JP2009505503A - シングルキャリアおよびマルチキャリア周波数分割多元接続方式におけるチャネルおよび干渉推定 - Google Patents

Abstract

【課題】シングルキャリアおよびマルチキャリア周波数分割多元接続方式におけるチャネルおよび干渉推定。
【解決手段】シングルキャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）方式において、受信器は、送信器から送信シンボルを受信し、送信器によって用いられるサブバンドのセットを決定し、サブバンドのセットの受信された送信シンボルを処理し、送信されたパイロットの受信されたパイロット値を得て、送信されたデータの受信されたデータ値を得る。受信器は、送信器のチャネルおよび干渉推定を反復的に行ってよい。受信器は、初期の干渉推定を選択し、受信されたパイロット値および干渉推定に基づいてチャネル推定を導き出し、受信されたパイロット値およびチャネル推定に基づいて新しい干渉推定を導き出す。受信器は、複数の反復についてチャネル推定および干渉推定の導出を繰り返してよい。
【選択図】 図７

Description

［合衆国法典第３５巻第１１９条に基づく優先権主張］
本特許出願は、２００５年８月９日出願の仮出願第６０／７０８，２３９号「シングルキャリア周波数分割多元接続方式におけるチャネルおよび干渉推定」、および２００５年８月２２日出願の仮出願第６０／７１０，３７５号「シングルキャリア周波数分割多元接続方式におけるチャネルおよび干渉推定」の優先権を主張し、これらは本願の譲受人に譲渡され、参照することによって本願に明示的に援用される。

［分野］
本開示は通常、通信に関し、より具体的には、ワイヤレス通信システムにおいてチャネルおよび干渉推定を行う技術に関する。

ワイヤレス通信システムにおいて、送信器は通常、トラフィックデータを符号化し、インターリーブし、変調（またはシンボルマッピング）して、データの変調シンボルであるデータシンボルを得る。コヒーレントシステムに関して、送信器はパイロットシンボルをデータシンボルに多重化し、多重化されたデータおよびパイロットシンボルを処理して変調信号を生成し、ワイヤレスチャネルを介してこの信号を送信する。ワイヤレスチャネルは送信された信号を、チャネル応答で歪め、この信号をさらにノイズおよび干渉で低下させる。

受信器は送信された信号を受信し、受信信号を処理して受信データおよびパイロットシンボルを得る。コヒーレントデータ検出に関して、受信器は、受信されたパイロットシンボルに基づいて、ワイヤレスチャネルの応答を推定する。受信器はそこで、受信されたデータシンボルにチャネル推定（channel estimate）を用いてデータ検出を行い、送信器によって送信されたデータシンボルの推定であるデータシンボル推定を得る。受信器はそこで、データシンボル推定を復調し、デインターリーブし、復号して、送信器の復号されたデータを得る。

ノイズおよび干渉は、チャネル推定の品質を低下させる。ノイズ、干渉およびチャネル推定は、データ検出のパフォーマンスに大きな影響を与え、したがって当分野では、復号されたデータの信頼性と同様、データシンボル推定の品質に影響を与える。したがって、ワイヤレス通信システムにおいて効果的にチャネルおよび干渉推定（interference estimation）を行う技術の必要性がある。

［概要］
本願において、シングルキャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ；single-carrier frequency division multiple access）方式およびマルチキャリアＦＤＭＡ（ＭＣ−ＦＤＭＡ；multi-carrier−ＦＤＭＡ）方式においてチャネルおよび干渉推定を行う技術が説明される。ＳＣ−ＦＤＭＡ方式は、（１）周波数バンドまたは全体のシステムバンド幅にわたって分散された周波数サブバンドでデータおよびパイロットを送信するインターリーブＦＤＭＡ（ＩＦＤＭＡ）、（２）隣接するサブバンドグループでデータおよびパイロットを送信するローカライズＦＤＭＡ（ＬＦＤＭＡ）、（３）隣接するサブバンドの複数のグループでデータおよびパイロットを送信するエンハンスＦＤＭＡ（ＥＦＤＭＡ）、または（４）何らかのその他のシングルキャリア多重化方式を用いてよい。ＩＦＤＭＡはまた、分散ＦＤＭＡと呼ばれ、ＬＦＤＭＡはまた、ナローバンドＦＤＭＡ、クラシカルＦＤＭＡ、およびＦＤＭＡと呼ばれる。ＭＣ−ＦＤＭＡ方式は、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）または何らかのその他のマルチキャリア多重化方式を用いてよい。

実施形態において、受信器（たとえば基地局）は、送信器（たとえば端末）から送信シンボル（transmission symbol）を受信し、送信器によって用いられるサブバンドのセットを決定し、サブバンドのセットについて受信された送信シンボルを処理し、送信器によって送信されたパイロットについて受信されたパイロット値(pilot value)を得て、送信器によって送信されたデータについて受信されたデータ値を得る。送信シンボルは、ＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡ、またはＥＦＤＭＡなどのＳＣ−ＦＤＭＡ方式を用いて生成されたであろう。受信器は、送信器に関してチャネルおよび干渉推定を反復的に行ってよい。受信器は、初期干渉推定を選択し、受信されたパイロット値および干渉推定に基づいてチャネル推定を導き出し、受信されたパイロット値およびチャネル推定に基づいて新しい干渉推定を導き出す。受信器は、複数の反復についてチャネル推定および干渉推定の導出を繰り返してよい。受信器はそこで、チャネル推定および干渉推定に基づき、受信されたデータ値に、データ検出および／または受信器空間処理を行ってよい。

本発明の多様な態様および実施形態は、以下により詳細に説明される。

本発明の特徴および性質は、同様の参照番号が全体にわたって対応して特定する図面と連動すると、以下に説明される詳細な説明からより明らかになるであろう。

［詳細な記載］
「典型的である」の語は、本願では「実施例、事例、または実例である」を意味するものとして用いられる。本願で「典型的である」として説明される実施形態または設計はいずれも、必ずしも他の実施形態または設計よりも好ましいまたは有利であると解釈されるわけではない。

本願に説明されるチャネルおよびインターフェース推定技術は、多様な通信システムについて用いられるであろう。たとえば、これらの技術は、ＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡまたはＥＦＤＭＡを用いるＳＣ−ＦＤＭＡ方式について、ＯＦＤＭＡを用いるＭＣ−ＦＤＭＡ方式について、その他のＦＤＭＡ方式などについて、用いられるであろう。ＯＦＤＭＡは、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）を用いる。変調シンボルが、ＳＣ−ＦＤＭＡを用いて時間領域において、ＭＣ−ＦＤＭＡを用いて周波数領域において、送信される。通常、順方向リンクと逆方向リンクについて、１以上の多重化方式を用いるシステムのために技術が用いられるであろう。たとえば、システムは（１）順方向リンクと逆方向リンクの両方についてＳＣ−ＦＤＭＡ（たとえばＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡまたはＥＦＤＭＡ）を、（２）一方のリンクについてＳＣ−ＦＤＭＡの１つのバージョン（たとえばＬＦＤＭＡ）を、他方のリンクについてＳＣ−ＦＤＭＡの他のバージョン（たとえばＩＦＤＭＡ）を、（３）順方向リンクと逆方向リンクの両方についてＭＣ−ＦＤＭＡを、（４）一方のリンク（たとえば逆方向リンク）についてＳＣ−ＦＤＭＡを、他方のリンク（たとえば順方向リンク）についてＭＣ−ＦＤＭＡ（たとえばＯＦＤＭＡ）を、あるいは（５）多重化方式の何らかのその他の組み合わせを、用いるであろう。ＳＣ−ＦＤＭＡ、ＭＣ−ＦＤＭＡ、ＳＣ−ＦＤＭＡとＭＣ−ＦＤＭＡの組み合わせ、および／または何らかのその他の多重化方式が各リンクについて用いられて所望のパフォーマンスを達成するであろう。たとえば、ＳＣ−ＦＤＭＡとＯＦＤＭＡは、所与のリンクについて用いられ、ＳＣ−ＦＤＭＡはいくつかのサブバンドについて用いられ、ＯＦＤＭＡは他のサブバンドについて用いられるであろう。逆方向リンクにＳＣ−ＦＤＭＡを用いて、より低いピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を達成し、端末について電力増幅器の要件を緩和することが望ましいであろう。ＯＦＤＭＡを順方向リンクに用いて潜在的により高いシステム容量を達成することが望ましいであろう。

本願に説明される技術は、順方向リンクと逆方向リンクに用いられるであろう。技術はまた、（１）所与のセルまたはセクター内の全てのユーザが時間、周波数および／または符号において直交する直交多元接続方式、（２）同じセルまたはセクター内の複数のユーザが同時に同じ周波数で一斉に送信する準直交多元接続方式について、用いられるであろう。明確にするために、以下の説明の大半は、直交ＳＣ−ＦＤＭＡ方式についてのものである。

