JP2009302982A - 電界通信システム及び受信電極構造 - Google Patents

Abstract

【課題】ノイズによる誤動作がなく、伝送媒体と受信電極との間の距離が離れても安定して通信を行うことができる電界通信システムを提供すること。
【解決手段】本発明の電界通信システムは、送信機２と受信機３からなる。この受信機３には、受信電極２１と共振回路３０と受信回路１２とを備え、受信電極２１と当該受信電極２１に容量結合したスパイラル電極２３とを有する受信電極部１０を構成し、受信電極部１０のスパイラル電極２３が共振用キャパシタと共に共振回路３０を構成することを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、人体のような伝送媒体を介して伝達される情報を検出する電界通信システム及び受信電極構造に関する。

近年の技術発達に伴い、全く新しい通信方法として人体などの伝送媒体に誘導される電界を用いる通信方法が提案されている。このような通信システムとしては、特許文献１に開示されているものがある。この通信システムにおいては、受信機側に、信号源から発生された信号を受信する受信電極と、所定の周波数の信号を抽出する共振回路と、を有する。この共振回路は、空芯コイルとチップコンデンサとで構成されており、空芯コイルの一端が人体に面する受信電極に接続されている。
特開２００５−９４４６６号公報

しかしながら、特許文献１に開示された通信システムにおいては、人体と受信機の受信電極が僅かに離れるだけで通信ができなくなったり、通信のキャリア周波数に近いノイズ（例えば、携帯機器が発するノイズ）により通信が妨害されたりするという問題がある。

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、ノイズによる誤動作がなく、伝送媒体と受信電極との間の距離が離れても安定して通信を行うことができる電界通信システムを提供することを目的とする。

本発明の電界通信システムは、伝送媒体に電気的に結合し、情報信号に応じた電界を前記伝送媒体に付与する送信機と、前記伝送媒体に電気的に結合し、前記伝送媒体に付与された電界を検出する受信機からなる電界通信システムにおいて、前記受信機には、前記情報信号に応じた電界が付与された伝送媒体に電気的に結合し当該伝送媒体から電界を受ける受信電極と、前記受信電極に対向配置されたインダクタ用電極と、前記インダクタ用電極に接続された共振用キャパシタおよび受信回路部とを備え、前記受信電極と前記インダクタ用電極は容量結合し、前記インダクタ用電極と前記共振用キャパシタとにより共振回路を構成することを特徴とする。

この構成によれば、受信電極と当該受信電極に容量結合したインダクタ用電極とを有する受信電極部を構成し、前記受信電極部のインダクタ用電極が当該インダクタ用電極に接続される共振用キャパシタンスと共に共振回路を構成したことにより、伝送媒体と受信電極との間の距離変動に対する共振周波数のシフト量を抑えることができ、安定して通信を行うことができると共にノイズによる誤動作を防止することもできる。また、共振回路のインダクタとして受信電極部のインダクタ用電極を用いるので、受信回路に共振回路のインダクタを備える必要がなくなり、受信回路の小型化を容易にすることができる。

本発明の電界通信システムは、伝送媒体に電気的に結合し、情報信号に応じた電界を前記伝送媒体に付与する送信機と、前記伝送媒体に電気的に結合し、前記伝送媒体に付与された電界を検出する受信機からなる電界通信システムにおいて、前記受信機には、前記情報信号に応じた電界が付与された伝送媒体に対して電気的に結合し当該伝送媒体から電界を受ける受信電極と、前記受信電極から離間して配置された基準電極と、前記受信電極に対向配置されたインダクタ用電極と、前記インダクタ用電極に接続された共振用キャパシタと、前記共振用キャパシタおよび前記基準電極に接続された受信回路部とを備え、前記受信電極と前記インダクタ用電極は容量結合し、前記インダクタ用電極と前記共振用キャパシタとにより共振回路を構成することを特徴とする。

この構成によれば、受信回路とは別に基準電極を備えたので、基準電極によって信号電流（交流電流）のリターンパスが強化され、受信感度を向上することができる。

本発明の電界通信システムにおいては、前記受信電極部を、前記受信電極と、前記受信電極の一方の面に形成された誘電体と、前記誘電体を介して前記受信電極と対向配置された前記インダクタ用電極とから構成することができる。

