CN108768355B - 快速导通Pmos管驱动电路及实现方法 - Google Patents

快速导通Pmos管驱动电路及实现方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种快速导通Pmos管驱动电路及实现方法，将处于截止状态的Pmos管快速导通。若驱动信号由低电平翻转为高电平，则经R0使三极管Q1导通，电容C1一端电压突变为0，由于电容电压不能突变，因此电容C1另外一端电压亦突变为0，造成三极管Q3的发射极与基极之间基极电流突然增大，该电流给电容C1充电，同时三极管Q3的集电极同步放大，三极管Q3工作在饱和导通区，且电阻R4为小阻值电阻，电压VG通过电阻R4对地快速放电。此外，电压VS通过电阻R2也给电容C1充电，快速使电压VC1+嵌位在电阻R1与R2的分压处，合理选取电阻R1、R2即可实现Pmos管快速导通。本发明电路结构简单，易于工程实现。

Description

快速导通Pmos管驱动电路及实现方法
技术领域
本发明涉及航天电源控制技术领域，具体涉及一种快速导通Pmos管驱动电路实现及方法。
背景技术
针对航天器使用S4R(Series Sequential Switching Shunt Regulator)电路的特点，S4R主功率回路一方面通过功率二极管给全调节母线供电，另一方面通过Pmos管给蓄电池组充电，当母线及蓄电池组都不需要功率时，S4R主功率通过Nmos管对地分流掉。
查阅现有Pmos管驱动电路文献，主要分为如下两大类，一是采用自举式驱动电路；另外一种是采用隔离变压器实现。这两种驱动方式，均需要Pmos管处于调制状态，而航天用S4R电路的Pmos管除了处于调制状态外，还有可能处于全导通或全截止状态。此外，根据目前公布的图腾柱式驱动电路，虽然也满足上述三种Pmos的三种工作状态，但Pmos导通时间过长，对S4R电路而言，一方面有可能在调制过程中，抬高母线电压；另外一方面在蓄电池组电压比较低时，影响全调节母线动态响应，具体描述过程为——全调母线负载满载→Pmos管关断，Nmos管关断→全调节母线功率瞬间减载→蓄电池组电压较低，Nmos管关断，Pmos管导通→但此时由于Pmos未能及时导通，太阳阵功率持续向全调母线供电，造成全调母线电压瞬间升高，动态性能变差，极易影响全调母线电压稳定性，给电源系统带来隐患。
此外，Pmos管导通时间过长，Pmos管工作在放大区的时间过长，使Pmos管热耗增加，造成Pmos管散热设计比较复杂，对Pmos管长寿命使用不利。
目前，针对航天器用S4R电路的Pmos管驱动电路一般采用稳压管工作的方式实现Pmos管源极S与栅极G之间的压差，使Pmos管导通。一方面稳压管长期工作，若稳压管失效，则Pmos管源极S与栅极G之间的压差过大，造成Pmos管源栅击穿；同时未针对Pmos管的快速导通进行专门设计，仅靠驱动电路一般匹配实现Pmos管的导通与关断，给航天器用S4R电路的使用带来局限性。因此必须设计专门的快速导通Pmos管驱动电路及方法，一方面在S4R电路调整过程中S4R全调母线支路电压无波动；另一方面降低Pmos管工作过程中的热耗，降低Pmos管散热设计的复杂度。
图1是一般Pmos管驱动电路及方法的基本原理图，一般Pmos管驱动电路及方法直接通过比较器U1的低电平输出信号B实现Pmos管的导通，由于稳压管D1长期处于工作状态，其限流电阻R2不能太小，太小将造成流经稳压管D1的反向电流过大，影响稳压管使用寿命，因此R2的阻值一般比较大，一般为几千欧姆；同时芯片U1的供电电源为二次电源电压，一般为+12V，而Pmos管M1的源极电压VS为高电压，若电阻R4短路失效，将造成功率侧高电压串入二次电源端，严重影响控制电路正常工作。
图1中，芯片U1输出信号B为高阻态时，三极管Q1导通，VS＝VG，使Pmos管M1截止；此时，若U1输出信号B为电平时，Q2基极电流足够大，迅速使Q2导通，但由于电阻R2阻值为几千欧姆，阻值偏大，M1栅极G电压VG通过电阻R2放电时间过长，造成Pmos管M1导通时间过长，Pmos热耗增加。
发明内容
本发明的目的在于提供一种快速导通Pmos管驱动电路及实现方法，该电路结构及工艺流程简单，器件选型均为常规元器件，易于工程实现。
所述快速导通Pmos管驱动电路，包括电阻R0～R5、三极管Q1～Q3、稳压管D1、电容C1等。