図１は、複数の基地局１１０と複数の端末１２０を有するワイヤレス通信システム１００を示す。基地局は通常、端末と通信する固定局であり、アクセスポイント、ノードＢ、またはいくつかのその他の用語で呼ばれるであろう。各基地局１１０は、特定の地理的領域１０２について通信被覆を提供する。「セル」の用語は、用語が用いられる文脈によって基地局および／またはこの被覆領域を呼ぶことができる。システム容量を改善するべく、基地局被覆領域は、複数のより小さな領域、たとえば３つのより小さな領域１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃに分割されてよい。より小さな領域のそれぞれは、各基地局（ＢＴＳ）に支配されている。「セクター」の用語は、この用語が用いられる文脈によって、ＢＴＳおよび／またはこの被覆領域を呼ぶことができる。分割されたセルについて、このセルの全てのセクターについてのＢＴＳは、一般的に、セルについて、基地局内の同一場所に配置される。

端末１２０は一般的に、システムの至る所に分散し、各端末は固定式であるか移動式であるかである。端末はまた、移動局、ユーザ装置、またはいくつかのその他の用語で呼ばれることができる。端末はワイヤレス装置、携帯電話、パーソナルデジタルアシスタント（ＰＤＡ）、ワイヤレスモデムカードなどであろう。各端末は、任意の所与の瞬間に、順方向リンクおよび逆方向リンクで１または場合によっては複数の基地局と通信してよい。順方向リンク（またはダウンリンク）は、基地局から端末への通信リンクに言及し、逆方向リンク（またはアップリンク）は、端末から基地局への通信リンクに言及する。

集中型の構造について、システム制御装置１３０は基地局１１０に接続し、これらの基地局に連携と制御を提供する。分散型の構造について、基地局は必要に応じて相互に通信してよい。

本願に説明される技術は、分割されないセルを有するシステムと同様、分割されたセルを有するシステムについて用いられてよい。明確にするために、以下の説明は分割されたセルを有するシステムについてのものである。「ベースステーション」の用語は、一般的に、セルの役割をする固定式ステーションと同じく、セクターの役割をする固定式ステーションについて用いられる。「端末」と「ユーザ」の用語は、入れ替え可能に用いられ、「セクター」と「基地局」の用語もまた、入れ替え可能に用いられる。役割を果たす基地局／セクターは、端末がこれと通信するところのベースステーション／セクターである。隣接する基地局／セクターは、端末がこれと通信しないとこの基地局／セクターである。

システム１００は、ＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡおよび／またはＥＦＤＭＡを用いてよい。ＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡおよびＥＦＤＭＡについてのサブバンド構造およびシンボル生成は、以下に説明される。

図２Ａは、ＩＦＤＭＡについての典型的なサブバンド構造２００を示す。ＢＷ ＭＨｚの全体的なシステムバンド幅は、Ｋが任意の整数値であってよい１からＫの所与の指数である複数（Ｋ）の直交サブバンドに分割される。隣接するサブバンドの間隔はＢＷ／Ｋ ＭＨｚである。簡単にするために、以下の説明は、全てのＫのサブバンドが送信に利用できると想定する。サブバンド構造２００について、Ｋのサブバンドは、インターレースとも称される、Ｓの互いに素または重複しないサブバンドのセットに配列される。Ｓのインターレースは、Ｋのサブバンドのそれぞれが唯一のインターレースに属する点で、互いに素である。実施形態において、各インターレースは、Ｋの全てのサブバンドにわたって一様に分配されるＮのサブバンドを含み、各インターレースにおける連続的なサブバンドは、Ｓのサブバンドによって間隔をあけられ、インターレースｕはサブバンドｕを第１のサブバンドとして含み、Ｋ＝Ｓ・Ｎであり、ｕ∈｛１，…，Ｓ｝である。通常、サブバンド構造は、任意の数のインターレースを含み、各インターレースは任意の数のサブバンドを含み、インターレースは同じまたは異なる数のサブバンドを含むであろう。さらに、ＮはＫの整数の約数であるかもしれず、またはないかもしれず、ＮのサブバンドはＫの全体のサブバンドにわたって一様に分配されるかもしれず、またはされないかもしれない。

図２Ｂは、ＬＦＤＭＡについての典型的なサブバンド構造２１０を示す。サブバンド構造２１０について、Ｋの全体のサブバンドはＳの重複しないグループに配置される。一実施形態において、各グループは、相互に隣接するＮのサブバンドを含み、グループｖはサブバンド（ｖ−１）・Ｎ＋１からｖ・Ｎを含み、ｖはグループ指数であり、ｖ∈｛１，…，Ｓ｝である。サブバンド構造２１０について、ＮおよびＳは、サブバンド構造２００についてのＮおよびＳと同じであるかまたは異なる。通常、サブバンド構造は任意の数のグループを含んでよく、各グループは任意の数のサブバンドを含んでよく、グループは同じまたは異なる数のサブバンドを含んでよい。

図２Ｃは、ＥＦＤＭＡについての典型的なサブバンド構造２２０を示す。サブバンド構造２２０について、Ｋの全体のサブバンドはＳの重複しないセットに配置され、各セットはサブバンドのＧのグループを含む。実施形態において、Ｋの全体のサブバンドは、以下のようにＳのセットに分配される。Ｋの全体のサブバンドはまず、複数の周波数帯域に分割され、各帯域はＫ’＝Ｋ／Ｇの連続するサブバンドを含む。各周波数帯域はさらに、Ｓのグループに分割され、各グループはＶの連続するサブバンドを含む。各周波数帯域について、第１のＶのサブバンドはセット１に割り当てられ、次のＶのサブバンドはセット２に割り当てられるなどし、最後のＶのサブバンドはセットＳに割り当てられる。ｓ＝１，…，Ｓについて、セットｓは、以下を満たす指数ｋを有するサブバンドを含む：（Ｋ／Ｇ）＜ｓＶを法として（ｓ−１）・Ｖ≦ｋ。各セットはＶの連続するサブバンドのＧのグループ、または全体でＮ＝Ｇ・Ｖのサブバンドを含む。通常、サブバンド構造は任意の数のセットを含んでよく、各セットは任意の数のグループおよびサブバンドを含んでよく、セットは同じまたは異なる数のサブバンドを含んでよい。各セットについて、グループは同じまたは異なる数のサブバンドを含んでよく、一様にまたは非一様に、システムバンド幅にわたって分配されてよい。

システム１００はまた、ＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡおよび／またはＥＦＤＭＡの組み合わせを用いてよい。たとえば、複数のインターレースが各サブバンドグループについて形成されてよく、各インターレースは送信のために１以上のユーザに割り当てられてよい。他の例として、各インターレースについて複数のサブバンドグループが形成されてよく、各サブバンドグループは送信のために１以上のユーザに割り当てられてよい。ＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡ、ＥＦＤＭＡ、およびこの変形と組み合わせは、ＳＣ−ＦＤＭＡの異なるバージョンと考えられてよい。通常、本願に説明される技術は、任意の数のサブバンドのセットを有する任意のサブバンド構造に用いられてよく、各サブバンドのセットは任意の方法で配置されてよい任意の数のサブバンドを含んでよい。各サブバンドのセットについて、（１）サブバンドは個々に、そして一様にまたは非一様に、システムバンド幅にわたって分布されてよく、（２）サブバンドは１つのグループ内で相互に隣接してよく、または（３）サブバンドは複数のグループ内で分布されてよく、各グループはシステムバンド幅のどこにでも配置されてよく、１または複数のサブバンドを含んでよい。

図３Ａは、１つのインターレースについてのＩＦＤＭＡシンボル、１つのサブバンドグループについてのＬＦＤＭＡシンボル、または１つのサブバンドのセットについてのＥＦＤＭＡシンボルの生成を示す。インターレース、サブバンドグループ、またはサブバンドのセットで１つのシンボル周期に送信されるＮの変調シンボルの元の配列は、｛ｄ_１，ｄ_２，ｄ_３，…ｄ_Ｎ｝と示される（ブロック３１０）。元の配列は、Ｎポイント離散型フーリエ転換（ＤＦＴ）を用いて周波数領域に転換され、Ｎの周波数領域値の配列を得る（ブロック３１２）。Ｎの周波数領域値は、送信に用いられるＮのサブバンドにマッピングされてＫ−Ｎのゼロ値は残りのＫ−Ｎサブバンド上にマッピングされ、一連のＫ値を生成する（ブロック３１４）。送信に用いられるＮのサブバンドは、（図３Ａに示されるように）ＬＦＤＭＡについて相互に隣接し、ＩＦＤＭＡについてＫの全体のサブバンドにわたって分配され（図３Ａに示されない）、ＥＦＤＭＡについてサブバンドの複数のグループである（また図３Ａに示されない）。一連のＫ値はそこで、Ｋポイント離散型逆フーリエ転換（ＩＤＦＴ）を用いて時間領域に転換され、一連のＫ時間領域出力サンプルを得る（ブロック３１６）。