本発明の電界通信システムにおいては、前記インダクタ用電極は、スパイラル状に形成されたスパイラル電極で構成することができる。

本発明の電界通信用システムにおいては、前記受信電極と前記基準電極とが前記受信電極部及び前記受信回路を挟み込んで対向配置された構成とすることができる。これにより、受信電極と基準電極のどちらを人体等の伝送媒体に近づけても通信が成立し、特にカード型のような薄型の電子機器に適用した場合に、表裏の区別なく使える利点がある。

本発明の電界通信システムにおいては、前記インダクタ用電極と前記受信電極との間の静電容量に比べ、前記インダクタ用電極と前記基準電極との間の静電容量が小さいことが好ましい。これにより、インダクタ用電極と基準電極との間の容量を介した信号ロスを抑えることができ、薄型でも高い感度を実現できる。

本発明の電界通信システムにおいては、前記インダクタ用電極の磁路を閉じるように構成することが望ましい。これにより、インダクタ用電極の磁路を閉じるため、この電極部から外部への悪影響及び外部からの悪影響を遮断でき、モジュールを小型化して構成部品を近接配置したとしても安定した通信を実現できる。

本発明の受信電極構造は、情報信号に応じた電界が付与された伝送媒体から電界を検出して前記情報信号を受信する受信回路を有する電界通信システムにおける受信電極構造であって、前記伝送媒体から電界を受ける受信電極と、前記受信電極に近接配置されたインダクタ用電極とを備えて構成され、前記受信電極と前記インダクタ用電極間は容量結合し、前記インダクタ用電極のインダクタンスが前記電界通信システム内の共振回路の一部を構成する。また、前記受信電極と前記インダクタ用電極は分布定数的に容量結合する。

本発明によれば、ノイズによる誤動作がなく、伝送媒体と受信電極との間の距離が離れても安定して通信を行うことができ、さらに受信回路から共振用インダクタを削減でき、小型化を図ることができる。

以下、本発明の実施の形態について添付図面を参照して詳細に説明する。
（第１の実施の形態）
図１（ａ）（ｂ）は、本発明の実施の形態に係る通信システムのシステム構成例である。なお、図１（ａ）に示す通信システムと図１（ｂ）に示す通信システムとの違いは、後述するように受信機に基準電極を特別に設けるか否かであるので、特に区別する場合を除いて、双方の通信システムに共通の説明とする。

本発明の実施の形態に係る通信システムは、電界を介して情報信号を伝送する人体などの伝送媒体１と、伝送媒体１に対して情報信号を変調した電界を付与する送信機２と、伝送媒体１を介して電界を検出しその電界を情報信号に復調する受信機３とから主に構成されている。受信機３は、併せて送信機能を備えた送受信機であっても良い。

この通信システムにおいては、送信機２と伝送媒体１（ここでは人体）との間、及び受信機３と伝送媒体１（人体）との間は、電気的に容量結合しており、搬送波を情報信号で変調した電界により情報信号を伝送できるようになっている。この場合、伝送媒体１には、変位電流は流れるが定常電流は流れないので、直流的に導通している必要が無い。したがって、例えば送信機２を衣服のポケットに入れたままでも、薄い布を介して送信機２と伝送媒体１との間が容量結合するので、情報信号の伝送が可能である。

送信機２は、伝送媒体１に対して搬送波を情報信号で変調してなる電界を付与する。このため、搬送波を情報信号で変調する変調回路と、この変調信号を増幅し、電圧変化に変換する変換回路とを有する。

受信機３は、伝送媒体１と容量結合する受信電極部１０、受信電極部１０のスパイラル電極２３（インダクタ用電極）と共に共振回路を形成する共振用キャパシタ１１、上記共振回路で取り出された情報信号を受信する受信回路１２とを有する。受信回路１２は、共振回路を通過した信号を増幅して検出する検出回路（図示せず）や検出された物理量を用いて情報信号を復調する復調回路（図示せず）が接続されている。なお、共振用キャパシタ１１は受信回路１２の内部に組み込んだ構成とすることもできる。

