JP2009505262A - 電流制限回路 - Google Patents

Abstract

本発明は、出力端子（ｏｕｔ）において、高電流注入に基づき、大きな電流増加を検出および迅速に制限するための回路装置に関する。特に、駆動回路（４０）によって、低抵抗素子（Ｒ０）を通して制御され、電流オーバーシュートが通過する、ゲート制御式スイッチングデバイス（Ｐ０）は、本発明の回路によって代替的に駆動され、一方で、その制御端子が高注入電流によって充電される。よって、正の傾斜を有する急な前部インパルスによって生成された大きな電圧増加が、キャパシタ（Ｃ）によって検出され、ゲート端子（ＧａｔｅＮ）に伝達されると、本発明の回路は、駆動回路（４０）をバイパスし、一方で、トランジスタ（Ｐ３）から発せられた著しい電流ピークを、ゲート制御式スイッチングデバイス（Ｐ０）のゲート端子（ＧａｔｅＰ）に向けて注入し、これに対して、キャパシタ（Ｃ）は、ゲート端子（ＧａｔｅＮ）を通して非常にゆっくりと放電する。注入電流ピークをもたらす電流増幅は、大きな電流ミラー比を有する電流ミラー（Ｐ４＋Ｐ５，Ｐ３）の使用を通してつくられ、ダイオード（Ｄ０，Ｄ１）の存在によって強化される。静止モードにおいて、すなわち、負の傾斜を有する急な前部インパルスにより生成された大きな電圧減少が、キャパシタ（Ｃ）によって検出され、ゲート端子（ＧａｔｅＮ）に伝達されると、トランジスタ（Ｐ４）は、ダイオード（Ｄ１）を通して流れる電流を供給する電流源（ＣＳ３）により短絡され、これにより、電流ミラー（Ｐ４＋Ｐ５，Ｐ３）は、ずっと低い電流ミラー比を有する電流ミラー（Ｐ５，Ｐ３）によって仮想的に置き換えられる。その結果、減衰電流源（ＣＳ２）の低電流は、電流ミラー（Ｐ３，Ｐ５）によりミラーリングされる、より低い電流を減衰するのに十分であり、次いで、駆動回路（４０）が、スイッチングデバイス（Ｐ０）の制御を引き継ぐことを可能にする。最後に、この回路装置は、単方向に動作し、一方で、ゲート制御式スイッチングデバイス（Ｐ０）を通して、大きな電流増加を制限するが、大きな電流減少は制限しない。

Description

本発明は、電流制限回路に関し、特に、スイッチングデバイスの制御端子への高電流注入に基づき、過剰な電流オーバーシュートを検知および制限することが可能な非常に高速な回路に関する。この回路は、単方向とされ、一方で、電流増加を制限するが、電流減少は制限しない。

例えば携帯電話、ＰＤＡ（persona digital assistant）、携帯型パーソナルコンピュータ、カムコーダー、デジタルカメラまたはＭＰ３プレイヤーなどの携帯型および移動体デバイスは、代替の電源が利用可能とされてないときはいつでも、動作用バッテリによって電力を供給される必要がある。このような動作モードに使用される回路は、バッテリをデバイスから切り離し、例えば０．１〜０．５Ωの範囲内の低い抵抗Ｒを示す、可制御スイッチングデバイスから成る。この回路は、バッテリ充電回路も兼ねることができるため、デバイスがバッテリによる供給を受けている間、同じ端子でいつでも、壁プラグアダプタなどのＤＣ電源に接続することが可能である。この例では、可制御スイッチングデバイスは、低オームモードのままであり、これにより、ＤＣ電源（例えば６Ｖ）とバッテリ（例えば３．６Ｖ）の間に存在する電圧ギャップが、結果として、可制御スイッチングデバイスを通してバッテリに向けて流れる電流オーバーシュート（例えば、典型的には〜５Ａ：（６Ｖ−３．６Ｖ）／０．５Ωまたはずっと大きい）を生じる。可制御スイッチングデバイスは、通常、この電流を最小化（例えば１Ａに）することが可能な駆動回路によって制御されるが、それでも、この制限は、低速な電流調整のプロセスに基づいており、このプロセスは、典型的には、電流オーバーシュートを検出するために必要な時間と、可制御スイッチングデバイスを充電し、よってオフにするために必要とされる時間とで共有される、数マイクロ秒を費やす。その上、バッテリがデバイスに供給を行う際の逆方向モードから、壁プラグアダプタがバッテリを充電する際の順方向モードへの遷移は、典型的には、壁プラグアダプタ接続の時間定数に対応する５Ｖ／μｓの傾斜で発生する。よって、これらのオーバーシュートを適時に減少させることに存する解決策は、技術的に不可能であることが分かるが、これらの時間制限された電流オーバーシュートは、バッテリの正常な挙動を危険にさらすことがあり、バッテリの寿命を減少させる。

