JP2009543499A - 負荷ラインの適応 - Google Patents

Abstract

明細書中に開示される一般的概念に従って、パワーアンプ（３００）出力に接続された負荷ラインの予め定められた負荷ラインインピーダンスに負荷インピーダンス（z load）を適応整合させるための回路は、パワートランジスタと適応整合回路ネットワーク（１０１）との間に固定整合ネットワーク（２０１）を含む。固定整合ネットワークはインピーダンスインバータとして機能し、結果として、高電力での挿入損失が比較的低くなる。結果として、インピーダンス反転ネットワークが１０倍以上のインピーダンス変動でも使用可能となることが分かる。さらに、パワートランジスタ付近で固定整合ネットワークを使用することにより、伝送零点の実現が可能となり、および／または、基準周波数での（可変）負荷インピーダンスとは無関係に、予め定められた高調波周波数での十分に規定された負荷インピーダンスが可能となる。

Description

発明の分野
この発明は、請求項１に記載のパワーアンプ出力に接続された負荷ラインの予め定められた負荷ラインインピーダンスに負荷インピーダンスを適応整合させるための回路に関し、請求項１５に記載のパワーアンプ出力における予め定められた負荷ラインインピーダンスに負荷インピーダンスを適応整合させる方法に関する。

発明の背景
一般に、パワーアンプ（ＰＡ：power amplifier）は、中間出力電力では出力効率が低くなってしまう。というのも、それらの負荷ラインが、典型的には、最大出力電力に最適化されているからである。負荷ライン切換えおよび負荷ライン適応についての概念は公知である。たとえば、ＰＩＮダイオード切換えキャパシタは、ＧＳＭ（Global System for Mobile communications：グローバル・システム・フォー・モバイル・コミュニケーションズ）システムにおいて用いられるトランスミッタのＢＧＹ２７０パワーアンプにおいて実現されている。

ＥＰ１４０１０４７は、可変キャパシタを固定整合ネットワークと組合せて用いて、パワーアンプの負荷ラインを適応的に設定するＲＦ−ＭＥＭＳの「自己作動」に関連している。固定ネットワークは、「複数の伝送線」で実現されると言われており、ネットワークの特別な特性を示すことはない。

すなわち、基本的に、出力電力の機能として負荷ラインを適応させると、中間電力レベルでのパワーアンプ効率を向上させることができる。これは、G. Leuzzi、C. Micheliによる「移動通信に適用される可変負荷の一定効率のパワーアンプ（Variable-load constant efficiency power amplifier for mobile communications applications）」（第３３回欧州マイクロ波会議（33rd European Microwave Conference）（３７５〜３７７頁）、ミュンヘン（Munich）、２００３年）から推論され得るとおりである。この理論およびシミュレーションに従うと、単一Ｌネットワークでは、大きなインピーダンス変換率に対する挿入損失が過剰になってしまう。

さらに、ネットワーク分析により、固定インダクタと可変キャパシタとの組合せとして可変インダクタを実現することにより挿入損失がさらに悪化することがわかった。これは極めて不所望なことである。というのも、結果として、高出力電力でＰＡ効率が大幅に低下し、そのために、典型的に高いインピーダンス変換率が必要となるからである。

大抵のパワーアンプは中間出力電力レベルで周波数が低くなる。というのも、それらの負荷ラインは、最大出力電力に対し最適化されているからである。また、大抵のパワーアンプは、中間電力レベルで、ごくまれに最大電力で動作することが多い。さらに、回路素子が所与の品質係数Ｑを有する場合、ネットワーク挿入損失は、インピーダンス変換率を高めるよう増大する。結果として、可変整合ネットワークの損失が最大出力電力で最大になる傾向がある。加えて、パワーアンプ整合ネットワークは、高調波を大幅に除去するものでなければならないが、これは、一般に、これらの高調波周波数のために調整されるＬＣ共振回路で実現されるものである。このため、固定ＬＣ共振回路で出力整合ネットワークを実現する場合、逆に、基本周波数で負荷ラインを調整するための可変ＬＣネットワー
クが必要となる。

発明の概要
したがって、出力電力レベルに応じて、広いインピーダンス範囲にわたって負荷インピーダンスを適応させるために適応負荷ライン整合ネットワークを提供することが一目的となる。こうして、パワーアンプを中間の出力電力レベルで動作させる際にエネルギを節約し得る。

目的のうちの少なくとも１つは、請求項１に記載の回路によって達成され得る。したがって、パワーアンプ出力に接続された負荷ラインの予め定められた負荷ラインインピーダンスに負荷インピーダンスを適応整合させるための回路において、適応回路は、
− 負荷インピーダンスに接続され、負荷インピーダンスを整合インピーダンスに変換するための可変インピーダンス整合ネットワークと、
− 可変インピーダンス整合ネットワークに接続され、整合インピーダンスを予め定められた負荷ラインインピーダンスに変換するための固定インピーダンス反転ネットワークとを含み、
− 可変インピーダンス整合ネットワークは少なくとも１つの可変回路素子を含み、その可変回路素子のインピーダンスは、可変インピーダンス整合ネットワークによる整合が適用された制御設定によって制御可能となるように、制御設定入力によって制御可能である。

目的のうちの少なくとも１つは、請求項１５に記載の方法によって達成され得る。したがって、パワーアンプ出力における予め定められた負荷ラインインピーダンスに負荷インピーダンスを適応整合させる方法は、
− 負荷インピーダンスを整合インピーダンスに変換するために可変インピーダンス整合ネットワークを調整するステップと、
− 固定インピーダンス反転ネットワークにより整合インピーダンスを予め定められた負荷ラインインピーダンスに反転させるステップとを含み、
− 当該調整するステップは、可変インピーダンス整合ネットワークのうち少なくとも１つの可変回路素子のインピーダンスを設定するステップを含む。

当該回路の一実施例に従うと、可変インピーダンス整合ネットワークは２つの可変回路素子を含み、その第１の回路素子は、負荷インピーダンスに直列に接続され、第２の回路素子は負荷インピーダンスに並列に接続されている。

一実施例においては、第１および第２の可変回路素子は可変キャパシタである。可変キャパシタは、切換え可能な並列接続されたキャパシタのアレイとして実現され得る。このような切換え可能なキャパシタは、いわゆる、マイクロ電気機械システム（ＭＥＭＳ：Micro-electromechanical systems）を含むＭＥＭＳ技術において実現可能である。ＭＥＭＳは、マイクロスイッチ、マイクロキャパシタおよびマイクロインダクタなどのマイクロセンサおよびアクチュエータの集まりを含む。ＭＥＭＳを無線周波数（ＲＦ）回路に集積すると、結果として得られるシステムは、性能レベルが優れたものとなり、製造コストがより低くなる。ＭＥＭＳベースの製造技術をマイクロ波およびミリ波のシステムに組込むことにより、ＩＣにＭＥＭＳアクチュエータ、アンテナ、スイッチおよび伝送線を備えることが可能となる。結果として得られるシステムは、広い帯域幅と高い放射効率とで動作し、無線パーソナル通信装置を拡張区域内で実現するために広い範囲を有する。