配列の最後のＣの出力サンプルは、配列のスタートにコピーされ、Ｋ＋Ｃ出力サンプルを含むＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡまたはＥＦＤＭＡシンボルを形成する（ブロック３１８）。Ｃのコピーされた出力サンプルは、しばしばサイクリックプレフィックスまたはガードインターバルと呼ばれ、Ｃはサイクリックプレフィックスの長さである。サイクリックプレフィックスは、周波数選択性フェージングにより生じる符号間干渉（ＩＳＩ）に対抗するべく用いられる。

図３Ｂは、ＮがＫの整数約数であり、ＮのサブバンドがＫの全体のサブバンドにわたって一様に分配される場合の１つのインターレースについてＩＦＤＭＡシンボルの生成を示す。インターレースｕのＮのサブバンドで１つのシンボル周期に送信されるＮの変調シンボルの元の配列は、｛ｄ_１，ｄ_２，ｄ_３，…ｄ_Ｎ｝と示される（ブロック３５０）。元の配列はＳ回複製されて、Ｋの変調シンボルの拡張配列を得る（ブロック３５２）。Ｎの変調シンボルは時間領域で送信され、周波数領域内のＮのサブバンドを集合的に占有する。拡張配列は、図２Ａにおけるインターレース１を占有する櫛状の周波数スペクトルを有する。

拡張配列は、位相ランプで拡大され、Ｋの出力サンプルの周波数変換された配列を得る（ブロック４１ ３５４）。周波数変換された配列の各出力サンプルは、ｘ_ｎ＝ｄ_ｎ・ｅ^{-j2π・(n-1)・(u-1)/K}として生成され、ｄ_ｎは拡張配列のｎ番目の変調シンボルであり、ｘ_ｎは周波数変換された配列のｎ番目の出力サンプルである。時間領域における位相ランプｅ^{-j2π・(n-1)・(u-1)/K}による拡大は、周波数領域のインターレースｕを占有する周波数変換された配列をもたらす。周波数変換された配列の最後のＣの出力サンプルは、周波数変換された配列のスタートにコピーされ、Ｋ＋Ｃ出力サンプルを含むＩＦＤＭＡシンボルを形成する（ブロック３５６）。

図３Ａに示される処理が、ＮおよびＫの任意の値についてＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡおよびＥＦＤＭＡシンボルを生成するのに用いられてよい。図３Ｂに示される処理は、ＮがＫの整数の約数であり、ＮのサブバンドがＫの全体のサブバンドにわたって一様に分布される場合に、ＩＦＤＭＡシンボルを生成するのに用いられてよい。ＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡおよびＥＦＤＭＡシンボルはまた、その他の方法で生成されてもよい。

本願において、送信シンボルは、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式で生成されるＳＣ−ＦＤＭＡシンボル、またはＭＣ−ＦＤＭＡ方式で生成されるＭＣ−ＦＤＭＡシンボルであってよい。ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、ＩＦＤＭＡシンボル、ＬＦＤＭＡシンボル、またはＥＦＤＭＡシンボルであってよい。ＭＣ−ＦＤＭＡシンボルは、ＯＦＤＭシンボルであってよい。送信シンボルのＫ＋Ｃ出力サンプルは、Ｋ＋Ｃサンプル周期に、各サンプル周期に１つの出力サンプルが送信される。シンボル周期は１つの送信シンボルの持続時間であり、Ｋ＋Ｃサンプル周期に等しい。サンプル周期はまた、チップ周期とも呼ばれる。

本願において一般的に、サブバンドのセットとは、ＩＦＤＭＡについてインターレースであり、ＬＦＤＭＡについてサブバンドグループであり、ＥＦＤＭＡについて一連の複数のサブバンドグループである、一連のサブバンドである。逆リンクについて、Ｓのユーザは同時にＳのサブバンドのセット（たとえばＳのインターレースまたはＳのサブバンドグループ）で、相互に干渉することなく、基地局に送信してよい。順リンクについて、基地局は、ＳのサブバンドのセットでＳのユーザに干渉なしに同時に送信してよい。

図４は、システム１００について用いられるであろう周波数ホッピング（ＦＨ; frequency hopping）方式４００を示す。周波数ホッピングは、各ユーザに周波数ダイバーシティおよび干渉ランダム化を提供することができる。周波数ホッピングを用いて、ユーザは、各タイムスロット（time slot）で、もしあればどのサブバンドのセットを用いるかを示すホップパターンに関連づけられるトラフィックチャネルを割り当てられてよい。ホップパターンはまた、ＦＨパターンまたは配列とも呼ばれ、タイムスロットはまたホップ周期と呼ばれる。タイムスロットは、所望のサブバンドのセットに費やされる時間であり、一般的に、複数のシンボル周期にわたる。ホップパターンは異なるサブバンドのセットで、異なるタイムスロットにおいて疑似ランダムに選択する。周波数ダイバーシティは、いくつかのタイムスロットにわたってＳのサブバンドのセットの全てまたは多くを選択することにより実現される。

各セクターについてチャネルのセットが定義されてよい。チャネルのセットは、任意の所与のタイムスロットで同じサブバンドのセットにマッピングする２つのトラフィックチャネルがないように相互に直交するＳのトラフィックチャネルを含む。このことは、チャネルのセット内のトラフィックチャネルに割り当てられたユーザ間のセクター内干渉を回避する。各トラフィックチャネルは、このトラフィックチャネルについてホップパターンに基づいて、時間−周波数ブロックの特定の配列にマッピングされる。時間−周波数ブロックは、特定のタイムスロット内のサブバンドの特定のセットである。ＳのユーザまでがＳのトラフィックチャネルに割り当てられてよく、相互に直交するであろう。各セクターについてチャネルのセット内のトラフィックチャネルは、隣接するセクターについて、チャネルのセット内のトラフィックチャネルに関して疑似ランダムであろう。このことは、隣接するセクターの他のユーザからの送信のため、所与のユーザによって観察される干渉をランダム化する。

図４は、各セクターについてトラフィックチャネル１の時間−周波数ブロックの配列への典型的なマッピングを示す。各セクターについてトラフィックチャネル２からＳは、トラフィックチャネル１について、時間−周波数ブロック配列の垂直および環状にシフトされたバージョンにマッピングされてよい。たとえば、セクター１についてトラフィックチャネル２は、タイムスロット１内のサブバンドのセット２、タイムスロット２内のサブバンドのセット５、タイムスロット３内のサブバンドのセット１などにマッピングされる。

通常、干渉推定を容易にし、場合によっては全体的なシステムパフォーマンスを改善するため、送信について利用可能であるサブバンドおよびシンボル周期は、時間−周波数ブロックに、周波数ホッピングを用いて、または用いずに、分割されてよい。所与のセクターについて所与の時間−周波数ブロックが、隣接するセクターのそれぞれについて特定の時間−周波数ブロックからの干渉を観察するように、セクターは同期で操作されてよい。所与のセクターにおける所与の時間−周波数ブロックについて得られる干渉推定は、隣接するセクターからの限られた数の干渉送信、たとえば隣接するセクターのそれぞれからの１つの干渉送信によるので、同期の操作はまた、干渉推定を容易にする。セクターが同期化されていない場合、時間−周波数ブロックのそれぞれは、隣接するセクターからの多くの干渉送信を観察してよく、したがって、異なる変調シンボルが異なる干渉値を見るとしても、それぞれの時間−周波数ブロックから見られる平均干渉は同様であってよい。干渉推定をまた容易にするために、共通の最小サブバンド割当サイズ（minimum subband assignment size）がセクターにわたって用いられてよい。たとえば、全てのセクターが１６のサブバンドの最小の割当を有する場合、干渉推定が、ＩＦＤＭＡについて均等に分散され、またはＬＦＤＭＡについて連続的であってよい１６のサブバンドにわたって行われてよい。

図１を再び参照すると、端末１２０ｘは、基地局１１０ｃの被覆端の近くに配置され、基地局１１０ａおよび１１０ｂと通信する他の端末に大量の干渉を起こすであろう。反対に、端末１２０ｙはサービング基地局１１０ａの近くに配置され、基地局１１０ｂおよび１１０ｃと通信する他の端末に少量の干渉を起こすであろう。システム１００内の端末からの送信が同期される場合、基地局１１０ａおよび１１０ｂと通信する端末は、端末１２０ｘと同じ時間−周波数ブロックで送信する時に低速で送信するであろう。基地局１１０ｂおよび１１０ｃと通信する端末は、端末１２０ｙと同じ時間−周波数ブロックで送信する時に高速で送信するであろう。