为了达到上述的目的，本发明提供的快速导通Pmos管驱动电路，其一端与Pmos管的源极(S)及栅极(G)相连，一端驱动控制信号A相连。所述Pmos管M1为单P-沟道MOSFET，内部有寄生二极管；所述驱动控制信号A为一般常用反馈电路发生的脉宽调制信号；所述Pmos管驱动电路包括驱动信号A输入电阻R0、取反三极管Q1、分压电阻R1与R2、加快导通电容C1、Pmos管M1S极与G极保护稳压管D1、驱动功率放大三极管Q2与Q3、限流电阻R3与R4、驱动输入电阻R5。若驱动信号A为低电平，则经过电阻R0后，三极管Q1工作在饱和截止区，Pmos管源极电压VS经过电阻R2使电容C1电压VC1+＝VC1-＝VS，即电容两端压降为0，由于VC1+＝VS，则三极管Q2导通，Q3截止，VS经过电阻R3与R5使Pmos管栅极电压VG＝VS，最终使Pmos管M1截止；若此时驱动信号A翻转为高电平，则经R0使三极管Q1导通，电容C1一端电压VC1-突变为0，由于电容特性--电容电压不能突变，因此电容C1另外一端电压VC1+亦突变为0，造成三极管Q3的发射极与基极之间基极电流Ib3突然增大为(VG-0.7V)/R5，该电流给电容C1充电，同时三极管Q3的集电极IC3同步放大，三极管Q3工作在饱和导通区，且电阻R4为小阻值电阻，电压VG通过电阻R4对地快速放电。此外，电压VS通过电阻R2也给电容C1充电，快速使电压VC1+嵌位在电阻R1与R2的分压处，即VC1+＝VS×R1/(R1+R2)，从而使VG＝VS×R1/(R1+R2)，因此Pmos管M1源极S与栅极G压差为VS×R2/(R1+R2)，经过合理选取电阻R1、R2即可实现Pmos管M1快速导通，R2＝0.8×R1，R1取值1K-100K欧姆。
所述三极管Q1与源极S电压VS通过电阻R1与R2相连，实现驱动控制信号A与高压VS的保护限流隔离，当三极管Q1基极与集电极发生短路失效时，高电压VS通过电阻R2、R1、R0反灌至控制电路中，由于限流电阻R2、R1、R0的作用，电流最大不超过VS/(R1+R2+R0)，保护前端控制电路，提高驱动电路的可靠性应用；所述三级管Q2、Q3与Pmos管M1通过电阻R3、R5相连，实现驱动功率放大，根据实际选用M1的型号规格，选取合适的阻值，实现M1的导通与关断，实际应用时，电阻R3、R4、R5为小阻值电阻，取值范围在几欧姆至几百欧姆(如0-100欧姆)，其中电阻R4可取0欧姆电阻，最大化实现Pmos管快速导通；所述电容C1为无极性电容，其两端与分压电阻R1并联使用，其特征在于，利用电容电压不能突变的特性，实现Pmos管M1的快速导通，而对Pmos关断过程无影响；所述保护稳压管D1，防止三极管Q3基极-集电极短路失效时，避免VG＝0，防止Pmos管M1栅源击穿，D1的正常工作保护稳压值大于分压电压VS×R2/(R1+R2)，小于Pmos管M1源极S与栅极G最大允许电压(16V-22V)；所述电阻R1与R2在实际工作过程中瞬间热耗较大，可采取多只(比如4只)同型号规格电阻并联或采取大功率(1W以上)阻值使用。
本发明提供的一种快速导通Pmos管驱动电路实现方法，包括以下步骤：若驱动信号A由低电平翻转为高电平，则经R0使三极管Q1导通，电容C1一端电压VC1-突变为0，由于电容特性--电容电压不能突变，因此电容C1另外一端电压VC1+亦突变为0，造成三极管Q3的发射极与基极之间基极电流Ib3突然增大为(VG-0.7V)/R5，该电流给电容C1充电，同时三极管Q3的集电极IC3同步放大，三极管Q3工作在饱和导通区，且电阻R4为小阻值电阻，电压VG通过电阻R4对地快速放电。此外，电压VS通过电阻R2也给电容C1充电，快速使电压VC1+嵌位在电阻R1与R2的分压处，即VC1+＝VS×R1/(R1+R2)，从而使VG＝VS×R1/(R1+R2)，因此Pmos管M1的源极S与栅极G压差为VS×R2/(R1+R2)。合理选取电阻R1、R2即可实现Pmos管M1快速导通，电阻R1取值范围为1K-100K欧姆，R2＝0.8R1。
综述，本发明的提供的一种快速导通Pmos管驱动电路实现及方法，一方面体现在一方面在S4R电路调整过程中使Pmos管快速导通，将太阳阵功率通过Pmos管快速传输至蓄电池组，避免太阳阵功率通过功率二极管传输至全调节母线，实现全调母线支路电压无波动；另一方面降低Pmos管工作过程中的热耗，降低Pmos管散热设计的复杂度。
附图说明
图1是一般Pmos管驱动电路及方法的基本原理图。
图2是本发明实施例快速导通Pmos管驱动电路基本原理图。