従って、本発明の目的は、ゲート制御されたスイッチングデバイスを通したどのような電流変化も、非常に迅速に検出および制限するための、バッテリ充電回路用の電流制限回路装置を提供することである。安全性を向上するために、電流制限回路は、単方向にされ、一方で、電流増加を制限するが、電流減少は制限しないように構成される。

この目的は、請求項１に記載の可変電流増幅回路装置、請求項１３に記載の電流制限回路装置、請求項１７に記載のバッテリ充電回路装置および請求項１８に記載の方法と、によって達成される。

よって、電流制限回路は、可変電流増幅回路と、低い抵抗を有する抵抗素子を通して駆動手段によって制御されるゲート制御式スイッチング手段と、を備える。可変電流増幅回路の出力は、ゲート制御式スイッチング手段の制御端子に接続され、これにより、可変電流増幅回路が、後者を制御することを可能にする。抵抗素子により、この制御は、可変電流増幅回路の出力での高電流注入に関して有効となる。

さらに、可変電流増幅回路は、その入力端子に、容量性素子を備えた検出ステージを含み、これにより、電流変化に対応する電圧変化を迅速に検出および伝達し、このステージの後に、変化に従うトランジスタのバイアス電圧およびバイアス電圧に制御される電流を、静止値に調整するための調整ステージと、異なる電流ミラー比を有する電流ミラーの可変負荷に基づき、これにより、電圧増加が検出された場合にのみ、ゲート制御式スイッチング手段の制御端子に高電流を注入する可変増幅ステージと、が続く。トランジスタのゲートは、検出ステージの出力端子に接続されており、これにより、検出ステージは、非常にゆっくりと放電し、よって、駆動手段が、ゲート制御式スイッチング手段を通して電流を制御する前に十分な時間を持つことを可能にする。可変増幅ステージによって処理されるべき電流は、保護抵抗器と直列のダイオードを通過する間、指数関数的に増加することができる。よって、可変増幅ステージによって注入されるべき電流は、ずっと高くなり、結果として、制御端子を充電し、ゲート制御式スイッチング手段をスイッチオフする時間をより短くする。

さらに、可変電流増幅回路は、ゲート制御式スイッチング手段の制御端子に注入されていない、増幅された電流を減衰する、その出力に接続された減衰電流源を有する。その電流減衰能力は低く、よって、駆動手段の動作を無効にしないことを可能にする。これにより、電流制限回路は、単方向で動作して、より高い安全要件を満たし、一方で、増加電流を制限するが、減少電流は制限しない。

加えて、電流制限回路は、バッテリ充電回路に結合することができ、これにより、電源手段からバッテリに向けて、ゲート制御式スイッチング手段を通して流れるどのような電流オーバーシュートも制限する。