図１（ａ）に示す通信システムの受信機３は、受信回路１２の回路基板の寸法が受信電極部１０と同程度以上に大きく、実質的に当該回路基板が基準電極を兼ねている。一方、受信回路１２が、ＩＣ化等により受信電極部１０と比べて面積が小さい場合は帰路が弱くなるので、回路基板とは別に基準電極を設置して帰路を強化することが望ましい。図１（ｂ）に示す通信システムの受信機３は、受信回路１２の寸法が受信電極部１０に比べて同程度以下であり、受信電極１０と同程度の面積を有する基準電極１３を設けている。基準電極１３に関する構成を除いて、図１（ａ）（ｂ）に示す各通信システムの他の構成は同一である。

図２は、受信機３における受信電極部１０の構成を示す模式的な平面図及び断面図である。受信電極部１０は、所定の面積を有する平板状の受信電極２１と、受信電極２１の一方の面上に積層された誘電率の大きい材料からなる誘電体層２２と、該誘電体層２２の上面（または内層）に形成されたスパイラル電極２３とを有する。スパイラル電極２３の一端は共振用キャパシタ１１の端部（グラウンド側）に接続され、スパイラル電極２３の他端は共振用キャパシタ１１の他端部に接続されている。受信電極部１０は受信電極２１とスパイラル電極２３とが分布定数的に容量結合する構成となっており、両電極間の静電容量が受信電極２１とスパイラル電極２３との間の結合容量Ｃｃとして働くことになる。一方、スパイラル電極２３には共振用キャパシタ１１が並列接続されているので、スパイラル電極２３のインダクタンスＬｏと共振用キャパシタ１１のキャパシタンスＣｏとでＬＣ並列共振回路（Ｌｏ＋Ｃｏ）を構成している。したがって、図３に示すように本実施の形態では、伝送媒体１と受信機３の受信電極２１との間に静電容量Ｃｘが形成された状態で、受信電極２１に対して受信電極部１０内の結合容量Ｃｃを介して共振回路（Ｌｏ＋Ｃｏ）が分布定数的に結合された構成となっている。誘電体層２２を構成する材料として誘電率の大きい酸化チタン等の誘電体を用いることができる。酸化チタン等の誘電体は、スパイラル電極２３のサイズを大きくせずに、インダクタンスＬｏを大きくしたい場合に有効である。

図４に図３に示す伝送媒体１、受信電極部１０及び共振用キャパシタ１１までの等価回路を示す。スパイラル電極２３は受信電極２１に対向して分布形成されていて、等価回路的には結合容量Ｃｃは受信電極２１とスパイラル電極２３とを分布定数的に結合していることになる。なお、等価回路的に受信電極２１に対して共振回路（Ｌｏ＋Ｃｏ）が分布定数的に結合する構成であれば、スパイラル電極２３以外の形状のインダクタ用電極を用いることができる。

次に、本発明に係る通信システムの受信機３における共振周波数の周波数シフト抑制効果について説明する。
本実施の形態に係る通信システムにおける受信機３は、上記した通り受信電極２１とスパイラル電極２３とが結合容量Ｃｃを介して結合しているが、先ずは構成が簡単な回路モデル（受信電極が結合用キャパシタ３１（Ｃｃ）を介して共振回路（Ｌｏ＋Ｃｏ）３０に接続する回路モデル：図５（ａ）参照）についてのシミュレーション結果について説明する。図５（ａ）に示す回路（実施例）においては、受信機３に入力する信号周波数を１０ＭＨｚとし、振幅を１Ｖｐｐとし、結合用キャパシタ３１の容量を１０ｐＦとし、共振回路３０の共振用インダクタのインダクタンスＬｏを２２μＨとした。また、標準状態として伝送媒体（人体）１と受信電極２１との間の静電容量Ｃｘを１０ｐＦとしたときに、共振周波数が１０ＭＨｚになるように共振用キャパシタ１１の容量（Ｃｏ）を６．５ｐＦに設定した。

また、比較例として、図５（ｂ）に示すように、結合用キャパシタ３１を設けない回路モデル（比較例）についてもシミュレーションを行った。結合用キャパシタを設けない回路モデル（比較例）においては、受信機に入力する信号周波数を１０ＭＨｚとし、振幅を１Ｖｐｐとし、共振回路３０の共振用インダクタのインダクタンスＬｏを２２μＨとした。また、標準状態として伝送媒体（人体）１と受信電極２１との間の静電容量Ｃｘを１０ｐＦとしたときに、共振周波数が１０ＭＨｚになるように共振用キャパシタ１１の容量（Ｃｏ）を１．５ｐＦに設定した。