実施例のさらなる展開例においては、第１の可変回路素子はさらに可変インダクタを含み得る。変動性をもたらすために、可変インダクタは、可変キャパシタの実現例と同様に
、切換え可能な並列または直列接続されたインダクタのアレイを含み得る。可変インダクタおよび可変または固定キャパシタの直列回路により、比較的高い固定インダクタンス値を必要とすることなく、可変インダクタを有効に実現することができる。切換えインダクタ（またはコイル）および可変キャパシタを備えた可変インピーダンス切換ネットワークにおいて可変直列素子を実現することにより、高いＱ係数で可変インダクタを実現することができる。これにより、調整範囲と関連する挿入損失とのトレードオフを改善させることができる。さらに、このような切換え可能なインダクタは、可変キャパシタと同様に、ＭＥＭＳ技術で制御可能にされ得る。対応する「インダクタ」レジスタに格納されたデジタルコードに対応するそれぞれの適用された制御設定を用いることができ、その「インダクタ」レジスタの出力は、実現された切換えインダクタに接続されており、このため、可変インダクタが、インダクタレジスタに格納されたデジタルコードによって制御可能となる。

こうして、上述の可変キャパシタまたは可変インダクタなどの切換え可能な回路素子は、可変インピーダンス整合ネットワークにおいて、それぞれの回路素子をオンやオフに切換えるそれぞれのＭＥＭスイッチのための外部設定により、または、オンやオフに切換えられ得るそれぞれのＭＥＭキャパシタおよび／もしくはＭＥＭインダクタにより制御可能に配置され得る。所要の制御設定は、適用された設定が、それぞれのレジスタに格納され得るデジタルコードに対応するように実現され得る。それぞれのレジスタの出力は、切換え回路素子に接続されており、このため、可変回路素子が、それぞれのレジスタに格納されたデジタルコードによって制御可能となる。並列または直列接続された回路素子の単一値がバイナリで重み付けされるように切換え可能な回路素子が構成された場合、回路素子の変数値が段階的に設定され得るように、レジスタにおけるデジタルコードはそれぞれの可変回路素子についてのそれぞれの設定値に直接的に対応する。このため、レジスタに格納されたバイナリコードの最下位ビットが、回路素子の値の最小可変ステップに対応することとなる。

この発明の第１の局面に従うと、可変インピーダンス整合ネットワークは、制御回路によってフィードフォワード制御されて構成される。したがって、制御回路は、可変インピーダンス整合ネットワークの格納された較正データを含むルックアップテーブルを実現するための格納手段、たとえば、いくつかのレジスタまたはメモリを含み得る。較正データは、それぞれの基準設計回路から得ることもできる。さらに、ルックアップテーブルにおいては、較正データは、可変整合ネットワークについての最適な所要の設定をルックアップテーブルから得ることができるように、パワーアンプのいくつかの異なる出力電力レベルにマップされる。

この発明の第２の局面に従うと、当該回路はさらに、整合インピーダンスの特性を検出するための少なくとも１つの検波器を含む。これにより、可変インピーダンス整合ネットワークの適応制御のオプションが提供される。このような適応制御は、それぞれの構成された制御回路によっても実現され得る。基本的に、制御回路は、パワーアンプ出力の実際の電力レベルに従って、整合インピーダンスの検出された特性に応じて、可変インピーダンス整合ネットワークの設定を調整するよう構成されるべきである。

第２の局面の一実施例においては、制御回路は、上述のとおり実現可能なルックアップテーブルを含む。ルックアップテーブルには、各々の適用された設定についての、可変インピーダンス整合ネットワークを記述するパラメータデータが格納され得る。可変インピーダンス整合ネットワークの挙動を記述するこのようなパラメータデータは、Ｓパラメータデータ、Ｈパラメータデータ、ＺパラメータデータおよびＹパラメータデータのうちの少なくとも１つであり得る。これらは、それ自体が公知であり、詳細な説明を必要としない。ここで、制御回路は、整合インピーダンスの検出された特性および実際の設定の対応
するパラメータデータから実際の負荷インピーダンスを計算し、計算された実際の負荷インピーダンスおよび実際の出力電力レベルから、可変インピーダンスネットワークについての所要の新しい設定を計算して、パワーアンプから負荷インピーダンスまでの最適な電力伝送を実現するよう構成されるはずである。

第２の局面の別の実施例においては、適応制御のための制御回路は、可変インピーダンス整合ネットワークの整合インピーダンスの検出された特性に応じて、段階的に、可変インピーダンス整合ネットワークの設定を調整するよう構成される。さらなる展開例においては、設定の変更は、最適な整合が達成されるまで予め定められた方向に実行される。

一般に、可変インピーダンス整合ネットワークは、整合インピーダンスが以下の式に従って計算される基準インピーダンスＲ_refに応じて実質的に設定されるように、適用された制御設定によって制御される。

ここで、Ｚ₀は、固定インピーダンス反転整合ネットワークの特性インピーダンスであり、Ｐ_loadは所要の出力電力であり、Ｕ_supplyは供給電圧であり、Ｕ_satはパワーアンプのコレクタ飽和電圧である。

この発明の第３の局面に従うと、固定インピーダンス反転ネットワークは伝送零点を含み得る。このような伝送零点は、予め定められた周波数を除去するよう設計され得る。さらに、固定インピーダンス・反転ネットワークは、基本周波数での負荷インピーダンスとは無関係である予め定められた第２の高調波周波数で、十分に規定された負荷インピーダンスをもたらすように、設計され得る。

たとえば、広帯域符号分割多元接続（Ｗ−ＣＤＭＡ：Wide Band Code Division Multiple Access）システム、または、世界的展開用の高速データレート（ＥＤＧＥ：Enhanced Data rates for Global Evolution）を提供する規格に従ったグローバル通信システム（ＧＳＭ：Global Communications System）において用いられる装置のトランスミッタユニットにおいて実現される発明に従った回路によって、良好な結果が達成された。

パワーアンプ出力における予め定められた負荷ラインインピーダンスに負荷インピーダンスを適応整合させる方法に関して、当該方法は、上述の適応回路と基本的に同じ利点を提供する。

このため、発明の第１の局面に従うと、当該方法はさらに、少なくとも１つの可変回路素子のための所要の設定をルックアップテーブルから得るステップを含み、当該ルックアップテーブルは、可変インピーダンス整合ネットワークの格納された較正データを含み、当該較正データは、パワーアンプ出力のさまざまな出力電力レベルにマップされ、当該方法はさらに、得られた設定を少なくとも１つの可変回路素子に適用することにより、少なくとも１つの可変回路素子のインピーダンスを設定するステップを含む。

この発明の第２の局面に従うと、当該方法は、整合インピーダンスの少なくとも１つの特性を検出するステップをさらに含む。これにより、実際の出力電力レベルに従って、整合インピーダンスのうち検出された少なくとも１つの特性に応じて、少なくとも１つの可
変回路素子のインピーダンスを設定することが可能となる。