さらなる有利な実施形態は、従属請求項に記載されている。

発明を実施するための形態

本発明を、これより、添付の図面を参照して、好適な実施形態に基づき説明する。

以下において、図４ａおよび図４ｂに示されるような第１の好適な実施形態をより良く説明するために、まず、それぞれ図１、図２、および図３に示されるような、電流制限回路に結合された、チャージアンドプレイ（charge-and-play）モードにあるバッテリ充電回路の概略ブロック図と、一定の負荷を通して線形電流をブーストする電流制限回路と、一定の負荷を通して非線形電流をブーストする電流制限回路と、が紹介される。

図１において、端子ｉｎおよびｏｕｔを介して可変電流増幅回路２００に結合されたバッテリ充電回路は、ＤＣ電源１００およびアクセサリ１１０を接続可能な端子ＣＨＧと、バッテリ１０を接続可能な端子ＢＡＴと、両方の端子の間に結合され、駆動回路４０の動作を妨げないために十分に低い抵抗Ｒ０を有する抵抗素子３０を通して駆動回路４０によって制御される、ゲート制御式スイッチングデバイス２０と、を含む。アクセサリ１１０は、バッテリ１０により供給を受けるために端子ＣＨＧに接続されたＵＳＢプラグとすることができる。接続された状態の間、ＤＣ電源１００は、バッテリ１０を充電するために同一の端子ＣＨＧを共有することもでき、これにより、端子ＣＨＧから端子ＢＡＴに向けた電流オーバーシュートを生成する。

図２は、電流制限回路を示しており、ここで、ゲート制御式スイッチングデバイスＰ０と、抵抗素子３０とが、図１のブロック２０および３０に対応している。可変電流増幅回路２００は、概略的に、検出、調整および増幅の３つのステージを備える。検出ステージは、キャパシタＣが、どのような電圧変化も、この電圧変化が、第１の電流（例えば１０μＡ）を制御するＮチャンネルトランジスタＮ１のゲート端子ＧａｔｅＮに伝達され、これにより、結果として第１の電流の電流変化を生じる前に、検出することを可能にする。調整ステージは、ゲート端子ＧａｔｅＮのバイアス電圧が、静止モードでの値に調整されることを可能にする。よって、第１の電流は、まず、２つのＰチャンネルトランジスタ電流ミラーＰ１，Ｐ２によって、電流ミラー内の各トランジスタのアスペクト比（Ｗ／Ｌ、ただしＷおよびＬはそれぞれチャンネル幅および長さ）により決定される電流ミラー比（例えば０．１）で、次に、２つのＮチャンネルトランジスタ電流ミラーＮ２，Ｎ３によって、例えば同一の電流ミラー比（例えば０．１）で、ミラーリングされる。ミラーリングされた第１の電流（例えば１０μＡ×０．１×０．１＝０．１μＡ）は、次いで、電流源ＣＳ１により供給される基準電流（例えば１００ｎＡ）と比較される。比較結果は、次いで、ゲート電圧ＧａｔｅＮと、Ｎ１を通る電流とを調整する。

増幅ステージは、１を超えるアスペクト比を有する電流ミラーを通して第１の電流を増幅する。第１の電流は、大きな電流ミラー比、例えば４０を有するＰチャンネルトランジスタ電流ミラーＰ１，Ｐ３によってミラーリングされて、第１の電流の増幅が強化され、例えば１０μＡ×４０＝４００μＡとなる。