具体实施方式
现结合实施例、附图对本发明作进一步描述：
本实施例的快速导通Pmos管驱动电路的基本原理图如图2所示，具体包括电阻R0～R5、三极管Q1～Q3、稳压管D1、电容C1等。所述驱动控制信号A为一般常用反馈电路发生的脉宽调制信号；所述Pmos管驱动电路包括驱动信号A输入电阻R0、取反三极管Q1、分压电阻R1与R2、加快导通电容C1、Pmos管M1S极与G极保护稳压管D1、驱动功率放大三极管Q2与Q3、限流电阻R3与R4、驱动输入电阻R5。若驱动信号A为低电平，则经过电阻R0后，三极管Q1工作在饱和截止区，电压VS经过电阻R2使电容C1电压VC1+＝VC1-＝VS，即电容两端压降为0，由于VC1+＝VS，则三极管Q2导通，Q3截止，VS经过电阻R3与R5使VG＝VS，最终使Pmos管M1截止；若此时驱动信号A翻转为高电平，则经R0使三极管Q1导通，电容C1一端电压VC1-突变为0，由于电容特性--电容电压不能突变，因此电容C1另外一端电压VC1+亦突变为0，造成三极管Q3的发射极与基极之间基极电流Ib3突然增大为(VG-0.7V)/R5，该电流给电容C1充电，同时三极管Q3的集电极IC3同步放大，三极管Q3工作在饱和导通区，且电阻R4为小阻值电阻，电压VG通过电阻R4对地快速放电。此外，电压VS通过电阻R2也给电容C1充电，快速使电压VC1+嵌位在电阻R1与R2的分压处，即VC1+＝VS×R1/(R1+R2)，从而使VG＝VS×R1/(R1+R2)，因此Pmos管M1源极S与栅极G压差为VS×R2/(R1+R2)，经过合理选取电阻R1、R2即可实现Pmos管M1快速导通。
此外，所述保护稳压管D1，其特征在于，D1的正常工作保护稳压值大于分压电压VS×R2/(R1+R2)，小于Pmos管M1源极S与栅极G最大允许电压(16V-22V)。
需要说明的是，上文只是对本发明进行示意性说明和阐述，本领域的技术人员应当明白，对本发明的任意修改和替换都属于本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种快速导通Pmos管驱动电路，其特征在于，驱动信号经过电阻R0进入三极管Q1，三极管Q1通过电阻R1和R2与Pmos管的源极相连，电容C1与电阻R1并联，三极管Q2、Q3通过电阻R3、R5与Pmos管的栅极相连，稳压管D1阴极与Pmos管的源极相连，稳压管D1阳极与三极管Q2、Q3的基极相连，Pmos管栅极电压通过电阻R4对地放电；
所述Pmos管为单P-沟道MOSFET，内部有寄生二极管；
所述稳压管D1的正常工作保护稳压值大于分压电压VS×R2/(R1+R2)，且小于Pmos管源极与栅极最大允许电压，其中VS为Pmos管源极电压。
2.如权利要求1所述的一种快速导通Pmos管驱动电路，其特征在于，所述驱动信号为反馈电路发生的脉宽调制信号。
3.如权利要求1所述的一种快速导通Pmos管驱动电路，其特征在于，所述电容C1为无极性电容。
4.如权利要求1所述的一种快速导通Pmos管驱动电路，其特征在于，所述电阻R3、R4、R5取值范围为0-100欧姆。
5.一种快速导通Pmos管驱动电路实现方法，其特征在于，采用如权利要求1-4中任一权利要求所述的快速导通Pmos管驱动电路，若驱动信号由低电平翻转为高电平，则经R0使三极管Q1导通，电容C1电压VC1-和VC1+突变为0，三极管Q3的发射极与基极之间基极电流Ib3给电容C1充电，同时三极管Q3的集电极IC3电流同步放大，三极管Q3工作在饱和导通区，电压VG通过电阻R4对地放电；此外，电压VS通过电阻R2也给电容C1充电，使电容电压VC1+嵌位在电阻R1与R2的分压处，通过选取电阻R1、R2即可实现Pmos管快速导通；三极管Q3的发射极与基极之间基极电流Ib3增大为（VG-0.7V）/R5，VC1+=VS×R1/(R1+R2)，从而使VG=VS×R1/(R1+R2)，Pmos管源极与栅极压差为VS×R2/(R1+R2)。
6.如权利要求5所述的一种快速导通Pmos管驱动电路实现方法，其特征在于，电阻R1取值范围为1k-100k欧姆，R2=0.8*R1。
7.如权利要求6所述的一种快速导通Pmos管驱动电路实现方法，其特征在于，电阻R1与R2采用4只相同规格的电阻并联或者采用1W以上的电阻。
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