したがって、一実施例に従うと、当該方法はさらに、整合インピーダンスの検出された特性および実際の設定の対応するパラメータデータに従って、各々の適用された設定について可変インピーダンス整合ネットワークを記述するパラメータデータが格納されているルックアップテーブルから、実際の負荷インピーダンスを得るステップと；得られた実際の負荷インピーダンスおよび実際の出力電力レベルから、可変インピーダンスネットワークについての新しい設定を計算するステップと；新しい設定を適用することにより少なくとも１つの可変回路素子のインピーダンスの設定を調整するステップとを含む。

別の実施例に従うと、当該方法はさらに、最適な整合が達成されるまで、整合インピーダンスのうち検出された少なくとも１つの特性に応じて、少なくとも１つの可変回路素子の設定を予め定められた方向に段階的に調整するステップを含む。

要約すれば、一般概念は、パワートランジスタと適応整合ネットワークとの間に固定整合ネットワークを用いるという認識によるものであり、固定ネットワークの基本特性は、４分の１波長の伝送線と同様に、大量の反応性インピーダンスをもたらすことなく、実負荷インピーダンスを反転させることである。このようなインピーダンスインバータを用いることにより、結果として、高電力時の挿入損失が比較的少なくなる。加えて、固定整合ネットワークを用いることにより、伝送零点を実現することが可能となり、たとえば、高調波を除去し、および／または、十分に規定された負荷インピーダンスを第２の高調波でパワーアンプに供給して、たとえば、基本周波数で（可変）負荷インピーダンスとは無関係に、逆のクラスＦの動作を得ることが可能となる。

この発明の上述の局面は、特に、パワーアンプが、携帯電話、ＷＬＡＮ（Wireless Local Area Network：無線ローカルエリアネットワーク）機器などにおけるように、変動する出力電力レベルで動作する広範な適用範囲を有する。

他の目的および特徴は、添付の図面に関連して考慮されると、以下の詳細な説明から明らかになるだろう。しかしながら、添付の図面が、発明の限定を規定するものとしてではなく、単に例示を目的として設計されたものであり、添付の特許請求の範囲だけを参照するべきであることが理解されるはずである。さらに、添付の図面が、単にこの明細書中に記載される構造および手順を概念的に説明することを意図したものであることが理解されるはずである。

負荷ライン適応概念の一般原則を示す図である。 固定インピーダンス反転ネットワークおよびフィードフォワード制御された可変整合ネットワークを備えたパワーアンプの実施例を示す回路図である。 適応制御された可変インピーダンス整合ネットワークを備えたパワーアンプの実施例を示す回路図である。 自立型の反復適応制御された可変インピーダンス整合ネットワークを備えたパワーアンプの実施例を示す回路図である。 可変インピーダンス整合ネットワークの第１の実現例のネットワーク特性を示す図である。 可変インピーダンス整合ネットワークの第１の実現例のネットワーク特性を示す図である。 可変インピーダンス整合ネットワークの第１の実現例のネットワーク特性を示す図である。 可変インピーダンス整合ネットワークの第１の実現例のネットワーク特性を示す図である。 可変インピーダンス整合ネットワークの第１の実現例のネットワーク特性を示す図である。 可変インピーダンス整合ネットワークの第２の実現例のネットワーク特性を示す図である。 可変インピーダンス整合ネットワークの第２の実現例のネットワーク特性を示す図である。 可変インピーダンス整合ネットワークの第２の実現例のネットワーク特性を示す図である。 固定インピーダンス反転ネットワークのネットワーク特性を示す図である。 固定インピーダンス反転ネットワークのネットワーク特性を示す図である。 負荷ライン適応ネットワークのシミュレーション結果を示す図である。 負荷ライン適応ネットワークのシミュレーション結果を示す図である。 負荷ライン適応ネットワークのシミュレーション結果を示す図である。 負荷ライン適応ネットワークのシミュレーション結果を示す図である。 負荷ライン適応ネットワークのシミュレーション結果を示す図である。 負荷ライン適応ネットワークのシミュレーション結果を示す図である。

実施例の詳細な説明
図１は、この明細書中で提案される適応負荷ライン整合ネットワークの一般概念を示す。第１に、可変整合ネットワーク１００は、負荷インピーダンスＲ_loadを整合インピーダンスＲ_mに変換するが、ここで、整合は、整合インピーダンスＲ_mが基準値Ｒ_refに等しくなるように構成され得る。次いで、Ｚ₀の特性インピーダンスを有する固定インピーダンス反転ネットワーク２００は、整合インピーダンスＲ_mを負荷ラインインピーダンスＲ_llに変換し、これは、Ｕ_supplyに接続されたトランジスタによって符号化されるパワーアンプ３００の出力に接続されている。

整合インピーダンスＲ_mが、以下の式に従ったパワーアンプの実際の出力電力の関数としてＲ_refに等しくなるように、適応整合ネットワーク１００を設定することによって最適な効率を得ることができる。

こうして、所要の出力電力Ｐ_load、供給電圧Ｕ_supply、パワーアンプ３００のコレクタ飽和電圧Ｕ_SAT、および特性インピーダンスＺ₀についての先験的知識により、所要の基準値Ｒ_refを決定することができる。なお、Ｚ_mの虚数部は０（ゼロ）に維持されるべきであるが、固定インピーダンス反転ネットワーク２００がインピーダンス変換範囲全体にわたってこの０（ゼロ）のリアクタンスを保持することに留意されたい。

負荷ライン適応についての、明細書中に開示される概念に従うと、可変整合ネットワーク１００の設定は、（ｉ）フィードフォワード制御された負荷ライン適応として、または、（ii）適応制御された負荷ライン適応として実現され得る。

フィードフォワード制御されたシステムに関して、この解決策は、可変整合ネットワークの包括的知識に基づいており、このため、不整合な検波器を必要としない。このことは以下により詳細に記載される。こうして、たとえばアンテナ負荷インピーダンスであり得る定負荷インピーダンスＲ_loadが想定される場合、整合ネットワークは、可変整合ネットワーク１００の拡張された較正データを有するルックアップテーブルを用いる制御回路によって制御され得る。ルックアップテーブルにおいては、可変整合ネットワーク１００の較正データは、パワーアンプ３００のさまざまな出力電力レベルにマップされる。

適応制御されたシステムの場合、不整合な検波器を設けることにより、整合インピーダンスＲ_mについての情報の決定が可能となり、さらに、これを用いて、実際の所要の出力電力レベルに応じて可変整合ネットワーク１００を調整することができる。適応制御されたシステムは、適応の範囲内で、負荷インピーダンスＲ_loadの不整合に対処し得る。これは、上述のフィードフォワード制御されたシステムに勝る利点である。

適応制御は、多くの異なるアルゴリズムで実現可能である。これらのうちの２つを、例示を目的としてここで簡潔に説明する。すなわち、
（ａ）１ステップアルゴリズム、および
（ｂ）反復アルゴリズム、である。