静止モードでは、２つのＰチャンネルトランジスタ電流ミラーＰ１，Ｐ３によってミラーリングされた、増幅された第１の電流、例えば４００μＡは、電流源ＣＳ２の減衰電流、例えば４５０μＡを補償するには不十分であり、よって、分岐ＧａｔｅＰ，ｏｕｔが、ゲート制御式スイッチングデバイスＰ０の同通モードを強化する低電流、例えば５０μＡにより減衰される。図１のＤＣ電源１００が、端子ＣＨＧに接続された後に、正の電圧変化ｄＶ／ｄｔが、キャパシタＣによって検出された場合、ゲート端子ＧａｔｅＮでのバイアス電圧が、立ち上がり電圧Ｖ（ＣＨＧ）によって突如プルアップされ、これに対して、低い抵抗を有する抵抗器として動作するゲート制御式スイッチングデバイスＰ０を、電流オーバーシュートが突如通過する。正の変化は、次いで、バイアス電圧によって、第１の電流に伝達され、第１の電流は、例えば４０の大きな電流ミラー比を有するＰチャンネルトランジスタ電流ミラーＰ１，Ｐ３によって増幅される前に、例えば１０μＡから、最大で２５μＡまで上昇する。結果として生じる電流は、高い電流ピーク、例えば２５μＡ×４０＝１０００μＡとなり、これは、電流源ＣＳ２の減衰電流能力、例えば４５０μＡを超える。過剰な電流ピークは、出力端子ｏｕｔを通して注入され、また、非常に高いため、抵抗素子Ｒ０が開回路として動作する。よって、ゲート端子ＧａｔｅＰは、この過剰な電流によって充電され、一方で、ゲート制御式スイッチングデバイスＰ０を通した電流増加を止める。

キャパシタＣの放電にかかる時間は、ゲート端子ＧａｔｅＮの高い抵抗に対するその依存のために長いので、バイアス電圧によって駆動される第１の電流は、その静止値（例えば１０μＡ）までゆっくりと戻る。Ｐチャンネルトランジスタ電流ミラー（Ｐ１，Ｐ３）を通して、ミラーリングされた第１の電流は、その静止値、例えば４００μＡへと逆戻りし、再び、電流源ＣＳ２、例えば４５０μＡによって無効にされる。よって、低い減衰電流、例えば５０μＡが、再び、端子ＧａｔｅＰから出力端子ｏｕｔに向けて循環し、一方で、ゲート制御式スイッチングデバイスＰ０のゲートを、ゲート端子ＧａｔｅＰにおいてゆっくりと放電する。結果として、ゲート制御式スイッチングデバイスＰ０を通して流れる電流も、ゆっくりと増加する。この遅さは、駆動回路４０が、電流制限を引き継ぐために十分な時間を得ることを可能にする。しかし、負の電圧変化ｄＶ／ｄｔがキャパシタＣによって検出された場合、ゲート端子ＧａｔｅＮでのバイアス電圧は、減少する電圧Ｖ（ＣＨＧ）によって突如プルダウンされ、第１の電流の減少をもたらす。増幅ステージにかかわらず、電流源ＣＳ２、例えば４５０μＡの減衰電流能力は、ゲート制御式スイッチングデバイスＰ０のゲートを、ゲート端子ＧａｔｅＰで放電し続けて、導通モードを強化するために、十分に重要となり、同じものにより、ゲート制御スイッチングデバイスＰ０をスイッチオフできない駆動回路４０を無効にする。

一定の負荷すなわち電流ミラーＰ１，Ｐ３を通して、Ｒ１を通過する第１の電流、線形電流をブーストする、このような電流制限回路は、いくつかの欠点、すなわち、静止モードにおける最後の抵抗器Ｐ３での大きな電流消費、例えば４００μＡと、ゲート制御式スイッチングデバイスＰ０のゲートをゆっくり充電する、制限された電流注入比、例えば５００μＡから１ｍＡへの電流ピークと、安全上の理由から、ゲート制御式スイッチングデバイスＰ０を急速に不活性化することによって制限することが重要である電流減少を、制限しないその能力と、を有する。最後に、この回路により、１μｓの間に３Ａの電流オーバーシュートを得ることができる。

