 歪み雑音値を、ルックアップテーブルに格納し、熱雑音値を、他のルックアップテーブルに格納する、ことを特徴とする請求項５に記載の方法。
7. ＲＦ入力と、第１のＲＦ利得ステージと、第２の挟帯域利得制御増幅ステージと、を備える無線装置であって、
   前記所望の帯域幅における合計雑音を最小化することによって、信号対雑音比を最大化するように、前記第１のＲＦ利得ステージの利得設定を選択するために、第１の制御デバイスが設けられ、
   実質的に一定レベルの出力が供給されるように、前記第２の挟帯域利得制御増幅ステージの利得設定を調整するために、自動利得制御回路が設けられている、
   ことを特徴とする無線装置。
8. 前記第１のＲＦ利得ステージは、ＲＦ増幅器の入力に接続されたプログラマブル減衰器を備え、
   前記制御デバイスは、前記プログラマブル減衰器に接続され、前記プログラマブル減衰器の値を、前記所望の帯域幅における合計雑音の決定に応じて調整する、ことを特徴とする請求項７に記載の無線装置。
9. 前記制御デバイスは、前記第２の利得制御増幅ステージの利得設定のための入力を有する計算ステージを含み、
   前記計算ステージは、前記プログラマブル減衰器に対して行われるべき調整を決定する際に、前記第２の利得制御増幅ステージの利得設定を考慮に入れる、ことを特徴とする請求項８に記載の無線装置。
10. 前記計算ステージは、歪み雑音（ＲＦ装置の入力を参照する）値および熱雑音（ＲＦ装置の入力を参照する）値を受信するための入力を有し、
    前記計算ステージは、前記プログラマブル減衰器に対して行われるべき調整を決定する際に、前記歪み雑音値および熱雑音値を考慮に入れる、ことを特徴とする請求項９に記載の無線装置。
11. 前記歪み雑音値および前記熱雑音値を格納するためのルックアップテーブルをさらに備える、ことを特徴とする請求項１０に記載の無線装置。
12. 前記制御デバイスは、
    入力されたＲＦ信号の合計電力を決定するための手段と、
    前記プログラマブル減衰器に印加されるＲＦ利得設定を決定するための手段と、
    前記第２の挟帯域利得制御増幅ステージに印加される利得設定を決定するための手段と、
    決定されたＲＦ利得設定と決定された合計電力の関数として、歪み雑音（ＲＦ装置の入力を参照する）値を得るための手段と、
    決定されたＲＦ利得設定と決定されたベースバンド利得設定の関数として、熱雑音（ＲＦ装置の入力を参照する）値を得るための手段と、
    前記所望の帯域幅内の合計雑音を最小化することにより、前記ＲＦ利得設定を調整するための手段と、
    を備えることを特徴とする請求項９に記載の無線装置。

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