１ステップアルゴリズムに関して、たとえば、可変整合ネットワーク１００の各設定についてのＳパラメータデータを含むルックテーブルが用いられる。Ｓパラメータデータは、たとえば、基準設計回路の較正から得られてもよい。電子回路においては、複素散乱パラメータまたはＳパラメータは、線形ネットワークが伝送線に挿入される際の進行波の散乱および反射を記述する。Ｓパラメータの使用は一般的なことであるが、高周波数の応用例には限定されず、しばしば、スミスチャートなどの周波数の関数として測定および表示される。各々のポートについては、加えられた（入射する）反射した波が測定される。入射する波がネットワークを通過すると、その値には散乱パラメータが掛けられる（すなわち、利得および位相が変更される）。Ｓパラメータは、可変インピーダンス整合ネットワーク１００としての線形装置の挙動を完全に記述する。個々のＳパラメータは、無次元の複素数であり、通常、大きさおよび位相として表わされる。より低い周波数の場合、応用例に応じて、Ｈ、ＹおよびＺのパラメータを用いて可変整合ネットワーク１００を記述し得る。

可変インピーダンス整合回路におけるインピーダンスは、不整合な検波器によって検出されてもよく、可変インピーダンス整合ネットワーク１００の現在の設定に対応するＳパラメータデータを用いて、実際の負荷インピーダンスＺ_loadを計算することができる。この計算されたＺ_loadおよび所要の出力電力レベルから、可変インピーダンス整合ネットワーク１００についての最適な新しい設定が計算または決定され得る。

次いで、たとえばトランスミッタにおける適用例に関して、適時に、通信システムの（時間）スロット境界にわたって、またはアイドル状態のスロットにおいて、可変インピーダンス整合ネットワーク１００の設定が更新される。可変インピーダンス整合ネットワーク１００のインピーダンス変換特性についての詳細な先験的知識を用いることにより、「１ステップ」のアルゴリズムが高速にされる。

代替的には、反復適応アルゴリズムの場合、可変インピーダンス整合ネットワーク１００についての先験的知識はさほど必要とされない。さらに、以下で明らかになるように、しばしば、最適な設定への適切な集束を保証するには単調な制御で十分であり得る。ここで、不整合な検波器による検出された不整合についての情報を用いて、段階的に最適な整合が得られるまでネットワークを適切な方向にわずかに調整する。

ここで図２を参照して、負荷ライン適応概念の実現例を一例として説明する。提案されているフィードフォワード制御された出力整合、特に、固定インピーダンス反転ネットワークおよびフィードフォワード制御された可変整合ネットワークを備えたパワーアンプの回路ブロック図が示される。

したがって、可変インピーダンス整合ネットワーク１０１は、直列インダクタＬ_series、可変並列キャパシタＣ_parおよび可変直列キャパシタＣ_seriesを備えたＬネットワークを含む。可変インピーダンス整合ネットワーク１０１は、式（０）に従って負荷インピーダンスＲ_loadをダウンコンバートする。可変キャパシタＣ_seriesおよびＣ_parはともに、たとえば、ＲＦ−ＭＥＭＳとして実現され得る切換えられたキャパシタＣ、２Ｃ、４Ｃ、８Ｃおよび１６Ｃの５ビットバイナリの重み付けされたアレイを含む。それぞれの切換えられたキャパシタＣ、２Ｃ、４Ｃ、８Ｃおよび１６Ｃの設定は、それぞれの入力ＳＥＴによって設定され得る、レジスタ１２０に格納されたデジタルコードによって決定される。たとえば、レジスタを設定するために、コントローラ回路、たとえばトランスミッタのベースバンドコントローラ、とインターフェイスを取るよう３ワイヤバス（Ｉ２Ｃ）を用いてもよい。レベルシフタ１１０は、典型的には約３Ｖであるレジスタ１２０の出力電圧を、切換え可能なキャパシタのための、静電ＲＦ−ＭＥＭＳ装置を切換えるのに必要とされる３０Ｖなどのはるかに高い制御電圧に変換する。

固定インピーダンス反転ネットワーク２０１は、たとえば約８Ωの電流に関して、特性インピーダンスＺ₀、たとえばＺ₀の値を有するインピーダンスインバータとして機能する２つのＬネットワークからなる。当該実施例においては、直列共振回路は、各々の並列ブランチにおいて、第２および第３の高調波で周波数成分２ｆ₀および３ｆ₀を除去するよう構成される。ＤＣ電源が、固定インピーダンス反転ネットワーク２０１の中心ノードにおいて適用されるため、そのインピーダンスは、負荷ラインインピーダンス適応の範囲全体にわたって比較的低く（約８Ω）に維持され得る。さらに、たとえば、ＤＣ電源は、サイズが比較的小さいインダクタのための電源に対して十分な絶縁を実現するよう並列共振にされる。

すなわち、図２において、実現可能な固定インピーダンス反転ネットワーク２０１においては、空間を節約するために２ｆ₀および３ｆ₀で直列ＬＣトラップを備えた二重のＬネットワークなどの集中素子を用いて、特定の周波数の除去、たとえば高調波の除去をもたらす。ネットワーク全体の適応部分、すなわち、可変インピーダンス整合ネットワーク１０１は、インピーダンス・ダウンコンバート型の単一Ｌネットワークであり、その直列ブランチ１０１ａがインダクタＬ_seriesおよび可変キャパシタＣ_seriesからなるのに対し、シャントブランチ１０１ｂは可変キャパシタＣ_parからなる。キャパシタＣ_seriesおよびＣ_parはともに、ＲＦ−ＭＥＭＳ技術においてバイナリで重み付けされた切換キャパシタアレイとして実現される。

ここで図３を参照すると、固定インピーダンス反転ネットワーク２０１および適応制御された可変整合ネットワーク１０２を備えたパワーアンプ３００が示される。ここでは、適応負荷ラインは、この発明の一実施例に従って、１ステップアルゴリズムに基づいて制御される。図３における回路は、図２におけるフィードフォワード制御された概念として、同様の可変インピーダンス整合ネットワーク１０２および固定インピーダンス反転ネットワーク２０１を含む。

しかしながら、可変インピーダンス整合ネットワーク１０２のシャントブランチ１０２ｂの切換え可能なキャパシタＣ_parに並列に接続された付加的なインダクタ（コイル）Ｌ_parが設けられている。これによっても、容量性負荷Ｚ_loadの適応調整が可能となる。さら
に、機能性が拡張される。さらに、図２に加えて、２つのネットワーク１０２と２０１との間の位置にある整合インピーダンスＲ_mを測定するために不整合またはインピーダンスのそれぞれの検波器１３０が設けられている。この実施例においては、インダクタＬ_series直列ブランチ１０２ａはインピーダンス検波器１３０の検知素子として用いられる。インピーダンス検波器１３０の出力Ｒ_detおよびＸ_detは、制御回路、たとえばコントローラ４００に送られて、レジスタ１２０にダウンロードされるべき新しい適用可能な値ＳＥＴを決定する。図２の場合、インピーダンス検波器１３０は設けられておらず、このため、キャパシタＣ_parおよびＣ_seriesの最適な設定は、Ｚ_loadの公称負荷インピーダンス、たとえば５０Ωをとる。

ここで図４を参照すると、反復適応アルゴリズムに基づいた、提案される適応負荷ラインインピーダンス適応についての回路ブロック図が示される。回路図は、自立型の反復負荷ライン適応についての実施例である。