この回路は、図３で示されるように改善することができ、ここで、トランジスタＮ１のソースを接地する抵抗素子Ｒ１、例えば１００ｋΩが、ダイオードＤ０などの非線形抵抗に置き換えられており、ダイオードＤ０は、直列の抵抗素子Ｒ２、例えば１０ｋΩによって破裂から保護されている。図３は、よって、一定の負荷を通して非線形電流をブーストする電流制限回路を示している。正の電圧変化ｄＶ／ｄｔが、キャパシタＣによって検出された際、ゲート端子ＧａｔｅＮでのバイアス電圧が、立ち上がり電圧Ｖ（ＣＨＧ）によって、突如プルアップされる。バイアス電圧に接続されて、ソース電位も増加し、一方で、ダイオードＤ０を通して流れる第１の電流を指数関数的に増加させる。抵抗素子Ｒ２で制限され、電流増加は、このように１００μＡに達して、４ｍＡの電流ピークをもたらすことができ、この電流ピークは、増幅ステージから出力されて、ゲート制御式スイッチングデバイスＰ０のゲートの充電を加速させる。この改善により、電流増加が止まり０に戻る前に、電流オーバーシュートを、１μｓの間に０．８Ａに減少させることができる。次いで、ゲート制御式スイッチングデバイスＰ０を通る電流は、ゆっくりと増加する。それでも、この回路は、なおも、静止モードにおける最後のトランジスタＰ３での大きな電流消費（例えば４００μＡ）、および電流減少を制限しないその能力の、２つの欠点を示す。

この回路は、図４ａに示されるように、さらに改善することができ、ここで、本発明の第１の好適な実施形態が、示されており、可変負荷を通して非線形電流をブーストする電流制限回路に存している。両方の回路の比較は、検出および調整ステージは変更されていないこと、分岐Ｎ１，Ｒ２，Ｄ０は、同じバイアス電圧で駆動され、よって同じ電流、例えば１０μＡが通過する、分岐Ｎ４，Ｒ３，Ｄ１において複製されていること、負荷Ｐ１は、例えば１５μＡを有する電流源ＣＳ３と並列に接続されたＰ４と直列の負荷Ｐ５に変更されていること、減衰電流源ＣＳ２は、ここで、ずっと低い電流減衰能力、例えば２０μＡを有すること、トランジスタＰ３は、前の、例えば１／４０の比率よりもかなり小さいアスペクト比Ｗ／Ｌを有すること、を明らかにする。静止モードにおいて、トランジスタＰ５を通して流れる電流、例えば１０μＡは、電流源ＣＳ３が提供できる１５μＡによって補償されるために十分に低い。よって、トランジスタＮ４の負荷が、トランジスタＰ５と電流源ＣＳ３とで形成され、トランジスタＰ４は、後者により短絡される。その結果、電流が、電流ミラーＰ３，Ｐ５によって、電流ミラー比、例えば１で増幅され、この電流ミラー比は、前の電流ミラーＰ１，Ｐ３の電流ミラー比、例えば４０よりもずっと低い。減衰電流源ＣＳ２、例えば２０μＡは、よって、低い増幅された電流を補償することができ、その低い電流減衰能力は、駆動回路４０の動作を妨げない。正の電圧変化ｄＶ／ｄｔが、キャパシタＣによって検出されると、ゲート端子ＧａｔｅＮにおいて、ゲートでのバイアス電圧が増加し、トランジスタＮ１およびＮ４のそれぞれにおいて、約１２０μＡの電流ピークを有する非線形の電流増加がある。トランジスタＰ５を通して流れる電流、例えば１２０μＡは、もはや、電流源ＣＳ３が供給できる１５μＡによって補償され得ない。よって、後者は、ここで、トランジスタＰ４によってバイパスされたとみなすことができ、これにより、電流ミラーＰ３，Ｐ５が、ずっと大きな電流ミラー比１００を有する電流ミラーＰ３，Ｐ４＋Ｐ５によって電気的に置き換えられる。よって、増幅された電流１００×１２０μＡ＝１２ｍＡは、電流源ＣＳ２の電流減衰能力を大きく超え、ゲート制御式スイッチングデバイスのゲートを、非常に迅速に充電する。負の電圧変化ｄＶ／ｄｔが、キャパシタＣによって検出されると、ゲート端子ＧａｔｅＮでのバイアス電圧が減少し、トランジスタＮ１およびＮ４のそれぞれにおいて、非線形の電流減少があり、これは、電流ミラーＰ３，Ｐ５によってミラーリングされる。減衰電流源ＣＳ２は、その低い電流減衰能力のために、ミラーリングされた電流によって全体的に補償され、ゲート制御式スイッチングデバイスのゲートを放電する電流を、それ以上減衰しない。駆動回路４０の動作は無効にされず、よって、このような回路は、単方向で動作し、一方で、非常に高速な電流の増加を制限し、非常に高速な電流の減少は防がない。