図５は、１つの時間−周波数ブロックについて典型的な送信方式５００を示す。図５に示される例について、送信器は、シンボル周期１からｔ−１内のデータを、次いでシンボル周期ｔ内のパイロットを、そしてシンボル周期ｔ＋１からＴのデータを送信する。データは、トラフィクデータ、シグナル伝達などを含んでよい。送信器は、データおよびパイロットを同じまたは異なるサブバンドで送信するであろう。たとえば、送信器はデータおよびパイロットを、時間−周波数ブロックの異なるシンボル周期における全てのＮのサブバンドで送信し、データを全てのＮのサブバンドで、パイロットをこれらのサブバンドのサブセットで送信し、データをＮのサブバンドのサブセットで、パイロットをこれらのサブバンドの他のサブセットで送信するなどしてよい。通常、パイロット送信に用いられるサブバンド（パイロットサブバンドと呼ばれる）は、データ送信について用いられるサブバンド（データサブバンドと呼ばれる）と同じかもしれず、または同じでないかもしれない。

同じセクター内の複数のユーザは、パイロットを同じシンボル周期で同じサブバンドのセットで送信してよい。この場合、これらのユーザについてのパイロットは、時分割多重化（ＴＤＭ）、符号分割多重化（ＣＤＭ）、インターリーブ周波数分割多重化（ＩＦＤＭ）、ローカライズ周波数分割多重化（ＬＦＤＭ）および／またはいくつかのその他の多重化方式を用いて多重化されてよい。

図６Ａは、ＩＦＤＭＡについての典型的なパイロットを示す。インターレースにおけるＮのサブバンドは、１からＮの所与の指数であり、複数のサブセットに分割される。図６Ａに示される例について、インターレースは２つのサブセットに分割され、第１のサブセットは奇数指数のサブバンドを含み、第２のサブセットは偶数指数のサブバンドを含む。ユーザは一方のサブセット内のサブバンドでパイロットを送信してよい。他方のサブセット内のサブバンドがデータ（たとえばシグナル伝達）を送信するのに用いられてよく、パイロット送信のために他のユーザに割り当てるのに用いられてよい。

図６Ｂは、ＬＦＤＭＡについての典型的なパイロットを示す。サブバンドグループにおけるＮのサブバンドは、１からＮの所与の指数であり、複数のサブセットに分割される。図６Ｂに示される例について、サブバンドグループは２つのサブセットに分割され、第１のサブセットは奇数指数のサブバンドを含み、第２のサブセットは偶数指数のサブバンドを含む。ユーザは一方のサブセット内のサブバンドでパイロットを送信してよい。他方のサブセットにおけるサブバンドは、データ（たとえばシグナル伝達）を送信するのに用いられてよく、パイロット送信のために他のユーザに割り当てられてよい。

送信器（たとえば端末）によって受信器（たとえば基地局）に送信された送信を回復させるために、受信器は、送信器から受信したパイロットに基づいてチャネル推定および干渉推定を導き出してよい。受信器はそこで、チャネルおよび干渉推定に基づいて、送信器についてデータ検出を行ってよい。

受信器は、送信器によって用いられる時間−周波数ブロックのそれぞれについて、受信されたＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを得てよい。受信されたＳＣ−ＦＤＭＡシンボルのそれぞれについて、受信器はサイクリックプレフィックスを除去してＫの入力サンプルを得て、Ｋの入力サンプルにＫポイントＤＦＴを行って、Ｋの周波数領域受信値を得て、送信器によって用いられるＮのサブバンドについてＮの受信値を維持し、残りのＫ-Ｎ受信値を破棄する。受信器は、パイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボル（パイロットについてＳＣ−ＦＤＭＡシンボル）のそれぞれについて、受信されたパイロット値を得て、データＳＣ−ＦＤＭＡシンボル（データについてＳＣ−ＦＤＭＡシンボル）のそれぞれについて受信されたデータ値を得る。

受信されたパイロット値は：
Ｒ_Ｐ（ｋ）＝Ｈ（ｋ）・Ｐ（ｋ）＋Ｎ（ｋ），ｋ∈Ｋ_Ｐ， 数式（１）
と表されてよく、式中、
Ｐ（ｋ）は、サブバンドｋについて送信されたパイロット値であり、
Ｈ（ｋ）は、サブバンドｋについてのワイヤレスチャネルについての複合ゲインであり、
Ｒ_Ｐ（ｋ）は、サブバンドｋについての受信されたパイロット値であり、
Ｎ（ｋ）は、サブバンドｋについてのノイズおよび干渉であり、
Ｋ_Ｐは、Ｐのパイロットサブバンドのセットである。

受信器は、チャネルおよび干渉推定を多様な方法で導き出してよい。一実施形態において、受信器は、ワイヤレスチャネルの周波数応答を、最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）技術に基づいて、以下のように推定する：

式中、

は、サブバンドｋについてのチャネルゲイン推定であり、“^＊”は複素共役を示す。ｋの全ての値について｜Ｐ（ｋ）｜＝１である場合、数式（２）は：

と表されるであろう。

一実施形態において、受信器は、平均化方式に基づいて、干渉推定

を以下のように導き出す：

数式（２）から（４）に示されるように、干渉推定

はチャネル推定

を導き出すのに用いられてよく、これは次いで新しい干渉推定を導き出すのに用いられてよい。チャネルおよび干渉推定は、複数の反復について繰り返し行われ、より高品質のチャネルおよび干渉推定を導き出してよい。

数式（４）は、干渉レベルが全てのＰのパイロットサブバンドにわたって一定であると想定する。たとえば、異なるサブバンドの干渉レベルが異なると予期される場合に、パイロットサブバンドのより小さなサブセットにわたって平均化が行われてよい。たとえば、最初のＰ／２パイロットサブバンドについて干渉推定が導き出されてよく、最後のＰ／２パイロットサブバンドについて他の干渉推定が導き出されてよい。ユーザが最小割当サイズよりも多いサブバンドを割り当てられる時に複数の干渉推定を導き出すことが望ましいであろう。たとえば、ＩＦＤＭＡシステムについての最小割当サイズは１６のサブバンドの１セットであり、ユーザは２セットまたは全部で３２のサブバンドを割り当てられるであろう。２つのサブバンドセットが、隣接するセクターの異なるユーザに割り当てられるため、ユーザの偶数サブバンド（第１のサブバンドセットについて）の干渉レベルは、ユーザの奇数サブバンド（第２のサブバンドセットについて）の干渉レベルと異なるであろう。ユーザはそこで、偶数サブバンドにわたって干渉を平均化して第１のサブバンドセットについて第１の干渉推定を得てよく、奇数サブバンドにわたって干渉を平均化して第２のサブバンドセットについて第２の干渉推定を得てよい。ユーザは、第１のサブバンドセットについてのチャネル推定およびデータ検出について第１の干渉推定を用い、第２のサブバンドセットについて、チャネル推定およびデータ検出について第２の干渉推定を用いてよい。

他の実施形態において、受信器は直交次元に基づいて干渉推定を導き出す。受信器は、Ｐのパイロットサブバンドについて、Ｐの受信されたパイロット値を得る。これらのＰの受信されたパイロット値は、Ｐ次元空間におけるベクトルを構成し、原則として、ワイヤレスチャネルについてのＰのパラメータを推定するのに用いられるであろう。しかし、ワイヤレスチャネルは推定される少数のパラメータしか持たない傾向がある。たとえば、ナローバンドのゆっくりと変化するワイヤレスチャネルは、周波数と時間の両方にわたって一定であると想定されてよく、チャネルゲインについての単一パラメータは受信されたパイロット値に基づいて推定されてよい。他の実施例として、ワイヤレスチャネルは、周波数ｋおよび時間ｔにおいて、ａ_１＋ａ_２・ｋ＋ａ_３・ｔとして線形に変化すると想定されてよい。この例について、３つのパラメータａ_１、ａ_２、ａ_３は、受信されたパイロット値に基づいて推定されてよい。通常、ワイヤレスチャネルについてＬのパラメータがある場合、Ｐ次元のベクトルのＬ次元がこれらのＰのパラメータを推定するのに用いられてよく、Ｐ−Ｌ次元は干渉推定について利用可能である。

Ｐの受信されたパイロット値のベクトル（すなわち受信されたベクトル）は、ｒ _ｐ＝［Ｒ_ｐ（１），Ｒ_ｐ（２），…，Ｒ_ｐ（Ｐ）］^Ｔと示されてよく、“^Ｔ”は移項を示す。Ｐ×Ｐ単位マトリクスは、Ｖ＝［ｖ _１，ｖ _２，…，ｖ _Ｐ］と示されてよく、式中ｖ _ｊ、ｊ∈｛１，…，Ｐ｝はＰ×１ベクトル／列である。ユニタリ行列Ｖは属性Ｖ ^Ｈ・Ｖ＝Ｉによって特徴づけられ、式中、Ｉは恒等行列であり、“^Ｈ”は共役転置行列を示す。ユニタリ行列Ｖの列は相互に直交しており、各列は単位パワーを有する。ユニタリ行列Ｖは、チャネル変動がやむなくＶの第１のＬの列となるように、チャネルモデルに基づいて生成されてよい。これらの次元ではチャネルが存在しないため、Ｖの最後のＰ-Ｌ列はそこで、干渉推定のために用いられてよい。たとえば、Ｐ＝２でチャネル応答が周波数において一定である場合、ユニタリ行列Ｖは２×２ウォルシュ行列