図６に上記２つの回路モデルによるシミュレーション結果を示す。同図に示すように、実施例に係る回路（特性曲線Ａ）も比較例に係る回路（特性曲線Ｂ）のいずれについても、静電容量Ｃｘが１０ｐＦにおいて１０ＭＨｚで共振している。

図７は静電容量Ｃｘを５ｐＦ（標準状態よりも伝送媒体と電極との距離が大きい場合）に変化させたシミュレーション結果を示す。図７から分かるように、実施例に係る回路（特性曲線Ａ）では、共振周波数の周波数シフトＳ_Ａが１０．８ＭＨｚ（８％）で抑えられているが、比較例に係る回路（特性曲線Ｂ）では、周波数シフトＳ_Ｂが１３．３ＭＨｚ（３３％）であり、非常に大きかった。

図８は静電容量Ｃｘを２０ｐＦ（標準状態よりも伝送媒体と電極との距離が小さい場合）に変化させたシミュレーション結果を示す。図８から分かるように、実施例に係る回路（特性曲線Ａ）では、共振周波数の周波数シフトＳ_Ａが９．３ＭＨｚ（−７％）で抑えられているが、比較例に係る回路（特性曲線Ｂ）では、周波数シフトＳ_Ｂが７．３ＭＨｚ（−２７％）であり、非常に大きかった。

以上のシミュレーション結果から、結合用キャパシタ３１は、伝送媒体１と当該伝送媒体１に面する受信電極２１との間の静電容量Ｃｘの変化による共振周波数の周波数シフトを抑制する作用効果を奏することが確認できた。また、結合用キャパシタ３１の結合容量Ｃｃは、受信機３が通信可能な最大距離まで人体１から離れたときの受信機３と人体１との間の静電容量値以下であることが好ましい。これにより、受信機３と人体１との間の結合容量を小さくすることができ、通信可能な伝送媒体と受信電極との間の距離を拡大することができる。さらに、結合用キャパシタ３１は、可変容量型キャパシタで構成しても良い。これにより、受信機３と人体１との間の伝送媒体と受信電極との間の距離を制御することが可能となり、ユーザの意思で通信可能な伝送媒体と受信電極との間の距離を設定することができる。

なお、図５（ａ）に示す回路は、共振回路３０が並列共振回路であるが、共振回路が直列共振回路である構成においても、結合用キャパシタ３１が存在することにより、同様に共振周波数の周波数シフトが抑えられることが分った。

次いで、図５（ａ）に示す回路モデル（実施例）について人体１と受信電極２１との間の静電容量Ｃｘ（伝送媒体と受信電極との間の距離に相当）の変化による出力変化について調べた。また、図５（ｂ）に示す結合用キャパシタを設けない回路モデル（比較例）についても静電容量Ｃｘの変化による出力変化についてシミュレーションを行った。人体を介して受信機３へ入力する信号周波数を１０ＭＨｚとし、振幅を１Ｖｐｐとした。人体１と受信電極２１との間の静電容量Ｃｘが１０ｐＦ（標準状態と仮定）であるときに共振回路の共振周波数を１０ＭＨｚに調整したＬＣ並列共振回路（半値幅が約±０．３ＭＨｚ）とし、このとき、静電容量Ｃｘを減少させたときに、１０ＭＨｚにおける出力振幅が上記標準状態の半分になる静電容量Ｃｘを許容Ｃｘとした。

図９〜図１２に上記２つの回路モデルによるシミュレーション結果を示す。
図９は、比較例に係る回路において、結合用キャパシタが無い場合の周波数特性を示す。図９から分かるように、静電容量Ｃｘが１０ｐＦでのピーク周波数は１０．０ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が３０Ｖである。静電容量Ｃｘが９．７ｐＦでのピーク周波数は１０．１４ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が２１．７Ｖである。静電容量Ｃｘが９．４５ｐＦでのピーク周波数は１０．３ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が１４．８Ｖである。静電容量Ｃｘが９．１ｐＦでのピーク周波数は１０．４ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が９．５Ｖであった。これより、１０ＭＨｚでの出力が標準状態のときの半分になるのは静電容量Ｃｘが９．４５ｐＦのときであり、許容Ｃｘは９．４５ｐＦである。