直交検波器１３１は、検知レジスタＲ_senseで、検出されたインピーダンスＲ_detの実数部を決定する。この検出された直列インピーダンスＲ_detは、上述の式（０）に従って決定され、それぞれの制御回路（図示せず）によって回路に適用される基準値Ｒ_refと比較される。エラー信号ＥＲＲの符号によりカウンタ１２４がカウントアップまたはカウントダウンするよう設定され、これにより、値１６Ｃ、８Ｃ、４Ｃ、２ＣおよびＣを備えたバイナリで重み付けされたキャパシタからなる並列キャパシタＣ_parのスイッチをレジスタ／レベルシフタ１１４を介してそれぞれ設定することにより、エラー信号を最小限にする。また、容量性負荷Ｚ_loadの適応調整を可能にするために、可変インピーダンス整合ネットワーク１０３の切換え可能なキャパシタＣ_parに並列に接続された付加的なインダクタ（コイル）Ｌ_parが設けられている。

直列キャパシタＣ_seriesは位相検波器１３２によって制御されて、Ｌ_seriesの左側でノード電圧ｕおよびブランチ電流ｉとの間の位相差を検知する。検出された位相の符号は、上述のカウンタ１２４と同様の態様で、アップ／ダウンカウンタ１２２のモードを設定して、レジスタ／レベルシフタ１１２を介して直列キャパシタＣ_seriesの値を設定する。

可変インピーダンス整合ネットワークの可変回路素子Ｃ_parおよびＣ_seriesを自立的に調整する適応ループＬＯＯＰ１およびＬＯＯＰ２により、実負荷インピーダンスＲ_load＝Ｒｅ（Ｚ_load）が固定インピーダンス反転ネットワーク２０１に与えられ得る。結果として、ループＬＯＯＰ１およびＬＯＯＰ２の両方の適応範囲内において、負荷ラインインピーダンスを実際の負荷インピーダンスＺ_loadから有効に独立させることができる。

なお、基準値Ｒ_refを決定するのに異なる方法を用いることもでき、たとえば、上述の式（０）を用いて、効率的に最適条件に対する基準値Ｒ_refを計算することができる。すなわち、式（０）は、基準値Ｒ_refを決定するための代替的な一方策であるが、これに当該概念を限定するよう意図したものではない。

さらに、さまざまな出力電力レベルおよび動作周波数での最適効率および／または線形性のための基準値Ｒ_refの較正は、ＰＡＭ／電話の製造後に実行されてもよい。典型的には、選択されるＲ_llが高ければ高いほど効率が上がるが、一旦、飽和が起こると、歪みが悪化する可能性がある。したがって、ＧＳＭ ＥＤＧＥおよびＷ−ＣＤＭＡのような線形システムの場合には、効率と線形性との間でトレードオフが図られている。

さらに、最小のコレクタピーク電圧の検出を用いて、基準値Ｒ_refを調整することができる。これは、A. van Bezooijen、R. Mahmoudi、A.H.M. van Roermundによる「過酷な不整合条件下で線形を保持する適応パワーアンプ概念（Adaptive power amplifier concept
s preserving linearity under severe mismatch conditions）」（無線通信のためのパワーアンプについてのIEEEワークショップ（IEEE Topical Workshop on Power Amplifers
for wireless communications）、２００４年９月）、または、A. van Bezooijen、R. Mahmoudi、A.H.M. van Roermundによる「アンテナ不整合条件下でパワーアンプの線形を保持するための適応方法（Adaptive methods to preserve power amplifier linearity under antenna mismatch conditions）」（回路およびシステムについてのIEEEトランザクション（IEEE Transactions on circuits and systems）第１部、第５２巻、第１０号、２１０１〜２１０８頁、２００５年１０月）に記載されるとおりである。これにより、負荷ラインの十分な適応制御を実現することができる。

以下において、この明細書中に呈示される概念をよりよく理解できるようにするために、ネットワーク特性についてのいくつかのさらなる情報を説明する。まず、可変インピーダンス整合ネットワークに関して、図５ａにおける概略的な回路図によって示されるように、調整可能な直列インダクタを備えた可変Ｌネットワークが分析される。特に、実現可能なインピーダンス適応範囲、最大値−最小値のキャパシタ比、および単一Ｌネットワークの挿入損失についての数学的分析を以下に示す。これにより、これらのパラメータ間のトレードオフについての見通しが得られることとなる。より詳細な情報については、Anatol I. Zverev、John Wileyによる「フィルタ合成のハンドブック（Handbook of filter synthesis）」（Sons, Inc.（ニューヨーク（New York）、米国（U. S. A.）、１９６７年）を参照されたい。

したがって、単一Ｌネットワークの場合、リアクタンスＸＬおよびＸＣが式（１）および（２）に従う場合、実負荷インピーダンスＲ_loadをより低い実整合インピーダンスＲ_mに整合させることができる。

および

ここで、ネットワークＱ_lの、負荷がかけられた品質係数Ｑが式（３）で得られる。

これは、負荷がかけられたＱが、インピーダンス変換率Ｒ_load／Ｒ_mの平方根に比例していることを示す。この場合、この変換率は１よりもはるかに大きい。図５ｂおよび図５ｃは、５０Ωであり、周波数がｆ＝９００ＭＨｚ程であるＲ_loadについての標準値を示す
。

図５ｂは、整合インピーダンスＲ_mの関数としての、負荷がかけられた品質係数Ｑを示す。ここで、Ｒ_loadは５０Ω、周波数はｆ＝９００ＭＨｚ程度と想定される。図５ｃは、回路素子Ｃ_par（図５ｃの左軸）、および、Ｒ_mの関数としてのＬ_series（図５ｄの右軸）の成分値を表わす。ここで、Ｒ_loadが５０Ω、周波数がｆ＝９００ＭＨｚ、インダクタＱ_LseriesのＱ係数が５０、キャパシタＱ_CparのＱ係数が１００と想定される。ここでは、キャパシタＣ_parとは異なり、直列インダクタ_Lseriesが最大値を有しており、Ｒ_mが５０Ωに近づくとその最大値を越えてその値が直ちに低減する。式（３）を式（１）に代入すると、

となり、これは、

であれば、最大値を有する。
これは、

に当てはまり、

をもたらす。
こうして、調整可能な直列リアクタンスＸ_Lは、１／２Ｒ_loadに等しいＲ_mについての１／２Ｒ_loadの最大値を有する。負荷がかけられた品質係数Ｑが低いために、この最大値の幅がかなり広くなる。したがって、５０Ωの負荷は、直列インダクタを調整しなくても、かなり正確に約４０Ω〜１０Ωから整合され得る。インピーダンス調整範囲が４０Ω〜２Ωの範囲に拡張されなければならない場合、インダクタの最大値−最小値の比率は２．５でなければならない。

Ｌネットワーク挿入損失IＬは、

と表わすことができる。ここで、Ｑ_LおよびＱ_Cは、それぞれ、コイル（インダクタ）Ｌ_seriesおよびキャパシタＣ_parの品質係数Ｑ（または、略してＱ係数）である。この式は、挿入損失が、負荷がかけられたＱ係数と、有効成分Ｑ係数（Ｑ_C・Ｑ_L／Ｑ_C＋Ｑ_L）の逆数とに比例することを示している。