であってよい（列毎の単位パワーについて正規化されない）。第１の行を乗じることは受信されたパイロット値を平均化するため、Ｖ _２×２の第１の行が、チャネル推定について用いられてよい。Ｖ _２×２の第２の行が送信されたパイロットの寄与をキャンセルし、したがって干渉を推定するのに用いられてよい。

直交次元に基づく干渉推定は、以下のように行われてよい。ユニタリ行列ＶにおけるＰ-Ｌベクトル（たとえば最後のＰ-Ｌベクトル）は、Ｐ-Ｌ直交ベクトルとして用いるために選択される。Ｐ-Ｌ直交ベクトルのそれぞれについて、受信されたベクトルｒ _ｐはこの直交ベクトル上に投影（project）され、もたらされるベクトルのエネルギーは以下のように計算される：
Ｅ_ｊ＝‖ｒ _ｐ ^Ｈ・ｖ _ｊ‖^２，ｊ＝Ｐ−Ｌ＋１，．．．Ｐ， 数式（５）
式中、Ｅ_ｊは、受信されたベクトルｒ _ｐの、ｊ番目の直交ベクトルｖ _ｊ上への投影についてのエネルギーである。干渉推定は、すべてのＰ−Ｌ直交ベクトルについてエネルギーを平均化することで以下のように得られるであろう：

複数（Ｑ）のユーザが所与のセクターでパイロットサブバンドの同じセットを割り当てられる場合、Ｑのユーザについてチャネル推定のためにすべてのＬ・Ｑ次元が用いられてよい。残りのＰ-Ｌ・Ｑ次元は干渉推定について用いられてよい。

さらに他の実施形態において、受信器はチャネルおよび干渉推定を一緒に行う。受信されたパイロット値はベクトルの形状で以下のように表現されてよい：

式中、ｐは、Ｐのパイロットサブバンドで送信されたＰのパイロット値を含むＰ×１ベクトルであり、
ｈ _ｐは、ＰのパイロットサブバンドについてＰのチャネルゲインを含むＰ×１ベクトルであり、
ｎは、正規化されたノイズおよび干渉のベクトルであり、
Ｅ_ｐは、各パイロット値のエネルギーであり、
Ｎ_０は、各パイロット値について組み合わされたノイズおよび干渉エネルギーであり、
“○”は、要素ごとの乗算演算を示す。

チャネル応答ベクトルは、ｈ ^ｐ＝［Ｈ（１），Ｈ（２），…，Ｈ（Ｐ）］^Ｔとして与えられてよい。ノイズおよび干渉は、ゼロ平均、単位分散、および循環ガウス分布で、互いに独立で同一の分布に従う（ｉ．ｉ．ｄ．）と想定される。

チャネル応答ベクトルｈ _ｐについてのＰ×Ｐ共分散行列（covariance matrix）Ｒ _ｐｐは：
Ｒ _ｐｐ＝Ｅ｛ｈ _ｐ・ｈ _ｐＨ｝， 数式（８）
として表されてよく、
式中、Ｅ｛｝は、期待値演算を示す。共分散行列Ｒ _ｐｐは、複素数値を含み、ワイヤレスチャネルについてのモデル、コンピュータシミュレーション、実験的計測などに基づいて決定されてよい。

受信器は、Ｐのパイロットサブバンドについて、以下のようにＭＭＳＥチャネル推定を導き出してよい：

式中、Ｉ _ｐはＰ×Ｐ恒等行列であり、

はｈ _ｐのＭＭＳＥ推定である。数式（２）は、個々のパイロットサブバンドのそれぞれについてＭＭＳＥチャネルゲイン推定を提供する。数式（９）は、チャネルモデルに基づいて、すべてのＰのパイロットサブバンドについてのＭＭＳＥチャネルゲイン推定を提供し、すべてのＰのパイロットサブバンドにわたって全体の誤差を最小化しようと試みる。

干渉レベルＮ_０が受信器に知られている場合、数式（９）は、所望のチャネル推定をパイロットサブバンドについて提供する。チャネル推定

の正確さは、Ｎ_０の推定の正確さによる。

受信器は、以下のように誤差ベクトルを導き出してよい：

式中、ｅ＝［ｅ（１），ｅ（２），…ｅ（Ｐ）］^ＴはＰ×１誤差ベクトルである。

受信器は、干渉推定

を以下のように導き出してよい：

数式（１１）において、干渉推定は、ｅの要素のエネルギーを合計し、全体のエネルギーを、干渉推定について利用可能である次元数に対応するＰ-Ｌで除することによって得られる。全体のエネルギーは、Ｐ-Ｌの代わりに他の値で計ってもよい。

数式（９）におけるチャネル推定および数式（１０）と（１１）における干渉推定は、複数の反復について繰り返し行われてよい。第１の反復について、最初の干渉推定

は数式（９）で用いられてチャネル推定

を導き出す。次いでチャネル推定は数式（１０）と（１１）で用いられ、次の反復においてチャネル推定について用いられる干渉推定

を導き出す。一般的なシナリオにおいて、適度に正確なチャネルおよび干渉推定を得るには、５〜１０回の反復で十分であろう。

反復チャネルおよび干渉推定についての疑似符号および数式は、以下のように表されるであろう：

一方で反復は

終了
上記に与えられる疑似符号は、特定のチャネル推定技術および特定の干渉推定技術を用いる。通常、任意のチャネル推定技術は任意の干渉推定技術と反復されてよい。

チャネル推定について、Ｎ_０の過大推定（すなわち

について実際の値よりも大きな値を用いる）は、より大きな重みを与えられる項

とより小さな重みを与えられる項Ｒ _ｐｐ（時間と周波数におけるチャネル変動をモデルとする）をもたらす。したがって、より一層の平均化が必要とされるであろう。反対に、Ｎ_０の過小推定（すなわち

について実際の値よりも小さな値を用いる）は、より大きな重みを与えられる項Ｒ _ｐｐとより小さな重みを与えられる項

をもたらす。Ｒ _ｐｐは下位行列である傾向があるので、この逆は大きな固有値を有する傾向があり、これはノイズを拡大する。Ｎ_０のより正確な知識は、とりわけパイロットサブバンドが少数である時に、チャネル応答のより正確な推定を提供することができる。

である、

の初期値は、システム内の干渉レベルの利用可能な知識に基づいて選択されてよい。

についての控えめな値（すなわち、実際のＮ_０よりも著しく大きな

値）は、第１の何度かの反復について推定誤差の相違を回避するであろう。

についての積極的な値（すなわち実際のＮ_０よりも著しく小さな

値）は、パイロットのオーバーヘッドが小さい場合に用いられてよく、さもなければ推定精度は反復アルゴリズムを行うことにより改善しないであろう。

数式（９）に示されるように、各反復について、前の反復から得られる干渉推定

を用いて行列

が計算され、行列反転（matrix inversion）がこの行列において行われる。行列反転は、大量のパイロットサブバンドにより、とりわけ大きな行列について、計算量が多いであろう。たとえば、１６×１６の行列は、計算量が多い１６のパイロットサブバンドについて反転される。行列反転は、以下に説明されるように回避されるであろう。

Ｐ×Ｐ共分散行列Ｒ _ｐｐは、固有値分解に基づいて以下のように分解されるであろう：
Ｒ _ｐｐ＝Ｕ・Λ・Ｕ ^Ｈ， 数式（１２）
式中、Ｕは、Ｐ×Ｐユニタリ行列であり、
Λは、Ｒ _ｐｐである固有値を含むＰ×Ｐ対角行列である。

対角行列Λは、対角線に沿ってＲの非ゼロの真の値を、これ以外ではゼロを含み、ＲはＲ _ｐｐの階数であり、Ｒ≦Ｐである。

Ｐ×Ｐ中間行列（intermediate matrix）Ｂは、以下のように定義されるであろう：
Ｂ＝Ｕ・Λ， 数式（１３）
ＰのパイロットサブバンドについてのＭＭＳＥチャネル推定は：

と計算されてよい。

数式（１４）に示されるように、

はＰのスカラーを含むＰ×Ｐ対角行列である。この対角行列の反転は、任意のＰ×Ｐ行列の反転よりも計算的でないＰのスカラー反転で行われてよい。中間行列Ｂは、チャネル推定