図１０は、実施例に係る回路において、結合用キャパシタ３１の結合容量Ｃｃを３０ｐＦとしたときの周波数特性を示す。図１０から分かるように、静電容量Ｃｘが１０ｐＦでのピーク周波数は１０．０ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が２２．５Ｖである。静電容量Ｃｘが９．５ｐＦでのピーク周波数は１０．１３ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が１６．５Ｖである。静電容量Ｃｘが９．１ｐＦでのピーク周波数は１０．２３ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が１１．３Ｖである。静電容量Ｃｘが８．７ｐＦでのピーク周波数は１０．３５ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が８．２Ｖであった。これより、１０ＭＨｚでの出力が標準状態のときの半分になるのは静電容量Ｃｘが９．１ｐＦのときであり、許容Ｃｘは９．１ｐＦである。

以上のシミュレーション結果から、実施例に係る回路においては、人体と受信電極との間の間隔（ギャップ）による出力変化が小さいことが分かる。これは、通信に必要な出力が得られるギャップの幅が広くなることを意味する。したがって、実施例に係る回路によれば、伝送媒体と受信電極との間の距離が離れても安定して通信を行うことができる。

図１１は、実施例に係る回路において、結合用キャパシタ３１の結合容量Ｃｃを３ｐＦとしたときの周波数特性を示す。図１１から分かるように、静電容量Ｃｘが１０ｐＦでのピーク周波数は１０．０ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が６．９３Ｖであり、静電容量Ｃｘが７．０ｐＦでのピーク周波数は１０．０９ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が５．４２Ｖであり、静電容量Ｃｘが５．０ｐＦでのピーク周波数は１０．２０ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が３．４８Ｖであり、静電容量Ｃｘが４．０ｐＦでのピーク周波数は１０．２７ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が２．５５Ｖであった。これより、１０ＭＨｚでの出力が標準状態のときの半分にあるのは静電容量が５．０ｐＦのときであり、許容Ｃｘは５．０ｐＦである。

図１２は、実施例に係る回路において、結合用キャパシタ３１の結合容量Ｃｃを１ｐＦとしたときの周波数特性を示す。図９から分かるように、静電容量Ｃｘが１０ｐＦでのピーク周波数は１０．０ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が２．７Ｖであり、静電容量Ｃｘが３．０ｐＦでのピーク周波数は１０．０７ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が２．１Ｖであり、静電容量Ｃｘが１．５ｐＦでのピーク周波数は１０ＭＨｚであり、１０．１４ＭＨｚでの出力が１．３４Ｖであり、静電容量Ｃｘが１．０ｐＦでのピーク周波数は１０．１９ＭＨｚであり、１０ＭＨｚでの出力が０．９６Ｖであった。これより、１０ＭＨｚでの出力が標準状態のときの半分になるのは静電容量Ｃｘが１．５ｐＦのときであり、許容Ｃｘは１．５ｐＦである。

以上のシミュレーション結果から、実施例に係る回路においては、結合容量Ｃｃが小さい程、静電容量Ｃｘの変動による影響を抑え、通信可能な距離を拡大することができる。

ところで、本実施の形態に係る受信電極部１０は、図４に示す等価回路の通り、スパイラル電極２３の共振用インダクタンス（Ｌｏ）が、多数段に分割された回路構成をなし、結合容量Ｃｃが各分割インダクタに対して並列接続された分布定数的回路となっている。

そこで、図１３に示すように、スパイラル電極２３の共振用インダクタンス（Ｌｏ）を５分割した回路モデルについてシミュレーションを行った。この回路においては、結合用キャパシタ３１を容量２ｐＦである５つの並列接続された結合用キャパシタＣｃ１〜Ｃｃ５で構成し、スパイラル電極２３をインダクタンス値＝４．４μＨの５つの直列の共振用インダクタンスＬｏ１〜Ｌｏ５で構成している。このとき、標準状態としてＣｘ＝１０ｐＦのときに、共振周波数が１０ＭＨｚになるように共振用キャパシタ１１の容量（Ｃｏ）を８．９ｐＦに設定する。なお、受信機３へ入力する信号周波数を１０ＭＨｚとし、振幅を１Ｖｐｐとした。