定数成分Ｑ係数の場合、挿入損失は、インピーダンス変換率Ｒ_load／Ｒ_mに応じて増大する。図５ｄには、Ｒ_loadが５０Ωであり、ＱＬが５０であり、ＱＣが１００であり、ｆが約９００ＭＨｚである場合のネットワーク挿入損失の標準値が示されており、これは、５０Ωの負荷インピーダンスが、０．６ｄＢの挿入損失だけで２Ωにまで整合され得ることを示している。

可変負荷条件下で、可変整合ネットワークが、Ｒ_load1がＲ_m1に整合される第１の整合条件から、Ｒ_load2がＲ_m2に整合される第２の整合条件に調整されなければならない場合、所要のキャパシタ比が以下の式で得られる。

対応するインダクタ比は以下の式で得られる。

Ｒ_load1＝Ｒ_load2＝５０Ωについてのいくつかの標準値が図５ｅに示される。たとえば、５０Ωの負荷インピーダンスが、並列キャパシタンスを、６．６の最大値−最小値のキャパシタ比に対応する２．７ｐＦから１７ｐＦに変更することにより、２Ωから３２Ωに整合され得ることを、図５ｅから導き出すことができる。

ここで、可変インピーダンス整合ネットワークに関する第２の分析を説明する。この場合、固定直列インダクタＬ_series、調整可能な直列キャパシタＣ_seriesおよび調整可能な並列キャパシタＣ_parを備えた可変Ｌネットワークは、図６ａにおける概略回路図によって表わされるように分析されることとなる。この回路は、図２、図３および図４の実施例において用いられるアーキテクチャを表わしている。

ここで、負荷インピーダンスＲ_loadを整合インピーダンスＲ_mに整合させるために、所要の並列キャパシタリアクタンスＸＣ_parを式（１１）で表わすことができる。

ここで、ネットワークＱ_lの、負荷がかけられたＱ係数は式（１２）で得られる。

式（１１）および（１２）は上述の式（２）および（３）と同様であり、所要の直列リアクタンスはＲ_loadの２分の１の最大値を有することが導き出された。固定直列インダクタＬ_seriesのリアクタンスは、可変キャパシタＣ_seriesの付加的な負のリアクタンスを可能にするために、より大きくされなければならない。ここで、固定直列インダクタＬ_seriesのリアクタンスについての好適な実質的な選択肢が、

であることが判明した。これに対し、直列キャパシタリアクタンスＸ_Cseriesは、

によって得られる。
この条件の場合、Ｒ_mの関数として並列キャパシタおよび直列キャパシタの値Ｃ_parおよびＣ_seriesについての代表図が図６ｂに示され、ここでは、並列キャパシタ値は、当該図の左軸に対して菱形で表わされており、直列キャパシタ値は、整合インピーダンスＲ_mの関数として図の右軸に対して正方形で表わされている。Ｒ_loadは５０Ω、Ｌ_seriesは８．８ｎＨ、ｆは９００ＭＨｚとされる。

調整可能な直列キャパシタＣ_seriesを備えたこの可変インピーダンス整合ネットワークの場合、挿入損失ＩＬは、並列キャパシタ損失、直列キャパシタ損失および直列インダクタ損失の合計として表わすことができる。

この場合、以下のとおりである。

なお、直列ブランチにおける損失は、負荷がかけられたＱ係数の正方形と比例していることに留意されたい。したがって、直列ブランチにおける損失は、典型的には、特に負荷がかけられたＱ係数が高い場合、並列ブランチにおける損失をしのいでいる。これは、図６ｃから導き出すことができる。図６ｃは、たとえば、Ｑ_Lseriesが５０であり、Ｑ_Cparが１００である場合に、５０Ωの負荷を２Ωに整合することにより、結果として２．８ｄＢの挿入損失がもたらされることを示している。

このことは、非常に厳しい効率規定を最大出力電力で満たされなければならない典型的なパワーアンプの応用例に対しては非常に重要となる。挿入損失が比較的高くなる主な原因は、Ｒ_mの高い値への整合を可能にするために、対応する大きな直列損失インピーダンスを有する（可変直列キャパシタと組合された）比較的大きな直列インダクタが必要となることである。これにより、低いＲ_mの値への整合時に、負荷がかけられたＱ係数が高くなってしまう。しかしながら、可変直列キャパシタと組合された２つ以上の切換インダクタを用いることにより、インピーダンス調整範囲と挿入損失との間のトレードオフが改善されることが判明した。

ここで、所要の固定インピーダンス反転ネットワーク（または、略してインピーダンスインバータ）に関していくつかの分析を行なう。固定インピーダンスインバータを用いて、広いインピーダンス範囲にわたって、実負荷インピーダンスＲ_loadを実整合インピーダンスＲ_mに変換することができる。理想的なインピーダンスインバータの伝達関数が式（１９）によって得られる。

式（１９）において、Ｚ₀は、４分のラムダ（λ／４）マイクロのストリップラインの特性インピーダンスと同様の意味を有する。このインピーダンスインバータ関数の近似は、図７ａに図示のとおり、集中回路実現例によって達成可能である。固定インピーダンス反転ネットワークは、２つのカスケード接続されたＬネットワークからなり、その内、セクションＡの負荷がかけられたＱ係数Ｑ_{l_A}とセクションＢのＱ_{l_B}とは同じである。これは式（２０）で表わされる。

両方のネットワークセクションＡおよびＢの、負荷がかけられたＱ係数Ｑ_lは、式（２１）によって、または式（２２）によって同様に得られる。

それぞれのネットワーク設計式は、式（２３）〜（２５）で表わすことができる。

したがって、必要とされるそれぞれのインダクタ比およびキャパシタ比は、式（２７）および（２８）で表わすことができる。

上述の説明および発見に基づき、負荷ライン適応回路概念についてのシミュレーションが、電圧制御された可変キャパシタ、位相検波器、制御回路、およびパワートランジスタについての挙動モデルに基づいて実行された。すべてのコイル（インダクタ）のＱ係数は５０に設定され、２つの調整可能な（切換え可能な）キャパシタを含むすべてのキャパシタのＱ係数は１００に設定されている。

調波平衡シミュレーションを実行して、負荷ライン適応回路の固定部および可変部のインピーダンス伝達関数を検証する。図８ａは、約９００ＭＨｚの固定整合を有する通過帯域と、１８００および２７００ＭＨｚの伝送零点とを示す。−２０ｄＢｍの入力反射は、
３２Ωで負荷がかけられる際の２Ωのソースインピーダンスへの適切な整合を示す。

Ｒ_Refが３２Ωから２Ωにまで変更されると、適応したパワーアンプ（ＰＡ）の出力負荷インピーダンスのシミュレートされた実数部が、図８ｂに図示のとおり、約２Ω〜約２０Ωに上昇する。点線は、理想的な回路で得られたであろうインピーダンス変換係数を示している。