が、任意の行列について行列反転を行う必要なく導き出されることを可能にする。

行列反転なしの、反復チャネルおよび干渉推定についての疑似符号および数式が、以下のように表されるであろう：
Ｂ＝Ｕ・Λ；

一方で反復は

終了
行列ＢおよびＵは、一度計算され、メモリに格納されるであろう。ＢとＵについてのメモリ要件は、Ｒ _ｐｐの階数についてＲを切り捨てることで縮小されるであろう。ΛがＲの非ゼロ対角要素を含む場合、ΛのＰ−Ｒ列は、全てゼロを含み、Ｕ・Λは事実上Ｐ×Ｒ行列である。Ｒは周波数および時間におけるワイヤレスチャネルの自由パラメータの数（または自由度）を表すので、Ｒは、顕著な性能劣化なしに、Ｐよりも小さくなるように選択されるであろう。一実施形態において、Ｒは、Ｐよりも２倍以上小さくなるように選択される。他の実施形態において、Ｒは所定の上限（たとえば１０）よりも小さくなるように選択される。通常、Ｒは、所望の性能、計算の複雑性などの多様な要素に基づいて選択されてよい。

通常、受信器は、チャネル推定および干渉推定を、個々に、または一緒に導き出すであろう。受信器はまた、チャネル推定および干渉推定を一度、または反復して導き出すであろう。たとえば、受信器は、チャネルおよび干渉推定を、数式（２）と（４）に基づき、数式（２）、（５）、（６）に基づき、数式（９）、（１０）、（１１）に基づき、数式（１４）、（１０）、（１１）に基づき、上記に与えられた疑似符号のいずれかに基づくなどして、反復的に導き出すであろう。

データサブバンドがパイロットサブバンドと同じである場合、パイロットサブバンドのチャネル推定が、データ検出および／または受信器空間処理に用いられてよい。データサブバンドがパイロットサブバンドと異なる場合、またはデータサブバンドおよびパイロットサブバンドが同じである場合でも、チャネル推定は、パイロットサブバンドおよび干渉推定について、データサブバンドのチャネル推定に基づき、導き出されてよい。

サブバンドのセットにおける全てのＮのサブバンドがデータ送信について用いられる場合、Ｎのサブバンドについてチャネルゲインを含むＮ×１ベクトルｈ _ｄが、ｈ _ｄ＝［Ｈ（１），Ｈ（２），…Ｈ（Ｎ）］^Ｔと定義されてよい。Ｎ×Ｐ共分散行列Ｒ _ｄｐは：
Ｒ _ｄｐ＝Ｅ｛ｈ _ｄ・ｈ _ｐＨ｝， 数式（１５）
と表されてよい。

共分散行列Ｒ _ｄｐは、ワイヤレスチャネルについてのモデル、コンピュータシミュレーション、実験的測定などに基づいて決定されてよい。Ｒ _ｄｐは、時間における変動もまた獲得するので、データサブバンドがパイロットサブバンドと同じである場合であっても、データサブバンドについてのチャネル推定は、パイロットサブバンドについてのチャネル推定と異なるであろう。

受信器は、Ｎのサブバンドについて、以下のようにＭＭＳＥチャネル推定を導き出すであろう：

式中、

はｈ _ｄのＭＭＳＥ推定である。受信器はまた、他の補完スキームに基づいて、Ｎのサブバンドについてのチャネル推定を導き出すであろう。

受信器は、データ検出について、チャネルおよび干渉推定を用いるであろう。たとえば、受信器はＭＭＳＥ技術に基づいて、以下のようにデータ検出（または同等化）を行うであろう：

式中Ｒ_ｄ（ｋ）は、サブバンドｋについての受信されたデータ値であり、Ｚ_ｄ（ｋ）は、サブバンドｋについての検出されたデータ値であり、Ｋ_ｄは、データサブバンドのセットである。数式（１７）は、受信器の１つのアンテナのデータ検出についてのものである。

受信器はまた、受信器が複数のアンテナを備える場合に、受信器空間処理についてチャネルおよび干渉推定を用いてよい。受信器は、同じ時間−周波数ブロックで送信する全ての送信器について、チャネル推定に基づいてチャネル応答行列Ｈを形成してよい。受信器はそこで、チャネル応答行列よび干渉推定に基づいて、空間フィルタ行列Ｍを導き出すであろう。たとえば受信器は、ＭＭＳＥ技術に基づいて、以下のように空間フィルタ行列を導き出すであろう：

式中、Ｄは

である。受信器は、空間フィルタ行列に基づいて受信器空間処理を行い、各送信器について検出されたデータ値を得るであろう。

受信器はまた、復号について干渉推定を用いるであろう。たとえば受信器は、干渉推定に基づいて、より信頼できるシンボル（たとえばより少ない干渉を観察するシンボル）を識別し、復号処理においてこれらのシンボルにより重みを与えるであろう。干渉推定に基づくシンボルの重み付けは、たとえば畳み込み符号、ターボ符号などのいくつかの符号について復号パフォーマンスを改善するであろう。

図７は、送信器からのデータ送信を回復させるのに受信器によって行われる処理７００を示す。受信器は、送信器（ブロック７１２）からの送信シンボルを受信し、送信器によって用いられる（たとえば送信器に割り当てられた周波数ホッピングパターン(frequency hopping pattern)に基づいて）サブバンドのセットを決定する（ブロック７１４）。送信シンボルは、ＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡ、またはＥＦＤＭＡなどのＳＣ−ＦＤＭＡ方式を用いて生成されたであろう。受信器は、サブバンドのセットについて受信された送信シンボルを処理し、サブバンドについて受信されたパイロット値と、パイロット送信に用いられるシンボル周期を得て、サブバンドおよびデータ送信に用いられるシンボル周期について受信されたデータ値を得る（ブロック７１６）。

受信器は、送信器について、チャネルおよび干渉推定を反復的に行ってよい（ブロック７２０）。受信器は、干渉推定について初期値を選択する（ブロック７２２）。初期値は、たとえば、前の時間−周波数ブロックについて得られる干渉推定、干渉推定の長期平均、受信されたパイロット値を直交次元上に投影することによって得られる干渉推定、または何らかの他の値であろう。受信器はそこで、受信されたパイロット値および干渉推定に基づいて、たとえば、数式（９）または（１４）に示されるＭＭＳＥ技術を用いて、パイロットサブバンドについてチャネル推定を導き出す（ブロック７２４）。受信器は、たとえば数式（１０）と（１１）に示されるように、受信されたパイロット値およびチャネル推定に基づいて、新しい干渉推定を導き出す（すなわち、干渉推定を更新する）（ブロック７２６）。受信器は、複数の反復について、ブロック２８において決定されるように、終端条件に遭遇するまで、チャネル推定および干渉推定の導出を繰り返す。終端条件は、たとえば反復の所定の数字が完了されたときなどに、遭遇される。

受信器は、パイロットサブバンドおよび干渉推定のためのチャネル推定に基づいて、データサブバンドのためのチャネル推定を導き出すであろう（ブロック７３２）。受信器はそこで、データサブバンドおよび干渉推定のためのチャネル推定に基づいて、受信されたデータ値にデータ検出および／または受信器空間処理を行い、データシンボル推定を得る（ブロック７３４）。受信器はそこで、データシンボル推定を復調し、デインターリーブし、復号してよく、復号は干渉推定に基づいてもよい（ブロック７３６）。

図８は、２つの送信器８１０ａと８１０ｂと受信器８５０の実施形態を示す。送信器８１０ａは、これの送信が受信器８５０によって回復される所望の送信器である。送信器８１０ｂは、これの送信が所望の送信器に干渉を引き起こす干渉送信器である。逆リンクについて、各送信器８１０は端末の一部分であり、受信器８５０は基地局の一部分であってよい。順リンクについて、各送信器８１０は基地局の一部分であり、受信器８５０は端末の位置部分であってよい。簡潔さのために、各送信器８１０は、単一のアンテナ８３４を備え、受信器８５０はまた、単一のアンテナ８５２を備える。明瞭さのため、以下の説明はＳＣ−ＦＤＭＡの使用を想定する。

各送信器８１０において、送信（ＴＸ）データおよびパイロット処理装置８２０は、データ（たとえばトラフィックデータおよびシグナル伝達）を暗号化し、インターリーブし、シンボルマッピングし、データシンボルを生成する。処理装置８２０はまた、パイロットシンボルを生成し、データシンボルおよびパイロットシンボルを多重化する。本願では、データシンボルはデータのための変調シンボルであり、パイロットシンボルはパイロットのための変調シンボルであり、変調シンボルは信号配列におけるポイントのための（たとえばＰＳＫまたはＱＡＭのための）複合値であり、シンボルは複合値である。ＳＣ−ＦＤＭＡ変調器８３０は、ＳＣ−ＦＤＭＡ変調（たとえばＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡまたはＥＦＤＭＡについて）を行い、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成する。送信ユニット（ＴＭＴＲ）８３２は、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを処理し（たとえば、アナログに変換し、増幅し、フィルタリングし、高い周波数に変調し）、アンテナ８３４を介して送信される高周波（ＲＦ）変調信号を生成する。