図１４（ａ）〜（ｃ）にスパイラル電極２３のインダクタンスを分割した場合のシミュレーション結果を示す。標準状態であるＣｘ＝１０ｐＦのときには、図１４（ａ）に示すように、共振用インダクタンスＬｏの分割がない回路（特性曲線Ｃ）、共振用インダクタンスＬｏが２分割の回路（特性曲線Ｄ）、及び共振用インダクタンスＬｏが５分割の回路（特性曲線Ｅ）のいずれについても、静電容量Ｃｘが１０ｐＦにおいて１０ＭＨｚで共振している。

次に、これらの３つの回路において、静電容量Ｃｘを１ｐＦ（標準状態よりもギャップが大きい場合）のときの共振周波数のシフトを図１４（ｂ）に示す。図１４（ｂ）から分かるように、共振用インダクタンスＬｏの分割数が多いほど周波数シフトが抑えられていることを確認できた。

また、静電容量Ｃｘを１００ｐＦ（標準状態よりもギャップが小さい場合）のときの共振周波数のシフトを図１４（ｃ）に示す。図１４（ｃ）から分かるように、この場合も共振用インダクタンスの分割数が多いほど周波数シフトが抑えられていることを確認できた。

以上のシミュレーション結果から、本実施の形態のように受信電極２１とスパイラル電極２３とを分布定数的に結合する構成をとることにより、共振用インダクタンスＬｏの分割数を増大させることができるので、静電容量Ｃｘの変動に対する共振回路３０の共振周波数シフトをより効果的に抑えることができる。

上記構成を有する通信システムで通信を行う場合、送信機２において、人体１が導電性を示す周波数（数十ｋＨｚ〜数十ＭＨｚ）の搬送波を情報信号で変調して変調信号を得る。この変調信号は、増幅され、電圧変化に変換される。この電圧変化を送信機２の電極に印加することにより、この電極の周囲に変調信号に対応する電界を発生する。そして、この電界が人体１に付与される。人体１に付与された電界は、受信機３の受信電極２１で受けられる。受信電極２１に電界が加わると、受信電極部１０のスパイラル電極２３及び共振用キャパシタ１１とで構成される共振回路３０及びその後段の検出回路で前記変調信号を検出する。そして、検出回路の後段に位置する復調回路において、送信機２で使用した搬送波を用いて復調して情報信号を取得する。このようにして、人体を伝送媒体として情報信号の送受信を行うことができる。

以上、詳述したように本実施の形態によれば、受信電極２１とスパイラル電極２３との間には誘電体層２２を介して容量結合が生じ、その容量結合が分布定数的な結合となるので、伝送媒体１と受信電極２１との距離が変動しても、共振周波数はずれにくくなり、安定した通信が可能になる。

また、本実施の形態によれば、受信機３に構成する共振回路３０の共振用インダクタンスＬｏとして受信電極部１０のスパイラル電極２３を用いたので、受信回路１２の内部に共振用インダクタンスＬｏを設ける必要がなくなり、受信回路１２の小型化を図ることができる。大きな値のインダクタンスをＩＣ上に作ることは一般的に困難であるため、共振用インダクタンスＬｏがＩＣ内部に不要ということは、受信回路１２をＩＣ化する場合に非常に重要である。

（第２の実施の形態）
次に、カード型の電界通信用電子機器の実施の形態について説明する。
図１５は本実施の形態に係るカード型電界通信用電子機器の概略的な断面図である。方形状をなす受信電極４１と、該受信電極４１と同一形状で同一面積の基準電極４２とが所定距離隔てて対向配置されている。受信電極４１の基準電極４２に対向する側の面上に誘電体層４３を介してインダクタとして機能するスパイラル電極４４が形成されている。誘電体層４３は誘電率の大きいフェライト等の磁性材料を用いることができる。誘電体層４３の上面にはＩＣ化された受信回路４５が設けられている。スパイラル電極４４によるインダクタンスＬｏと共に共振回路を構成する共振用キャパシタンスＣｏは図示されていないが、受信回路４５の内部又は外部に設けられる。したがって、図３に示すように受信電極４１と共振回路（Ｌｏ＋Ｃｏ）との間が誘電体層４３の結合容量Ｃｃで分布定数的に容量結合することになる。また、受信回路４５と基準電極４２とは直流的に接続されている。この構成によれば、基準電極によって信号電流（交流電流）のリターンパスが強化され、受信感度を向上させることができる。