２Ωから３２ΩへのＲ_Refのインピーダンス調整全体に関して、整合インピーダンスの虚数部は整合インピーダンスの実数部の１０％未満であり、これは図８ｃの右側のＹ軸に示されている。これは、実数間のインピーダンス反転ネットワークが正確に変換することを示している。

図８ｄにおいて、固定インピーダンスインバータのシミュレートされた挿入損失が示される。ここでは、適応Ｌネットワークおよびそれらの合計はコレクタ負荷インピーダンスの関数であり、Ｑ_Lは５０、Ｑ_Cは１００、ｆは９００ＭＨｚである。固定ネットワークの挿入損失ＩＬは上方の点線曲線であり、適応整合は中間の実線曲線に対応し、これらの２つの合計は下方の破線曲線である。整合インピーダンスが８Ωであれば固定ネットワークの挿入損失が最小となることは明らかである。というのも、負荷がかけられたそのＱ係数が次に最も小さいからである。整合インピーダンスが２Ωであれば、適応整合での損失は比較的小さくなる。結果として、高い出力電力では損失が比較的小さくなる。これはこの回路トポロジーの利点である。コレクタ負荷ラインは、挿入損失をさほど発生させることなく２Ω〜約２０Ωに効果的に適応され得る。

図８ｅに示されるスミスチャートは、Ｃ_parにより（円で示される）定数アドミタンスの円セグメントにわたる５０Ωの負荷のインピーダンス変換と、Ｃ_seriesによる（正方形で示される）実インピーダンスへの変換とを視覚化したものである。ここでは、Ｒ_ref＝２、４、８、１６および３２Ωである。

固定インピーダンス反転ネットワークに接続され、適応ダウンコンバート型Ｌネットワークが後に続いているパワートランジスタの効率が、２Ω、８Ω、３２Ωの基準インピーダンスに関してシミュレートされた。この場合、Ｒ_loadは５０Ωであり、ｆは図８ｆにおいて比較される９００ＭＨｚである。２０ｄＢｍの中間出力電力の場合、見出される効率はそれぞれ１３％、２１％および３２％であり、これは、中間出力電力レベルで効率を著しく改善させることができることを示している。

ＧＳＭ／ＥＤＧＥおよびＷ−ＣＤＭＡシステムにおいて、大規模なスロット間出力電力の変動が発生する。結果として、負荷ラインを高速で適応制御することが必要となる。フィードフォワード制御または１ステップ適応制御アルゴリズムが用いられてもよい。適応制御についての主な利点は、負荷インピーダンスの変動に依存している。Ｗ−ＣＤＭＡの動作がホットスイッチングを必要とするのに対し、ＧＳＭ／ＥＤＧＥにおいては、可変ネットワークの設定がアイドル状態のスロットにわたって更新可能である。

要約すれば、この明細書中に開示される一般概念は、パワーアンプ出力に接続された負荷ラインの予め定められた負荷ラインインピーダンスに負荷インピーダンスを適応整合させるための回路を提供しており、当該回路は、パワートランジスタと適応整合ネットワークとの間の固定整合ネットワークを含み、固定整合ネットワークはインピーダンスインバータとして機能し、結果として、高電力での挿入損失を比較的低減させる。結果として、インピーダンス反転ネットワークが１０倍以上のインピーダンス変動でも使用可能となることが分かる。さらに、パワートランジスタ付近で固定整合ネットワークを用いることにより、伝送零点の実現が可能となり、および／または、基準周波数での（可変）負荷イン
ピーダンスとは無関係に、予め定められた高調波周波数での十分に規定された負荷インピーダンスが可能となる。

添付の図面および上述の説明においてこの発明を詳細に例示および記載してきたが、このような例示および記載は、限定的なものではなく、例示的または典型的なものとみなされるべきである。この発明は、開示された実施例に限定されない。たとえば、可変インダクタを実現するのに切換えコイルが用いられる実施例においてこの発明を機能させることができる。高いＱ係数を有する可変インダクタの有用性により、調整範囲と関連する挿入損失との間のトレードオフを向上させることができる。

開示された実施例に対する他の変形例は、添付の図面、開示および添付の特許請求の範囲を検討することにより、請求項の発明を実施する際に当業者によって理解および実施され得る。請求項においては、「含む（comprising）」という語は他の要素またはステップを除外するものではなく、不定冠詞「ａ」または「ａｎ」は複数性を除外するものではない。単一のプロセッサまたは他のユニットは、請求項に記載されるいくつかのアイテムの機能を実現し得る。いくつかの方法（measure）が相互に異なる従属請求項に記載されているが、これは、これらの方法の組合せを有利に用いることができないことを示しているわけではない。コンピュータプログラムは、光学記憶媒体、または、他のハードウェアとともにもしくは他のハードウェアの一部として提供される固体媒体などの好適な媒体に格納／分散され得るが、他の形態で、たとえばインターネットまたは他の有線もしくは無線の電気通信システムなどを介して分散されてもよい。添付の特許請求の範囲における参照符号はいずれも範囲を限定するものと解釈されるべきではない

Claims (21)