受信器８５０において、アンテナ８５２は、送信器８１０ａと８１０ｂから高周波変調信号を受信し、受信された信号を提供する。受信ユニット（ＲＣＶＲ）８５４は、受信された信号を調整し（たとえばフィルタリングし、増幅し、低い周波数に変調し、デジタル化し）、入力サンプルを提供する。ＤＦＴユニット８５６は、各シンボル周期について入力サンプルにＤＦＴを行い、このシンボル周期について周波数領域値を提供する。デマルチプレクサ（Ｄｅｍｕｘ）８５６は、パイロットのための周波数領域値（または受信されたパイロット値）を、チャネルおよび干渉推定器８５８に提供し、データのための周波数領域値（または受信されたデータ値）をデータ検出器８６０に提供する。推定器８５８は、受信されたパイロット値に基づいて、また上記に説明された推定方式の任意のものを用いて、送信器８１０ａのためのチャネル推定および干渉推定を導き出す。データ検出器８６０は、受信されたデータ値に、たとえば数式（１７）に示されるようにデータ検出を行う。ＳＣ−ＦＤＭＡ復調器８７０は、各シンボル周期について検出されたデータ値にＩＤＦＴを行い、送信器８１０ａによって送信されたデータシンボルの推定である、データシンボル推定を提供する。ＲＸデータ処理装置８７２は、データシンボル推定を復調し、デインターリーブし、復号し、送信器８１０ａについて復号されたデータを提供する。通常、受信器８５０による処理は、送信器８１０ａによる処理を補完するものである。

制御装置８４０ａ、８４０ｂと制御装置８８０は、送信器８１０ａ、８１０ｂと受信器８５０における多様な処理ユニットの操作をそれぞれ指示する。メモリ８４２ａ、８４２ｂおよびメモリ８８２は、送信器８１０ａ、８１０ｂおよび受信器８５０についてのプログラム符号とデータをそれぞれ格納する。

本願に説明されるチャネルおよび干渉推定技術は、多様な手段によって実施されてよい。たとえば、これらの技術はハードウェア、ソフトウェア、またはこれらの組み合わせにおいて実施されるであろう。ハードウェアの実施について、チャネルおよび干渉推定を行うのに用いられる処理ユニットは、１以上の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣｓ）、デジタル信号処理装置（ＤＳＰｓ）、デジタル信号処理装置（ＤＳＰＤｓ）、プログラム可能論理回路（ＰＬＤｓ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡｓ）、処理装置、制御装置、マイクロ制御装置、マイクロプロセッサ、で実施されてよく、電子機器、本願に説明された機能を行うよう設計されたその他の電子ユニット、またはこれらの組み合わせにおいて、実施されてよい。

ソフトウェアの実施について、これらの技術は、本願に説明される機能を行うモジュール（たとえば手順、機能など）を用いて実施されてよい。ソフトウェア符号は、メモリ（たとえば図８のメモリ８８２）内に格納され、処理装置（たとえば処理装置８８０）によって実行されてよい。メモリは、処理装置または処理装置の外で実施されるであろう。

開示された実施形態の前の説明は、任意の当業者が本発明を作成し、用いることを可能にするべく提供される。これらの実施形態への多様な変形例は、当業者にとってはすぐにわかるであろうし、本願に定義される一般的な原則は、本発明の精神または範囲から逸脱することなく、他の実施形態にも適用されることができる。したがって、本発明は本願に示された実施形態に限定されるよう意図されるものではなく、本願に開示される原則および新規の特徴と一致するもっとも広い範囲に一致するものである。

図１は、ワイヤレス通信システムを示す。 図２Ａは、ＩＦＤＭＡについての典型的なサブバンド構造を示す。 図２Ｂは、ＬＦＤＭＡについての典型的なサブバンド構造を示す。 図２Ｃは、ＥＦＤＭＡについての典型的なサブバンド構造を示す。 図３Ａは、ＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡまたはＥＦＤＭＡシンボルの生成を示す。 図３Ｂは、ＩＦＤＭＡシンボルの生成を示す。 図４は、周波数ホッピング（ＦＨ）方式を示す。 図５は、１つの時間−周波数ブロックについての典型的な送信を示す。 図６Ａは、ＩＦＤＭＡについての典型的なパイロットを示す。 図６Ｂは、ＬＦＤＭＡについての典型的なパイロットを示す。 図７は、データ送信を受信する処理を示す。 図８は、２つの送信器および受信器のブロック図を示す。

Claims (44)

1. シングルキャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）方式またはマルチキャリア周波数分割多元接続（ＭＣ−ＦＤＭＡ）方式を用いて生成され、データおよびパイロットを周波数サブバンドの複数のセットから選択される周波数サブバンドのセットに含む送信シンボルを受信し、前記受信される送信シンボルに基づいて干渉推定を導き出すよう機能する処理装置と、
   前記処理装置に接続されたメモリと、
   を備える装置。
2. 前記処理装置は、周波数サブバンドの前記セットの各周波数サブバンドでの干渉を推定し、前記推定される干渉を周波数サブバンドの前記セットにわたって平均化して前記干渉推定を導き出すよう機能する、請求項１に記載の装置。
3. 前記処理装置は、前記受信される送信シンボルに基づいて受信されるパイロット値のベクトルを得、受信されるパイロット値の前記ベクトルを複数の直交ベクトルに投影し、前記複数の直交ベクトルにわたって平均化して前記干渉推定を導き出すよう機能する、請求項１に記載の装置。
4. 前記処理装置は、周波数サブバンドの前記セットの複数のサブセットについて複数の干渉推定を導き出すよう機能する、請求項１に記載の装置。
5. 前記処理装置は、前記受信される送信シンボルおよび前記干渉推定に基づいてチャネル推定を導き出すよう機能する、請求項１に記載の装置。
6. 前記処理装置は、前記干渉推定を用いてデータ検出を行うよう機能する、請求項１に記載の装置。
7. 前記処理装置は、前記干渉推定を用いて復号を行うよう機能する、請求項１に記載の装置。
8. 前記処理装置は、異なるタイムスロットにおける送信に用いられる周波数サブバンドの異なるセットを、周波数ホッピングパターンに基づいて決定し、周波数サブバンドの前記異なるセットについて干渉推定を導き出すよう機能する、請求項１に記載の装置。
9. シングルキャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）方式またはマルチキャリア周波数分割多元接続（ＭＣ−ＦＤＭＡ）方式を用いて生成され、データおよびパイロットを、周波数サブバンドの複数のセットから選択される周波数サブバンドのセットに含む、送信シンボルを受信することと、
   前記受信される送信シンボルに基づいて干渉推定を導き出すことと、
   を備える方法。
10. 前記干渉推定を前記導き出すことは、
    周波数サブバンドの前記セット内の各周波数サブバンドでの干渉を推定することと、
    前記推定された干渉を周波数サブバンドの前記セットにわたって平均化し、前記干渉推定を導き出すことと、
    を備える請求項９に記載の方法。
11. 前記干渉推定を前記導き出すことは、
    前記受信される送信シンボルに基づいて、受信されるパイロット値のベクトルを得ることと、
    受信されるパイロット値の前記ベクトルを複数の直交ベクトル上に投影することと、
    前記複数の直交ベクトルにわたって平均化し、前記干渉推定を導き出すことと、
    を備える請求項９に記載の方法。
12. シングルキャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）方式またはマルチキャリア周波数分割多元接続（ＭＣ−ＦＤＭＡ）方式を用いて生成され、データおよびパイロットを周波数サブバンドの複数のセットから選択される周波数サブバンドの前記セットに含む送信シンボルを受信する手段と、
    前記受信される送信シンボルに基づいて干渉推定を導き出す手段と、
    を備える装置。
13. 前記干渉推定を導き出す前記手段は、
    周波数サブバンドの前記セット内の各周波数サブバンドでの干渉を推定する手段と、
    前記推定される干渉を周波数サブバンドの前記セットにわたって平均化し、前記干渉推定を導き出す手段と、
    を備える請求項１２に記載の装置。
14. 前記干渉推定を導き出す前記手段は、
    前記受信される送信シンボルに基づいて、受信されるパイロット値のベクトルを得る手段と、
    受信されるパイロット値の前記ベクトルを複数の直交ベクトル上に投影する手段と、
    前記複数の直交ベクトルにわたって平均化して前記干渉推定を導き出す手段と、
    を備える請求項１２に記載の装置。
15. シングルキャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）方式またはマルチキャリア周波数分割多元接続（ＭＣ−ＦＤＭＡ）方式を用いて生成される少なくとも１つの送信シンボルを受信し、前記少なくとも１つの受信される送信シンボルに基づいて、チャネル推定および干渉推定を反復して導き出すよう機能する処理装置と、
    前記処理装置に接続されたメモリと、
    を備える装置。
16. 前記処理装置は、前記少なくとも１つの受信される送信シンボルに基づいて前記チャネル推定および干渉推定を導き出し、前記少なくとも１つの受信される送信シンボルおよび前記チャネル推定に基づいて、前記干渉推定を導き出し、複数の反復について前記チャネル推定および前記干渉推定を導き出すよう機能する、請求項１５に記載の装置。
17. 前記処理装置は、最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）技術に基づいて前記チャネル推定を導き出すよう機能する、請求項１５に記載の装置。
18. 前記処理装置は、前記少なくとも１つの受信される送信シンボル、前記干渉推定、ワイヤレスチャネルの共分散行列に基づいて、前記チャネル推定を導き出すよう機能する、請求項１５に記載の装置。
19. 前記処理装置は、前記共分散行列の分解を行ってユニタリ行列および対角行列を得、前記ユニタリ行列および前記対角行列に基づいて中間行列を導き出し、前記少なくとも１つの受信される送信シンボル、前記中間行列、前記干渉推定に基づいて、行列反転を行うことなく、前記チャネル推定を導き出すよう機能する、請求項１８に記載の装置。
20. 前記処理装置は、パイロットサブバンドのために前記チャネル推定および前記干渉指定を反復的に導き出し、データサブバンドのために、前記パイロットサブバンドのための前記チャネル推定および前記干渉推定に基づいて、第２のチャネル推定を導き出すよう機能する、請求項１５に記載の装置。
21. 前記処理装置は、前記干渉推定のための初期値を選択するよう機能する、請求項１５に記載の装置。
22. 前記処理装置は、前記チャネル推定および前記干渉推定を用いてデータ検出を行うよう機能する、請求項１５に記載の装置。
23. 前記処理装置は、前記チャネル推定および前記干渉推定を用いて、受信器空間処理を行うよう機能する、請求項１５に記載の装置。
24. 前記処理装置は、周波数ホッピングパターンに基づいて異なるタイムスロットにおける送信に用いられる周波数サブバンドの異なるセットを決定し、周波数サブバンドの前記異なるセットについてチャネル推定および干渉推定を反復的に導き出すよう機能する、請求項１５に記載の装置。
25. シングルキャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）方式またはマルチキャリア周波数分割多元接続（ＭＣ−ＦＤＭＡ）方式を用いて生成される少なくとも１つの送信シンボルを受信することと、
    前記少なくとも１つの受信される送信シンボルに基づいて、チャネル推定および干渉推定を反復して導き出すことと、
    を備える方法。
26. 前記チャネル推定および前記干渉推定を前記反復的に導き出すことは、
    前記少なくとも１つの受信される送信シンボルおよび前記干渉推定に基づいて前記チャネル推定を導き出すことと、
    前記少なくとも１つの受信される送信シンボルおよび前記チャネル推定に基づいて前記干渉推定を導き出すことと、
    複数の反復について、前記チャネル推定を前記導き出すことと前記干渉推定を前記導き出すこととを繰り返すことと、
    を備える請求項２５に記載の方法。
27. 前記チャネル推定および前記干渉推定を用いて、データ検出または受信器空間処理を行うことをさらに備える請求項２５に記載の方法。
28. シングルキャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）方式またはマルチキャリア周波数分割多元接続（ＭＣ−ＦＤＭＡ）方式を用いて生成される少なくとも１つの送信シンボルを受信する手段と、
    前記少なくとも１つの受信される送信シンボルに基づいて、チャネル推定および干渉推定を反復して導き出す手段と、
    を備える装置。
29. 前記チャネル推定および前記干渉推定を反復して導き出す前記手段は、
    前記少なくとも１つの受信される送信シンボルおよび前記干渉推定に基づいて前記チャネル推定を導き出す手段と、
    前記少なくとも１つの受信される送信シンボルおよび前記チャネル推定に基づいて、前記干渉推定を導き出す手段と、
    複数の反復について、前記チャネル推定と前記干渉推定の導出を繰り返す手段と、
    を備える請求項２８に記載の装置。
30. 前記チャネル推定および前記干渉推定を用いてデータ検出または受信器空間処理を行う手段、
    をさらに備える請求項２８に記載の装置。
31. シングルキャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）方式またはマルチキャリア周波数分割多元接続（ＭＣ−ＦＤＭＡ）方式を用いて生成される少なくとも１つの送信シンボルを受信し、周波数サブバンドのセットについて前記少なくとも１つの受信される送信シンボルを処理して受信されるパイロット値を得、前記受信されるパイロット値を複数の直交ベクトル上に投影し、前記受信されるパイロット値の前記複数の直交ベクトル上への前記投影に基づいて干渉推定を導き出すよう機能する処理装置と、
    前記処理装置に接続されたメモリと、
    を備える装置。
32. 前記処理装置は、前記複数の直交ベクトルにわたって平均化して前記干渉推定を導き出すよう機能する、請求項３１に記載の装置。
33. 前記処理装置は、前記受信するパイロット値の各直交ベクトル上への前記投影のエネルギーを計算し、前記受信されるパイロット値の前記複数の直交ベクトル上への前記投影のエネルギーを平均化して前記干渉推定を導き出すよう機能する、請求項３１に記載の装置。
34. 前記複数の直交ベクトルは、ユニタリ行列の列である、請求項３１に記載の装置。
35. 周波数サブバンドのセットを決定して送信に用いるよう、周波数サブバンドの前記セットで送信されるデータおよびパイロットを用いて送信シンボルを生成するよう機能する処理装置であって、前記送信シンボルは、シングルキャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）方式またはマルチキャリア周波数分割多元接続（ＭＣ−ＦＤＭＡ）方式を用いて生成され、周波数サブバンドの前記セットは送信に利用可能である周波数サブバンドの複数のセットから選択され、隣接するセクターは周波数サブバンドの同じ複数のセットを用い、同期である処理装置と、
    前記処理装置に接続されるメモリと、
    を備える装置。
36. 前記送信シンボルを、逆リンクを介して基地局に送信するよう機能する送信器をさらに備える請求項３５に記載の装置。
37. 前記送信シンボルを、順リンクを介して基地局に送信するよう機能する送信器をさらに備える請求項３５に記載の装置。
38. 前記隣接するセクターは、共通の最小サブバンド割当サイズを有する、請求項３５に記載の装置。
39. 前記処理装置は、周波数サブバンドの異なるセットを決定し、周波数ホッピングパターンに基づいて、異なるタイムスロットにおける送信について用いるよう機能する、請求項３５に記載の装置。
40. 周波数サブバンドのセットを決定して送信に用いることであって、周波数サブバンドの前記セットは送信に利用可能な周波数サブバンドの複数のセットの中から選択され、隣接するセクターは周波数サブバンドの同じ複数のセットを用い、同期であることと、
    周波数サブバンドの前記セットで送信されるデータおよびパイロットを用いて、またシングルキャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）方式またはマルチキャリア周波数分割多元接続（ＭＣ−ＦＤＭＡ）方式を用いて送信シンボルを生成することと、
    を備える方法。
41. 周波数サブバンドの異なるセットを決定して、周波数ホッピングパターンに基づいて異なるタイムスロットにおける送信に用いることをさらに備える請求項４０に記載の方法。
42. 周波数サブバンドのセットを決定して送信に用いる手段であって、周波数サブバンドの前記セットは送信に利用可能な周波数サブバンドの複数のセットの中から選択され、隣接するセクターは周波数サブバンドの同じ複数のセットを用い、同期である手段と、
    周波数サブバンドの前記セットで送信されたデータおよびパイロットを用いて、またシングルキャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）方式またはマルチキャリア周波数分割多元接続（ＭＣ−ＦＤＭＡ）方式を用いて送信シンボルを生成する手段と、
    を備える装置。
43. 周波数サブバンドの異なるセットを決定して、周波数ホッピングパターンに基づいて、異なるタイムスロットにおける送信に用いる手段をさらに備える、請求項４２に記載の装置。
44. データおよびパイロットを含む送信シンボルを、周波数サブバンドの複数のセットの中から選択される周波数サブバンドのセットで受信し、チャネル推定、干渉推定、またはチャネル推定と干渉推定の両方を、前記受信される送信シンボルに基づいて導き出すよう機能する処理装置であって、前記送信シンボルは、シングルキャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）方式またはマルチキャリア周波数分割多元接続（ＭＣ−ＦＤＭＡ）方式を用いて生成され、隣接するセクターは周波数サブバンドの同じ複数のセットを用い、同期である処理装置と、
    前記処理装置に接続されたメモリと、
    を備える装置。

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