本発明の第１の好適な実施形態の性能を、より良く説明するために、図４ｂは、２００ｎｓの間（期間ＩＩを参照）の、２０μＡの減衰電流源ＣＳ２による０．３Ａの電流オーバーシュートのシミュレーション結果を示しており、ここで、期間Ｉは、ゲート制御式スイッチングデバイスＰ０の逆モードに、期間ＩＩは、壁プラグアダプタの差し込みに続くオーバーシュートに、期間ＩＩＩは、ゲート制御式スイッチングデバイスＰ０のＯＦＦ状態に、期間ＩＶは、バイアス電圧調整プロセスに、期間Ｖは、ゲート制御式スイッチングデバイスＰ０の順方向モードに、それぞれ対応している。

第１の好適な実施形態に従い述べられたような本発明は、全ての構成要素の極性を反転して、第２の好適な実施形態に延長することができ、これにより、第２の好適な実施形態に、負の急な前部（rapid front）を有する大きな電流増加を検出および制限させることが可能であることに留意されたい。

要約すると、出力端子ｏｕｔにおいて、高電流注入に基づき、大きな電流増加を検出および制限するための回路装置が、説明された。特に、駆動回路４０によって、低抵抗素子Ｒ０を通して制御され、電流オーバーシュートが通過する、ゲート制御式スイッチングデバイスＰ０は、本発明の回路によって代替的に駆動され、一方で、その制御端子が高注入電流によって充電される。よって、正の傾斜を有する急な前部インパルスによって生成された大きな電圧増加が、キャパシタＣによって検出され、ゲート端子ＧａｔｅＮに伝達されると、本発明の回路は、駆動回路４０をバイパスし、一方で、トランジスタＰ３から発せられた著しい電流ピークを、ゲート制御式スイッチングデバイスＰ０のゲート端子ＧａｔｅＰに向けて注入し、これに対して、キャパシタＣは、ゲート端子ＧａｔｅＮを通して非常にゆっくりと放電する。注入電流ピークをもたらす電流増幅は、大きな電流ミラー比を有する電流ミラーＰ４＋Ｐ５，Ｐ３の使用を通してつくられ、ダイオードＤ０，Ｄ１の存在によって強化される。静止モードにおいて、すなわち、負の傾斜を有する急な前部インパルスにより生成された大きな電圧減少が、キャパシタＣによって検出され、ゲート端子ＧａｔｅＮに伝達されると、トランジスタＰ４は、ダイオードＤ１を通して流れる電流を供給する電流源ＣＳ３により短絡され、これにより、電流ミラーＰ４＋Ｐ５，Ｐ３は、ずっと低い電流ミラー比を有する電流ミラーＰ５，Ｐ３によって仮想的に置き換えられる。その結果、減衰電流源ＣＳ２の低電流は、電流ミラーＰ３，Ｐ５によりミラーリングされる、より低い電流を減衰するのに十分であり、次いで、駆動回路４０が、スイッチングデバイスＰ０の制御を引き継ぐことを可能にする。最後に、この回路装置は、単方向に動作し、一方で、ゲート制御式スイッチングデバイスＰ０を通して、大きな電流増加を制限するが、大きな電流減少は制限しない。