以上のように構成されたカード型の電界通信用電子機器によれば、受信電極４１と基準電極４２の面積が等しいので、受信電極４１と基準電極４２のどちらが伝送媒体１と対向しても通信性能に大きな差がなく、カードの表裏を区別することなく使用でき、使い勝手の良い電子機器となる。

上記した通り、スパイラル電極４４は対向配置された受信電極４１と基準電極４２との間に配置されている。そのため、スパイラル電極４４と基準電極４２との間に静電容量が生じて、当該静電容量によって信号ロスが生じる。そこで、スパイラル電極４４と受信電極４１の間の結合容量Ｃｃに比べ、スパイラル電極４４と基準電極４２の間に静電容量を小さくすることが信号ロスを抑制する上で重要である。また構造上この静電容量を小さくすることができない場合は、スパイラル電極４４と基準電極４２の間の静電容量と並列にインダクタンスを入れ、通信に用いる周波数でのインピーダンスが大きくなるように設定することも効果的である。

図１６はスパイラル電極４４と受信電極４１の間の結合容量Ｃｃに比べ、スパイラル電極４４と基準電極４２の間の静電容量を小さくする構成例である。なお、図１５と同一要素には同一符号を付している。スパイラル電極４４と受信電極４１の間の結合容量Ｃｃを形成する誘電体層４３として誘電率の大きい材料を用い、スパイラル電極４４と基準電極４２の間を誘電率の小さい誘電体層４６で埋めるようにする。誘電体層４３に好適な誘電率の大きい材料として、例えば、セラミクス、ガラス等の無機材料、エポキシ等の高誘電率の樹脂が挙げられる。また誘電体層４６に好適な誘電率の小さい材料として、例えば、ＡＢＳ樹脂、空気、多孔質材料が挙げられる。

また、図１６に示すように、スパイラル電極４４と対向する基準電極４２の一部を除去して開口部４７を形成するようにしても良い。スパイラル電極４４と対向する基準電極４２の一部を除去することで、スパイラル電極４４と基準電極４２との間の静電容量を効果的に削減できる。なお、１つの開口部４７を形成する代わりに、小さな孔を多数形成しても同様の効果を奏することができる。

また、図１７に示すように、スパイラル電極４４を透磁率の大きい絶縁性の磁性材料（たとえばフェライト）で覆うように構成することも有効である。スパイラル電極４４を透磁率の大きい絶縁性の磁性材料からなる高透磁率誘電体４８で覆うことにより、磁路を閉じることができ、スパイラル電極４４から外部へ放射される磁界による悪影響を抑えることができると共に、外部からスパイラル電極４４へのノイズの混入を抑えることができる。この結果、構成部品を近接させることが可能となり、モジュールの小型化を図ることもできる。

本発明は上記実施の形態に限定されず、種々変更して実施することが可能である。例えば、送信機における変調回路や変換回路、受信機における検出回路や復調回路などの構成については上記実施の形態に限定されず、適宜変更することができる。また、上記実施の形態における寸法、数値などについては特に限定されず、本発明の範囲内において変更することが可能である。その他、本発明の範囲を逸脱しないで適宜変更して実施することができる。

（ａ）基準電極を備えない受信機を用いる第１の実施の形態に係る通信システムの全体図、（ｂ）基準電極を備えた受信機を用いる第１の実施の形態に係る通信システムの全体図である。 第１の実施の形態における受信電極部の概略的な平面図及び断面図である。 第１の実施の形態における受信機の原理図である。 第１の実施の形態における受信機の等価回路図である。 （ａ）受信電極が結合容量を介して共振回路に接続した回路モデルの構成図、（ｂ）受信電極が結合容量を介さずに共振回路に接続した回路モデルの構成図である。 受信機における共振周波数の周波数シフトを示す図である。 受信機における共振周波数の周波数シフトを示す図である。 受信機における共振周波数の周波数シフトを示す図である。 受信機における静電容量Ｃｘの変化による出力変化を示す図である。 受信機における静電容量Ｃｘの変化による出力変化を示す図である。 受信機における静電容量Ｃｘの変化による出力変化を示す図である。 受信機における静電容量Ｃｘの変化による出力変化を示す図である。 共振用インダクタ（Ｌｏ）を５分割した回路モデルの構成図である。 （ａ）〜（ｃ）は、受信機における共振周波数の周波数シフトを示す図である。 第２の実施の形態に係るカード型電界通信システムの断面図である。 第２の実施の形態において一部変形したカード型電界通信システムの断面図である。 第２の実施の形態において他の一部を変形したカード型電界通信システムの断面図である。