1. パワーアンプ出力に接続された負荷ラインの予め定められた負荷ラインインピーダンスに負荷インピーダンスを適応整合させるための回路であって、適応回路は、
   負荷インピーダンス（Ｒ_load；Ｚ_load）に接続され、前記負荷インピーダンス（Ｒ_load；Ｚ_load）を整合インピーダンス（Ｒ_m，Ｚ_m）に変換するための可変インピーダンス整合ネットワーク（１００；１０１；１０２；１０３）と、
   可変インピーダンス整合ネットワーク（１００；１０１；１０２；１０３）に接続され、整合インピーダンス（Ｒ_m，Ｚ_m）を予め定められた負荷ラインインピーダンス（Ｒ_ll，Ｚ_ll）に変換するための固定インピーダンス反転ネットワーク（２００；２０１）とを含み、前記可変インピーダンス整合ネットワーク（１００；１０１；１０２；１０３）は、少なくとも１つの可変回路素子（１０１ａ，１０１ｂ；１０２ａ，１０２ｂ；Ｃ_par，Ｃ_series）を含み、その可変回路素子（１０１ａ，１０１ｂ；１０２ａ，１０２ｂ）；Ｃ_par，Ｃ_series）のインピーダンスは、可変インピーダンス整合ネットワーク（１００；１０１；１０２；１０３）による整合が、適用される制御設定（ＳＥＴ）によって制御可能となるように、制御設定（ＳＥＴ）入力によって制御可能である、回路。
2. 可変インピーダンス整合ネットワーク（１００；１０１；１０２；１０３）は、少なくとも２つの可変回路素子（１０１ａ，１０１ｂ；１０２ａ，１０２ｂ；Ｃ_par，Ｃ_series）を含み、その第１の回路素子（１０１ａ；１０２ａ；Ｃ_series）は、負荷インピーダンス（Ｒ_load；Ｚ_load）に直列に接続され、第２の回路素子（１０１ｂ；１０２ｂ；Ｃ_par）は、負荷インピーダンス（Ｒ_load；Ｚ_load）に並列に接続される、請求項１に記載の回路。
3. 第１および第２の可変回路素子は可変キャパシタ（Ｃ_par，Ｃ_series）を含み、可変キャパシタ（Ｃ_par，Ｃ_series）は、バイナリで重み付けされた切換え可能な並列接続されたキャパシタ（Ｃ、２Ｃ、４Ｃ、８Ｃ、１６Ｃ）のアレイを含み、適用された制御設定（ＳＥＴ）は、それぞれのレジスタ（１２０；１２２，１２４）に格納されたデジタルコードに対応し、各々のレジスタ（１２０；１２２，１２４）の出力は、可変キャパシタ（Ｃ、２Ｃ、４Ｃ、８Ｃ、１６Ｃ）の各々がそれぞれのレジスタ（１２０；１２２，１２４）に格納されたそれぞれのデジタルコードによって制御可能となるように、それぞれの切換えられた並列キャパシタ（Ｃ、２Ｃ、４Ｃ、８Ｃ、１６Ｃ）に接続されている、請求項２に記載の回路。
4. 第１の可変回路素子は可変インダクタをさらに含み、前記可変インダクタは、切換え可能な並列接続されたインダクタのアレイを含み、適用された制御設計は、インダクタレジスタに格納されたデジタルコードに対応し、そのインダクタレジスタの出力は、可変インダクタがインダクタレジスタに格納されたデジタルコードによって制御可能となるように、切換えられた並列インダクタに接続される、請求項３に記載の回路。
5. 可変インピーダンス整合ネットワーク（１０１）は制御回路によってフィードフォワード制御され、前記制御回路は、可変インピーダンス整合ネットワークの格納された較正データを有するルックアップテーブルを含み、前記較正データは、パワーアンプのいくつかの異なる出力電力レベルにマップされている、請求項１に記載の回路。
6. 前記回路はさらに、整合インピーダンスの特性を検出する少なくとも１つの検波器（１３０；１３１，１３２）を含み、可変インピーダンス整合ネットワーク（１０２；１０３）は、制御回路（４００；ＬＯＯＰ１，ＬＯＯＰ２）によって適応制御され、前記制御回路は、実際の電力レベルに従って、整合インピーダンスの検出された特性に応じて、可変インピーダンス整合ネットワークの設定を調整するよう構成される、請求項１に記載の回
   路。
7. 制御回路（４００）は、各々の適用された設定について可変インピーダンス整合ネットワーク（１０２）を記述するパラメータデータが格納されたルックアップテーブルを含み、制御回路（４００）は、整合インピーダンスの検出された特性および実際の設定（ＳＥＴ）の対応するパラメータデータから、実際の負荷インピーダンスを計算し、計算された実際の負荷インピーダンスおよび実際の出力電力レベルから、可変インピーダンスネットワーク（１０２）についての新しい設定（ＳＥＴ）を計算するよう構成される、請求項６に記載の回路。
8. 可変インピーダンス整合ネットワークの挙動を記述するパラメータデータは、Ｓパラメータデータ、Ｈパラメータデータ、ＺパラメータデータおよびＹパラメータデータのうちの少なくとも１つを含む、請求項７に記載の回路。
9. 制御回路（４００）は、予め定められたときに、または予め定められたイベント時に、可変インピーダンス整合ネットワークの設定を更新するよう構成される、請求項６に記載の回路。
10. 適応制御についての制御回路（ＬＯＯＰ１、ＬＯＯＰ２）は、最適な整合が達成されるまで、予め定められた方向に、可変インピーダンス整合ネットワーク（１０３）の検出された整合インピーダンスに応じて段階的に調整するよう構成される、請求項６に記載の回路。
11. 可変インピーダンス整合ネットワークは、整合インピーダンスが、
    

    

    に従って計算される基準インピーダンスＲ_refに応じて設定されるように、適用された制御設定によって制御され、
    Ｚ₀は、固定インピーダンス反転整合ネットワークの特性インピーダンスであり、Ｐ_loadは所要の出力電力であり、Ｕ_supplyは供給電圧であり、Ｕ_satはパワーアンプのコレクタ飽和電圧である、請求項１に記載の回路。
12. 固定インピーダンス反転ネットワーク（２０１）は、予め定められた周波数を除去するための伝送零点を含む、請求項１に記載の回路。
13. 固定インピーダンス反転ネットワーク（２０１）は、基準周波数での負荷インピーダンスとは無関係に、予め定められた第２の高調波周波数で、十分に規定された負荷インピーダンスをもたらす、請求項１に記載の回路。
14. 前記回路は、広帯域符号分割多元接続システム、または、世界的展開用の高速データレートを提供する規格に従ったグローバル通信システムのうちの１つにおいて使用される装置のトランスミッタユニットにおいて実現される、請求項１に記載の回路。
15. パワーアンプ出力における予め定められた負荷ラインインピーダンスに負荷インピーダンスを適応整合させる方法であって、
    前記負荷インピーダンスを整合インピーダンスに変換するために可変インピーダンス整合ネットワークを調整するステップと、
    固定インピーダンス反転ネットワークにより、前記整合インピーダンスを予め定められた負荷ラインインピーダンスに反転させるステップとを含み、前記調整するステップは、可変インピーダンス整合ネットワークのうち少なくとも１つの可変回路素子のインピーダンスを設定するステップを含む、方法。
16. 前記少なくとも１つの可変回路素子についての所要の設定をルックアップテーブルから得るステップをさらに含み、前記ルックアップテーブルは、可変インピーダンス整合ネットワークの格納された較正データを含み、前記較正データは、パワーアンプ出力のさまざまな出力電力レベルにマップされ、さらに、
    得られた設定を前記少なくとも１つの可変回路素子に適用することにより、前記少なくとも１つの可変回路素子のインピーダンスを設定するステップを含む、請求項１５に記載の方法。
17. 整合インピーダンスの少なくとも１つの特性を検出するステップをさらに含む、請求項１５に記載の方法。
18. 実際の出力電力レベルに従って、整合インピーダンスのうち検出された少なくとも１つの特性に応じて、少なくとも１つの可変回路素子のインピーダンスを設定するステップをさらに含む、請求項１７に記載の方法。
19. 整合インピーダンスの検出された特性および実際の設定の対応するパラメータデータに従って、各々の適用された設定について可変インピーダンス整合ネットワークを記述するパラメータデータが格納されたルックアップテーブルから、実際の負荷インピーダンスを得るステップと、
    前記得られた実際の負荷インピーダンスおよび前記実際の出力電力レベルから、可変インピーダンスネットワークについての新しい設定を計算するステップと、
    前記新しい設定を適用することにより、少なくとも１つの可変回路素子のインピーダンスの設定を調整するステップとをさらに含む、請求項１７に記載の方法。
20. 予め定められたときに、または、予め定められたイベント時に、少なくとも１つの可変回路素子の設定を更新するステップをさらに含む、請求項１５に記載の方法。
21. 最適な整合が達成されるまで、整合インピーダンスのうち検出された少なくとも１つの特性に応じて、少なくとも１つの可変回路素子の設定を予め定められた方向に段階的に調整するステップをさらに含む、請求項１７に記載の方法。

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