最後だが重要なこととして、用語「備える（“comprises” or “comprising”）」は、特許請求の範囲を含む明細書で使用される際、述べられた特性、手段、ステップまたは構成要素の存在の規定を意図するが、１つまたは複数の他の特性、手段、ステップ、構成要素またはそれらのグループの存在または追加を除外しないことに留意すべきである。さらに、請求項において、要素に先行する「１つの（“a” or “an”）」という語は、そのような要素の複数の存在を除外しない。さらにまた、どの参照符号も、特許請求の範囲を限定しない。

図１は、本発明の原理に従う電流制限回路に結合された、チャージアンドプレイ（charge-and-play）モードにあるバッテリ充電回路の概略ブロック図を示している。 図２は、一定の負荷を通して線形電流をブーストする電流制限回路を示している。 図３は、一定の負荷を通して非線形電流をブーストする電流制限回路を示している。 図４ａは、本発明の第１の好適な実施形態に係る、可変負荷を通して非線形電流をブーストする電流制限回路を示している。 図４ｂは、本発明の第１の好適な実施形態に係る、２００ｎｓの間（期間ＩＩを参照）の、２０μＡの減衰電流源による０．３Ａの電流オーバーシュートのシミュレーション結果を示している。

Claims (18)

1. 電流を可変的に増幅するための可変電流増幅回路装置であって、
   −入力端子と、出力端子と、
   −前記入力端子に結合された入力を有する、電圧変化を検出するための検出ステージであって、前記電圧変化は、第１の電流を制御する第１のトランジスタの第１の制御端子において伝達され、結果として前記第１の電流の電流変化を発生させる、検出ステージと、
   −前記第１の制御端子におけるバイアス電圧および前記バイアス電圧に制御される前記第１の電流を、第１および第２の静止値にそれぞれ調整するための調整ステージであって、前記第１の静止値は、前記電圧変化に従わない電圧値であり、前記第２の静止値は、前記電流変化に従わない電流値である、調整ステージと、
   −第１の電流ミラーと、第２の電流ミラーとの、代替の装置に基づき、第２の電流を可変的に増幅するための可変増幅ステージと、
   を備え、
   −前記第１の電流ミラーと、第２の電流ミラーとは、少なくとも２つのトランジスタを含み、
   −前記第２の電流は、前記第１の電流の複製であり、
   −前記第２の電流ミラーは、前記第１の電流ミラーよりもずっと大きい電流ミラー比を有し、
   −前記第２の電流ミラーによって増幅された前記第２の電流は、前記出力端子を通して、前記第１の電流が前記第２の静止値に調整されるまで注入される、
   ことを特徴とする可変電流増幅回路装置。
2. 前記検出ステージは、容量素子を備える、ことを特徴とする請求項１に記載の可変電流増幅回路装置。
3. 前記第２の電流は、第２のトランジスタによって制御される、ことを特徴とする請求項２に記載の可変電流増幅回路装置。
4. 前記第１の電流ミラーおよび前記第２の電流ミラーは、前記第２のトランジスタの負荷を形成する、ことを特徴とする請求項３に記載の可変電流増幅回路装置。
5. 前記電流変化は、指数関数的である、ことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の可変電流増幅回路装置。
6. 前記第１および第２の電流のそれぞれは、ダイオードを通して流れる、ことを特徴とする請求項５に記載の可変電流増幅回路装置。
7. 前記ダイオードは、抵抗素子と直列である、ことを特徴とする請求項６に記載の可変電流増幅回路装置。
8. 前記第１の電流ミラーおよび前記第２の電流ミラーは、共通のトランジスタを共有し、残りのトランジスタは、直列に接続される、ことを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれかに記載の可変電流増幅回路装置。
9. 第３の電流源は、前記第２の電流ミラーの前記残りのトランジスタのうちの１つと並列に接続され、前記第３の電流源は、前記第１の電流ミラーによってミラーリングされるべき前記第２の電流を供給する、ことを特徴とする請求項８に記載の可変電流増幅回路装置。