符号の説明

１ 伝送媒体（人体）
２ 送信機
３ 受信機
１０ 受信電極部
１１ 共振用キャパシタンス
１２、４５ 受信回路
１３、４２ 基準電極
２１、４１ 受信電極
２２、４３ 誘電体層
２３、４４ スパイラル電極
３０ 共振回路
３１ 結合用キャパシタンス
４７ 開口部
４８ 高透磁率誘電体

Claims (9)

1. 伝送媒体に電気的に結合し、情報信号に応じた電界を前記伝送媒体に付与する送信機と、前記伝送媒体に電気的に結合し、前記伝送媒体に付与された電界を検出する受信機からなる電界通信システムにおいて、
   前記受信機には、前記情報信号に応じた電界が付与された伝送媒体に電気的に結合し当該伝送媒体から電界を受ける受信電極と、前記受信電極に対向配置されたインダクタ用電極と、前記インダクタ用電極に接続された共振用キャパシタおよび受信回路部とを備え、
   前記受信電極と前記インダクタ用電極は容量結合し、
   前記インダクタ用電極と前記共振用キャパシタとにより共振回路を構成することを特徴とする電界通信システム。
2. 伝送媒体に電気的に結合し、情報信号に応じた電界を前記伝送媒体に付与する送信機と、前記伝送媒体に電気的に結合し、前記伝送媒体に付与された電界を検出する受信機からなる電界通信システムにおいて、
   前記受信機には、前記情報信号に応じた電界が付与された伝送媒体に対して電気的に結合し当該伝送媒体から電界を受ける受信電極と、前記受信電極から離間して配置された基準電極と、前記受信電極に対向配置されたインダクタ用電極と、前記インダクタ用電極に接続された共振用キャパシタと、前記共振用キャパシタおよび前記基準電極に接続された受信回路部とを備え、
   前記受信電極と前記インダクタ用電極は容量結合し、
   前記インダクタ用電極と前記共振用キャパシタとにより共振回路を構成することを特徴とする電界通信システム。
3. 前記受信電極の前記インダクタ用電極との対向面に誘電体が配置され、前記誘電体を介して前記受信電極と前記インダクタ用電極とが分布定数的に容量結合することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電界通信システム。
4. 前記インダクタ用電極は、スパイラル状に形成されたスパイラル電極であることを特徴とする請求項３記載の電界通信システム。
5. 前記受信電極と前記基準電極とが前記受信回路を挟み込んで対向配置されたことを特徴とする請求項２から請求項４のいずれかに記載の電界通信システム。
6. 前記インダクタ用電極と前記受信電極との間の静電容量に比べ、前記インダクタ用電極と前記基準電極との間の静電容量が小さいことを特徴とする請求項２から請求項５のいずれかに記載の電界通信システム。
7. 前記インダクタ用電極の磁路が閉じていることを特徴とする請求項１から請求項６のいずれかに記載の電界通信システム。
8. 情報信号に応じた電界が付与された伝送媒体から電界を検出して前記情報信号を受信する受信回路を有する電界通信システムにおける受信電極構造であって、
   前記伝送媒体から電界を受ける受信電極と、前記受信電極に近接配置されたインダクタ用電極とを備えて構成され、前記受信電極と前記インダクタ用電極は容量結合し、前記インダクタ用電極のインダクタンスが前記電界通信システム内の共振回路の一部を構成することを特徴とする受信電極構造。
9. 前記受信電極と前記インダクタ用電極は分布定数的に容量結合することを特徴とする請求項８記載の受信電極構造。

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