10. 第２の電流源が、前記出力端子において、前記共通のトランジスタと直列に接続され、前記第２の電流源は、前記第２の静止値に近い、低い電流減衰能力を有し、前記第１の電流ミラーによってミラーリングされた前記第２の電流を減衰する、ことを特徴とする請求項９に記載の可変電流増幅回路装置。
11. 前記トランジスタは、酸化金属半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である、ことを特徴とする請求項１乃至請求項１０のいずれかに記載の可変電流増幅回路装置。
12. 前記第１および第２のトランジスタは、前記共通のトランジスタおよび前記残りのトランジスタとは異なる極性を有する、ことを特徴とする請求項１１に記載の可変電流増幅回路装置。
13. 電流増加を制限するための電流制限回路装置であって、
    −請求項１乃至請求項１２のいずれかに記載の可変電流増幅回路装置と、
    −第３の電流が通過し、第１の端子と、第２の端子と、第２の制御端子と、を有し、前記第１の端子は、前記入力端子に接続され、前記第２の制御端子は、前記出力端子に接続されている、ゲート制御式スイッチング手段と、
    −抵抗素子を通して、前記ゲート制御式スイッチング手段を制御するための駆動手段と、を少なくとも備え、
    前記抵抗素子は、前記第２の電流ミラーによって増幅された前記第２の電流が前記出力端子を通して注入された際に、前記駆動手段の動作に影響を与えないために十分に小さく、かつ無限とみなされる抵抗値を有し、前記出力電流は、前記ゲート制御式スイッチング手段を横切る前記電圧変化に応じ、前記第２の制御端子を充電して、前記第３の電流の増加を止める、
    ことを特徴とする電流制限回路装置。
14. 前記ゲート制御式スイッチング手段は、双方向性のスイッチング手段である、ことを特徴とする請求項１３に記載の電流制限回路装置。
15. 前記ゲート制御式スイッチング手段は、パワー酸化金属半導体電界効果トランジスタ（Power MOSFET）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（IGBT）、バイポーラ接合トランジスタ（BJT）、または他の任意の可制御半導体スイッチングデバイスである、ことを特徴とする請求項１３または請求項１４に記載の電流制限回路装置。
16. 前記ゲート制御式スイッチング手段は、前記共通のトランジスタおよび前記残りのトランジスタの極性と同じ極性を有する、ことを特徴とする請求項１５に記載の電流制限回路装置。
17. チャージアンドプレイ（charge-and-play）モードで動作するバッテリを充電するためのバッテリ充電回路装置であって、
    −請求項１３乃至請求項１６に記載の電流制限回路装置を少なくとも備え、
    −前記第１の端子に接続されたデバイスに供給を行うバッテリが、前記第２の端子に接続され、
    −電源手段が、次いで、前記第１の端子に接続されて、前記バッテリを充電し、前記接続された電源手段は、前記バッテリとの間に電圧差がある場合、前記電圧変化を生成する、
    ことを特徴とするバッテリ充電回路装置。
18. 電流増加を検出および制限する方法であって、
    −第１の電流を制御する第１の制御端子における電圧変化を検出するステップと、
    −前記電圧変化に従う前記第１の制御端子におけるバイアス電圧の、前記電圧変化に従わない値である静止値への調整を開始するステップと、
    −前記第１の電流を第２の電流に複製するステップと、
    −前記第２の電流を可変的に増幅し、一方で、第１の電流ミラー、または、前記第１の電流ミラーよりもずっと大きな電流ミラー比を有する第２の電流ミラーを通して、代替的に、前記第２の電流をミラーリングするステップと、
    −前記第２の電流ミラーによってミラーリングされた前記第２の電流を、ゲート制御式スイッチング手段が接続された出力端子に向けて注入し、前記ゲート制御式スイッチング手段を通して、電流増加を止めるステップと、
    を少なくとも備え、前記注入ステップは、前記バイアス電圧が、前記静止値に戻ると終了する、ことを特徴とする方法。

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